JP2005117804A

JP2005117804A - 電力変換装置

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Publication number: JP2005117804A
Application number: JP2003349937A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Yuki; 和明結城; Kenji Ito; 健治伊藤; Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-10-08
Filing date: 2003-10-08
Publication date: 2005-04-28

Abstract

【課題】スイッチング素子の最大遮断電流が小さく、高効率，高力率で、過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置の提供。
【解決手段】交流電源ＳＵＰに接続される変圧器ＴＲ又は交流リアクトルＬｓ、電力用ダイオード整流器ＲＥＣ、リカバリー電流抑制用リアクトルＬａ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ、直流平滑コンデンサＣｄ、双方向チョッパＣＨＯ及びエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣを備える電力変換装置において、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃを制御し且つ直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ^＊に一致するように制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、エネルギー蓄積装置及び／又は抵抗装置と、電力回生可能な交流／直流電力変換器及び電力用ダイオード整流器とを組み合わせ、負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置に関する。

電気鉄道直流き電システム等では、３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器により３相交流電力を直流電力に変換する方式が多く採用されている。この方式は過負荷耐量に優れ、変換器コストが安くできる利点を有する。

しかし、電車が回生ブレーキをかけたときにその電力を交流電源側に回生できず、しばしば回生失効を起こすという問題点があった。また、負荷電流依存性があり、直流き電電圧が負荷によって大きく変動する欠点があった。

図４１は、従来の電気鉄道き電システムにおける電力変換装置の一例を示すもので、３相交流電源ＳＵＰに変圧器ＴＲを介してダイオード整流器ＲＥＣが接続され、このダイオード整流器ＲＥＣに、抵抗チョッパ装置Ｒ−ＣＨＯ及び電車負荷Ｌｏａｄが接続されている。

抵抗チョッパ装置Ｒ−ＣＨＯは、スイッチング素子Ｑと抵抗器Ｒ及び還流ダイオードで構成されており、その制御回路として、比較器Ｃ、電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭが用意されている。

ダイオード整流器ＲＥＣは、３相交流を直流に変換するもので、電車負荷Ｌｏａｄが力行運転しているときに、その負荷電流ＩＬを供給する。

一般に、電車負荷Ｌｏａｄは、複数の列車からなり、力行車両もあれば回生車両もある。回生車両からの回生電力が力行車両の消費電力より小さければ、電力の不足分はダイオード整流器ＲＥＣから供給され、あまり問題なく運転できる。しかし回生電力が力行車の消費電力より大きくなった場合、直流き電電圧Ｖｄが上昇し、やがて回生失効に至る。

そこで、直流電圧Ｖｄが上がってきた場合、抵抗チョッパＲ−ＣＨＯを動作させ、余った回生電力を抵抗器Ｒに消費させる。すなわち、指令値Ｖｄ＊に対し、直流電圧Ｖｄが大きくなった場合、比較器Ｃの出力εｖ＝−Ｖｄ＊＋Ｖｄは正の値となり、電圧制御回路Ｇｖ（ｓ）により増幅され、ＰＷＭ制御回路の指令値ｅ＊を増加させる。その結果、抵抗器Ｒに印加される電圧が大きくなり、流れる電流ＩＲが増加し、直流電圧Ｖｄを下げることができる。余った回生電力が小さくなると、ＰＷＭ制御回路の指令値ｅ＊が小さくなり、抵抗器Ｒに流れる電流ＩＲも小さくなる。

以上のように、図４１に示した従来の装置でも回生失効を防止することができるが、あまった回生電力を全て抵抗器Ｒに熱エネルギーとして消費させるため、運転効率が悪くなり、地球環境への影響からみても望ましくない。また、回生電力を消費するための抵抗チョッパ装置Ｒ−ＣＨＯの容量も大きくなり、電力変換装置としてのコストも高くなる等の問題があった。

図４２は、従来の電気鉄道き電システムにおける電力変換装置の別の例を示すもので、特許文献１等に開示されている。３相交流電源ＳＵＰに変圧器ＴＲを介してダイオード整流器ＲＥＣが接続され、このダイオード整流器ＲＥＣに、双方向チョッパ装置ＣＨＯ及びエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣと、直流コンデンサＣｄと、電車負荷Ｌｏａｄとが接続されている。

双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ、例えば、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等への充放電電流Ｉｅを制御する。その制御回路として、比較器Ｃ１，Ｃ２、電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御回路Ｇｉ（Ｓ）及びパルス幅変調制御回路ＰＷＭが用意されている。

ダイオード整流器ＲＥＣは、３相交流を直流に変換するもので、電車負荷Ｌｏａｄが力行運転しているときに、その負荷電流ＩＬを供給する。前にも述べたように、回生車両からの回生電力が力行車両の消費電力より小さければ、電力の不足分はダイオード整流器から供給され、あまり問題なく運転できる。

回生電力が力行車の消費電力より大きくなり、直流き電電圧Ｖｄが上昇した場合、双方向チョッパＣＨＯを動作させ、余った回生電力をエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄える。

すなわち、電圧指令値Ｖｄ＊に対し直流電圧Ｖｄが大きくなった場合、比較器Ｃ１の出力εｖ＝−Ｖｄ＊＋Ｖｄは正の値となり、電圧制御回路Ｇｖ（ｓ）により増幅され、電流指令値Ｉｅ＊を増加させる。比較器Ｃ２により、当該指令値Ｉｅ＊とエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電電流の検出値Ｉｅを比較し、その偏差εｉ＝Ｉｅ＊−Ｉｅを次の電流制御回路Ｇｉ（Ｓ）で増幅して、ＰＷＭ制御回路の指令値ｅ＊を増加させる。その結果、直流リアクトルＬｅに印加される電圧が大きくなり、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電電流Ｉｅが増加し、直流電圧Ｖｄを下げることができる。余った回生電力が小さくなると、ＰＷＭ制御回路の指令値ｅ＊が小さくなり、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電電流Ｉｅも小さくなる。結果的に、Ｖｄ＝Ｖｄ＊に制御され、回生失効を防止することができる。

図４１の従来装置では、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄えられたエネルギーは、力行車の消費電力が大きくなったときに利用し、回生電力の有効利用ができる。しかし、電車の回生エネルギーは非常に大きく、そのエネルギーを蓄えるエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの容量も相当大きくなる。最近は、寿命が長く、急速充放電が可能な電気二重層キャパシタがエネルギー蓄積装置として注目されているが、容量の大きいものとなるとコストが高く、不経済なシステムとなってしまう。
特開２００１−２６０７１９号公報

以上のように、従来装置では、余った回生電力を一時蓄え、必要なときにそのエネルギーを放出して有効利用を図ることができるが、エネルギー蓄積装置の容量が大きくなり、不経済なシステムとなる問題があった。また、交流電源へ電力回生が可能な電力変換器として、従来、パルス幅変調制御による自励式変換器（ＰＷＭコンバータと呼ぶ）があるが、入力電流リプルを小さくするにはスイッチング周波数（ＰＷＭ制御のキャリア周波数）を高くする必要があり、変換器損失が大きくなる。

また、ＰＷＭコンバータを構成する自己消弧素子（ＩＧＢＴやＧＴＯ等）は、当該コンバータの交流入力電流のピーク値を遮断する必要があり、例えば、３００％過負荷運転を求められる電鉄用電力変換装置では、当該過負荷時の大電流を遮断するだけの素子を用意することが必要であった。

さらに、変換器の電圧利用率（交流出力電圧／直流電圧）が低いため、変換器トランスの２次電圧が上げられず、その分変換器の電流容量を上げなければならない等の問題があった。

本発明の目的は、瞬間的な回生大電力を吸収又は蓄積し、その蓄積エネルギーの有効利用を図るとともに自励式変換器の容量低減を図り、またこの自励式変換器のスイッチング周波数を高くすることなく入力電流歪みを小さくし、変換器の電圧利用率が高く、スイッチング素子の最大しゃ断電流が小さく、高効率，高力率で、電力回生可能な過負荷耐量に優れた経済的な電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換装置（請求項１）は、交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して接続された電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御することにより、電圧形自励式電力変換器のしゃ断電流を小さく抑えている。

リカバリー電流抑制リアクトルは、電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

電圧形自励式電力変換器は、交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、その交流側出力電圧Ｖｃの電源電圧Ｖｓに対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御する。

パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルに（又は変圧器のもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。

電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｃの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｃと電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｓと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。

また、電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、電圧形自励式電力変換器の電圧利用率（交流出力電圧の実効値／直流電圧）が高くできる。すなわち、変圧器の２次電圧を高くできるため、出力容量が同じならば、電圧形自励式電力変換器の電流容量を小さくでき、自己消弧素子の電流容量の小さいもので済む。

回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｃのゼロクロス付近で行うことにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、しゃ断電流の小さい自己消弧素子で電圧形自励式電力変換器を構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。

これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

電圧形自励式電力変換器は、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定になるように、前記交流電源から供給される電流Ｉｃを制御する。負荷装置は、この直流平滑コンデンサを電圧源とするもので、例えば、電車負荷などがある。力行運転で、当該負荷装置が電力ＰＬを消費すると、直流電圧Ｖｄが下がるので、指令値Ｖｄ＊に一致させるように上記入力電流Ｉｃを増加させる。定常的に、負荷装置の消費電力ＰＬと交流電源から供給する電力Ｐｓはつりあい、直流電圧もＶｄ＝Ｖｄ＊に制御される。逆に、回生運転では、負荷側から電力ＰＬが戻され、直流電圧Ｖｄが上がるので、入力電流Ｉｃの位相を反転させ、有効電力Ｐｓを交流電源に回生する。

このとき、エネルギー蓄積装置は、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

本発明に係る電力変換装置（請求項５）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする。

本発明では、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、並列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。

エネルギー蓄積装置は、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを変えることより、前記変圧器のもれインダクタンスＬｘ１〜Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎを調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２＋…Ｉｃｎは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項６）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明では、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置をｎ台用意し、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器を用いて、並列多重運転するように構成したもので、変換器間の横流の抑制と、変換装置の大容量化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器を並列多重運転する場合、当該変換器間に横流が流れる。この横流の大きさは、直流電圧Ｖｄの値と前記ｎ台の変圧器のもれインダクタンス値Ｌｘ１〜Ｌｘｎによってほぼ決定される。

請求項５のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

本発明のように、各変換器毎に、変圧器を分けることにより、各変圧器の１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制する作用を果たし、外部リアクトル無しで、横流を十分小さな値に抑えることが可能となる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを変えることより、ｎ台の変圧器のもれインダクタンスＬｘ１〜Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎを調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２＋…Ｉｃｎは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項７）は、３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明では、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置をｎ台用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器を用いて、直列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流のリプルを抑制することができ、電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子の最大遮断電流を小さくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋…Ｖｃｎの位相角φを変えることより、ｎ台の変圧器のもれインダクタンスの和Ｌｘｏ＝Ｌｘ１＋Ｌｘ２＋…Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃを調整することができる。また、多重化により、その入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋…Ｖｃｎの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

本発明に係る電力変換装置（請求項８）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明において、エネルギー蓄積装置は、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

また本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを変えることより、ｎ台の交流リアクトル（又は、変圧器のもれインダクタンス）に印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器の入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎを調整することができる。ｎ台の電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、各直流平滑コンデンサＣｄ１〜Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２＋…＋Ｖｄｎが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項９）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明において、エネルギー蓄積装置は、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器毎に変圧器を設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。

請求項８のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを変えることより、ｎ台の変圧器のもれインダクタンスＬｘ１〜Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、各変換器の入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎを調整することができる。また、多重化により、その合成入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、合成入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、各変換器の入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項１３）は、交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器及び抵抗装置を組み合わせることにより、回生運転時の自励式電力変換器の容量低減を図り、かつ、力行運転の過負荷耐量を大きくする。

力行運転時は、大部分の電流が電力用ダイオード整流器に流れるように制御されるため、過負荷耐量を大きくできる。リカバリー電流抑制リアクトルは、電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器の各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

一方、回生運転時は、大部分の電流が電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子に流れる。しかし、前記開閉器を前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器が回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。

電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｃの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｃと電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｃと交流リアクトルの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

また、電圧形自励式電力変換器の交流側出力電圧の波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、変換器の電圧利用率（交流出力電圧の実効値／直流電圧）が高くできる。すなわち、変圧器の２次電圧を高くできるため、出力容量が同じならば、変換器の電流容量を小さくでき、自己消弧素子の電流容量の小さいもので済む。

本発明に係る電力変換装置（請求項１７）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器を組み合わせた電力変換装置をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、並列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。また、抵抗装置と組み合わせることにより、回生運転時の前記ｎ台の自励式電力変換器の容量低減を図ることが可能となる。

また、前記開閉器を前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来は抵抗装置に電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本発明によれば、抵抗装置を開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、変換器容量の低減を達成できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項１８）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑と、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧Ｖに対する位相角を調整することにより、交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御したことを特徴とする。

請求項１７のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

本発明のように、各変換器毎に、変圧器を分けることにより、各変圧器の１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制する作用を果たし、外部リアクトルＬｓ無しで、横流を十分小さな値に抑えることが可能となる。

また、前記開閉器を前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来は抵抗装置に電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本発明によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項１９）は、３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、当該直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器を用いて、直列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により各変換器の交流側入力電流のリプルが小さくなり、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の自己消弧素子の最大遮断電流を小さくできる利点がある。また、変換器間に横流が流れないので、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。

また、前記開閉器を前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来は抵抗装置に電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本発明によれば、抵抗装置を開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項２０）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続されたに負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、前記ｎ個の直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。また、抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生運転時の前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器の容量低減を図ることが可能となる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、各直流平滑コンデンサＣｄ１〜Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２＋…＋Ｖｄｎが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

力行運転時は、大部分の電流がｎ台の電力用ダイオード整流器を介して流れるため、過負荷耐量が大きくできる。また、回生運転時は、大部分の電流が自励式電力変換器の自己消弧素子を介して流れるが、変換器力率が１に近いところで動作するため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。

また、前記開閉器を前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来は抵抗装置に電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本実施形態の装置によれば、抵抗装置を開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項２１）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続されたに負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器毎に変圧器を設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。

さきの請求項２０のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

本発明に係る電力変換装置（請求項２５）は、交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して接続された電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器と、エネルギー蓄積装置、及び抵抗装置を組み合わせた電力変換装置で、力行運転での過負荷耐量を大きくし、回生運転時のエネルギー蓄積装置の容量低減と、自励式電力変換器容量の低減を図るものである。

回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｃのゼロクロス付近で行うことにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、しゃ断電流の小さい自己消弧素子で電圧形自励式電力変換器を構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。これにより、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項２９）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、並列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。また、エネルギー蓄積装置及び抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生エネルギーの有効利用と、エネルギー蓄積装置の容量低減、及び自励式電力変換器容量の低減を図ることが可能となる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、ｎ台の電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの位相角φを変えることより、変圧器のもれインダクタンスＬｘ１〜Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓ１〜Ｉｃｎを調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２＋…Ｉｃｎは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

また、エネルギー蓄積装置は、前記負荷装置からの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御する。すなわち、回生エネルギーの一部を吸収・蓄積し、力行運転時に蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

電気鉄道の変電所などでは、回生インバータにより電力を回生した場合、その電力はもっぱら所内の負荷に供給する。その所内負荷以上の電力を回生した場合には、余った電力を系統にもどすが、契約上、電気料金には反映されない。

そのため、所内負荷が定常的に消費する電力を回生するのが最良の運用方法となる。しかし、回生車両からくる電力は一定ではなく、常に変化しており、回生電力を制限してしまうと、直流き電電圧が上がって回生失効に至る。そこで、前記エネルギー蓄積装置は、前記負荷装置からの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御する。これにより、ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力は前記第１の設定値に抑えられ、しかも、その設定値を所内負荷の電力程度にすることにより、電気料金を効率的に節約することができる。

回生電車からの回生電力がさらに大きくなり、第２の設定値Ｐ２を超えた場合には、前記抵抗装置の開閉器を投入し、回生電力の一部を消費させる。これにより、エネルギー蓄積装置の電力を授受する双方向チョッパの容量を抑えることができ、かつ、エネルギー蓄積装置そのものの容量も低減することが可能となる。これにより、全体システムのコストを低減でき、経済的な電力変換装置を提供できる。また、この抵抗装置を動作させる時間はわずかであり、短時間定格で設計された抵抗装置を用意すればよく、装置の小型軽量化を図ることができる。

本発明によれば、余った回生電力を一旦エネルギー蓄積装置に蓄えることにより、回生失効を防止し、かつ、所内負荷に必要な電力だけをｎ台の電圧形自励式電力変換器から供給できる。さらに、エネルギー蓄積装置に蓄えたエネルギーをｎ台の電圧形自励式電力変換器により、徐々に所内負荷に供給でき、次の回生までにできるだけ多くエネルギーを放出することにより、エネルギー蓄積装置の容量を低減することが可能となる。当然のことながら、当該蓄積エネルギーは力行車両への供給電力としても有効利用が可能となる。また、回生電力が一時的に増加した場合には、抵抗装置に回生電力の一部を消費させることにより、前記双方向チョッパやエネルギー蓄積装置の容量を抑えることができる。これにより、小さな容量のｎ台の電圧形自励式電力変換器と、小さな容量の双方向チョッパと、小さな容量のエネルギー蓄積装置で、回生失効を防止とエネルギーの有効利用ができる経済的な電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明に係る電力変換装置（請求項３０）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器を用いて、並列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器毎に変圧器を設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。また、エネルギー蓄積装置及び抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生エネルギーの有効利用と、エネルギー蓄積装置の容量低減、及び自励式電力変換器容量の低減を図ることが可能となる。

請求項２９のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

電圧形自励式電力変換器を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃ１〜Ｉｃｎの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

本発明に係る電力変換装置（請求項３１）は、３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用を介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、１次巻線を直列接続し、適宜の位相差を持たせた２次巻線を有するｎ台の３相変圧器を用いて、直列多重運転するように構成したもので、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流のリプルを抑制することができ、自己消弧素子の最大遮断電流を小さくできる利点がある。また、変換器間に横流が流れないので、従来の交流リアクトルＬｓを省略することが可能となる。これにより、過負荷耐量に優れ、電力回生が可能な、高効率・低コストの大容量電力変換装置を提供することができる。

また、エネルギー蓄積装置及び抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生エネルギーの有効利用と、エネルギー蓄積装置の容量低減、及び自励式電力変換器容量の低減を図ることが可能となる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器の交流出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋…Ｖｃｎの位相角φを変えることより、ｎ台の変圧器のもれインダクタンスの和Ｌｘｏ＝Ｌｘ１＋Ｌｘ２＋…Ｌｘｎに印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｓを調整することができる。また、多重化により、その入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

エネルギー蓄積装置は、前記負荷装置からの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御する。すなわち、回生エネルギーの一部を吸収・蓄積し、力行運転時に蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

また、回生電車からの回生電力がさらに大きくなり、第２の設定値Ｐ２を超えた場合には、前記抵抗装置の開閉器を投入し、回生電力の一部を消費させる。これにより、エネルギー蓄積装置の電力を授受する双方向チョッパの容量を抑えることができ、かつ、エネルギー蓄積装置そのものの容量も低減することが可能となる。これにより、全体システムのコストを低減でき、経済的な電力変換装置を提供できる。また、この抵抗装置Ｒを動作させる時間はわずかであり、短時間定格で設計された抵抗装置を用意すればよく、装置の小型軽量化を図ることができる。

本発明に係る電力変換装置（請求項３２）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑を直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続した負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。また、エネルギー蓄積装置及び抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生エネルギーの有効利用と、エネルギー蓄積装置の容量低減、及び自励式電力変換器容量の低減を図ることが可能となる。

本発明に係る電力変換装置（請求項３３）は、３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続した負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする。

本発明は、電力用ダイオード整流器と電圧形自励式電力変換器をｎ台用意し、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器を用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器毎に変圧器を設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。また、エネルギー蓄積装置及び抵抗装置と組み合わせて運転することにより、回生エネルギーの有効利用と、エネルギー蓄積装置の容量低減、及び自励式電力変換器容量の低減を図ることが可能となる。

請求項３２のように、１台の変圧器に複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器のもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓを挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、ｎ台の直流平滑コンデンサに印加されるそれぞれの電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２＋…＋Ｖｄｎが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力電力変換装置を提供できる。

以上のように本発明によれば、電力回生可能な電圧形自励式電力変換器と、エネルギー蓄積装置あるいは抵抗器と組み合わせることにより、瞬間的な回生大電力を吸収又は蓄積し、その蓄積エネルギーの有効利用を図るとともに自励式電力変換器の容量低減及びエネルギー蓄積装置の容量低減を図ることが可能な電力変換装置を提供できる。

また、当該自励式電力変換器のスイッチング周波数を高くすることなく入力電流歪みを小さくし、変換器の電圧利用率が高く、スイッチング素子の最大しゃ断電流が小さく、高効率，高力率で電力回生可能な交流／直流電力変換装置を提供することができる。

（第１の実施の形態）（請求項１に対応）
図１に示すように、本実施形態の電力変換装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ及びエネルギー蓄積装置を組み合わせたもので、電車負荷等への電力供給を行うとともに、回生電力を効率良く交流電源ＳＵＰにもどし、必要により回生エネルギーを蓄積し、力行運転時に利用するものである。特に、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの容量低減を図るとともに、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量低減を図る。

変圧器ＴＲの２次巻線に交流リアクトルＬｓを介して３相ブリッジ結線された電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣの交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して、３相ブリッジ結線された電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子が接続される。なお、交流リアクトルＬｓは、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｘを大きめにすることで省略することもできる。

リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。通常Ｌａは数１０μＨのインダクタンス値で、交流リアクトルＬｓと比べると、２桁ぐらい小さいものでよい。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。例えば、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして電気二重層キャパシタを使った場合、その蓄積エネルギーは、（１／２）Ｃｅ×Ｖｅ２となり、印加電圧Ｖｅの２乗に比例する。

双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂと、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅを制御する。負荷装置Ｌｏａｄは、例えば、電車負荷で、力行及び回生運転が行われる。所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは、電鉄変電所内の負荷で、例えば、照明やエアコン等がある。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御回路として、直流電圧制御回路ＡＶＲ，入力電流制御回路ＡＣＲ１及び位相制御回路ＰＨＣなどが用意される。なお、Ｚは３相電流をｄｑ座標軸の電流に変換する座標変換器である。

また、双方向チョッパＣＨＯの制御回路として、電流指令発生器ＲＥＦ，充放電電流制御回路ＡＣＲ２，パルス幅変調制御回路ＰＷＭが用意されている。

以下、順に本実施形態の装置の動作を説明する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定になるように、入力電流Ｉｃを制御する。すなわち、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差を増幅して入力電流Ｉｃの有効分の指令値Ｉｑ＊を与える。入力電流Ｉｃは座標変換器Ｚにより、３相／ｄｑ軸変換され、そのｑ軸成分Ｉｑが有効電流検出値となる。電流制御回路ＡＣＲ１により、電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差を増幅して、位相制御回路ＰＨＣに位相制御信号φ＊を与える。位相制御回路ＰＨＣは、電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを前記指令値に従って制御するもので、位相角φ（遅れ）を大きくすることにより、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑが増加し、交流電源ＳＵＰから負荷装置Ｌｏａｄに電力が供給される。逆に、位相角φを負（進み）方向に増やすと、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑは負の値となり、負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力を交流電源ＳＵＰにもどすことができる。もちろん、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶをパルス幅変調制御することにより、直流電圧Ｖｄがほぼ一定になるように入力電流Ｉｃを制御することもできる。

図２は、図１の装置の具体的な主回路構成例と、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御回路ブロック図の実施形態を示す。

図中、ＳＵＰは３相交流電源、Ｒ，Ｓ，Ｔは当該交流電源ＳＵＰの３相端子、ＴＲは変圧器、Ｌｓは交流リアクトル、ＲＥＣは電力用ダイオード整流器、Ｌａはリカバリ電流抑制リアクトル、ＣＮＶは電圧形自励式電力変換器、Ｃｄは直流平滑コンデンサ、ＣＨＯは双方向チョッパ、ＥＤＬＣはエネルギー蓄積装置、Ｌｏａｄは電車負荷を表す。

ダイオード整流器ＲＥＣは電力用ダイオードＰＤ１〜ＰＤ６で構成され、また、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６と、高速ダイオードＤ１〜Ｄ６で構成されている。

双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂと、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅを制御する。

一方、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御回路として、比較器Ｃ１，Ｃ２、加算器ＡＤ、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）、フィードフォワード補償器ＦＦ、座標変換回路Ｚ、電源同期位相検出回路ＰＬＬ、位相制御回路ＰＨＣを用意している。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷Ｌｏａｄが消費する直流電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｃ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）の検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬは３相交流電源電圧に同期した位相信号θｒ，θｓ，θｔを作り、位相制御回路ＰＨＣに入力する。位相制御回路ＰＨＣは、前記位相角指令値φ＊と位相信号θｒ，θｓ，θｔを用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６のゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φを制御することにより、入力電流を制御する。

図３は、本実施形態の装置の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御動作を説明するための交流側等価回路を示す。また、図４はその電圧・電流ベクトル図を示す。図中、Ｖｓは電源電圧，Ｖｃは電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧，Ｉｃは入力電流、ｊωＬｓ・Ｉｃは交流リアクトルＬｓによる電圧降下分（ただし、リアクトルＬｓの抵抗分は十分小さいものとして無視した）を表わす。ベクトル的に、Ｖｓ＝Ｖｃ＋ｊωＬｓ・Ｉｃの関係がある。

電源電圧Ｖｓの波高値と電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値とは大略一致するように合わせる。直流電圧Ｖｄは負荷側からの要求で決まる場合が多く、前記パルスパターンを決めると、交流出力電圧Ｖｃの基本波波高値は決まってしまう。そこで、電源側に変圧器ＴＲを設置し、その２次電圧をＶｓとして、波高値を合わせる。

入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを調整することにより制御できる。すなわち、位相角φ＝０とすると、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃはゼロとなり、入力電流Ｉｃもゼロとなる。位相角（遅れ）φを増やしていくと、ｊωＬｓ・Ｉｃの電圧が増加し、入力電流Ｉｃもその値に比例して増加する。入力電流ベクトルＩｃは、電圧ｊωＬｓ・Ｉｃに対し電気角９０°遅れており、電源電圧Ｖｓに対しては、φ／２だけ遅れたベクトルとなる。従って、電源側から見た入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。

一方、自励式電力変換器の交流出力電圧をＶｃ′のように位相角φを進み方向に増やしていくと、交流リアクトルＬｓに印加される電圧ｊωＬｓ・Ｉｃも負となり、入力電流はＩｃ′のように、電源電圧Ｖｓに対し（π−φ／２）の位相角となる。すなわち、電力Ｐｓ＝Ｖｓ・Ｉｃは負となり、電力を電源に回生することができる。電源電圧Ｖｓを基準にして、交流出力電圧Ｖｃを図の破線に沿ってＶｃ′の方向に回していくと、入力電流ベクトルＩｃは破線に沿ってＩｃ′の方向に変化する。

図２において、有効電流Ｉｑは次のように制御される。

Ｉｑ＊＞Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が増加し、入力電流Ｉｃを増加させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが増加し、やがてＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。逆に、Ｉｑ＊＜Ｉｑとなった場合、電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）の出力φ＊が減少し又は負の値になり、入力電流Ｉｃを減少させる。入力力率≒１なので、有効電流Ｉｑが減少し、やはりＩｑ＊＝Ｉｑとなって落ち着く。

また、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄは次のように制御される。

Ｖｄ＊＞Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ＊が増加し、上記のようにＩｑ＊＝Ｉｑに制御されるので、有効電力が交流電源ＳＵＰから直流平滑コンデンサＣｄに供給される。その結果、直流電圧Ｖｄが増加し、Ｖｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

逆に、Ｖｄ＊＜Ｖｄとなった場合、電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）の出力Ｉｑ＊が減少し又は負の値となり、有効電力が直流平滑コンデンサＣｄから交流電源ＳＵＰ側に回生される。その結果、直流電圧Ｖｄが減少し、やはりＶｄ＊＝Ｖｄとなるように制御される。

図２の装置では、負荷Ｌｏａｄがとる直流電流ＩＬを検知し、その量に見合った有効電流を供給するようにフィードフォワード補償器ＦＦで補償量ＩｑＦＦ＝ｋ１・ＩＬを演算し、加算器ＡＤに入力している。これにより、負荷が急変した場合、それに見合った入力電流（有効電流）Ｉｑが供給され、直流平滑コンデンサＣｄの印加電圧Ｖｄの変動を抑えている。

図５は、図２の装置の位相制御回路ＰＨＣの実施形態を示す。図中、ＡＤｒ，ＡＤｓ，ＡＤｔは加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３はパルスパターン発生器を示す。

加減算器ＡＤｒ，ＡＤｓ，ＡＤｔは、位相信号θｒ，θｓ，θｔから前記位相角指令値φ＊を引き算し、新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔを作る。当該新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔは、０〜２πの周期関数で、電源周波数に同期して変化する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３は、前記新たな位相信号θｃｒ，θｃｓ，θｃｔに対して、一定のパルスパターンとなるようにゲート信号ｇ１〜ｇ６を発生する。

パルスパターン発生器ＰＴＮ１は、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンをテーブル関数として記憶したもので、図６に１パルス動作時の波形を示す。

図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。すなわち、入力θｃｒに対し、次のようなゲート信号ｇ１（又はｇ４）を出力する。

０≦θｃｒ＜π の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
π≦θｃｒ＜２π の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。

図７は、図６のパルスパターンで電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相各部動作波形を示す。なお、説明の便宜上、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ遅れている。また、入力電流Ｉｒは電源電圧Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流を、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１とＰＤ４の電流を、それぞれ表わしている。以下に、そのときの動作を図４を用いて説明する。

入力電流Ｉｒが負から正に変るまでは電力用ダイオードＰＤ４を介して電流が流れている。この状態から電流Ｉｒの向きが変ると素子Ｓ４がオン状態にあるので、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れるようになる。次に、素子Ｓ４をオフすると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れる。高速ダイオードＤ１の順方向降下電圧ＶＦＤ１に対し、電力用ダイオードＰＤ１の順方向降下電圧ＶＦＰＤ１方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ１から電力用ダイオードＰＤ１に移っていく。その転流時間はリカバリ電流抑制用リアクトルＬａのインダクタンス値に反比例する。Ｌａを過飽和リアクトルにすることにより、流れる電流の大きいところでインダクタンス値が小さくなり、高速ダイオードに流れていた電流がより速く電力用ダイオードに移り、損失が低減される。

入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

力行運転時の入力電流Ｉｒの大部分は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４に流れるので、損失が小さく、過負荷耐量の大きな電力変換装置を提供できる。

自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。例えば、φ＝２０°の場合、Ｉｍａｘ＝０．１７４×Ｉｃｍとなる。すなわち、自己消弧素子のしゃ断電流が小さいものを用意すればよく、コストの安い電力変換装置を提供できる。

図８は、回生運転時の動作波形を示すもので、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１，ＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｒに対し、位相角φだけ進んでいる。また、入力電流Ｉｒは電源電圧の反転値−Ｖｒに対し、位相角（φ／２）だけ進んで流れる。

入力電流Ｉｒが負で、素子Ｓ１がオン（Ｓ４はオフ）のときは、入力電流Ｉｒは素子Ｓ１とリカバリ電流抑制用リアクトルＬａを介して流れる。素子Ｓ１をオフ（Ｓ４をオン）すると、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａの作用により、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ４を介して流れる。高速ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶＦＤ４に対し、電力用ダイオードＰＤ４の順方向降下電圧ＶＦＰＤ４方が低いため、その電圧差により、リカバリ電流抑制用リアクトルＬａに流れている電流が徐々に小さくなり、入力電流Ｉｒは、高速ダイオードＤ４から電力用ダイオードＰＤ４に移っていく。入力電流Ｉｒが反転すると、素子Ｓ４に電流が流れ、上記と同様に素子Ｓ４をオフすることにより、まず高速ダイオードＤ１に電流が移り、やがて電力ダイオードＰＤ１に電流が移る。

回生運転時、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２）となる。

以上のように、回生運転時の入力電流Ｉｒの大部分は自己消弧素子に流れるが、当該素子Ｓ１〜Ｓ６のしゃ断電流は小さくてすみ、コストの安い電力変換装置を提供できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを固定パルスで運転することにより、スイッチング回数が最小になり、変換器効率はさらに向上する。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波成分が大きくなり、電圧形自励式電力変換器の電圧利用率が向上する。また、変換器力率がほぼ１で運転されるため、入力電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングを行うことになり、力行運転時も回生運転時も、自己消弧素子のしゃ断電流は極めて小さくなる。この結果、高効率で低コストな電力変換装置を提供できる。また、大電流をしゃ断しないということは、ソフトスイッチングに近くなり、ＥＭＩノイズが小さくなり、環境にもやさしい電力変換装置を提供できる。

図９は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、３パルス出力運転を行ったときの動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。

０≦θｃｒ＜θ１の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ１≦θｃｒ＜θ２の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ２≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
π≦θｃｒ＜θ３の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ４≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
このとき、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。出力電圧Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。

この場合もパルスパターンは固定され、直流電圧Ｖｄを一定とした場合、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧の基本波波高値は一定となる。

図１０は、図９のパルスパターンで電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを動作させた場合の力行運転時のＲ相の各部動作波形を示す。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｓに対し、位相角φだけ遅れる。また、入力電流Ｉｃは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１とＰＤ２の電流をそれぞれ表わしている。そのときの動作を以下に説明する。

次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１及び高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、図９のθ１で、素子Ｓ４をオフすると、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。

入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

図１０のパルスパターンは３パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ１）
となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°とした場合、Ｉｍａｘ＝０．３４２×Ｉｃｍとなる。このように、３パルスで運転した場合でも、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６の最大遮断電流Ｉｍａｘは入力電流波高値Ｉｃｍの１／３程度に抑えることができ、装置のコストを大幅に低減できる。

図１１は、パルスパターン発生器ＰＴＮ１として、５パルス出力運転を行う場合の動作波形を示すもので、Ｒ相について描いている。図中、ＶｒはＲ相電源電圧、θｒは電源電圧Ｖｒに同期した位相信号で、０〜２πの間で変化する周期関数となる。また、新たな位相信号θｃｒ＝θｒ−φ＊は、０〜２πの間で変化する周期関数で、θｒの信号に対しφ＊だけ遅れた信号で与えられる。また、位相信号θｃｒに対するＲ相素子Ｓ１，Ｓ４のパルスパターンは次のようになる。

０≦θｃｒ＜θ１の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ１≦θｃｒ＜θ２の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ２≦θｃｒ＜θ３の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ３≦θｃｒ＜θ４の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ４≦θｃｒ＜πの範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
π≦θｃｒ＜θ５の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ５≦θｃｒ＜θ６の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ６≦θｃｒ＜θ７の範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
θ７≦θｃｒ＜θ８の範囲で、ｇ１＝１，ｇ４＝０（Ｓ１：オン，Ｓ４：オフ）
θ８≦θｃｒ＜２πの範囲で、ｇ１＝０，ｇ４＝１（Ｓ１：オフ，Ｓ４：オン）
電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧（Ｒ相）Ｖｃｒは、
Ｓ１：オン（Ｓ４：オフ）のとき、Ｖｃｒ＝＋Ｖｄ／２
Ｓ１：オフ（Ｓ４：オン）のとき、Ｖｃｒ＝−Ｖｄ／２
となる。直流電圧Ｖｄが一定ならば、交流出力電圧Ｖｃｒの振幅値は一定となる。Ｖｃｒの基本波Ｖｃｒ＊の位相は、電源電圧Ｖｒに対し位相角φだけ遅れている。Ｓ相，Ｔ相も同様に与えられる。

図１２は、図１１のパルスパターンで自励式電力変換器を動作させた場合の各部動作波形を示すもので、Ｒ相について表わしている。なお、説明を簡略化するため、入力電流Ｉｒは正弦波としてリプル分を省略して描いている。

図１２において、変換器の交流出力電圧Ｖｃｒの基本波は電源電圧Ｖｓに対し、位相角φだけ遅れている。従って、力行運転となり、入力電流Ｉｃは電源電圧Ｖｓに対し、位相角（φ／２）だけ遅れて流れる。このとき、ＩＳ１，ＩＳ４はＲ相の自己消弧素子Ｓ１とＳ４の電流を、ＩＤ１，ＩＤ４は高速ダイオードＤ１とＤ４の電流、ＩＰＤ１，ＩＰＤ４は電力用ダイオードＰＤ１とＰＤ４の電流をそれぞれ表わしている。

以下に、そのときの動作を図４の装置を用いて説明する。

次に、素子Ｓ４を再びオンすると、入力電流Ｉｒはリカバリ電流抑制用リアクトルＬａと素子Ｓ４を介して流れ、電力用ダイオードＰＤ１及び高速ダイオードＤ１の電流はゼロとなる。さらに、素子Ｓ４をオフすると、電流Ｉｒはまず高速ダイオードＤ１を介して流れ、やがて電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていく。図３に示したパルスパターンに従って上記動作を繰り返すが、図３のθ２で、素子Ｓ４がオフ（素子Ｓ１がオン）した後は、上記と同じように、まず高速ダイオードＤ１に電流が流れ、次に電力用ダイオードＰＤ１に電流が移っていき、入力電流Ｉｒが再び反転するまでその電流は電力用ダイオードＰＤ１に流れる。入力電流Ｉｒが反転した後は、素子Ｓ１と高速ダイオードＤ４及び電力用ダイオードＰＤ４の間で、上記と同様の動作が行われる。

図１２のパルスパターンは５パルスの場合を示したが、自己消弧素子Ｓ１〜Ｓ６がしゃ断する最大電流Ｉｍａｘは、入力電流の波高値をＩｃｍとした場合、
Ｉｍａｘ＝Ｉｃｍ×ｓｉｎ（φ／２＋θ２）
となる。例えば、φ＝２０°，θ１＝１０°，θ２＝１５°とした場合、Ｉｍａｘ＝０．４２×Ｉｃｍとなる。

（第２の実施の形態）（請求項２に対応）
図１の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御している。

図１３は、双方向チョッパＣＨＯの制御回路構成の実施形態を示すもので、当該双方向チョッパＣＨＯとエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの主回路構成も示す。

図中、ＬＩＭはリミッタ回路、ＡＤｐは加減算器、Ｋｅは比例定数、ＡＳ１，ＡＳ２は切換え回路、ＣＯＭはレベル比較器、ＨＹＳはヒステリシス特性を持つ比較器、Ｃは比較器、Ｇｉｅ（Ｓ）は電流制御回路、ＰＷＭはパルス幅変調制御回路をそれぞれ表す。

双方向チョッパＣＨＯは、次のように制御される。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅの指令値Ｉｅ＊は、負荷電流ＩＬと当該ＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅの値によって決定する。

負荷電流ＩＬが負（回生）で、その電流値が設定値Ｉａより小さい場合は、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶによって、当該回生電力ＰＬを交流電源ＳＵＰにもどす。ＩＬ＞Ｉａとなった場合には、その差分（ＩＬ−Ｉａ）の相当する電力（ＰＬ−Ｐａ）だけ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに充電するように電流指令値Ｉｅ＊を与える。

まず、負荷電流ＩＬと直流電圧Ｖｄの積をとり、負荷電力ＰＬを求め、リミッタ回路ＬＩＭを介して、交流電源ＳＵＰに回生する電力Ｐａを求める。次に、加減算器ＡＤｐにより、Ｐｅ＝Ｐａ−ＰＬを求め、Ｋｅで定数倍（１／Ｖｅ）することにより、充電電流指令値Ｉｅ＊を与える。力行運転では、負荷電流ＩＬは図の矢印の方向に流れ、負荷電力ＰＬが正となる。ＰＬ＞０の場合、リミット回路ＬＩＭは、そのまま、Ｐａ＝ＰＬを出力する。従って、加減算器ＡＤｐの出力は、Ｐｅ＝Ｐａ−ＰＬ＝０となる。回生運転では、負荷電流ＩＬは図矢印と反対向きに流れ、負荷電力ＰＬは負となる。ＰＬ＜０の場合、リミット回路ＬＩＭは、設定値−ＰＬＯまでは、Ｐａ＝ＰＬを出力する。従って、−ＰＬＯ＜ＰＬでは、加減算器ＡＤｐの出力は、Ｐｅ＝Ｐａ−ＰＬ＝０となる。しかし、−ＰＬＯ＞ＰＬでは、Ｐａ＝−ＰＬＯとなり、電力指令値Ｐｅは、Ｐｅ＝Ｐａ−ＰＬ＝−ＰＬＯ−ＰＬ＞０（充電）で与えられる。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの印加電圧をＶｅとした場合、充電電流指令値Ｉｅ＊は、前記電力指令値Ｐｅに対し、Ｉｅ＊＝Ｐｅ／Ｖｅで与えられる。比較器Ｃ３により、当該電流指令値Ｉｅ＊とエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電電流検出値Ｉｅを比較し、その偏差εｅ＝Ｉｅ＊−Ｉｅを次の電流制御回路Ｇｉｅ（Ｓ）で増幅し、前記双方向チョッパＣＨＯの電圧指令値ｅ＊としてＰＷＭ制御回路に入力する。ＰＷＭ制御回路では、三角波のキャリア信号Ｘ（例えば、周波数ｆｃ＝１ｋＨｚ）と前記電圧指令値ｅ＊を比較し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲート信号ｇａ，ｇｂを与える。すなわち、
ｅ＊≧Ｘのとき、ｇａ＝１（ｇｂ＝０）で、素子Ｑａ：オン（Ｑｂ：オフ）
ｅ＊＜Ｘのとき、ｇｂ＝１（ｇａ＝０）で、素子Ｑｂ：オン（Ｑａ：オフ）
となる。

Ｉｅ＊＞Ｉｅとなった場合、偏差εｅは正の値となり、スイッチング素子Ｑａのオン期間を増やす。その結果、直流リアクトルＬｅに印加される電圧が上昇し、充電電流Ｉｅを増加させる。逆に、Ｉｅ＊＜Ｉｅとなった場合、偏差εｅは負の値となり、スイッチング素子Ｑａのオン期間を減らす。その結果、直流リアクトルＬｅに印加される電圧が低下し、充電電流Ｉｅを減少させる。このようにして、定常的に、Ｉｅ＊＝Ｉｅとなるように制御される。電流指令値Ｉｅ＊を負にすれば、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣから放電電流Ｉｅ（図の矢印と反対向き）を流すことができる。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして電気二重層キャパシタを用いた場合、その蓄積エネルギーは、印加電圧Ｖｅの値に関係する。すなわち、キャパシタ容量をＣｅとした場合、蓄積エネルギーは、（１／２）Ｃｅ×Ｖｅ２となる。ヒステリシス特性を持つ比較器ＨＹＳは、電圧Ｖｅが設定値Ｖｅ１を超えた場合には、出力信号「１」を発生し、切換え回路ＡＳ１を接点「１」に切り換える。逆に、電圧Ｖｅが設定値Ｖｅ２（＜Ｖｅ１）より小さくなった場合には、出力信号「０」を発生し、切換え回路ＡＳ１を接点「０」に切り換える。ＡＳ１の接点「０」には、前述の指令値Ｉｅ＊＝Ｐｅ／Ｖｅが入力され、回生運転時の充電電流指令が与えられる。また、接点「１」には、切り換え回路ＡＳ２からの信号が入力され、ゼロ又は放電電流指令が与えられる。

図１３において、比較器ＣＯＭは、負荷電流ＩＬを入力し、ＩＬ＞０（力行運転）で「１」を出力し、ＩＬ＜０（回生運転）で「０」を出力する。切り換え回路ＡＳ２は、比較器ＣＯＭからの信号が「０」又は「１」のとき、それぞれ接点「０」又は「１」に接続する。ＡＳ２の接点「０」にはゼロ電流指令が与えられ、接点「１」には一定値指令−Ｉｅｏ＊（放電）が与えられる。

すなわち、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの電圧Ｖｅが高くなり、Ｖｅ＞Ｖｅ１となった場合、切り換え回路ＡＳ２の出力が電流指令Ｉｅ＊を与える。そのとき、負荷電流ＩＬが負の場合（回生運転）、前記電流指令値Ｉｅ＊＝０として、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電を止める。負荷電流ＩＬが正の場合（力行運転）、前記電流指令値として、−Ｉｅｏ＊（放電）を与えてＥＤＬＣの蓄積エネルギーを放出する。このとき、蓄積エネルギーの有効利用が図れる。次の回生要求が来るまでに、ＥＤＬＣの蓄積エネルギーを下げればよいので、設定値−Ｉｅｏ＊（放電）をあまり大きくする必要は無い。

ＩＬ＜０で、Ｖｅ＞Ｖｅ１の場合、Ｉｅ＊＝０が与えられ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電は無く、回生電力は図１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して、交流電源ＳＵＰへ電力回生される。これにより、エネルギー蓄積装置の貯蔵容量をむやみに大きくすることなく、回生失効の防止とエネルギーの有効利用が図れ、経済的な電力変換装置を提供できる。

（第３の実施の形態）（請求項３に対応）
図１の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、エネルギー吸収の要求がない時に、蓄積されたエネルギーを放出するように双方向チョッパＣＨＯにより制御している。

図１４は、図１の装置の運転特性の一例を示すもので、電車負荷で、列車が停止するまでの時間ｔに対する列車速度Ｖ，電気ブレーキ力Ｆ，及び回生電力ＰＬを表す。ブレーキ力Ｆを一定と仮定した場合、回生電力ＰＬは、ＰＬ＝Ｆ×Ｖとなり、列車速度が低くなれば、回生電力ＰＬも小さくなることを表している。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して交流電源ＳＵＰに回生する電力Ｐｓは、ほぼ一定になるように制御し、残りの電力ＰＬ−Ｐｓをエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄える。すなわち、短時間の大きな回生電力はエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄えるようにし、また、長時間の小さな回生電力は電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して交流電源ＳＵＰにもどすようにしている。停止直前では、車両速度Ｖが低くなるため、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して電源ＳＵＰにもどす電力が小さくなるので、そのときには、ＥＤＬＣに蓄えたエネルギーを放出することにより、電源への回生電力が一定に保つことができる。これにより、電源への回生電力が安定化され、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量を抑えることができ、かつ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの蓄積容量も低減することが可能となる。

（第４の実施の形態）（請求項４に対応）
図１５は、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを５パルスで運転した場合の動作波形を示すもので、Ｖｃｒは変換器ＣＮＶのＲ相電圧，ＶｃｓはＳ相電圧，ＶｃｒｓはＲ−Ｓ線間電圧を表す。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、交流側出力電圧Ｖｃの基本波のゼロクロス点から電気角で、０°，±δ１，±δ２の角度でスイッチングを行うようにしており、δ１＜δ２で、２×δ１＞δ２を満足するように動作させている。なお、図１３のパルスパターンに対応すると、δ１＝θ１，δ２＝θ２となる。

変換器ＣＮＶの交流出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖｃｒｓは、Ｒ相電圧Ｖｃｒより電気角で３０°進みとなる。５パルスのパルスパターンで、交流側Ｒ相出力電圧Ｖｃｒの基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ１，±δ２の角度でスイッチングさせた場合（δ１＜δ２）、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖｃｒｓは、当該電圧Ｖｃｒｓの基本波のゼロクロス点から、まず、（δ２−δ１）の期間だけ第１の正パルスが出力され、次にδ１の期間だけゼロ電圧があり、さらにδ１の期間だけ第２の正パルスが出力される。ここで、２×δ１＞δ２を満足するようにパルスパターンを設定すると、前記第１の正パルスの幅（δ２−δ１）より、前記第２の正パルスの幅δ１が広くなる。すなわち、線間電圧Ｖｃｒｓが立ち上がるときは、その基本波のゼロクロス点から、前記第１の正パルス，第２の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。逆に、線間電圧Ｖｃｒｓが立ち下がるときは、まず、第２の正パルス（幅：δ１）を発生し、次に第１の正パルス（幅：δ２−δ１）を発生して、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖｃｒｓの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖｃｓｔ，Ｖｃｔｒも同様に制御される。この結果、少ないスイッチング回数で、交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みを小さくすることができ、その高調波成分も小さくできる。

以上のように、本実施形態の装置で、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのパルスパターンを、３パルス，５パルス，…と奇数パルスで動作させることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みを小さくできる。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波のゼロクロス点から電気角３０°の範囲内でスイッチングを行うことにより、前記１パルス動作でのゼロ電圧発生期間（電気角６０°）の半分を利用してスイッチングが行われ、他の相のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。

（第５の実施の形態）（請求項５に対応）
図１６に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２を組合せ、それぞれに対し、電気角３０°の位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。例えば、３相変圧器ＴＲの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されたものを用いる。

変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。

リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１，Ｌａ２は、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１又はＣＮＶ２の自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１又はＲＥＣ２の各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅを制御する。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

図１７は、図１６の装置の制御回路の実施形態を示すもので、Ｃ１，Ｃ２１，Ｃ２２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、Ｚ１，Ｚ２は３相／ｄｑ座標変換回路、ＰＬＬ１，ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１，ＰＨＣ２は位相制御回路をそれぞれ示す。

直流電圧指令値Ｖｄ＊は一定として与えることが多いが、電源電圧Ｖｓや負荷電流ＩＬに応じて直流電圧指令値Ｖｄ＊を変えて与えることもある。例えば、負荷電流ＩＬに対して、比例定数をｋ，無負荷時の直流電圧指令値をＶｄｏ＊とした場合、前記直流電圧指令値Ｖｄ＊を、
Ｖｄ＊＝Ｖｄｏ＊−ｋ・ＩＬ
として与えることにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＶＮ２を構成する自己消弧素子の最大遮断電流を小さくすることができる。また、前記交流電源ＳＵＰの電圧Ｖｓが変動した場合、当該電源電圧Ｖｓの実効値の変化に合わせて前記無負荷時の直流電圧指令値Ｖｄｏ＊を変えることにより、入力電流Ｉｃの無効分が増加するのを抑えることが可能となる。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤに入力する。一方、負荷ＬＯＡＤが消費する直流電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。

座標変換器Ｚ１は、交流電源ＳＵＰから第１のハイブリッドコンバータＨＢＣ１へ供給されるの３相入力電流Ｉｃ１（Ｉｒ１，Ｉｓ１，Ｉｔ１）の検出値をｄｑ軸座標（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑ１は有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄ１は無効電流検出値を表わす。座標変換器Ｚ２も同様に３相入力電流Ｉｃ２（Ｉｒ２，Ｉｓ２，Ｉｔ２）の検出値をｄｑ軸座標（直流量）に変換する。

比較器Ｃ２１により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑ１を比較し、その偏差εｉ１を電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ１＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は変圧器ＴＲの２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。位相制御回路ＰＨＣ１は、前記位相角指令値φ１＊と位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の自己消弧素子Ｓ１１〜Ｓ１６のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生する。

同様に、比較器Ｃ２２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑ２を比較し、その偏差εｉ２を電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ２＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は変圧器ＴＲの２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。位相制御回路ＰＨＣ２は、前記位相角指令値φ２＊と位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の自己消弧素子Ｓ２１〜Ｓ２６のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生する。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流を制御する。

２組の電力変換装置の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉｃ１，Ｉｃ２は独立に制御されるが、指令値Ｉｑ＊は同じなので、ほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器の１次電流の高調波が互いに打ち消し合い電流リプルの少ない正弦波に制御できる。

前記２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２（又は変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２）に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２は、歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

また同様に、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを用意し、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、並列多重運転するように構成することにより、変換装置の大容量化と、交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。

（第６の実施の形態）（請求項６に対応）
図１８に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２を組合せ、それぞれに対し、２次巻線の出力電圧が電気角３０°の位相差を持つように構成した２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。例えば、Δ／Δ結線の３相変圧器ＴＲａとΔ／Ｙ結線の３相変圧器ＴＲｂが使われる。

第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。

図１８の装置の制御回路は、図１７に示した制御回路に順ずる。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、前記交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｃを制御している。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を並列多重運転する場合、当該変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２間に横流が流れる。この横流の大きさは、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２がない場合、直流電圧Ｖｄの値と前記２台の変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンス値Ｌｘ１，Ｌｘ２によってほぼ決定される。

図１６のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

本実施形態の装置のように、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを分けることにより、各変圧器ＴＲａ，ＴＲｂの１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制する作用を果たし、外部リアクトルＬｓ無しで、横流を十分小さな値に抑えることが可能となる。

前記２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２は、歪みの少ない波形に制御できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２の高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

以上は、２台の変換器を用いて２並列多重運転の実施形態について説明したが、ｎ台の変換器とｎ台の変圧器を用いて、ｎ並列多重運転を行うことにより、変換装置の大容量化と、さらなる入力電流高調波の低減が図れることは言うまでもない。

（第７の実施の形態）（請求項７に対応）
図１９に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２を組合せ、それぞれに対し、電気角３０°の位相差を持たせた２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂの２次巻線を接続し、当該２台の変圧器ＴＲａ，ＴＲｂの１次巻線を直列接続することにより、直列多重運転を行っている。

ここで、変圧器ＴＲａは１次巻線がオープンスター、２次巻線がΔ結線となっており、変圧器ＴＲｂはΔ／Δ結線されている。３相電源ＳＵＰのＲ相端子は、変圧器ＴＲａの１次Ｒ相巻線の１つの端子に接続され、１次Ｒ相巻線のもう１つの端子（中点側）が変圧器ＴＲｂの１次Ｒ相端子接続される。Ｓ相，Ｔ相も同様である。すなわち、変圧器ＴＲａの２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。

また、この装置では、２台の変圧器のもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬｓを省略することもできる。もちろん、外部に交流リアクトルＬｓを設けても原理的には同じになる。

図２０は、図１９の装置の制御回路の実施形態を示すもので、ＣＡＬは直流電圧指令演算器、Ｃ１，Ｃ２は比較器、ＡＤは加算器、Ｇｖ（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ）は電流制御補償回路、Ｚは３相／ｄｑ座標変換回路、ＰＬＬ１，ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１，ＰＨＣ２は位相制御回路をそれぞれ示す。

直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄを検出し、比較器Ｃ１により、電圧指令値Ｖｄ＊と比較する。その偏差εｖを電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器Ｃ２に入力する。一方、負荷Ｌｏａｄが消費する直流電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤに入力する。加算器ＡＤの出力Ｉｑ＊が電源ＳＵＰから供給される有効電流の指令値となる。

座標変換器Ｚは、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｃ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）の検出値を、ｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑは有効電流検出値を、ｄ軸電流Ｉｄは無効電流検出値を表わす。

比較器Ｃ２により、有効電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差εｉを電流制御補償回路Ｇｉ（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は変圧器ＴＲａの２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。位相制御回路ＰＨＣ１は、前記位相角指令値φ＊と位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の自己消弧素子Ｓ１１〜Ｓ１６のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生する。同様に、電源同期位相検出回路ＰＬＬ２により、変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。位相制御回路ＰＨＣ２は、前記位相角指令値φ＊と位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の自己消弧素子Ｓ２１〜Ｓ２６のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生する。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを変えることより、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンスの和Ｌｘｏ＝Ｌｘ１＋Ｌｘ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を制御することができる。この装置では、２台の変圧器ＴＲａとＴＲｂが１次側で直列接続されているので、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。また、多重化により、その入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

以上は、２台の電力変換装置を用いた例を示したが、３台以上の電力変換装置を用いて直列多重運転できることは言うまでもない。

本装置によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流入力電流の高調波成分を低減することができ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの制御パルス数を少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高効率・低コストな電力変換装置を提供することができる。

（第８の実施の形態）（請求項８に対応）
図２１に示すように、本実施形態の電力変換装置では、変圧器ＴＲの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されている。すなわち、変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。

また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

また、第１のエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１は第１の双方向チョッパＣＨＯ１を介して前記第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、第２のエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ２は第２の双方向チョッパＣＨＯ２を介して前記第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続されている。

すなわち、２台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２を組合せ、それぞれに対し、電気角３０°位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成している。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２として、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。双方向チョッパＣＨＯ１，ＣＨＯ２は、それぞれ２つのスイッチング素子と、２つの還流ダイオード及び直流リアクトルで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２の充放電電流Ｉｅ１，Ｉｅ２を制御する。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２は、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

図２２は、図２１の装置の制御回路の実施形態を示すもので、Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２は比較器、ＡＤ１，ＡＤ２は加算器、Ｇｖ１（Ｓ），Ｇｖ２（Ｓ）は電圧制御補償回路、Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ）は電流制御補償回路、Ｚ１，Ｚ２は３相／ｄｑ座標変換回路、ＰＬＬ１，ＰＬＬ２は電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１，ＰＨＣ２は位相制御回路をそれぞれ示す。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２は、直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が指令値（Ｖｄ＊／２）にそれぞれ一致するように制御する。

比較器Ｃ１１により、電圧検出値Ｖｄ１と指令値（Ｖｄ＊／２）と比較し、その偏差εｖ１を電圧制御補償回路Ｇｖ１（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤ１に入力する。同様に、比較器Ｃ１２により、電圧検出値Ｖｄ２と指令値（Ｖｄ＊／２）と比較し、その偏差εｖ２を電圧制御補償回路Ｇｖ２（Ｓ）により、積分又は比例増幅し、加算器ＡＤ２に入力する。一方、負荷ＬＯＡＤが消費する直流電流ＩＬを検知し、フィードフォワード補償器ＦＦを介して、加算器ＡＤ１及びＡＤ２に入力する。加算器ＡＤ１の出力Ｉｑ１＊が電源ＳＵＰから第１の電力変換装置ＣＮＶ１に供給される有効電流の指令値となり、加算器ＡＤ２の出力Ｉｑ２＊が電源ＳＵＰから第２の電力変換装置ＣＮＶ２に供給される有効電流の指令値となる。

座標変換器Ｚ１は、電源ＳＵＰから供給される３相入力電流Ｉｃ１（Ｉｒ１，Ｉｓ１，Ｉｔ１）の検出値をｄｑ軸（直流量）に変換する。座標変換されたｑ軸電流Ｉｑ１は有効電流検出値を表し、またｄ軸電流Ｉｄ１は無効電流検出値を表わす。座標変換器Ｚ２も同様である。

比較器Ｃ２１により、有効電流指令値Ｉｑ１＊と有効電流検出値Ｉｑ１を比較し、その偏差εｉ１を電流制御補償回路Ｇｉ１（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ１＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬ１は変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に同期した位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を作り、位相制御回路ＰＨＣ１に入力する。位相制御回路ＰＨＣ１は、前記位相角指令値φ１＊と位相信号θｒ１，θｓ１，θｔ１を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の自己消弧素子Ｓ１１〜Ｓ１６のゲート信号ｇ１１〜ｇ１６を発生する。

同様に、比較器Ｃ３２により、有効電流指令値Ｉｑ２＊と有効電流検出値Ｉｑ２を比較し、その偏差εｉ２を電流制御補償回路Ｇｉ２（Ｓ）により増幅して、位相角指令値φ２＊とする。電源同期位相検出回路ＰＬＬ２は変圧器ＴＲの第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２に同期した位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を作り、位相制御回路ＰＨＣ２に入力する。位相制御回路ＰＨＣ２は、前記位相角指令値φ２＊と位相信号θｒ２，θｓ２，θｔ２を用いて電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の自己消弧素子Ｓ２１〜Ｓ２６のゲート信号ｇ２１〜ｇ２６を発生する。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制御する。

２組の電力変換装置の入力電流（変圧器ＴＲの２次電流）Ｉｃ１，Ｉｃ２は独立に制御されるが、定常状態では直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２がほぼ同じになり、有効電流指令値Ｉｑ１＊と、Ｉｑ２＊がほぼ等しくなるので、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の波高値はほぼ同じ値に制御される。その結果、変圧器の１次電流の高調波が互いに打ち消し合い電流リプルの少ない運転ができる。３組以上の電力変換装置を組み合わせて多重運転した場合には、変圧器ＴＲの１次電流リプルをさらに低減することができる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２（又は、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２）に印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。

電源電圧Ｖｓに対する各変換器の出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φ１，φ２を遅れ方向に増加させることにより、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φ１，φ２を進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶｎは、直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

以上は、２台の電圧形自励式電力変換器を用いた場合について説明したが、３台以上の電圧形自励式電力変換器を用いて多重運転できることは言うまでもない。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎで多重運転した場合、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、各直流平滑コンデンサＣｄ１〜Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１〜Ｖｄｎがほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２＋…＋Ｖｄｎが一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

（第９の実施の形態）（請求項９に対応）
図２３に示すように、本実施形態の電力変換装置は、第１の変圧器ＴＲａはΔ／Δ結線の３相変圧器、第２の変圧器ＴＲｂはΔ／Ｙ結線の３相変圧器で、各２次側電圧は電気角で３０°の位相差を持っている。第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

前記２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２を制御している。

交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を並列多重運転する場合、当該変換器間に横流が流れる。この横流の大きさは、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２がない場合、直流電圧Ｖｄの値と前記変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンス値Ｌｘ１，Ｌｘ２によってほぼ決定される。

図２１の装置のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、前記変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２の分だけコストは高くなってしまう。

本実施形態の装置のように、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを分けることにより、各変圧器ＴＲａ，ＴＲｂの１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制する作用を果たし、外部リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２無しで、横流を十分小さな値に抑えることが可能となる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２が一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２に印加される電圧が変化し、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また多重化により、その合成入力電流Ｉｃは歪みの少ない波形に制御できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、合成入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、各直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

（第１０の実施の形態）（請求項１０に対応）
第５〜第９の実施形態の電力変換装置において、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングを行うようにしている。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側線間電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎは、多重化により、それぞれ（６０°／ｎ）の位相差を有し、入力電流の高調波を低減している。また、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを、３パルス，５パルス，…と奇数パルスで動作させることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みをさらに小さくできる。

また、交流側出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）の範囲内でスイッチングを行うことにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの間で、他の変換器のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。

図２４は、図１６〜図２２で示した電力変換装置において、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎを５パルスで運転した場合の１台の変換器の動作波形を示す。

図中、Ｖｃｒｉは変換器ＣＮＶｉ（ｉ＝１〜ｎ）のＲ相電圧，ＶｃｓｉはＳ相電圧，ＶｃｒｓｉはＲ−Ｓ線間電圧を表す。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶｉの交流出力電圧のＲ−Ｓ線間電圧Ｖｃｒｓｉは、Ｒ相電圧Ｖｃｒｉより電気角で３０°進みとなる。５パルスのパルスパターンで、交流側Ｒ相出力電圧Ｖｃｒｉの基本波のゼロクロス点から電気角０，±δ１，±δ２の角度でスイッチングさせた場合（δ１＜δ２＜（３０°／ｎ））、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｖｃｒｓｉは、当該電圧Ｖｃｒｓｉの基本波のゼロクロス点から、まず、（δ２−δ１）の期間だけ第１の正パルスが出力され、次にδ１の期間だけゼロ電圧があり、さらにδ１の期間だけ第２の正パルスが出力される。ここで、２×δ１＞δ２を満足するようにパルスパターンを設定すると、前記第１の正パルスの幅（δ２−δ１）より、前記第２の正パルスの幅δ１が広くなる。すなわち、線間電圧Ｖｃｒｓｉが立ち上がるときは、その基本波のゼロクロス点から、前記第１の正パルス，第２の正パルスと、徐々に幅が広くなっていく。逆に、線間電圧Ｖｃｒｓｉが立ち下がるときは、まず、第２の正パルス（幅：δ１）が発生され、次に第１の正パルス（幅：δ２−δ１）が発生され、徐々に幅が狭くなってゼロクロス点に至る。線間電圧Ｖｃｒｓｉの負側も同様になる。また、他の線間電圧Ｖｃｓｔｉ，Ｖｃｔｒｉも同様に制御される。この結果、交流電源ＳＵＰから供給される入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔの歪みが小さくなり、その高調波成分も小さくできる。

ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側線間電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎは、多重化により、それぞれ（６０°／ｎ）の位相差を有し、入力電流の高調波を低減している。

また、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、交流側出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）の範囲内でスイッチングを行うことにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの間で、他の変換器のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。

（第１１の実施の形態）（請求項１１に対応）
第５〜第１０の実施形態の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御している。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、回生運転時に、その回生エネルギーの一部を吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが授受する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

そのため、所内負荷が定常的に消費する電力を回生してやるのが最良の運用方法となる。しかし、回生車両からくる電力は一定ではなく、常に変化しており、回生電力を制限してしまうと、直流き電電圧が上がって回生失効に至る。そこで、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが授受する電力は前記設定値に抑えられ、しかも、その設定値を所内負荷の電力程度にすることにより、電気料金を効率的に節約することができる。

本実施形態の装置によれば、余った回生電力を一旦エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄えることにより、回生失効を防止し、かつ、所内負荷に必要な電力だけをｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎから供給できる。さらに、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄えたエネルギーを前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎにより、徐々に所内負荷に供給でき、次の回生までにできるだけ多くエネルギーを放出することにより、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの容量を低減することが可能となる。当然のことながら、当該蓄積エネルギーは力行車両への供給電力としても有効利用が可能となる。これにより、小さな容量の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎと、小さな容量のエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣで、回生失効を防止でき、経済的な電力変換装置を提供することが可能となる。

（第１２の実施の形態）（請求項１２に対応）
第５〜第１１の実施形態の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、エネルギー吸収の要求がない時に、蓄積されたエネルギーを放出するように双方向チョッパを制御している。

ＥＤＬＣに蓄積されるエネルギーは、回生電力Ｐ×時間ｔで決まり、時間ｔが短ければ、電力Ｐが大きくても蓄積エネルギーとしてはあまり大きくならない。この蓄積エネルギーをエネルギー吸収の要求がない時に、放出するように双方向チョッパを制御することにより、さらに、ＥＤＬＣの蓄積エネルギーを減らすことができる。電車負荷等では、回生している時間より、力行時間の方が圧倒的に長く、放出電力が小さくても蓄積エネルギーを十分小さくできる。双方向チョッパにより放出されたエネルギーは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎにより電源に回生され、所内負荷等に利用される。これにより、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの容量を減らすことができ、さらに経済的な電力変換装置を提供できる。

（第１３の実施の形態）（請求項１３に対応）
図２５に示すように、本実施形態の電力変換装置は、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ及び抵抗装置Ｒ１，Ｒ２を組み合わせたもので、電車負荷等への電力供給を行うとともに、回生電力を効率良く交流電源ＳＵＰにもどし、当該回生電力を所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄ等に利用するものである。特に、回生運転時の過大な電力を抵抗器Ｒ１，Ｒ２で吸収し、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量低減を図る。

リカバリ電流抑制リアクトルＬａは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの自己消弧素子がオンしたときに電力用ダイオード整流器ＲＥＣの各ダイオードに過大なリカバリー電流が流れ込むのを抑える役目をする。

負荷装置Ｌｏａｄは、例えば、電車負荷で、力行及び回生運転が行われる。所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは、電鉄変電所内の負荷で、例えば、照明やエアコン等がある。

また、抵抗に直列接続された開閉器ＳＷ１，ＳＷ２の動作タイミングを決める開閉器制御回路ＳＷＣが用意されている。

以下、順に本実施形態の装置の動作を説明する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄがほぼ一定になるように、入力電流Ｉｃを制御する。すなわち、直流電圧指令値Ｖｄ＊と直流電圧検出値Ｖｄを比較し、その偏差を増幅して入力電流Ｉｃの有効分の指令値Ｉｑ＊を与える。入力電流Ｉｃは座標変換器Ｚにより、３相／ｄｑ軸変換され、そのｑ軸成分Ｉｑが有効電流検出値となる。電流制御回路ＡＣＲ１により、電流指令値Ｉｑ＊と有効電流検出値Ｉｑを比較し、その偏差を増幅して、位相制御回路ＰＨＣに位相制御信号φ＊を与える。位相制御回路ＰＨＣは、電源電圧Ｖｓに対する電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃの位相角φを前記指令値に従って制御するもので、位相角φ（遅れ）を大きくすることにより、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑが増加し、交流電源ＳＵＰから負荷装置Ｌｏａｄに電力が供給される。逆に、位相角φを負（進み）方向に増やすと、入力電流Ｉｃの有効分Ｉｑは負の値となり、負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力を交流電源ＳＵＰにもどすことができる。

一方、抵抗器に直列接続された開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は、負荷電流ＩＬの大きさに応じて次のように制御される。

図２６は、負荷電流ＩＬに対する抵抗装置（Ｒ１とＲ２）に流れる電流ＩＲと、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの直流出力電流Ｉｃｎｖの関係を示したもので、負荷電流ＩＬ＞０（力行運転）では、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは全て電圧形自励式電力変換器ＣＮＶから供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、−１００％までは、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は開放しておき、−１００％を超えたら開閉器ＳＷ１を投入する。さらに、−２００％を超えたら開閉器ＳＷ２も投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが回生する電力は、最大で−１００％に抑えることができる。しかも、抵抗装置（Ｒ１，Ｒ２）に流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２を用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

力行運転（ＩＬ＞０）では、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は開放され、電力用ダイオード整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶにより、直流電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように交流入力電流Ｉｃを制御する。その制御については、図２〜図１５で説明したものと同様なので、省略する。

図２７は、横軸時間に対する回生電力と抵抗装置Ｒ１，Ｒ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの動作の一例を示したもので、回生電力が１０００ｋＷ以下では、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶにより、すべて交流電源に回生され、所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄに利用される。回生電力１０００ｋＷを超えた分だけ、抵抗装置Ｒ１，Ｒ２に消費させることにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量を抑えることが可能となる。このとき、抵抗装置に消費させる電力Ｐは瞬間的には大きな値となるが、短時間で終わるため、当該抵抗器の容量を大幅に低減できる。すなわち、経済的に優れた電力変換装置を提供できる。

（第１４の実施の形態）（請求項１４に対応）
第１３の実施形態の電力変換装置において、前記抵抗装置Ｒ及び開閉器ＳＷは、複数個に分割し、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力に応じて、投入個数を変えている。

複数個の抵抗器Ｒ１〜Ｒｎと、それぞれに直列接続された複数個の開閉器ＳＷ１〜ＳＷｎを用意し、回生電力の大きさに応じて、その投入個数を変えることにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御すべき電力を小さくすることが可能となる。例えば、回生電力が、０〜３０００ｋＷまで連続的に変化する場合、５００ｋＷの抵抗器を５台用意し、順次投入台数を増やすことにより、段階的に回生電力を消費することができる。それを連続的に制御するには、５００ｋＷの電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを１台設置すればよい。抵抗器Ｒが無い場合には、３０００ｋＷの電圧形自励式電力変換器ＣＮＶが必要であったものが、５分割された抵抗器Ｒ１〜Ｒ５を設置することにより、変換器ＣＮＶの容量を（１／６）に低減できる。

（第１５の実施の形態）（請求項１５に対応）
第１４及び第１５の実施形態の電力変換装置において、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、前記交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃを制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように制御している。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、その交流側出力電圧Ｖｃの電源電圧Ｖｓに対する位相角φを制御することにより、入力電流Ｉｃを制御する。

パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓに（又は変圧器ＴＲのもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。

電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを遅れ方向に増加させることにより、交流電源から供給される有効電力Ｐｓが増加する。逆に位相角φを進み方向に増やすと、有効電力Ｐｓが交流電源に回生される。ちなみに、位相角φ＝０では、有効電力の授受はない。入力電流Ｉｃの位相角は、電源電圧Ｖｓに対し、φ／２又は、π−φ／２となり、入力力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。また、入力電流Ｉｃと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流出力電圧Ｖｃとの位相差は、−φ／２又は、π＋φ／２となり、変換器力率は、ｃｏｓ（φ／２）となる。位相角φは、入力電流Ｉｃと交流リアクトルＬｓの値に依存する。位相角φは、過負荷運転時でも高々φ＝３０°程度で、力率はｃｏｓ１５°＝０．９６６となる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、上記のように変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃのゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成する自己消弧素子の遮断電流は小さくて済む。

また、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側出力電圧の波高値を一定にして位相角φだけを制御するため、変換器の電圧利用率（交流出力電圧の実効値／直流電圧）が高くできる。すなわち、変圧器ＴＲの２次電圧を高くできるため、出力容量が同じならば、変換器の電流容量を小さくでき、自己消弧素子の電流容量の小さいもので済む。

回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｓのゼロクロス付近で行うことにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、しゃ断電流の小さい自己消弧素子で電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。

（第１６の実施の形態）（請求項１６に対応）
第１５の実施形態の電力変換装置において、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内で、スイッチングを行うようにしている。

１パルスで動作する３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側線間電圧は、直流電圧Ｖｄに対し、電気角１２０°期間（＋Ｖｄ），電気角１２０°期間（−Ｖｄ）の矩形波電圧となり、残りの期間（電気角６０°が２回）はゼロ電圧を発生する。３パルス，５パルス，…と奇数パルスで動作させることにより、少ない回数のスイッチングで入力電流歪みを小さくできる。また、交流側出力電圧Ｖｃの基本波のゼロクロス点から電気角３０°の範囲内でスイッチングを行うことにより、前記１パルス動作でのゼロ電圧発生期間（電気角６０°）の半分を利用してスイッチングが行われ、他の相のスイッチングと干渉することなく、入力電流高調波を小さくできる。また、パルス数が増えても、入力電流のゼロクロス付近でスイッチングを行うことができ、自己消弧素子の遮断電流を小さく抑えることができる。

（第１７の実施の形態）（請求項１７に対応）
図２８に示すように、本実施形態の電力変換装置では、３相変圧器ＴＲの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されている。すなわち、変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。すなわち、電力用ダイオード整流器と自励式電力変換器を２組用意し、変圧器ＴＲにより並列多重運転するように構成している。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、前記交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより交流入力電流Ｉｃを制御している。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の制御動作は、既に、図２〜図１５を用いて説明したものと同様である。

前記２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また、多重化により、その合成電流Ｉｃ＝Ｉｃ１＋Ｉｃ２は、歪みの少ない波形に制御できる。

抵抗器Ｒ１，Ｒ２に直列接続された開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は、負荷電流ＩＬの大きさに応じて次のように制御される。

負荷電流ＩＬ＞０（力行運転）では、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは全て電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給される。

以上は、２台の変換器を用いて並列２多重運転の実施形態について説明したが、ｎ台の変換器とｎ台の変圧器を用いて、並列ｎ多重運転を行うことにより、変換装置の大容量化と、さらなる入力電流高調波の低減が図れることは言うまでもない。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置（Ｒ１，Ｒ２）を開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

（第１８の実施の形態）（請求項１８に対応）
図２９に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２に対し、２次巻線の出力電圧が電気角３０°の位相差を持つように構成した２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。例えば、Δ／Δ結線の３相変圧器ＴＲａとΔ／Ｙ結線の３相変圧器ＴＲｂが使われる。

第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子に、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子に、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。

図２７のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

本発明のように、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に、変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを分けることにより、各変圧器ＴＲａ，ＴＲｂの１次と２次のもれインダクタンス値の和が横流を抑制する作用を果たし、外部リアクトルＬｓ無しで、横流を十分小さな値に抑えることが可能となる。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、−１００％までは、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は開放しておき、−１００％を超えたら開閉器ＳＷ１を投入する。さらに、−２００％を超えたら開閉器ＳＷ２も投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が回生する電力は、最大で−１００％に抑えることができる。しかも、抵抗装置（Ｒ１，Ｒ２）に流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷ１，ＳＷ２を用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

（第１９の実施の形態）（請求項１９に対応）
図３０に示すように、本実施形態の電力変換装置では、第１の変圧器ＴＲａは１次巻線がオープンスター、２次巻線がΔ結線となっており、第２の変圧器ＴＲｂはΔ／Δ結線されている。３相電源ＳＵＰのＲ相端子は、変圧器ＴＲａの１次Ｒ相巻線の１つの端子に接続され、１次Ｒ相巻線のもう１つの端子（中点側）が変圧器ＴＲｂの１次Ｒ相端子接続される。Ｓ相，Ｔ相も同様である。すなわち、変圧器ＴＲａの２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。

第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の直流側端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。

すなわち、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用意し、１次巻線を直列接続し、電気角３０°の位相差を持たせた２次巻線を有する２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、直列多重運転するように構成している。

この装置では、２台の変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を省略することもできる。もちろん、外部に交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を設けても原理的には同じになる。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルの和Ｌｓｏ＝Ｌｓ１＋Ｌｓ２に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を制御することができる。この装置では、２台の変圧器ＴＲａとＴＲｂが１次側で直列接続されているので、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。また、多重化により、その入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

一方、抵抗器Ｒ１，Ｒ２に直列接続された開閉器ＳＷ１，ＳＷ２は、負荷電流ＩＬの大きさに応じて次のように制御される。

本装置によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの制御パルス数を少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高効率・低コストな電力変換装置を提供することができる。

また、本実施形態の装置によれば、抵抗装置（Ｒ１，Ｒ２）を開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

（第２０の実施の形態）（請求項２０に対応）
図３１に示すように、本実施形態の電力変換装置では、変圧器ＴＲの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されている。すなわち、変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。

変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、３相ブリッジ結線された第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して３相ブリッジ結線された第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、３相ブリッジ結線された第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

すなわち、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用い、電気角３０°位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成している。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１及びＣＮＶ２は、直流平滑コンデンサＣｄ１及びＣｄ２に印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２が指令値（Ｖｄ＊／２）にそれぞれ一致するように制御する。

また、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、電源電圧に同期した一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で電源電圧に対する位相角φ１，φ２を制御することにより、入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を制御する。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２（又は、変圧器ＴＲのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２）に印加される電圧が変化し、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いところで動作させることにより、電流Ｉｓのゼロ点付近でスイッチングが行われ、ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流を小さくすることができる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、それぞれ直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｓの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

一方、抵抗器Ｒに直列接続された開閉器ＳＷは、負荷電流ＩＬの大きさに応じて次のように制御される。

負荷電流ＩＬ＞０（力行運転）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは全て電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２から供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、一定の回生電力までは、開閉器ＳＷは開放しておき、回生電力が設定値を超えたら開閉器ＳＷを投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２が回生する最大電力を抑えることができる。しかも、抵抗装置Ｒに流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷを用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

以上は、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用いた場合について説明したが、３台以上の電圧形自励式電力変換器を用いて多重運転できることは言うまでもない。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成することができる。

（第２１の実施の形態）（請求項２１に対応）
図３２に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２に対し、２次巻線の出力電圧が電気角３０°の位相差を持つように構成した２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成している。例えば、Δ／Δ結線の３相変圧器ＴＲａとΔ／Ｙ結線の３相変圧器ＴＲｂが使われる。

第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して３相ブリッジ結線された第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子に、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して、第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子に、リカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して、第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

すなわち、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。

図３１の装置のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、前記変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２の分だけコストは高くなってしまう。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２が一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２（又は変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２）に印加される電圧が変化し、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また多重化により、その合成入力電流Ｉｃは歪みの少ない波形に制御できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、合成入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、各直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２に印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流の高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

以上は、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用いた場合について説明したが、３台以上の電力用ダイオード整流器及び電圧形自励式電力変換器を用いて多重運転できることは言うまでもない。

（第２２の実施の形態）（請求項２２に対応）
第１７〜第２１の実施形態の電力変換装置において、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングを行うようにしている。

（第２３の実施の形態）（請求項２３に対応）
第１７〜第２２の実施形態の電力変換装置において、前記開閉器ＳＷは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置Ｒを前記平滑コンデンサＣｄに並列接続するようにしている。

前記開閉器ＳＷを前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が設定値を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置Ｒを前記直流平滑コンデンサＣｄに並列接続する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来抵抗装置Ｒに電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減を達成できる。

（第２４の実施の形態）（請求項２４に対応）
第１７〜第２３の実施形態の電力変換装置において、前記抵抗装置Ｒ及び前記開閉器ＳＷは、複数個に分割し、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力に応じて、投入個数を変えている。

複数個の抵抗器Ｒ１〜Ｒｎと、それぞれに直列接続された複数個の開閉器ＳＷ１〜ＳＷｎを用意し、回生電力の大きさに応じて、その投入個数を変えることにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの制御すべき電力を小さくすることが可能となる。例えば、回生電力が、０〜３０００ｋＷまで連続的に変化する場合、５００ｋＷの抵抗器を５台用意し、順次投入台数を増やすことにより、段階的に回生電力を消費することができる。それを連続的に制御するには、５００ｋＷの自励式電力変換器を設置すればよい。抵抗器Ｒが無い場合には、３０００ｋＷの自励式電力変換器が必要であったものが、５分割された抵抗器Ｒ１〜Ｒ５を設置することにより、自励式電力変換器の容量を（１／６）に低減できる。

（第２５の実施の形態）（請求項２５に対応）
図３３に示すように、本実施形態の電力変換装置は、変圧器ＴＲの２次巻線に交流リアクトルＬｓを介して電力用ダイオード整流器ＲＥＣの交流側端子が接続され、当該整流器ＲＥＣの交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａを介して電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの交流側端子が接続される。整流器ＲＥＣと電圧形自励式電力変換器ＣＮＶのそれぞれの直流側端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続される。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。例えば、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして電気二重層キャパシタを使った場合、その蓄積エネルギーは、（１／２）Ｃｅ×Ｖｅ２となり、印加電圧Ｖｅの２乗に比例する。双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂと、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅを制御する。負荷装置Ｌｏａｄは、例えば、電車負荷で、力行及び回生運転が行われる。所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄは、電鉄変電所内の負荷で、例えば、照明やエアコン等がある。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの制御回路として、直流電圧制御回路ＡＶＲ，入力電流制御回路ＡＣＲ１及び位相制御回路ＰＨＣなどが用意される。

さらに、抵抗に直列接続された開閉器ＳＷの動作タイミングを決める開閉器制御回路ＳＷＣが用意されている。

以下、順に本実施形態の装置の動作を説明する。

負荷電流ＩＬ＞０（力行運転）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは電力用ダイオード整流器ＲＥＣ及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ又はエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣから供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、一定の回生電力Ｐ２までは、開閉器ＳＷは開放しておき、当該設定値Ｐ２を超えたら開閉器ＳＷを投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ及びエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへ回生する最大電力を小さく抑えることができる。しかも、抵抗装置Ｒに流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷを用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

また、双方向チョッパＣＨＯは、次のように制御される。エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅの指令値Ｉｅ＊は、負荷電流ＩＬと抵抗装置の電流ＩＲとの和（ＩＬ＋ＩＲ）及び前記ＥＤＬＣの印加電圧Ｖｅの値によって決定する。

和電流（ＩＬ＋ＩＲ）が負で、その電流値が設定値Ｉａより小さい場合は、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶによって、当該回生電力ＰＬを交流電源ＳＵＰにもどす。（ＩＬ＋ＩＲ）＞Ｉａとなった場合には、その差分（ＩＬ＋ＩＲ−Ｉａ）の相当する電力（ＰＬ＋ＰＲ−Ｐａ）だけ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに充電するように電流指令値Ｉｅ＊を与える。

図３４は、双方向チョッパＣＨＯの制御回路構成の実施形態を示すもので、当該双方向チョッパＣＨＯとエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ及び抵抗装置Ｒの主回路構成も示す。

まず、負荷電力ＰＬと抵抗装置の消費電力ＰＲの和（ＰＬ＋ＰＲ）求め、リミッタ回路ＬＩＭを介して、交流電源ＳＵＰに回生する電力Ｐａを求める。次に、加減算器ＡＤｐにより、Ｐｅ＝Ｐａ−（ＰＬ＋ＰＲ）を求め、Ｋｅで定数倍（１／Ｖｅ）することにより、充電電流指令値Ｉｅ＊を与える。力行運転では、負荷電流ＩＬは図の矢印の方向に流れ、負荷電力ＰＬが正となる。（ＰＬ＋ＰＲ）＞０の場合、リミット回路ＬＩＭは、そのまま、Ｐａ＝（ＰＬ＋ＰＲ）を出力する。従って、加減算器ＡＤｐの出力は、Ｐｅ＝Ｐａ−（ＰＬ＋ＰＲ）＝０となる。ただし、ＰＬ＞０の場合、開閉器ＳＷは開放しているので、ＰＲ＝０となっている。

回生運転では、負荷電流ＩＬは図矢印と反対向きに流れ、負荷電力ＰＬは負となる。（ＰＬ＋ＰＲ）＜０の場合、リミット回路ＬＩＭは、設定値−ＰＬＯまでは、Ｐａ＝（ＰＬ＋ＰＲ）を出力する。従って、−ＰＬＯ＜（ＰＬ＋ＰＲ）では、加減算器ＡＤｐの出力は、Ｐｅ＝Ｐａ−（ＰＬ＋ＰＲ）＝０となる。しかし、−ＰＬＯ＞（ＰＬ＋ＰＲ）では、Ｐａ＝−ＰＬＯとなり、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに充電する電力指令値Ｐｅは、Ｐｅ＝Ｐａ−（ＰＬ＋ＰＲ）＝−ＰＬＯ−（ＰＬ＋ＰＲ）で与えられる。

図３５は、図３３の装置の運転特性の一例を示すもので、電車負荷で、列車が停止するまでの時間ｔに対する列車速度Ｖ，電気ブレーキ力Ｆ，及び回生電力ＰＬを表す。ブレーキ力Ｆを一定と仮定した場合、回生電力ＰＬは、ＰＬ＝Ｆ×Ｖとなり、列車速度が低くなれば、回生電力ＰＬも小さくなることを表している。

負荷Ｌｏａｄからの回生電力ＰＬが第１の設定値Ｐ１より小さい場合は、その全てを電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して電源に回生する。

回生電力ＰＬが第１の設定値Ｐ１より大きく、第２の設定値Ｐ２より小さい場合には、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶによりＰ１だけ電源ＳＵＰに回生し、残りの電力（ＰＬ−Ｐ１）をエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに充電する。

この第１の設定値Ｐ１を所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄが消費する電力程度に合わせることにより、より効率的に電気料金を節約することが可能となる。

さらに、回生電力ＰＬが第２の設定値Ｐ２より大きくなった場合には、開閉器ＳＷを投入し、抵抗器Ｒにより電力ＰＲを消費させ、残りの電力（ＰＬ−ＰＲ）を電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ及びエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣにより回生する。この場合でも、まず、Ｐ１だけ自励式電力変換装置ＣＮＶにより電源ＳＵＰに回生し、最後に残った分（ＰＬ−ＰＲ−Ｐ１）をエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに回生する。

すなわち、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して電源ＳＵＰに回生される電力はほぼ一定しており、当該電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量は設定値Ｐ１分だけ用意すればよい。

また、抵抗器Ｒによって消費する電力はＰＲであるが、回生電力ＰＬが第２の設定値Ｐ２を超えたときだけ開閉器ＳＷが投入されるので、時間的には短く、熱容量としては大きなものは必要ない。

さらに、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣに蓄積される電力は、（ＰＬ−Ｐ１）又は（ＰＬ＋ＰＲ−Ｐ１）となり、双方向チョッパの容量が低減でき、同時に、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの蓄積容量も低減することが可能となる。

停止直前では、車両速度Ｖが低くなるため、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して電源ＳＵＰにもどす電力が小さくなるので、そのときには、ＥＤＬＣに蓄えたエネルギーを放出することにより、電源への回生電力が一定に保つことができる。これにより、電源ＳＵＰへの回生電力が安定化され、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶの容量を抑えることができ、かつ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの蓄積容量も低減することが可能となる。

（第２６の実施の形態）（請求項２６に対応）
第２５の実施形態の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、エネルギー吸収の要求がない時に、蓄積されたエネルギーを放出するように前記双方向チョッパを制御している。

図３４において、比較器ＣＯＭは、負荷電流ＩＬを入力し、ＩＬ＞０（力行運転）で「１」を出力し、ＩＬ＜０（回生運転）で「０」を出力する。切り換え回路ＡＳ２は、比較器ＣＯＭからの信号が「０」又は「１」のとき、それぞれ接点「０」又は「１」に接続する。ＡＳ２の接点「０」にはゼロ電流指令が与えられ、接点「１」には一定値指令−Ｉｅｏ＊（放電）が与えられる。

すなわち、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの電圧Ｖｅが高くなり、Ｖｅ＞Ｖｅ１となった場合、切り換え回路ＡＳ２の出力が電流指令Ｉｅ＊を与える。そのとき、負荷電流ＩＬが負の場合（回生運転）、前記電流指令値Ｉｅ＊＝０として、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電を止める。負荷電流ＩＬが正の場合（力行運転）、前記電流指令値として、−Ｉｅｏ＊（放電指令）を与えてＥＤＬＣの蓄積エネルギーを放出する。このとき、蓄積エネルギーの有効利用が図れる。次の回生要求が来るまでに、ＥＤＬＣの蓄積エネルギーを下げればよいので、前記設定値−Ｉｅｏ＊（放電指令）をあまり大きくする必要は無い。

ＩＬ＜０で、Ｖｅ＞Ｖｅ１の場合、Ｉｅ＊＝０が与えられ、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣへの充電は無く、回生電力は電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを介して、交流電源ＳＵＰへ電力回生される。これにより、エネルギー蓄積装置の貯蔵容量をむやみに大きくすることなく、回生失効の防止とエネルギーの有効利用が図れ、経済的な電力変換装置を提供できる。

（第２７の実施の形態）（請求項２７に対応）
第２５及び第２６の実施形態の電力変換装置において、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、前記交流電源ＳＵＰの周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧Ｖｓに対する位相角φを調整することにより入力電流Ｉｃを制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサＣｄに印加される電圧Ｖｄが指令値Ｖｄ＊に一致するように制御している。

パルスパターンを固定すると、直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧Ｖｃの振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃの位相角φを変えることにより、交流リアクトルＬｓ（又は変圧器ＴＲのもれインダクタンス）に印加される電圧（Ｖｓ−Ｖｃ）が変化し、入力電流Ｉｃ＝（Ｖｓ−Ｖｃ）／（ｊω・Ｌｓ）を調整することができる。

回生運転時も電源力率はほぼ１に制御され、同様に自己消弧素子のスイッチングを入力電流Ｉｃのゼロクロス付近で行うことにより、素子のしゃ断電流は小さく抑えることができる。故に、スイッチング損失は大幅に軽減され、しゃ断電流の小さい自己消弧素子で電圧形自励式電力変換器ＣＮＶを構成できるようになり、経済的な装置を提供できる。

（第２８の実施の形態）（請求項２８に対応）
第２７の実施形態の電力変換装置において、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶは、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該変換器ＣＮＶの交流側出力電圧Ｖｃの基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内で、スイッチングを行うようにしている。

（第２９の実施の形態）（請求項２９に対応）
図３６に示すように、本実施形態の電力変換装置では、変圧器ＴＲの１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されている。すなわち、変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。

変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、当該整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のそれぞれの直流側端子は、直流平滑コンデンサＣｄに並列接続されている。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。これにより、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

一方、抵抗装置Ｒに直列接続された開閉器ＳＷは、負荷電流ＩＬの大きさに応じて次のように制御される。

力行運転（負荷電流ＩＬ＞０）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２又はエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣから供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、一定の回生電力Ｐ２までは、開閉器ＳＷは開放しておき、当該回生電力Ｐ２を超えたら開閉器ＳＷを投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び双方向チョッパＣＨＯが回生する最大電力を抑えることができる。しかも、抵抗装置Ｒに流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷを用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。例えば、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣとして電気二重層キャパシタを使った場合、その蓄積エネルギーは、（１／２）Ｃｅ×Ｖｅ２となり、印加電圧Ｖｅの２乗に比例する。双方向チョッパＣＨＯは、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂと、還流ダイオードＤａ，Ｄｂ及び直流リアクトルＬｅで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの充放電電流Ｉｅを制御する。

以上は、２台の電力ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２と２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用いて並列２多重運転した場合の実施形態について説明したが、ｎ台の変換器とｎ台の変圧器を用いて、並列ｎ多重運転を行うことにより、変換装置の大容量化と、さらなる入力電流高調波の低減が図れることは言うまでもない。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減とエネルギー蓄積装置の容量低減を達成できる。

（第３０の実施の形態）（請求項３０に対応）
図３７に示すように、本実施形態の電力変換装置では、第１の３相変圧器ＴＲａはΔ／Δ結線され、第２の３相変圧器ＴＲｂはΔ／Ｙ結線されている。第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、当該整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のそれぞれの直流側端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。

すなわち、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２に対し、２次巻線の出力電圧が電気角３０°の位相差を持つように構成した２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で並列接続するように構成している。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を並列多重運転する場合、当該変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２間に横流が流れる。この横流の大きさは、直流電圧Ｖｄの値と前記２台の変圧器ＴＲａ，ＴＲｂのもれインダクタンス値Ｌｘ１，Ｌｘ２（又は交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２）によってほぼ決定される。

図３６のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２がない場合、変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルの分だけコストは高くなってしまう。

力行運転（負荷電流ＩＬ＞０）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２と、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣから供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、一定の回生電力Ｐ２までは、開閉器ＳＷは開放しておき、当該設定値Ｐ２を超えたら開閉器ＳＷを投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び双方向チョッパＣＨＯが回生する最大電力を抑えることができる。しかも、抵抗装置Ｒに流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷを用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器ＳＷを設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減とエネルギー蓄積装置ＥＤＬＣの容量低減を達成できる。

以上は、２台の変換器を用いて並列２多重運転の実施形態について説明したが、ｎ台の変換器とｎ台の変圧器を用いて、ｎ並列多重運転を行うことにより、変換装置の大容量化と、さらなる入力電流高調波の低減が図れることは言うまでもない。

（第３１の実施の形態）（請求項３１に対応）
図３８に示すように、本実施形態の電力変換装置では、変圧器ＴＲａは１次巻線がオープンスター、２次巻線がΔ結線となっており、変圧器ＴＲｂはΔ／Δ結線されている。３相電源ＳＵＰのＲ相端子は、変圧器ＴＲａの１次Ｒ相巻線の１つの端子に接続され、１次Ｒ相巻線のもう１つの端子（中点側）が変圧器ＴＲｂの１次Ｒ相端子接続される。Ｓ相，Ｔ相も同様である。すなわち、変圧器ＴＲａの２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、変圧器ＴＲｂの２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。

第１の変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、当該整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２のそれぞれの直流側端子は並列接続され、直流平滑コンデンサＣｄに接続されている。

すなわち、２台の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を用意し、１次巻線を直列接続し、電気角３０°の位相差を持たせた２次巻線を有する２台の３相変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを用いて、交流側で直列多重運転するように構成している。

この装置では、２台の変圧器のもれインダクタンスを利用することにより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を省略することもできる。もちろん、外部に交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を設けても原理的には同じになる。

前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターン（１パルス，３パルス，５パルス等）で動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄが一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する各変換器出力電圧の和Ｖｃ＝Ｖｃ１＋Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルの和Ｌｓｏ＝Ｌｓ１＋Ｌｓ２の和に印加される電圧が変化し、入力電流Ｉｃ（Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔ）を制御することができる。この装置では、２台の変圧器ＴＲａとＴＲｂが１次側で直列接続されているので、２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の入力電流は同じになり、高調波の少ない電流となる。また、多重化により、その入力電流Ｉｃは、極めて歪みの少ない波形に制御できる。

本装置によれば、変換装置の大容量化と、交流電源から供給される入力電流Ｉｃの高調波成分の低減を図ることができる。特に、直列多重運転により、各変換器に流れる交流側入力電流の高調波成分を低減することができ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの制御パルス数を少なくできる利点がある。また、３相変圧器のもれインダクタンス分を利用することにより、従来の交流リアクトルを省略することが可能となる。これにより、電力回生が可能で、高効率・低コストな電力変換装置を提供することができる。

負荷電流ＩＬ＞０（力行運転）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２と、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣから供給される。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器ＳＷを設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減及びエネルギー蓄積装置の容量低減を達成できる。

（第３２の実施の形態）（請求項３２に対応）
図３９に示すように、本実施形態の電力変換装置は、２台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２用い、電気角３０°位相差を持たせた２組の２次巻線を有する３相変圧器ＴＲを用いて、交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成している。本実施形態では、変圧器の１次巻線はΔ結線され、第１の２次巻線はΔ結線，第２の２次巻線はＹ結線されている。すなわち、変圧器ＴＲの第１の２次電圧Ｖｒ１，Ｖｓ１，Ｖｔ１に対し、第２の２次電圧Ｖｒ２，Ｖｓ２，Ｖｔ２はそれぞれ、電気角で３０°ずつ位相がずれている。

３相変圧器ＴＲの第１の２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、３相変圧器ＴＲの第２の２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、それぞれ直流平滑コンデンサＣｄ１，Ｃｄｎに印加される電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２がほぼ一定になるように制御する。その結果、その和電圧Ｖｄｏ＝Ｖｄ１＋Ｖｄ２が一定に制御される。これにより、直流出力電圧の高圧化を図ることができ、入力電流Ｉｃの高調波成分が小さく、電力回生が可能で、高力率・高効率で、低コストの電力変換装置を提供できる。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２として、鉛蓄電池や電気二重層キャパシタ等がある。双方向チョッパＣＨＯ１，ＣＨＯ２は、それぞれ、２つのスイッチング素子と、２つの還流ダイオード及び直流リアクトルで構成され、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２の充放電電流Ｉｅを制御する。

力行運転（負荷電流ＩＬ＞０）では、開閉器ＳＷは開放しておく。そのとき、負荷電流ＩＬは電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１，ＲＥＣ２及び電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２と、エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２から供給される。

回生運転（ＩＬ＜０）では、例えば、一定の回生電力Ｐ２までは、開閉器ＳＷは開放しておき、回生電力が設定値Ｐ２を超えたら開閉器ＳＷを投入する。これにより、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２及び双方向チョッパＣＨＯが回生する最大電力を抑えることができる。しかも、抵抗装置Ｒに流れる電流は段階的に切り換えるだけでよく、従来抵抗チョッパ等が必要であったものが、開閉器ＳＷを用意するだけで、回生電力を連続的に制御できるようになる。

（第３３の実施の形態）（請求項３３に対応）
図４０に示すように、本実施形態の電力変換装置では、第１の変圧器ＴＲａはΔ／Δ結線の３相変圧器、第２の変圧器ＴＲｂはΔ／Ｙ結線の３相変圧器で、各２次側電圧は電気角で３０°の位相差を持っている。

第１の３相変圧器ＴＲａの２次巻線に交流リアクトルＬｓ１を介して第１の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ１の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ１の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ１を介して第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の交流側端子が接続される。また、第２の３相変圧器ＴＲｂの２次巻線に交流リアクトルＬｓ２を介して第２の電力用ダイオード整流器ＲＥＣ２の交流側端子が接続され、また、当該整流器ＲＥＣ２の交流側端子にリカバリ電流抑制リアクトルＬａ２を介して第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の交流側端子が接続される。また、第１の整流器ＲＥＣ１の直流側端子と第１の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１の直流側端子は第１の直流平滑コンデンサＣｄ１に並列接続され、また、第２の整流器ＲＥＣ２の直流側端子と第２の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ２の直流側端子は第２の直流平滑コンデンサＣｄ２に並列接続され、当該２つの平滑コンデンサＣｄ１とＣｄ２は直列接続される。

交流側で並列多重運転し、直流側で直列接続するように構成したもので、変換装置の大容量化と、直流出力電圧Ｖｄの高圧化、及び交流電源から供給される入力電流Ｉｓの高調波成分の低減を図ることができる。特に、各変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２毎に変圧器ＴＲａ，ＴＲｂを設けることにより、並列多重運転で流れる横流を低減することができる。

２台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を並列多重運転する場合、当該変換器間に横流が流れる。この横流の大きさは、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２がない場合、直流電圧Ｖｄの値と前記変圧器ＴＲ１，ＴＲ２のもれインダクタンス値Ｌｘ１，Ｌｘ２によってほぼ決定される。

図３８の装置のように、１台の変圧器ＴＲに複数の２次巻線を設けて、それぞれに電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を接続する並列多重運転では、前記変換器間の横流を抑制するのは、２次側のもれインダクタンス値が関係する。しかし、変圧器ＴＲのもれインダクタンス値を２次側だけ大きくするのは難しく、コストも高くなる。変圧器の２次側に外部交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２を挿入することにより、横流を抑制することができるが、当該外部リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２の分だけコストは高くなってしまう。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２は、一定のパルスパターンで動作し、交流電源の電圧Ｖｓに同期したスイッチングを行う。直流電圧Ｖｄ１及びＶｄ２が一定ならば、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の振幅値は一定になる。この状態で、電源電圧Ｖｓに対する出力電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２の位相角φを変えることより、交流リアクトルＬｓ１，Ｌｓ２（又は変圧器ＴＲ１，ＴＲ２のもれインダクタンスＬｘ１，Ｌｘ２）に印加される電圧が変化し、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２を調整することができる。また多重化により、その合成入力電流Ｉｃは歪みの少ない波形に制御できる。

電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を一定のパルスパターンで制御する場合、合成入力電流Ｉｃの高調波成分が小さくなるようにスイッチングパターンを決めるが、変換器力率が１に近いため、各変換器の入力電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のゼロ点付近でスイッチングが行われ、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１，ＣＮＶ２を構成する自己消弧素子のしゃ断電流は小さくて済む。

本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減及びエネルギー蓄積装置の容量低減を達成できる。

（第３４の実施の形態）（請求項３４に対応）
第２９〜第３３の実施形態の電力変換装置において、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎは、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、各電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎの交流側出力電圧Ｖｃ１〜Ｖｃｎの基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内でスイッチングを行うようにしている。

（第３５の実施の形態）（請求項３５に対応）
第２９〜第３４の実施形態の電力変換装置において、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御し、かつ、前記抵抗装置Ｒの開閉器ＳＷは、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が第２の設定値を超えた場合に投入するように制御している。

エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、回生運転時に、その回生電力が第１の設定値Ｐ１を超えた場合に、その超過エネルギーを吸収し、力行運転時に、蓄積されたエネルギーを放出する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。また、回生エネルギーの有効利用が可能となる。

電気鉄道の変電所などでは、電圧形自励式電力変換器ＣＮＶにより電力を回生した場合、その電力はもっぱら所内負荷（高圧配電負荷）ＡＣ−Ｌｏａｄに供給する。その所内負荷以上の電力を回生した場合には、余った電力を系統にもどすが、契約上、電気料金には反映されない。

そのため、所内負荷ＡＣ−Ｌｏａｄが定常的に消費する電力を回生してやるのが最良の運用方法となる。しかし、回生車両からくる電力は一定ではなく、常に変化しており、回生電力を制限してしまうと、直流き電電圧が上がって回生失効に至る。そこで、前記エネルギー蓄積装置ＥＤＬＣは、前記負荷装置ＬＯＡＤからの回生電力が第１の設定値Ｐ１を超えた場合にその超過エネルギーを吸収するように双方向チョッパを制御する。これにより、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎが授受する電力は前記設定値Ｐ１に抑えられ、しかも、その設定値を所内負荷の消費電力程度にすることにより、電気料金を効率的に節約することができる。

一方、前記開閉器ＳＷを前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力が第２の設定値Ｐ２を超えた場合に投入することにより、前記抵抗装置Ｒを前記直流平滑コンデンサＣｄに並列接続する。これにより、前記電圧形自励式電力変換器ＣＮＶ１〜ＣＮＶｎ及び双方向チョッパＣＨＯが回生する電力が小さくなり、変換器容量が低減される。さらに、従来抵抗装置Ｒに電力を消費させる場合、その消費電力を制御するために大容量の抵抗チョッパ装置が必要とされたが、本実施形態の装置によれば、抵抗装置Ｒを開放／投入するだけの開閉器を設置すればよく、非常に安価な装置で、回生失効の防止と、自励式電力変換器容量の低減及びエネルギー蓄積装置の容量低減を達成できる。

（第３６の実施の形態）（請求項３６に対応）
第２９〜第３５の実施形態の電力変換装置において、前記抵抗装置Ｒ及び前記開閉器ＳＷは、複数個に分割し、前記負荷装置Ｌｏａｄからの回生電力に応じて、投入個数を変えている。

なお、本願発明は、上記各実施形態に限定されるものでなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で種々に変形することが可能である。また、各実施形態は可能な限り適宜組み合わせて実施してもよく、その場合、組み合わされた効果が得られる。さらに、上記各実施形態には種々の段階の発明が含まれており、開示される複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出され得る。例えば実施形態に示される全構成要件から幾つかの構成要件が省略されることで発明が抽出された場合には、その抽出された発明を実施する場合には省略部分が周知慣用技術で適宜補われるものである。

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。同実施形態の装置の主回路と当該装置の自励式電力変換器の制御回路を示す構成図。同実施形態の制御動作を説明するための交流側等価回路。同実施形態の制御動作を説明するための交流側電圧・電流ベクトル図。同実施形態における位相制御動作を説明するための制御ブロック図。同実施形態における位相制御動作（１パルス）を説明するためのタイムチャート図。同実施形態における制御動作を説明するための１パルス力行運転時の各部動作波形図。同実施形態における制御動作を説明するための１パルス回生運転時の各部動作波形図。同実施形態における別の位相制御動作（３パルス）を説明するためのタイムチャート図。同実施形態における別の制御動作を説明するための３パルス力行運転時の各部動作波形図。同実施形態における別の位相制御動作（５パルス）を説明するためのタイムチャート図。同実施形態における別の制御動作を説明するための５パルス力行運転時の各部動作波形図。本発明の第２実施形態に係る電力変換装置を示すものであって、当該装置における双方向チョッパの制御回路を示す構成図。本発明の第３実施形態に係る電力変換装置を示すものであって、図１の装置の動作を説明するための運転特性図。本発明の第４実施形態に係る電力変換装置を示すものであって、図１に示す装置の動作（５パルス）を説明するための交流側出力電圧波形図。本発明の第５実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図１６に示す装置の制御回路を示す構成図。本発明の第６実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第７実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図１９に示す装置の制御回路を示す構成図。本発明の第８実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図２１に示す装置の制御回路を示す構成図。本発明の第９実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図１６〜図２２に示す装置の動作（５パルス）を説明するための交流側出力電圧波形図。本発明の第１３実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図２５に示す装置の動作を説明するための特性図。図２５に示す装置の動作を説明するための運転特性図。本発明の第１３実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第１４実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第１５実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第２０実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第２１実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第２５実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。図３３に示す装置の双方向チョッパの制御回路の実施形態を示す構成図。図３３に示す装置の動作を説明するための運転特性図。本発明の第２９実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第３０実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第３１実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第３２実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。本発明の第３３実施形態に係る電力変換装置を示す構成図。従来の電力変換装置の一例の構成図。従来の電力変換装置の他の例の構成図。

符号の説明

ＳＵＰ…交流電源、ＴＲｘ…高圧配電用変圧器、ＡＣ−Ｌｏａｄ…高圧配電負荷（所内負荷）、ＴＲ，ＴＲａ，ＴＲｂ…変換器用変圧器、Ｌｓ，Ｌｓ１，Ｌｓ２…交流リアクトル、ＲＥＣ，ＲＥＣ１，ＲＥＣ２…電力用ダイオード整流器、Ｌａ，Ｌａ１，Ｌａ２…リカバリ電流抑制リアクトル、ＣＮＶ，ＣＮＶ１，ＣＮＶ２…電圧形自励式電力変換器、Ｃｄ，Ｃｄ１，Ｃｄ２…直流平滑コンデンサ、ＣＨＯ，ＣＨＯ１，ＣＨＯ２…双方向チョッパ、ＥＤＬＣ，ＥＤＬＣ１，ＥＤＬＣ２…エネルギー蓄積装置、ＳＷ，ＳＷ１，ＳＷ２…開閉器、Ｒ，Ｒ１，Ｒ２…抵抗装置、Ｌｏａｄ…負荷、Ｑａ，Ｑｂ…スイッチング素子、Ｄａ，Ｄｂ…還流ダイオード、Ｌｅ…直流リアクトル、ＡＣＲ１，ＡＣＲ２…電流制御回路、ＡＶＲ…直流電圧制御回路、ＲＥＦ…充放電電流指令発生器、ＰＨＣ…位相制御回路、ＰＷＭ…パルス幅変調制御回路、ＬＩＭ…リミッタ回路、ＡＳ１，ＡＳ２…切り換え回路、Ｋｅ…比例定数、ＣＯＭ…レベル比較器、ＨＹＳ…ヒステリシス回路、ＳＷＣ…開閉器制御回路、ＣＡＬ…演算回路、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ３…比較器、ＡＤ，ＡＤ１，ＡＤ２，ＡＤｐ…加算器、ＡＤｒ，ＡＤｓ，ＡＤｔ…加減算器、ＰＴＮ１〜ＰＴＮ３…パターン発生器、Ｇｖ（Ｓ），Ｇｖ１（Ｓ），Ｇｖ２（Ｓ）…電圧制御補償回路、Ｇｉ（Ｓ），Ｇｉ１（Ｓ），Ｇｉ２（Ｓ），Ｇｉｅ（Ｓ）…電流制御補償回路、ＦＦ…フィードフォワード補償器、Ｚ，Ｚ１，Ｚ２…３相／ｄｑ座標変換回路、ＰＬＬ，ＰＬＬ１，ＰＬＬ２…電源同期位相検出回路、ＰＨＣ１，ＰＨＣ２…位相制御回路。

Claims

交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して接続された電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合にその超過エネルギーを前記エネルギー蓄積装置が吸収するように前記双方向チョッパを制御する手段を具備したことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
エネルギー吸収の要求がない時に、前記エネルギー蓄積装置から蓄積されたエネルギーを放出するように前記双方向チョッパを制御する手段を具備することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
前記電圧形自励式電力変換器を、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内で、スイッチングを行う手段を具備することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該各変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内で、スイッチングを行う手段を具備したことを特徴とする請求項５乃至９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合にその超過エネルギーを前記エネルギー蓄積装置が吸収するように前記双方向チョッパを制御する手段を具備する特徴とする請求項５乃至１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
エネルギー吸収の要求がない時に、蓄積されたエネルギーを前記エネルギー蓄積装置が放出するように前記双方向チョッパを制御する手段を具備したことを特徴とする請求項５乃至１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続するように前記開閉器を投入する手段を具備することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
前記抵抗装置及び前記開閉器は、複数個に分割し、前記負荷装置からの回生電力に応じて、投入個数を変えたことを特徴とする請求項１３又は１４に記載の電力変換装置。
前記電圧形自励式電力変換器を、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内で、スイッチングを行う手段を具備することを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑と、この直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧Ｖに対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、当該直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続されたに負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、前記ｎ個の直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続されたに負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器は、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該各変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内で、スイッチングを行う手段を具備したことを特徴とする請求項１７乃至２１のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が設定値を超えた場合、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続するように前記開閉器を投入する手段を具備することを特徴とする請求項１７乃至２２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記抵抗装置及び前記開閉器は、複数個に分割し、前記負荷装置からの回生電力に応じて、投入個数を変えたことを特徴とする請求項１７乃至２３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
交流電源に変圧器及び／又は交流リアクトルを介して接続された電力用ダイオード整流器と、この電力用ダイオード整流器にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続された電圧形自励式電力変換器と、この電圧形自励式電力変換器と前記電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続した直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記電源電圧に対する位相角を調整することにより入力電流を制御し、かつ、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧が指令値に一致するように制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを前記エネルギー蓄積装置が吸収するように前記双方向チョッパを制御し、前記負荷装置からの回生電力が第２の設定値を超えた場合、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続するように前記開閉器を投入する手段を具備することを特徴とする請求項２５のいずれか一項に記載の電力変換装置。
エネルギー吸収の要求がない時に、前記エネルギー蓄積装置は、蓄積されたエネルギーを放出するように双方向チョッパを制御する手段を具備したことを特徴とする請求項２５又は２６に記載の電力変換装置。
前記電圧形自励式電力変換器を、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角３０°以内で、スイッチングを行うように制御する手段を具備したことを特徴とする請求項２５に記載の電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備することを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に対し、１次巻線が各相毎に直列接続され、２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成されたｎ台の３相変圧器と、これらｎ台の３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用を介して交流側端子が接続されたｎ台の３相ブリッジ結線の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側共通端子に接続された直流平滑コンデンサと、この直流平滑コンデンサに双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記直流平滑コンデンサに開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記直流平滑コンデンサに並列接続された負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより交流入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、適宜の位相差を持たせたｎ組の２次巻線を有する３相変圧器と、この３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、これらｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑を直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続した負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより各電圧形自励式電力変換器の入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
３相交流電源に１次巻線が接続され、各２次巻線の出力電圧が適宜の位相差を持つように構成したｎ台の３相変圧器と、これら３相変圧器の各々の２次巻線に交流側端子が接続されたｎ台の電力用ダイオード整流器と、これら電力用ダイオード整流器のそれぞれの交流側端子にリカバリー電流抑制用リアクトルを介して交流側端子が接続されたｎ台の電圧形自励式電力変換器と、前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器と前記ｎ台の電力用ダイオード整流器の直流側端子のそれぞれに接続されたｎ個の直流平滑コンデンサと、これらｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続し、その直列接続した両端に双方向チョッパを介して並列接続されたエネルギー蓄積装置と、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に開閉器を介して並列接続された抵抗装置とを備え、前記ｎ個の直流平滑コンデンサを直列接続した両端に接続した負荷装置への力行電力の供給及び／又は前記負荷装置からの回生電力の蓄積を行う電力変換装置において、
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、前記交流電源の周波数に同期した一定のパルスパターンで動作させ、前記交流電源の電圧に対する位相角を調整することにより前記電圧形自励式電力変換器それぞれの入力電流を制御し、前記直流平滑コンデンサそれぞれに印加される電圧を制御する制御手段を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記ｎ台の電圧形自励式電力変換器を、奇数パルスのパルスパターンで動作させ、当該各変換器の交流側出力電圧の基本波のゼロクロス点から電気角（３０°／ｎ）以内で、スイッチングを行う手段を具備することを特徴とする請求項２９乃至３３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
前記負荷装置からの回生電力が第１の設定値を超えた場合にその超過エネルギーを前記エネルギー蓄積装置が吸収するように前記双方向チョッパを制御し、かつ、前記負荷装置からの回生電力が第２の設定値を超えた場合、前記抵抗装置を前記直流平滑コンデンサに並列接続するように前記開閉器を投入する手段を具備したことを特徴とする請求項２９乃至３４のいずれか一項に記載の電力変換装置。
エネルギー吸収の要求がない時に、前記エネルギー蓄積装置が、蓄積されたエネルギーを放出するように前記双方向チョッパを制御する制御手段を具備したことを特徴とする請求項２９乃至３５いずれか一項に記載の電力変換装置。