KR100485969B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 전력 변환 장치는, 그 AC 단자가 AC 리액터(Ls)를 통하여 AC 전원과 접속되는 전력 다이오드 정류기(REC); 그 AC 단자가 회복 전류 억제 리액터(La)를 통하여 상기 전력 다이오드 정류기의 AC 단자와 접속되는 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV); 및 상기 전력 다이오드 정류기와 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자 사이에 접속되며 부하 장치가 병렬로 접속되어 있는 DC 평활 커패시터(Cd)를 포함한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
본 발명은 전력 다이오드 정류기와 전압형 자기 정류 전력 변환기의 조합 및/또는 전력 다이오드 정류기와 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기의 조합으로 이루어진 경제적인 고효율 전력 변환 장치에 관한 것이다.
전철 전력 발생 시스템에는 3상 AC 전력이 3상 브릿지 접속에서의 전력 다이오드 정류기에 의해 DC 전력으로 변환되는 시스템이 종종 채용된다. 이 시스템은 과부하 내성이 우수하다는 것과 변환기 비용이 저렴하다는 이점을 갖는다. 그러나, 차량에 희생 제동(regenerative braking)이 가해졌을 때 이에 관련된 전력이 AC 전원측에서 재생될 수 없어서, 반복적인 재생의 부재가 초래된다는 문제가 있었다. 다른 결함은 부하 전류 의존성으로, 부하에 따라 DC 생성 전압의 상당한 요동을 초래한다.
도 1의 (a) 및 (b)는 전력 재생 가능한 종래 기술의 PWM 변환기(Pulse Width Modulation Control Converter)의 회로 레이아웃을 나타낸다. PWM 변환기(CNV)에서, AC 단자는 AC 리액터(reactor)(Ls)를 통하여 3상 AC 전원(SUP)의 단자(R, S, T)에 접속되고, DC 단자는 3상 출력 VVVF(Variable Voltage Variable Frequency) 변환기(INV)와 DC 평활 커패시터(Cd)의 DC 단자에 접속되어 있다. 변환기(INV)의 AC 단자는 AC 모터(M)에 접속되어 있다. PWM 변환기(CNV)는 6개의 암(arm), 즉 6개의 정류 고속 다이오드(D1~D6)를 구비하며, 이들은 이들 다이오드와 역병렬로(in anti-parallel) 접속된 재생 인버터용 스위치 소자로 구성된 자기 턴오프(self-turn-off) 소자(S1~S6)와 3상 브릿지 형태로 접속되어 있다. 다이오드(D1)~D3와 자기 턴오프 소자 S1~S3는 포지티브 측에 배치되고 다이오드(D4)~D6와 자기 턴오프 소자 S4~S6는 네거티브 측에 배치되어 있다. 인버터(INV)는 또한 변환기(CNV)와 동일한 회로 레이아웃을 가져서, 그 상세한 설명은 생략한다.
PWM 변환기(CNV)에는 비교기(C1, C3), 전압 제어 보상기(Gv(S)), 곱셈기(ML), 전류 제어 보상기(Gi(S)) 및 펄스폭 변조 제어 회로(PWMC)를 구비하는 제어 장치가 설치된다. 비교기 C1과 전압 제어 보상기(Gv(S))는 각각의 위상에 공통이지만, 곱셈기(ML), 비교기(C3), 전류 제어 보상기(Gi(S)) 및 펄스폭 변조 제어 회로(PWMC)는 각각의 위상마다 설치된다. R 위상의 내부 회로 레이아웃만이 여기에 상세하게 설명되지만, S 위상 및 T 위상 제어 회로의 레이아웃도 동일하다. R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)용 게이트 신호(g1, g4)는 R 위상 제어 회로로부터 출력되고, S 위상의 자기 턴오프 소자 S2, S5용 게이트 신호(g2, g5)는 S 위상 제어 회로로부터 출력되며, T 위상의 자기 턴오프 소자(S3, S6)용 게이트 신호(g3, g6)는 T 위상 제어 회로로부터 출력된다.
PWM 변환기(CNV)는 전술한 바와 같이 구성된 제어 회로를 이용하여 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 DC 전압(Vd)이 전압 지령치(Vd*)와 일치하도록 입력 전류(Ir, Is, It)를 제어한다. 보다 상세하게는, 전압 지령치(Vd*)와 전압 검출치(Vd)간의 편차는 비교기(C1)에 의해 얻어져서 전압 제어 보상기(Gv(S))에 의해 증폭되고, 입력 전류의 진폭 지령치(Ism)로서 취해진다. 곱셈기(ML)는 입력 전류의 진폭 지령치(Ism)를 R 위상의 전압과 동기화된 단위 정현파(sinωt)와 곱하고, 이 곱은 R 위상의 전류 지령치(Ir*)로서 취해진다. 비교기(C3)는 이 R 위상 전류 지령치(Ir*)를 R 위상 전류 검출치(Ir)와 비교하고, 그 편차는 전류 제어 보상기(Gi(S))에 의해 역으로 증폭된다. 정상적으로는 비례 증폭이 이용되며, 그 이득은 Gi(S)=-Ki인데, 여기서 Ki는 비례 상수이다. 전류 제어 보상기(Gi(S))의 출력인 전압 지령치(er* = -Ki ×(Ir*-Ir))는 PWM 제어 회로(PWMC)에 입력되어 변환기(CNV)의 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 게이트 신호(g1, g4)를 생성한다. PWM 변환 회로(PWMC)는 전압 지령치(er*)와 캐리어 신호(X)(예컨대, 1㎑ 삼각파)를 비교하고, er*>X일 때 소자 S1을 온으로 하고(S4는 오프), er*<X일 때 소자 S4를 온으로 한다(S1은 오프). 그 결과, 변환기의 R 위상 전압(VR)으로서 전압 지령치(er*)에 비례하는 전압이 생성된다.
R 위상의 입력 전류(Ir)를 고려하면, Ir*>Ir일 때, 전압 지령치(er*)는 네거티브 값을 가지며 Ir이 증가된다. 반면에, Ir*<Ir일 때, 전압 지령치(er*)는 포지티브 값을 가지며 Ir이 감소된다. 이런 식으로, Ir*=Ir이 되도록 제어가 행해진다. S 위상 및 T 위상의 전류(Is 및 It)에 대하여도 동일한 방식으로 제어가 행해진다.
DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)은 다음과 같이 제어된다. 상세하게는, Vd*>Vd이면, 입력 전류의 진폭 지령치(Ism)가 증가된다. 각 위상의 전류 지령치는 전원 전압과 동위상이므로, 전류(Ism)에 비례하는 유효 전력(Ps)이 AC 전원(SUP)으로부터 DC 평활 커패시터(Cd)로 공급된다. 그 결과, 전압(Vd)이 증가되어 Vd*=Vd로 되도록 제어된다. 반면에, Vd*<Vd이면, 입력 전류의 진폭 지령치(Ism)는 네거티브 값을 가지며, 전력(Ps)이 AC 전원측에서 재생된다. 결과적으로, DC 평활 커패시터(Cd)의 축적 에너지가 감소되어, 전압(Vd)을 감소시키고 이로써 Vd*=Vd로 되도록 제어를 달성한다.
VVVF 인버터(INV)와 AC 모터(M)는 그 전압원이 DC 평활 커패시터(Cd)인 부하이며, 따라서 전력 운전시(모터링 동작시)에는 커패시터(Cd)의 축적 에너지를 소모하여 전압(Vd)을 낮추는 방향으로 동작한다. 또한, 재생시에는 이 재생된 에너지는 평활 커패시터(Cd)로 복귀되어, 그들은 전압(Vd)을 높이는 방향으로 동작한다. 전술한 바와 같이, DC 전압(Vd)이 일정하도록 PWM 변환기(CNV)에 의해 제어가 수행되기 때문에, 전력 운전시에는 일치하는 유효 전력이 AC 전원으로부터 자동적으로 공급되고, 재생시에는 재생 에너지와 일치하는 유효 전력이 AC 전원측에서 재생된다.
따라서, 종래의 PWM 변환기에서는, DC 전압(Vd)이 안정화되고 전력 재생을 달성할 수 있어, 전철 DC 전력 재생 시스템에서의 재생 부재의 문제를 해결할 수 있다.
그러나, PWM 변환기는, 스위칭이 고주파로 행해지기 때문에, 스위칭 소자의 상당한 스위칭 손실이라는 결점을 갖는다. 또한, 스위칭 소자는 차단 전류를 구성하는 AC 입력 전류의 최대치를 차단하는 능력을 가질 필요가 있다. 따라서, 스위칭 소자는, 짧은 시간 동안에 과부하가 걸리는 경우에도(예컨대 정격 전류의 300%) 차단 전류를 견딜 수 있도록 설계되어야 한다는 문제가 있으며, 따라서 이 전력 변환기는 크기가 커져서 비경제적인 시스템이다.
따라서, 전술한 바와 같이, 펄스폭 변조 제어를 이용하는 자기 정류 변환기(이하 PWM 변환기라 함)가 전력 재생 가능한 전력 변환기로서 이용 가능하더라도, 이들은 그 비용이 다이오드 정류기의 비용보다 많이 들며 매우 큰 과부하를 견딜 수 없다는 결점을 갖기 쉽다. 또한, PWM 제어에 연관된 큰 스위칭 손실로 인하여, 이들은 변환 효율이 작다는 등의 문제를 갖는다.
따라서, 본 발명의 목적은 전력 재생이 가능하며 우수한 과부하 내성을 갖고, 경제적이면서 높은 변환 효율을 갖는 새로운 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 상기 목적은 다음의 구성에 의해 달성된다. 구체적으로, 본 발명에 따른 전력 변환 장치는,
AC 단자가 AC 리액터를 통하여 AC 전원에 접속된 전력 다이오드 정류기;
AC 단자가 회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 전력 다이오드 정류기의 상기 AC 단자에 접속된 전압형 자기 정류(self-commutated) 전력 변환기; 및
상기 전력 다이오드 정류기와 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자 사이에서 병렬로 접속된 부하 장치에 접속된 DC 평활 커패시터를 포함한다.
이러한 구성에서는, 전력 운전시에 대부분의 전류가 상기 전력 다이오드 정류기로 흘러 들어가도록 제어를 실행함으로써, 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 차단 전류가 낮은 레벨로 제한될 수 있다. 전원 전압과 동기화된 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3펄스, 5펄스 등)을 갖는 전원 전압에 대하여 위상각을 제어함으로써 입력 전류가 제어되어, 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기가 항상 입력 역률이 1인 근처에서 동작한다. 결과적으로, 자기 정류 전력 변환기를 구성하는 자기 턴오프 소자의 스위칭이 입력 전류의 0점 근처에서 수행되며, 이로써 소자의 차단 전류를 작게 유지하는 것이 가능해진다.
회복 전류 억제 리액터는, 전압형 자기 정류 전력 변환기의 자기 턴오프 소자가 턴온될 때, 전력 다이오드 정류기의 다이오드로의 과도한 회복 전류의 유입을 억제하는 기능을 수행한다. 통상적으로, 상기 리액터는 수십 μH의 인덕턴스 값을 갖는다. 즉, 이것은 AC 리액터보다 2차수 정도 크기가 작을 수 있다.
한편, 재생시에는, 대부분의 전류가 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 자기 턴오프 소자로 유입된다. 본 발명의 장치에서는, 예컨대 전력 운전시에는 300%의 과부하가 허용되고 재생시에는 100%의 과부하가 허용된다는 점에서 경제적인 이용 모드가 달성될 수 있다. 이러한 이용 모드는, 전철에서 한 열차가 희생 제동(regenerative braking)을 수행하고 있는 경우에도 다른 열차는 보통 전력 운전을 수행하고 있다는 점에서 적절하다. 재생 전력의 100%로 동작하는 경우에도, 마찬가지로 대부분의 전류가 자기 턴오프 소자로 유입된다. 그러나, 재생시에도 실질적으로 1까지 전원 역률을 제어함으로써, 상기 자기 턴오프 소자의 스위칭이 전류 0점 근처에서 수행되도록 배치된다. 이에 의해, 스위칭 손실이 크게 감소하여, 작은 차단 전류를 갖는 자기 턴오프 소자의 자기 턴오프 전력 변환기(CNV)를 구성할 수 있게 되며, 이로써 경제적인 장치를 제공할 수 있다.
본 발명의 보다 완전한 이해와 많은 의도된 이점들은 첨부 도면과 함께 이하의 상세한 설명을 참조함으로써 더 잘 이해될 수 있다.
이하, 수개의 도면을 통하여 같은 참조 번호가 동일하거나 대응하는 부분을 지시하는 도면, 특히 도 2를 참조하여, 본 발명의 일실시예를 설명한다.
도 2는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 일실시예를 나타내는 블록도이다. 도 1에서와 같이 동일하거나 유사한 기능을 갖는 회로 소자들에게는 동일한 참조 부호를 붙이고 상세한 설명은 생략한다. 도 2의 주 회로에서, 전력 다이오드 정류기(REC)와 회복 전류 억제 리액터(La)가 도 1의 주 회로에서의 AC 리액터(Ls)와 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV) 사이에 추가로 설치되어 있다. 정류기(REC)는 3상 브릿지 접속 전력 다이오드(PD1~PD6)를 포함하고 있는데, 그 AC 단자들이 AC 리액터(Ls)를 통하여 3상 AC 전원(SUP)의 입력 단자(R, S, T)에 접속되어 있고 그 DC 단자들은 변환기(CNV)의 DC 단자에 접속되어 있다. 회복 전류 억제 리액터(La)는 전압형 자기 정류 변환기(CNV)의 AC 단자와 정류기(REC)의 AC 단자 사이에 접속되어 있다. 이 경우에, 부하 장치(LOAD)는 VVVF 인버터(INV)와 AC 모터(M)로 구성되어 있다.
회복 전류 억제 리액터(La)는, 전력 변환기(CNV)의 자기 턴오프 소자가 턴온되어 동작할 때 정류기(REC)의 다이오드에 과잉 회복 전류의 유입을 억제하는 작용을 하며, 정상적으로 수십 μH, 즉 AC 리액터(Ls)보다 크기가 약 2차수 작은 인덕턴스 값을 갖도록 설계된다. 또한, 회복 전류 억제 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 고속 다이오드(D1~D6)로부터 전력 다이오드(PD1~PD6)로의 정류에 필요한 시간이 짧아져서 손실이 그 만큼 감소될 수 있다.
제어 장치로서, 비교기(C1, C3), 가산기(C2), 전압 제어 보상 회로(Gv(S)), 전류 제어 보상 회로(Gi(S)), 피드포워드 보상기(FF), 좌표 변환 회로(A), 전원 동기 위상 검출 회로(PLL) 및 위상 제어 회로(PHC)가 설치된다. DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)이 검출되고 비교기(C1)에 의해 전압 지령치(Vd*)와 비교된다. 그 편차 εv(=Vd*-Vd)는 전압 제어 보상 회로(Gv(S))에 의해 적분 또는 비례 증폭되며, 이 출력 값이 가산기(C2)의 제 1 입력 단자에 입력된다. 또한, 부하(LOAD)에 의해 소모된 DC 전류(Idc)가 검출되어 피드포워드 보상기(FF)를 통하여 가산기(C2)의 제 2 입력 단자에 입력된다. 가산기(C2)의 출력(Iq*)은 전원(SUP)로부터 공급된 유효 전류의 지령치이다. 좌표 변환기(A)는 전원(SUP)으로부터 전력 변환기에 공급되는 3상 입력 전류(Ir, Is, 및 It)의 검출치를 dq 좌표축(DC량)으로 변환한다. 좌표 변환에 의해 구해진 q 축 전류(Iq)는 유효 전류의 검출치를 나타내며, d 축 전류(Id)는 응답 전류의 검출치를 나타낸다.
위상각 지령치(φ*) 는 비교기(C3)를 이용하여 유효 전류 지령치(Iq*)를 유효 전류 검출치(Iq)와 비교하고 전류 제어 보상 회로(Gi(S))를 이용하여 편차 값 ε1(=Iq*-Iq)를 증폭함으로써 구해진다. 전원 동기화 위상 검출 회로(PLL)는 3상 AC 전원 전압과 동기화된 위상 신호(θr, θs, θt)를 생성하여 위상 제어 회로(PHC)에 입력한다. 위상 제어 회로(PHC)는 위상각 지령치(φ*) 와 각 위상에 대한 위상 신호(θr, θs, θt)를 이용하여 전력 변환기(CNV)의 자기 턴오프 소자(S1~S6)의 게이트 신호(g1~g6)를 생성한다. 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV)에서, 게이트 신호(g1~g6)에 의해 전원 전압과 동기화된 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3펄스, 5펄스 등)을 갖는 전원 전압에 대하여 위상각(φ)을 제어함으로써 입력 전류가 제어된다.
도 3은 도 2의 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 전압/전류 벡터도를 나타낸다. 도면에서, Vs는 전원 전압, Vc는 자기 정류 전력 변환기(CNV)의 AC 출력 전압, Is는 입력 전류, 그리고 jωLs·Is는 AC 리액터(Ls)(리액터(Ls)의 저항은 매우 작기 때문에 무시함)에 의해 생성된 전압 강하량이다. 벡터 관계식 Vs=Vc+jωLs·Is가 유지된다. Vs, Vc 및 Is 등이 사실상 벡터량으로서 표현된다고 하더라도, 본 명세서에서는 표기의 편의상 스칼라량으로 표시한다.
전원 전압(Vs)의 피크치와 자기 정류 전력 변환기(CNV)의 AC 출력 전압(Vc)의 기본적인 피크치는 실질적으로 일치하도록 정합된다. DC 전압(Vd)은 일반적으로 부하측으로부터의 요구에 의해 결정되며, 펄스 패턴이 결정되면, AC 출력 전압(Vc)의 기본 피크치도 결정된다. 따라서, 전원측에 변압기를 배치하고 그 2차 전압을 Vs로서 취함으로써 피크치들이 정합된다.
입력 전류(Is)는 전원 전압(Vs)에 대하여 전력 변환기(CNV)의 AC 출력 전압(Vc)의 위상각(φ)을 조절함으로써 제어될 수 있다. 특히, 위상각(φ)이 0이면, AC 리액터에 인가되는 전압 jωLs·Is이 0이 되고 입력 전류(Is)도 0이 된다. 위상각(φ)이 증가하면(지상), 전압 jωLs·Is가 증가하고 입력 전류(Is)도 이 값에 비례하여 증가한다. 입력 전류 벡터 Is는 전압 jωLs·Is보다 90°뒤처지고 전원 전압(Vs)보다 φ/2만큼 뒤처진 벡터이다. 따라서, 전원측에서 본 입력 역률은 cos(φ/2)이다.
한편, AC 출력 전압이 도 3에서 위상각(φ)을 Vc'으로 진행시키는 방향으로 증가하면, AC 리액터(Ls)에 인가된 전압 jωLs·Is이 네거티브가 되어, 입력 전류가 Is'인 전원 전압(Vs)에 대한 위상각 π- φ/2를 초래한다. 즉, 전력 Ps=Vs·Is가 네거티브로 되어 전력이 전원으로 재생될 수 있게 한다. AC 출력 전압(Vc)이 도면에서 점선을 따라 Vc'방향으로 시프트되면, 전원 전압(Vs)을 기준으로 하여 입력 전류 벡터(Is)가 점선을 따라 Is'방향으로 변화한다.
도 2에서, 유효 전류(Iq)는 다음과 같이 제어된다.
Iq*>Iq인 경우, 전류 제어 보상 회로(Gi(S))의 출력(φ*)이 증가하여, 입력 전류(Is)를 증가시킨다. 입력 역률은 실질적으로 1이므로, 유효 전류(Iq)가 증가하고 곧 Iq*=Iq에서 안정된다. 반면에, Iq*<Iq라면, 전류 제어 보상 회로(Gi(S))의 출력(φ*)은 감소하거나 네거티브 값으로 되어 입력 전류(Is)를 감소시킨다. 입력 역률이 거의 1이므로, 유효 전류(Iq)는 Iq*=Iq에서 안정될 때까지 감소한다.
또한, DC 평활 커패시터(Cd)의 전압은 다음과 같이 제어된다.
Vd*>Vd인 경우, 전압 제어 보상 회로(Gv(S))의 출력측 가산기(C2)의 출력(Iq*)이 증가하여 전술한 바와 같이 Iq*=Iq까지 제어되며, 따라서 유효 전력(Ps)이 AC 전원(SUP)로부터 DC 평활 커패시터(Cd)로 공급된다. 그 결과, DC 전압(Vd)는 증가되어 Vd*=Vd로 되도록 제어된다.
반면에, Vd*<Vd인 경우, 가산기(C2)의 출력(Iq*)은 감소하거나 네거티브 값으로 되어, 유효 전력(Ps)이 DC 평활 커패시터(Cd)로부터 AC 전원(SUP)측으로 재생된다. 그 결과, DC 전압(Vd)이 Vd*=Vd까지 감소하도록 제어가 수행된다.
도 2의 장치에서는, 부하에 의해 취해진 DC 전류(Idc)가 검출되고, 피드포워드 보상기(FF)에 의해 이 양에 정합하는 유효 전류가 공급되도록 IqFF = k1·Idc가 계산되며, 이 보상량이 가산기(C2)에 입력된다. 이런 식으로, 부하에 급격한 변화가 있으면, 이에 정합하는 입력 전류(유효 전류)(Iq)가 공급되어, DC 평활 커패시터(Cd)의 인가 전압(Vd)의 요동을 억제한다.
(제 2 실시예)
본 실시예에서는, 도 2의 전력 변환 장치에서 회복 전류 억제 리액터(La)가 포화 가능한 리액터로 구성된다.
자기 정류 전력 변환기(CNV)의 암(arm)들은 자기 턴오프 소자(S1~S6)와 이에 역병렬로 접속된 고속 다이오드(D1~D6)로 구성된다. 예컨대, 전류가 상부 암의 자기 턴오프 소자로 흘러서 이 소자가 턴오프되는 경우, 전류는 하부 암의 고속 다이오드로 시프트한다. 고속 다이오드(D1~D6)의 순방향 전압 강하는 전력 다이오드(PD1~PD6)보다 커서, 이 전류는 점점 전력 다이오드 정류기(REC)의 대응하는 전력 다이오드로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 반비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 유입 전류가 큰 경우 포화로 인하여 그 인덕턴스 값이 감소하여, 고속 다이오드(D1~D6)로 흘러 들어간 전류가 전력 다이오드(PD1~PD6)로 신속하게 시프트하게 하고 변환기 손실이 감소될 수 있게 한다.
(제 3 실시예)
도 4는 도 2의 위상 제어 회로(PHC)의 일실시예를 나타낸다. 도 4에서, AD1~AD3는 각 위상별로 설치된 가산기(감산기)를 나타내고, PN1~PN3는 각 위상별로 설치된 펄스 패턴 발생기를 나타낸다. 가산기(AD1~AD3)는 위상 신호(θr, θs, θt)로부터 위상각 지령치(φ*) 를 감산하여 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)를 생성한다. 이들 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)는 0~2π의 주기 함수이며, 전원 주파수와 동기하여 변한다. 펄스 패턴 발생기(PTN1~PTN3)는, 고정 펄스 패턴을 생산하도록, 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)의 각 위상별로 게이트 신호(g1~g6)를 생성한다.
전형적인 예로서 R 위상을 취하면, 펄스 패턴 발생기 PTN1은 테이블 함수로서 위상 신호(θcr)에 대한 R 위상 소자(S1~S4)의 펄스 패턴을 저장한다. 단일 펄스 동작 중의 파형이 도 5에 나타나 있다. 이 도면에서, Vr은 R 위상 전원 전압을 나타내고, θr은 전원 전압(Vr)과 동기화된 위상 신호를 나타내는데, 이는 0과 2π사이에서 변하는 주기 함수이다. 새로운 위상 신호 θcr = θr - φ* 는 0과 2π사이에서 변하는 주기 함수이며, 신호 θr 보다 φ* 만큼 지연된 신호로 구해진다. 특히, 입력 θcr 에 대해서는, 게이트 신호 g1(또는 g4)이 다음과 같이 출력된다. 즉,
0 ≤θcr < π인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
π≤θcr < 2π인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이다.
자기 정류 변환기(CNV)의 AC측 출력 전압(R 위상)(Vcr)은 다음과 같다.
S1이 온(S4는 오프)인 경우,Vcr = +Vd/2
S1이 오프(S4는 온)인 경우,Vcr = -Vd/2
DC 전압(Vd)이 고정되면, AC 출력 전압의 진폭 값(Vcr)도 고정된다. AC 출력 전압의 기본파(Vcr*)의 위상은 전원 전압(Vs)보다 위상각(φ)만큼 늦는다. S 위상 및 T 위상이 동일한 방식으로 공급되지만, R 위상으로부터 120° 및 240°만큼 각각 오프셋된다.
도 6은 자기 정류 전력 변환기(CNV)가 도 5의 펄스 패턴으로 동작하는 경우에 R 위상에서의 여러 부품의 동작 파형을 나타낸다. 기재상의 편의를 위하여, 입력 전류(Ir)는 정현파로서 나타내고 리플(ripple) 부분은 도시하지 않는다. 도 6은 전력 운전시의 동작 파형을 나타내며, 변환기의 AC 출력 전압의 기본파(Vcr*)의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지연된다. 또한, 입력 전류(Ir)는 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ/2)만큼 지연된다. IS1과 IS4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 전류를 나타내고, ID1, ID4는 고속 다이오드(D1, D4)의 전류를 나타내며, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 나타낸다. 이들의 동작을 이하에서 도 1을 이용하여 설명한다.
입력 전류(Ir)가 네거티브로부터 포지티브로 변할 때까지, 전류가 전력 다이오드(PD4)를 통하여 흐른다. 이러한 조건에서, 전류(Ir)의 방향이 변하는 경우, 소자 S4는 온 상태이고, 그래서 입력 전류(Ir)는 회복 전류 억제 리액터(La)와 소자 S4를 통하여 흐를 수 있게 된다. 다음에, 소자 S4가 턴오프되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)에 의해 우선 전류(Ir)가 고속 다이오드(D1)을 통하여 흐른다. 전력 다이오드(PD1)의 순방향 전압 강하(VFPD1)가 고속 다이오드(D1)의 순방향 전압 강하(VFD1)보다 낮아서, 이러한 전압차로 인하여 회복 전류 억제 리액터(La)에 유입되는 전류가 작아지고, 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(D1)로부터 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 반비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 유입되는 전류가 큰 경우의 인덕턴스 값이 감소하여, 고속 다이오드(D1)로 유입된 전류가 보다 신속하게 전력 다이오드(PD1)로 시프트하게 하고 또 손실이 줄어들 수 있게 한다.
입력 전류(Ir)의 극성이 다시 반전될 때까지 이 전류는 전력 다이오드(PD1)로 유입된다. 입력 전류(Ir)가 반전된 후에, 전술한 바와 같은 동작이 소자 S1과 고속 다이오드(D4) 및 전력 다이오드(PD4) 사이에서 수행된다.
따라서, 본 실시예에서는, 전력 운전시의 입력 전류(Ir)의 대부분이 전력 다이오드(PD1, PD4)로 유입되기 때문에, 손실이 작고 과부하에 견딜 수 있는 고성능의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
입력 전류의 피크치를 Ism이라 하면, 자기 정류 변환기의 자기 턴오프 소자(S1~S6)에 의해 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는 다음과 같다.
Imax = Ism ×sin(φ/2) (θ2 < 90°)
예컨대, φ= 20°라면, Imax = 0.174 ×Ism 이다. 즉, 작은 차단 전류의 자기 턴오프 소자를 채용할 수 있어, 저비용의 전력 변환 장치를 제공할 수 있게 된다.
도 7은 재생 동작시의 동작 파형을 나타낸다. IS1과 IS4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 전류를 나타내고, ID1, ID4는 고속 다이오드(D1, D4)의 전류를 나타내며, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 나타낸다. 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 앞선다. 또한, 입력 전류(Ir)는 전원 전압의 반전 값(-Vr)보다 위상각(φ/2)만큼 앞선다.
입력 전류(Ir)가 네거티브이고 소자 S1이 온(S4는 오프)인 경우, 입력 전류(Ir)가 소자 La와 회복 전류 억제 리액터(La)를 통하여 흐른다. 소자 S1이 오프(S4는 온)인 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)의 작용에 의해 우선 전류(Ir)가 고속 다이오드(D4)를 통하여 흐른다. 전력 다이오드(PD4)의 순방향 전압 강하(VFPD4)가 고속 다이오드(D4)의 순방향 전압 강하(VFD4)보다 작고, 그래서 이러한 전압차로 인하여 회복 전류 억제 리액터(La)로 유입되는 전류가 점점 작아져서, 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(D4)로부터 전력 다이오드(PD4)로 시프트한다. 입력 전류(Ir)가 반전되면, 전류는 소자 S4로 유입되고 전술한 바와 동일한 방식으로 소자 S4가 턴오프되어, 전류가 먼저 고속 다이오드(D1)로 시프트하고나서 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다.
재생 동작시에, 입력 전류의 피크치가 Ism으로 취해지면, 자기 턴오프 소자(S1~S6)에 의해 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는 다음과 같다.
Imax = Ism ×sin(φ/2) (θ2 < 90°)
예컨대, φ= 20°라면, Imax = 0.174 ×Ism이다.
따라서, 재생 동작시의 입력 전류(Ir)의 대부분은 자기 턴오프 소자로 유입되지만, 소자(S1~S6)의 차단 전류가 작아질 수 있어, 저 비용의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
전철의 경우, 단일 변전소로부터 복수의 차량에 전원이 영향을 미쳐서, 통상적으로 전력 운전시의 부하가 크고 재생 전력이 작다. 예컨대, 전력 운전시의 과부하 내성은 정격 출력의 300%일 것이 요구되지만, 보통 재생 전력에 대한 100% 정격이면 만족스럽다. 본 전력 변환 장치는 전력 운전시의 큰 과부하 내성이 요구되는 경우에 적용될 수 있다.
도 8은 전력 운전으로부터 재생 동작으로의 시프트시의 천이 동작 파형을 나타내며, 전원 전압(Vr)에 대한 전력 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 위상각(φ)이 지상(lagging phase)에서 0으로 변한다. 입력 전류(Ir)가 포지티브인 경우, 자기 턴오프 소자 S4가 턴온(S1은 턴오프)되고 전력 다이오드(PD1)에 유입되고 있는 입력 전류(Ir)가 소자 S4로 정류된다. 이 과정에서, 전력 다이오드(PD1)로 유입되는 회복 전류(IPD1re)는 회복 전류 억제 리액터(La)의 작용에 의해 억제된다. 이 회복 전류 억제 리액터(La)가 없으면, 과잉 회복 전류가 전력 다이오드(PD1)로 유입되어, 손실을 증가시킬 뿐만 아니라 다이오드(PD1)이나 자기 턴오프 소자 S4를 파괴할 수도 있다. 입력 전류(Ir)가 네거티브라면, 자기 턴오프 소자 S1이 턴온(S4는 턴오프)되고 전력 다이오드(PD4)로 유입된 입력 전류(Ir)가 동일한 방식으로 소자 S1으로 정류된다.
자기 정류 변환기(CNV)를 단일 펄스로 동작시킴으로써, 스위칭의 횟수가 최소화될 수 잇고 변환 효율이 더 향상될 수 있다. 또한, AC측 출력 전압(Vc)의 기본 성분이 커지고 자기 정류 변환기의 전압 이용 효율이 향상된다. 또한, 거의 1의 변환기 역률로 동작이 영향을 받기 때문에, 입력 전류(Is)의 0점 근처에서 단 한번만 스위칭이 수행되어, 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 전력 운전 및 재생 동작의 경우 모두 극히 작다. 따라서, 고효율 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.또한, 대전류의 차단이 일어나지 않는 점에서 "소프트 스위칭"에 근사하는 스위칭을 달성할 수 있다. 따라서, EMI 노이즈가 작고 환경 친화적인 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 4 실시예)
도 9는 R 위상으로 그려진, 펄스 패턴 발생기 PTN1를 이용하여 3펄스 출력을 구할 때의 동작 파형을 나타낸다. 이 도면에서, Vr은 R 위상 전원 전압이고, θr은 전원 전압(Vr)과 동기화된 위상 신호이며, 이는 0과 2π사이에서 변하는 주기 함수이다. 새로운 위상 신호 θcr = θr - φ* 는 0과 2π사이에서 변하는 주기 함수이며, 신호 θr 보다 φ* 만큼 지연된 신호로 제공된다. 또한, 위상각 θcr에 대한 R 위상 소자(S1, S4)의 펄스 패턴은 다음과 같다.
0 ≤θcr < θ1 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
θ1 ≤θcr < θ2 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 온, S4는 오프)이고,
θ2 ≤θcr < π인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
π≤θcr < θ3 인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
θ3 ≤θcr < θ4 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이며,
θ4 ≤θcr < 2π인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이다.
자기 정류 변환기(CNV)의 AC측 출력 전압(R 위상)(Vcr)은 다음과 같다.
S1이 온(S4는 오프)인 경우,Vcr = +Vd/2
S1이 오프(S4는 온)인 경우,Vcr = -Vd/2
출력 전압(Vcr)의 기본파(Vcr)의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 늦는다. S 위상 및 T 위상이 동일한 방식으로 공급된다.
펄스 패턴이 고정되고 DC 전압(Vd)이 고정되는 경우, 자기 정류 변환기(CNV)의 AC 출력 전압의 기본파의 피크치도 고정된다.
도 10은 자기 정류 전력 변환기가 도 9의 펄스 패턴으로 동작하는 경우에 R 위상에서의 여러 부품의 동작 파형을 나타낸다. 기재상의 편의를 위하여, 입력 전류(Ir)는 정현파로서 나타내고 리플(ripple) 부분은 도시하지 않는다. 도 10은 전력 운전시의 동작 파형을 나타내며, 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파(Vcr)의 위상은 전원 전압(Vs)보다 위상각(φ)만큼 지연된다. 또한, 입력 전류(Is)는 전원 전압(Vs)보다 위상각(φ/2)만큼 지연된다. IS1과 IS4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 전류를 나타내고, ID1, ID4는 고속 다이오드(D1, D4)의 전류를 나타내며, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 나타낸다. 이들의 동작을 이하에서 설명한다.
입력 전류(Ir)가 네거티브로부터 포지티브로 변할 때까지, 전류가 전력 다이오드(PD4)를 통하여 흐른다. 이러한 조건에서, 전류(Ir)의 방향이 변하는 경우, 소자 S4는 온 상태이고, 그래서 입력 전류(Ir)는 회복 전류 억제 리액터(La)와 소자 S4를 통하여 흐를 수 있게 된다. 다음에, 소자 S4가 턴오프되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)에 의해 전류(Ir)가 먼저 고속 다이오드(D1)을 통하여 흐른다. 전력 다이오드(PD1)의 순방향 전압 강하(VFPD1)가 고속 다이오드(D1)의 순방향 전압 강하(VFD1)보다 낮아서, 이러한 전압차로 인하여 회복 전류 억제 리액터(La)에 유입되는 전류가 점점 더 작아지고, 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(D1)로부터 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 반비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 유입되는 전류가 큰 경우의 인덕턴스 값이 감소하여, 고속 다이오드로 유입된 전류가 보다 신속하게 전력 다이오드(PD1)로 시프트하게 하고 그래서 손실이 줄어들 수 있게 한다.
다음에, 소자 S4가 다시 턴온되는 경우, 입력 전류(Ir)가 회복 전류 억제 리액터(La) 및 소자 S4를 통하여 흘러서, 전력 다이오드(PD1)과 고속 다이오드(D1)의 전류가 0으로 되게 한다. 또한 도 10의 θ1 에서, 소자 S4가 턴오프되는 경우, 전술한 바와 같이 전류는 먼저 고속 다이오드(D1)로 유입되고나서 전력 다이오드(PD1)로 시프트하며, 이 전류는 입력 전류(Ir)의 극성이 다시 반전될 때까지 전력 다이오드(PD1)로 유입된다. 입력 전류(Ir)가 반전된 후에, 전술한 바와 같은 동작이 소자 S1과 고속 다이오드(D4) 및 전력 다이오드(PD4) 사이에서 수행된다.
도 10의 펄스 패턴과 같이, 3펄스 패턴이 나타나 있다. 입력 전류의 피크치를 Ism으로 하면, 자기 턴오프 소자(S1~S6)에 의해 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는 다음과 같다.
Imax = Ism ×sin(φ/2 + θ1), (θ2 < 90°)
예컨대, φ= 20°이고 θ2 = 10°라면, Imax = 0.342 ×Ism 이다.
따라서, 본 발명의 전력 변환 장치에서는 전력 운전시의 대부분의 전류가 그 온 전압이 작은 전력 다이오드(PD1)을 통하여 흐르며, 따라서 고속 다이오드(D1~D6)로 유입되는 전류가 매우 작아서, 고효율 변환 장치를 얻을 수 있다. 또한, 자기 턴오프 소자(S1~S6)의 차단 전류가 작아질 수 있어, 장치의 전체 비용의 상당한 감소를 달성할 수 있게 된다.
도 11은 펄스 패턴 발생기(PTN1)의 5펄스 출력 동작의 경우에 R 위상을 나타내는 동작 파형을 나타낸다. 이 도면에서, Vr은 R 위상 전원 전압이고 θr 은 전원 전압(Vr)과 동기화된 위상 신호로, 0과 2π 사이에서 변하는 주기 함수이다. 또한, 새로운 위상 신호 θcr = θr - φ* 는 0과 2π사이에서 변하는 주기 함수로, 신호 θr 보다 φ* 만큼 지연된 신호에 의해 공급된다. 또한, 위상 신호 θr 에 대한 R 위상 소자(S1, S4)의 펄스 패턴은 다음과 같다.
0 ≤θcr < θ1 인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
θ1 ≤θcr < θ2 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
θ2 ≤θcr < θ3 인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
θ3 ≤θcr < θ4 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
θ4 ≤θcr < π인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
π ≤θcr < θ5 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
θ5 ≤θcr < θ6 인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이고,
θ6 ≤θcr < θ7 인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이고,
θ7 ≤θcr < θ8 인 범위에서, g1=1, g4=0 (S1은 온, S4는 오프)이며,
θ8 ≤θcr < 2π인 범위에서, g1=0, g4=1 (S1은 오프, S4는 온)이다.
자기 정류 변환기(CNV)의 AC측 출력 전압(R 위상)(Vcr)은 다음과 같다.
S1이 온(S4는 오프)인 경우,Vcr = +Vd/2
S1이 오프(S4는 온)인 경우,Vcr = -Vd/2
DC 전압(Vd)이 고정되면, AC 출력 전압(Vr)의 진폭값이 고정된다. Vcr의 기본파(Vcr*)의 위상이 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지연된다. S 위상 및 T 위상도 동일한 방식으로 공급된다.
도 12는 자기 정류 전력 변환기가 도 11의 펄스 패턴으로 동작하는 경우에 R 위상에 대한 여러 부품의 동작 파형을 나타낸다. 설명의 편의상, 입력 전류(Ir)는 정현파로서 나타내며 리플 부분은 나타내지 않는다.
도 12에서, 변환기의 AC 출력 전압의 기본파(Vcr)의 위상은 전원 전압(Vs)보다 위상 φ만큼 지연된다. 결과적으로, 전력 변환 장치는 전력 운전 상태에 있으며, 입력 전류(Is)는 전원 전압(Vs)보다 위상각(φ/2)만큼 지연된다. IS1과 IS4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 전류를 나타내고, ID1, ID4는 고속 다이오드(D1, D4)의 전류를 나타내며, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 나타낸다. 도 1의 장치를 이용하여 이하에서 그 동작을 설명한다.
입력 전류(Ir)가 네거티브로부터 포지티브로 변할 때까지, 전류가 전력 다이오드(PD4)를 통하여 흐른다. 이러한 조건에서, 전류(Ir)의 방향이 변하는 경우, 소자 S4는 온 상태이고, 그래서 입력 전류(Ir)는 회복 전류 억제 리액터(La)와 소자 S4를 통하여 흐를 수 있게 된다. 다음에, 소자 S4가 턴오프되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)의 작용에 의해 전류(Ir)가 먼저 고속 다이오드(D1)을 통하여 흐른다. 전력 다이오드(PD1)의 순방향 전압 강하(VFPD1)가 고속 다이오드(D1)의 순방향 전압 강하(VFD1)보다 낮아서, 이러한 전압차로 인하여 회복 전류 억제 리액터(La)에 유입되는 전류가 점점 더 작아지고, 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(D1)로부터 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 반비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 유입되는 전류가 큰 경우의 인덕턴스 값이 감소하여, 고속 다이오드로 유입된 전류가 보다 신속하게 전력 다이오드로 시프트하게 하고 그래서 손실이 줄어들 수 있게 한다.
다음에, 소자 S4가 다시 턴온되는 경우, 입력 전류(Ir)가 회복 전류 억제 리액터(La) 및 소자 S4를 통하여 흘러서, 전력 다이오드(PD1)과 고속 다이오드(D1)의 전류가 0으로 되게 한다. 또한, 소자 S4가 턴오프되는 경우, 전술한 바와 같이 전류는 먼저 고속 다이오드(D1)로 유입되고나서 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 상기 동작은 도 4에 나타낸 펄스 패턴에 따라 반복되지만 도 4의 θ2 에서 소자 S4가 턴오프(소자 S1은 턴온)된 후에, 전술한 바와 마찬가지로 이 전류는 먼저 고속 다이오드(D1)로 흐르고 다음에 전력 다이오드(PD1)로 시프트하며, 이 전류는 입력 전류(Ir)가 다시 반전될 때까지 전력 다이오드(PD1)로 유입된다. 입력 전류(Ir)가 반전된 후에, 전술한 바와 같은 동작이 소자 S1과 고속 다이오드(D4) 및 전력 다이오드(PD4) 사이에서 수행된다.
도 12의 펄스 패턴과 같이, 5펄스 패턴이 나타나 있다. 입력 전류의 피크치를 Ism으로 하면, 자기 턴오프 소자(S1~S6)에 의해 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는 다음과 같다.
Imax = Ism ×sin(φ/2 + θ2), (θ2 < 0°)
예컨대, φ= 20°이고 θ2 = 15°라면, Imax = 0.42 ×Ism 이다.
펄스의 수를 증가시킴으로써, 입력 전류(Ir)의 고조파 성분이 감소되고 전류 맥동이 감소되지만, 한편으로는, 자기 턴오프 소자의 차단 전류의 최대치(Imax)가 증가한다는 결점이 있다. 나중에 설명하는 바와 같이, 복수의 전력 변환기 등을 채용함으로써, 입력 전류 고조파를 줄이고 가능한 한 작은 펄스 수에 의한 동작을 수행하는 것이 바람직하다.
자기 정류 변환기(CNV)가 고정 펄스 패턴으로 제어되면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 최소화되도록 스위칭 패턴이 결정될 수 있지만, 전술한 바와 같이 1에 가까운 변환기 역률로 동작이 수행되기 때문에, 전류(Is)의 0점 근처에서 스위칭이 수행되고 자기 정류 변환기(CNV)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작게 유지될 수 있다. 이런 식으로, 전력 재생이 가능하고 고역률 및 고효율의 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 5 실시예)
도 13은 본 발명의 전력 변환 장치의 제어 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예에서는, 도 2의 제어 장치에서의 전압 지령치(Vd*)가 계산 회로(CAL)에 의해 전원 전압의 피크치(Vsm)나 입력 전류의 피크치(Ism)에 따라 변한다. 한 제어 모드에서, 계산 회로(CAL)은 전원 전압 피크치(Vsm)에 비례하는 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급한다.
도 14a, 14b 및 도 14c는 전원 전압(Vs)의 진폭값이 DC 전압(Vd)이 일정하게 제어된 상태에서 요동할 때의 AC 전원측의 전압/전류 벡터도를 나타낸다. Vs=Vc에서, 위상각(φ)은 0이고 입력 전류(Is)도 0이다. 반면에, Vs < Vc이면, φ= 0 일 때 진상 전류(leading current)가 흐른다. 반대로, Vs > Vc이면, φ= 0일 때 지상 전류(lagging current)가 흐른다. 전원 전압(Vs)이 요동할 때, DC 전압(Vd)을 이에 정합하도록 조절함으로써 변환기 출력 전압(Vc)의 기본파의 피크치는 항상 전원 전압(Vs)의 피크치와 정합할 수 있다.
이런 식으로, 위상각(φ)이 0일때 비효율적인 무효 전류가 전원으로부터 추출되는 것을 방지할 수 있다.
(제 6 실시예)
도 13의 제어 장치에서, 계산 회로(CAL)가 다음과 같은 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급한다고 가정한다.
Vd* = k·√[Vsm2 + (ωLs·Ism)2]
여기서, Vsm은 전원 전압 피크치이고, ω는 전원 각 주파수이고, Ls는 AC 리액터(Ls)의 인덕턴스값이며, Ism은 입력 전류(Is)의 피크치이다.
이러한 제어 시스템에서, DC 전압 지령치(Vd*)는 전원 전압의 크기에 의해 변할 뿐만 아니라 입력 전류 피크치(Ism)에 연관되어 조절된다.
도 15는 이런 관점에서 AC측 전압/전류 벡터도를 나타내며, 여기서 변환기 출력 전압은 이하의 관계식으로 유지된다.
Vc = √[Vs2 + (ωLs·Is)2]
그 결과, 전원 전압 벡터 Vs와 AC 리액터(Ls)의 인가 전압(=jωLs·Is)은 항상 직교 관계로 유지되며, 입력 전류(Is)는 전원 전압(Vs)과 동위상(또는 역위상)이고, 입력 역률은 1이다.
도 16은 입력 전류 피크치(Ism)에 대한 DC 전압 지령치(Vd*)의 관계를 나타내는데, 여기서 DC 전압 지령치(Vd*)가 전류(Ism)의 증가에 따라 증가하는 것을 볼 수 있다.
(제 7 실시예)
도 13의 제어 회로에서는, 계산 회로(CAL)가 다음과 같은 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급한다고 가정한다.
Vd* = k·√[Vsm2 - (ω·Ls·Ism)2]
여기서, Vsm은 전원 전압 피크치이고, ω는 전원 각 주파수이고, Ls는 AC 리액터의 인덕턴스값이며, Ism은 입력 전류의 피크치이다.
이러한 제어 시스템에서, DC 전압 지령치(Vd*)는 전원 전압의 크기에 의해 변할 뿐만 아니라 입력 전류 피크치(Ism)에 연관되어 조절된다.
도 17은 이런 관점에서 AC측 전압/전류 벡터도를 나타내는데, 여기서 변환기 출력 전압은 이하의 관계식을 유지한다.
Vc = √[Vs2 - (ωLs·Is)2]
그 결과, 변환기 출력 전압 벡터(Vc)와 AC 리액터(Ls)의 인가 전압(=jωLs·Is)은 항상 직교 관계로 유지되며, 입력 전류(Is)는 변환기 출력 전압(Vc)와 동위상(또는 역위상)이고, 변환기 역률은 1이다.
도 18은 입력 전류 피크치(Ism)에 대한 DC 전압 지령치(Vd*)의 관계를 나타내는데, DC 전압 지령치(Vd*)는 전류(Ism)의 증가에 따라 감소하는 것을 알 수 있다.
도 19는 단일 펄스 모드에서 변환기 역률이 1에서 동작이 수행될 때의 동작 파형을 나타낸다. 이것은 R 위상에 대하여 나타나 있으며, 설명의 편의상, 입력 전류(Ir)는 정현파로서 표현되어 있으며 리플 성분은 생략되어 있다. 도면에서, IS1과 IS4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(S1, S4)의 전류를 나타내고, ID1, ID4는 고속 다이오드(D1, D4)의 전류를 나타내며, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 각각 나타낸다.
도 19는 전력 운전시의 파형을 나타내는데, 여기서 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파가 전원 전압(Vs)보다 위상각(φ)만큼 지연된다. 입력 전류(Ir)는 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)과 동위상이며 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지연된다.
단일 펄스 모드에서, 자기 턴오프 소자 S1 또는 S4는 입력 전류(Ir)가 0인 경우 온/오프 동작을 수행하여, 소자의 차단 전류가 0이다. 재생 운전의 경우에도 마찬가지이다. 즉, 변환기 역률 1에서 동작함으로써, 자기 정류 변환기를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 0에서 동작을 수행할 수 있게 되고, 따라서 변환기의 비용을 크게 줄일 수 있게 된다. 또한, 0 전류 스위칭, 즉 소프트 스위칭이 가능해지기 때문에, 현재 채용된 하드 스위칭에서 문제를 발생시키는 EMI 노이즈나 유도 결함의 문제를 해결할 수 있다.
(제 8 실시예)
도 20은 본 발명의 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예에서는, 전력 다이오드 정류기(REC)와 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV)의 조합으로 각각 이루어진 2개의 전력 변환 장치가 제공되는데, 상호 위상차 30°가 주어진 2세트의 2차 권선을 갖는 3상 변압기(TR)을 이용하여, 전력 변환 장치의 AC측의 병렬 곱셈 연산이 수행되고 병렬 접속이 DC측에 영향을 미치도록 배치되어 있다. 도 2에 나타낸 다이오드 정류기(REC), 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV), AC 리액터(Ls) 및 회복 전류 억제 리액터(La)가 제 1 그룹에 속하는지 제 2 그룹에 속하는지에 따라 첨자로서 1 또는 2를 부가하여 표시되어 있다. AC 전원 단자(R, S, T)와 AC 리액터(LS1, LS2) 사이에 있는 변압기(TR)는 한 세트는 별모양 접속(Y 접속)인 반면에 다른 한 세트는 삼각형 접속(△ 접속)인 2세트의 2차 권선을 포함하며, 이들 두 출력 전압에 30°의 위상차가 제공된다. 변압기(TR)의 상기 한 2차 권선은 제 1 그룹의 전력 변환 장치를 제공하며, 상기 다른 2차 권선은 제 2 그룹의 전력 변환 장치를 제공한다. 양 전력 변환기(CNV1, CNV2)는 DC측에 병렬로 접속되어 있는데, 그 DC 단자들이 공통 DC 평활 커패시터(Cd)와 부하 장치(LOAD)에 접속되어 있다. 부하 장치(LOAD)는 인버터(INV)와 AC 모터(M)를 일괄하여 나타낸다.
도 21은 도 20의 전력 변환 장치를 제어하기 위한 제어 장치의 일실시예를 나타내는데, 유효 전류 지령치(Iq*)가 생성되는 시점까지는 2 그룹에 공통으로 채용되며, 그 이후에는 2그룹으로 나누어진다. 도 2의 경우에서와 마찬가지로, 제 1 그룹 및 제 2 그룹의 구성요소에 대하여 첨자 부호 1 또는 2를 추가함으로써 각 그룹의 구조적인 구성요소가 구별된다. 마지막으로, 제 1 제어 장치가 제 1 전력 변환기(CNV1)의 자기 턴오프 소자에 대하여 게이트 신호(g11~g16)를 출력하는 한편, 제 2 제어 장치는 제 2 전력 변환기(CNV2)의 자기 턴오프 소자에 대하여 게이트 신호(g21~g26)를 출력한다.
2세트의 전력 변환 장치의 예컨대 R 위상의 입력 전류(변압기(TR)의 2차 전류)(Ir1, Ir2)가 독립적으로 제어되지만, 이들 둘의 지령치(Iq*)는 동일하기 때문에 이들은 실질적으로 동일한 값으로 제어된다. 그 결과, 변압기(TR)의 1차 전류의 고조파 성분들이 서로 상쇄되어, 리플이 거의 없는 동작을 달성할 수 있다. 병렬 곱셈 연산이 3세트 이상의 전력 변환 장치의 조합으로 수행되면, 변압기(TR)의 1차 전류 리플이 더욱 감소될 수 있다.
본 장치에서는, AC 전원으로부터 공급되는 입력 전류(Is)의 고조파 성분의 감소 및 변환 장치의 용량 증가가 달성될 수 있으며, 이런 식으로 고효율 및 저비용이며 우수한 과부하 내성을 갖고 전력 재생을 할 수 있는 대용량 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 9 실시예)
본 실시예에서는, 제 8 실시예의 전력 변환 장치에서, 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 고정 펄스 패턴으로 동작하며, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 AC 입력 전류(Is)가 제어되어, DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)을 제어한다. 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)를 고정 펄스 패턴으로 동작시킴으로써, AC 전원 전압(Vs)과 동기화된 스위칭이 수행된다. DC 전압(Vd)이 고정되면, 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 AC 출력 전압(Vc1~Vcn)의 진폭이 고정된다. 이러한 상태에서, 전원 전압(Vs)에 대한 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 변화시킴으로써, AC 리액터(Ls1~Lsn)에 인가된 전압이 변하며, 이에 의해 입력 전류(Is)를 조절할 수 있게 된다. 지상 방향으로 전원 전압(Vs)에 대한 변환기의 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 증가시킴으로써, AC 전원으로부터 공급된 유효 전력(Ps)이 증가한다. 반대로, 위상각(φ)이 진상 방향으로 증가하면, 유효 전력(Ps)이 AC 전원으로 재생된다.
자기 정류 변환기(CNV1~CNVn)가 고정 펄스 패턴으로 제어되면 입력 전류(Is)의 고조파 성분을 최소화 하도록 스위칭 패턴이 결정되더라도, 변환기 역률이 1에 가깝기 때문에 전류 Is의 0점 근처에서 스위칭이 수행되어, 자기 정류 변환기(CNV1~CNVn)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류는 작을 필요가 있다. 이런 식으로, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 거의 없이 고효율 및 고역률이고 전력 재생을 행할 수 있는 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 10 실시예)
본 실시예에서는, 제 8 실시예의 전력 변환 장치에서, 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 AC 전원(SUP)의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 AC 입력 전류(Is)가 제어되고, 이에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)을 제어한다.
전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)를 단일 펄스 모드에서 동작시킴으로써, 스위칭 손실이 감소되고 자기 정류 변환기의 전압 이용률이 향상될 수 있다. 또한, 자기 정류 변환기가 입력 전류(Is)의 0점 근처에서 스위칭되기 때문에, 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아질 수 있다. 이런 식으로, 우수한 과부하 내성과 함께 고효율 및 대용량을 갖는 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 11 실시예)
도 22는 본 발명에 따른 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예의 특징은 제 1 및 제 2 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1, CNV2)의 DC측이 직렬로 접속되어 공통 부하 장치(LOAD)에 연결된다는 점이다. 나머지 구성은 도 20의 경우와 동일하다.
도 23은 도 22의 장치의 제어 장치의 일실시예를 나타낸다. 자기 정류 전력 변환기(CNV1 및 CNV2)는, DC 평활 커패시터(Cd1 및 Cd2)의 전압(Vd1 및 Vd2)이 지령치(Vd*)에 각각 일치하도록 제어 동작을 수행한다.
비교기(C11)은 전압 지령치(Vd*)와 전압 검출치(Vd1)을 비교하고 전압 제어 보상 회로(Gv1(S))에 의해 편차 εv1 을 적분 또는 비례 증폭하고, 입력을 가산기(C21)의 한 입력 단자에 전달한다. 마찬가지로, 비교기(C12)는 전압 지령치(Vd*)와 전압 검출치(Vd2)를 비교하고 전압 제어 보상 회로(Gv2(S))에 의해 편차 εv2 를 적분 또는 비례 증폭하고, 가산기(C22)의 한 입력 단자에 입력되는 한편, 부하(LOAD)에 의해 소모된 DC 전류(Idv)가 검출되고 공통 피드포워드 보상기(FF)를 통하여 가산기(C21 및 C22)의 다른 입력 단자에 입력된다. 가산기(C21)의 출력은 전원(SUP)로부터 제 1 전력 변환 장치(REC1+CNV1)에 공급된 유효 전류의 지령치(Iq1*)를 제공한다. 가산기(C22의 출력은 전원(SUP)로부터 제 2 전력 변환) 장치(REC2+CNV2)에 공급된 유효 전류의 지령치(Iq2*)를 제공한다. 다른 세부 사항은 도 21의 경우와 동일하다.
전원 전압과 동기화된 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3펄스 또는 5펄스 등)으로 전원 전압에 대한 위상각(φ1, φ2)을 제어하는 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1, CNV2)에 의해 입력 전류를 제어한다.
2세트의 전력 변환 장치의 입력 전류(변압기(TR)의 2차 전류)(Ir1 및 Ir2)(R 위상)가 독립적으로 제어되더라도, 안정된 상태에서는 DC 전압(Vd1 및 Vd2)가 실질적으로 동일하고 이들 둘의 유효 전류 지령치(Iq1*, Iq2*)가 실질적으로 동일하여, 입력 전류(Is1, Is2)는 실질적으로 동일한 값으로 제어된다. 그 결과, 변압기의 1차 전류의 고조파가 서로 상쇄되어, 전류 리플이 거의 없는 동작이 달성될 수 있다. 병렬 곱셈 연산이 3세트 이상의 전력 변환 장치의 조합으로 수행되면, 변압기(TR)의 1차 전류 리플이 더욱 감소될 수 있다.
본 장치로는, 전력 변환 장치의 용량 증가, DC 출력 전압(Vd)의 전압 증가 및 AC 전원으로부터 공급된 입력 전류(Is)의 고조파 성분 감소가 달성될 수 있어, 전력 재생이 가능하고 우수한 과부하 내성을 갖는 고효율 및 저비용의 대용량 전력 변환 장치를 제공할 수 있게 된다.
(제 12 실시예)
본 실시예에서는, 제 11 실시예의 전력 변환 장치에서, n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 고정 펄스 패턴으로 동작하며, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로서 AC 입력 전류(Is)가 제어되고, 이에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)을 제어한다.
전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)를 고정 펄스 패턴으로 동작시킴으로써, AC 전원 전압(Vs)과 동기화된 스위칭이 수행된다. DC 전압이 고정되면, 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 AC 출력 전압(Vc1~Vcn)의 진폭도 고정된다. 이 상태에서, 전원 전압(Vs)에 대한 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 변화시킴으로써, AC 리액터(Ls1~Lsn)에 인가된 전압이 변하며, 이에 의해 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 입력 전류를 조절할 수 있게 된다. 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 고정 펄스 패턴으로 제어되면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분을 작게 하도록 스위칭 패턴이 결정되지만, 1에 가까운 변환기 역률로 동작이 행해지기 때문에, 전류(Is)의 0점 근처에서 스위칭이 수행되어, 자기 정류 변환기(CNV1 및 CNV2)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아질 수 있다.
전원 전압(Vs)에 대한 변환기의 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 지상 방향으로 증가시킴으로써, AC 전원으로부터 공급된 유효 전력(Ps)이 증가한다. 반면에, 위상각(φ)이 진상 방향으로 증가하면, 유효 전력(Ps)이 AC 전원으로 재생된다. DC 평활 커패시터(Cd1~Cdn)의 전압(Vd1~Vdn)을 실질적으로 고정하도록 자기 정류 변환기(CNV1~CNVn)가 제어된다. 그 결과, 전체 전압 Vd0 = Vd1 + Vd2 +...+ Vdn이 고정되도록 제어된다. 이런 식으로, DC 출력 전압이 증가할 수 있으며, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 거의 없이 고역률 및 고효율을 갖고 전력 재생 가능한 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 13 실시예)
본 실시예에서는, 제 11 실시예의 전력 변환 장치에서, n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 AC 전원(SUP)의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 입력 전류가 제어되어, DC 평활 커패시터(Cd1~Cdn)에 인가된 전압(Vd1~Vdn)을 제어한다.
전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)가 단일 펄스 모드에서 동작하기 때문에, 스위칭 손실이 감소하고 자기 정류 변환기의 전압 이용률이 향상될 수 있다. 또한, 입력 전류(Is)의 0점 근처에서 자기 정류 변환기의 스위칭이 수행되기 때문에, 자기 턴오프 소자의 차단 전류는 작아질 수 있다. 이런 식으로, 저비용, 고효율 및 대용량을 갖고 우수한 과부하 내성을 갖는 저비용 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 14 실시예)
도 24는 본 발명의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예의 특징은, 도 20의 장치에서 2세트의 2차 권선을 포함하는 단일 변압기(TR) 대신에 직렬로 접속된 1차 권선과 함께 그 출력 전압이 30°의 상호 위상차를 갖는 2세트의 3상 변압기(TR1, TR2)를 채용함으로써 직렬 곱셈 연산이 수행되도록 배치된다는 점이며, 또한 2개 변압기의 누설 인덕턴스를 이용함으로써 도 20에 나타낸 AC 리액터(Ls1, Ls2)가 없다는 점이다. 물론, 이것은 도 20의 경우와 마찬가지로 AC 리액터(Ls1, Ls2)가 외부적으로 설치되는 것과 동일한 원리이다.
도 25는 도 24의 장치의 제어장치의 일실시예를 나타낸다. 이 경우에, 가산기(C1)로부터 전류 제어 보상 회로(Gi(S))까지는 도 2의 경우와 동일하며, 2그룹으로의 분기가 위상 제어 회로(PHC1 및 PHC2)에서 일어난다. 위상 제어 회로(PHC1 및 PHC2)는 전술한 바와 같이 공통 위상각 지령치(φ*)를 이용하는 2개의 전력 변환기(CNV1, CNV2)에 대하여 게이트 신호(g11~g16 및 g21~g26)를 생성한다.
전원 전압과 동기화된 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3펄스 또는 5펄스 등)으로 전원 전압에 대한 위상각(φ)을 제어함으로써, 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 및 CNV2)의 입력 전류(Ir, Is 및 It)가 제어된다. 이 장치에서는, 2개의 변압기(TR1, TR2)가 1차 권선측에 직렬로 접속되기 때문에, 2개의 전력 변환 장치(REC1+CNV1 및 REC2+CNV2)의 입력 전류가 동일하여, 고조파가 거의 없는 전류를 제공한다.
2개의 전력 변환 장치가 채용된 예를 상술하였지만, 물론 3개 이상의 전력 변환 장치를 이용하여 직렬 곱셈 연산을 수행할 수 있다.
본 장치에서는, 변환 장치의 용량 증가 및 AC 전원으로부터 공급된 입력 전류(Is)의 고조파 성분의 양의 감소를 달성할 수 있다. 특히, 직렬 곱셈 연산에 의하여, 각 변환기에 유입되는 AC측 입력 전류의 고조파 성분이 감소되고 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 제어 펄스의 수가 감소될 수 있다는 이점이 있다. 또한, 3상 변압기의 누설 인덕턴스 성분을 이용함으로써, 종래에 채용된 AC 리액터를 생략할 수 있다. 이런 식으로, 전력 재생이 가능하고 과부하 내성이 우수한 고효율, 저비용 및 대용량의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 15 실시예)
본 실시예에서는, 제 14 실시예의 전력 변환 장치에서의 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 고정 펄스 패턴으로 동작시키고, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절하여 AC 입력 전류(Is)를 제어함으로써, DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)이 제어된다.
고정 펄스 패턴으로 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNV2)가 동작되기 때문에, 스위칭은 AC 전원 전압(Vs)에 동기하여 수행된다. DC 전압(Vd)이 고정되면, 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 진폭 값이 고정된다. 이 상태에서, 전원 전압((Vs)에 대한 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 위상각(φ)을 변화하여 변압기의 누설 인덕턴스 성분에 인가되는 전압을 변화시킴으로써 입력 전류(Is)를 조절할 수 있다. 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 고정 펄스 패턴으로 제어한다면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분을 작게 만들도록 스위칭 패턴을 결정할 수 있지만 변환기 역율을 1 부근으로 하여 동작을 수행함으로써 전류(Is)의 영점 부근에서 스위칭이 수행되어 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류를 만들 수 있게 한다
전원 전압(Vs)에 대한 변환기의 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 위상각(φ)을 지상 방향으로 증가시킴으로써 AC 전원으로부터 공급되는 유효 전력(Ps)이 증가된다. 반대로, 위상각(φ)을 진상 방향으로 증가시키면 AC 전원에 대한 유효 전력(Ps)이 재생된다.
자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 입력 전류(Is)를 제어하여 실질적으로 고정된 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)을 만든다. 이 방식으로, 역률이 높고 효율이 높고 저렴하며 전력 재생이 가능하고 입력 전류의 고조파 성분이 작은 전력 변환기를 제공할 수 있다.
(제 16 실시예)
본 실시예에서는 제 14 실시예의 전력 변환 장치에서의 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 AC 전원(SUP)의 주파수에 동기하여 단일 펄스 모드에서 동작시키고, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 그 AC 입력 전류(Is)를 제어하고, 따라서 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)이 제어된다.
본 실시예에서, 제 15 실시예의 경우와 동일한 방식으로 고정 펄스 패턴으로 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 동작시키지만 펄스의 수는 단일 펄스로 이루어진다. 물론, DC 전압(Vd)이 고정되면, 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 측 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 진폭 값이 고정된다. 전원 전압(Vs)에 대한 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 측 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 총 전압의 위상각(φ)을 조절함으로써 입력 전류(Is)가 제어되지만, φ=0인 경우 Is=0 으로 만들기 위해서는, 전원 전압(Vs)의 피크치와 변환기 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 총 전압의 기본 피크치가 동일할 필요가 있다. 부하측의 요구 등에 의해서 DC 전압(Vd)을 결정하기 때문에, 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 측 출력 전압(Vc1 내지 VCn)의 기본 성분과 동일해지도록 3상 변압기(TR1 내지 TRn)의 2차측 전압치가 정합된다.
단일 펄스로 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)를 동작시킴으로써, 스위칭 회수를 최소화할 수 있고 변환기 효율을 더욱 증대시킬 수 있다. 또한, AC 측 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 기본 성분이 커지고, 자기 정류 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 전압 이용률이 향상된다. 또한, 변환기 역률이 거의 1에서 동작이 수행되기 때문에, 입력 전류(Is)의 영점 부근에서 한번만 스위칭이 수행되고, 따라서 전력 가동 동작시 또는 재생 동작시에 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 매우 작아진다. 결과적으로, 저렴하고 효율이 높은 전력 변환 장치를 제공할 수 있다. 따라서, 이는 크지 않은 전류가 차단되는 소프트 스위칭에 가까우며, 따라서 EMI 잡음이 작고 환경 친화적인 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 17 실시예)
제 8 내지 제 16 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는 회복 전류 억제 리액터(La1 내지 Lan)가 포화되는 포화가능한 리액터를 구비한다.
자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)에서, 각 암은 역병렬로 접속된 자기 턴 오프 소자와 고속 다이오드로 구성되고, 예를 들면, 상부 암의 자기 턴오프 소자에 전류가 흐를때 이 소자가 턴오프되어 전류가 하부 암의 고속 다이오드로 시프트한다. 고속 다이이오드의 포워드 강하 전압은 전력 다이오드의 강하 전압보다 크기 때문에, 이 전류가 점차로 전력 다이오드 정류기(REC1 내지 RECn)에 대응하는 전력 다이오드로 시프트한다. 이 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La1 내지 Lan)의 인덕턴스 값에 역비례한다. La1 내지 Lan 포화 가능한 리액터를 만듬으로써, 이에 흐르는 전류가 클때 그 인덕턴스 값은 작아지고 결과적으로 고속 다이오드(D1 내지 D6)로 흐르는 전류가 전력 다이오드(PD1 내지 PD6)로 더욱 빠르게 시프트하여 손실이 감소된다.
(제 18 실시예)
제 8 내지 제 17 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는, n 개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 전원의 전압(Vs)이 요동하는 경우, 이 전원 전압(Vs)의 변화를 정합시키도록, DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)의 지령치를 변화함으로써 제어가 수행된다.
n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CVN1 내지 CNVn)를 단일 펄스 또는 고정 펄스 패턴으로 동작시키는 경우, 이들 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC 측 출력 전압(Vc)의 진폭 값이 고정되고, 전원 전압(Vs)이 하이(high)가 되면, 변환기(CNV1 내지 CNVn)는 지상 역률을 갖는 동작 상태를 취하고, 전원 전압(Vs)이 로우(low)가 되면, 변환기(CNV1 내지 CNVn)는 진상 역률을 갖는 동작 상태를 취한다. 또한, 역률이 낮아지면 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC측 출력 전압(Vc)과 입력 전류(Is) 사이의 위상차가 커지게 되어, 자기 정류 전력 변환기를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 커진다. 따라서, 전원 전압(Vs)의 진폭 값을 정합시키도록 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)을 조정함으로써 항상 ｜Vs｜ = ｜Vc｜가 되도록 제어가 수행된다. 이 방식으로, 전원 역률의 또는 변환기 역률의 급강하를 방지할 수 있고, 자기 턴오프 소자의 차단 전류의 증가를 방지할 수 있다.
(제 19 실시예)
제 8 내지 제 18 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서 n개의 전압형 자기 정류 전압 변환기(CNV1 내지 CNVn)에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)의 제어가 다음 식과 같이 수행된다.
Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
여기에서 AC 전원(SUP)의 각주파수는 ω이고, 전원 전압은 Vs이고, 입력 전류는 Is이고, AC 리액터의 인덕턴스 값은 Ls이고, 비례상수는 k이다.
n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)을 다음과 같이 근사 조정함으로써,
Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
전원 전압(Vs)의 위상의 위상을 정합시켜서 전원 역률 = 1로 동작이 성취될 수 있도록 입력 전류(Is)의 위상이 만들어질 수 있다. 또한 이들 이점은 재생 동작에도 적용된다. 이 방법으로, 과부하에 견디는 성능이 우수하고 저렴하고 역률이 높은 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 20 실시예)
제 8 내지 제 18 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는, n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)의 제어가 다음 식과 같이 수행된다.
Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
여기서, AC 전원(SUP)의 각주파수는 ω이고, 전원 전압은 Vs이고, 입력 전류는 Is이고, AC 리액터의 인덕턴스 값은 Ls이고, 비례상수는 k이다.
n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가되는 전압(Vd)을 다음과 같이 근사 조정함으로써,
Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
자기 정류 전력 변환기(CNV1 내지 CNVn)의 AC측 출력 전압(Vc)의 위상을 실질적으로 정합시키도록 전원 전압(Vs)에 대한 입력 전류(Is)의 위상각(φ)이 만들어질 수 있다. 즉, 입력 전류(Is)의 위상과 변환기 출력 전압(Vc)을 정합시킴으로써, 변환기 역률 = 1인 동작이 성취될 수 있다. 결과적으로, 자기 정류 변환기(CNV)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아져서 변환기 용량이 감소될 수 있다. 이러한 이점은 재생 동작의 경우에 동일한 방식으로 적용될 수 있다. 이 방법으로, 과부하에 견디는 성능이 우수한 저렴하고 효율이 우수한 전력 변환 장치가 제공될 수 있다.
다음으로, 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기를 사용하는 전력 변환 장치의 실시예를 설명한다.
(제 21 실시예)
도 26은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 주회로 레이아웃의 실시예를 나타낸 블록도이다. 도 26에 나타낸 전력 변환 장치는 AC 단자가 AC 리액터(Ls)를 통해 3상 AC 전원(SUP)의 입력 단자(R, S, T)에 접속되는 전력 다이오드 정류기(REC), AC 단자가 회복 전류 억제 리액터(La)를 통해 정류기(REC)와 접속되고 DC 단자가 정류기(REC)의 DC 단자와 접속되는 3 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC), 및 단자가 자기 정류 전력 변환기(MLC)의 DC 단자와 접속되는 2개의 직렬 접속된 DC 평활 커패시터(Cd1 및 Cd2)로 이루어진 평활 커패시터 회로를 구비하고, 부하 장치(LOAD)는 전압원으로서 사용하는 평활 커패시터 회로와 접속된다. 부하 장치(LOAD)는 예를 들면 VVVF 인버터 및 AC 전기 모터를 구비한다.
전력 다이오드 정류기(REC)는 3상 브리지 접속된 6개의 전력 다이오드(PD1 내지 PD6), 포지티브 암을 구성하는 전력 다이오드(PD1 내지 PD3) 및 네거티브 암을 구성하는 전력 다이오드(PD4 내지 PD6)를 구비한다. 3 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC)는 각 위상이 동일한 구조를 갖는 중성점 클램핑형 변환기(NPC(neutral point clamping type converter) 변환기)이다. R 위상을 설명하면, 포지티브 및 네거티브 암은 각각 2개의 직렬 접속된 고속 다이오드(Du1, Du2, 및 Du3, Du4), 및 이들 고속 다이오드와 역병렬로 접속된 자기 턴오프 소자(Su1, Su2, 및 Su3, Su4)를 구비한다. 2개의 직렬 접속된 클팸핑 고속 다이오드(Du5, Du6)는 고속 다이오드(Du1 및 Du2)의 접속점과 고속 다이오드(Du3 및 Du4)의 접속점 사이에 접속되고, 그의 직렬 접속점은 DC 평활 커패시터(Cd1, CD2)의 직렬 접속점, 즉 DC 중성점과 접속된다. 이하 설명에서는, DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)의 전압이 각각 Vd1, Vd2이고 Vd1 = Vd2 = Vd/2, 즉 Vd1 + Vd2 = Vd인 것으로 가정한다.
NPC 변환기에서, 각 위상에 대한 4개의 자기 정류 소자(Su1 내지 Su4)는 2개의 그룹으로 결합되어 기동된다. 즉, 자기 턴오프 소자(Su1, Su2)가 턴온되는 경우 전압 Vr = +Vd/2이 R위상의 출력 단자에서 생성되고, 자기 턴오프 소자(Su2, Su3)가 턴온되는 경우 상기 전압은 DC 중성점에서 클램프되어 Vcr = 0을 생성한다. 또한, 자기 턴오프 소자(Su3, Su4)가 턴온되는 경우, 전압 Vcr = -Vd/2이 출력된다. 따라서, 3 레벨 전압 출력 : +Vd/2, 0, -Vd/2이 얻어질 수 있다.
자기 턴오프 소자(Su1 및 Su3)는 상호 반전된 온/오프 동작을 수행하며, 소자(Su1)가 온인 경우, 소자(Su3)는 오프이고, 소자(Su3)가 온인 경우 소자(Su1)는 오프이다. 마찬가지로 자기 턴오프 소자(Su2 및 Su4)가 상호 반전된 온/오프 동작을 수행하고, 소자(Su2)가 온된 경우 소자(Su4)가 오프되고, 소자(Su4)가 온된 경우 소자(Su2)가 오프된다. 그러나, 자기 턴오프 소자(Su1 및 Su4)가 온되고 소자(Su2 및 Su3)가 오프되는 모드를 고려하면, 이 때, DC 총 전압(Vd)이 소자(Su2 또는 Su3)에 인가되어 그 소자가 브레이크다운되므로, 이 모드는 허용되지 않는다.
소자(Su2 및 Su3)가 온되는 경우 클램핑 다이오드(Du5, Du6)는 출력 전압(Vcr)을 DC 중성점 전위"0"로 클램핑시킨다. 입력 전류(Ir)가 도면에서 화살표 방향, 즉 전원측으로부터 전력 변환 장치측으로 흐르는 경우, 전류(Ir)는 도면에서 경로 R Ls La Su3 Su6 중성점(0)을 따라서 흐른다. 입력 전류(Ir)는 경로 중성점 0 Du5 Su2 La Ls R을 따라 흐른다.
본 실시예에서의 특징은 전력 다이오드 정류기(REC)가 NPC 변환기(MLC)와 병렬로 접속되어 있다는데 있다. 즉, NPC 변환기(MLC)의 AC 단자와 전력 다이오드 정류기(REC)가 회복 전류 억제 리액터(La)를 통해서 접속된다.
3레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC)의 자기 턴오프 소자가 온 동작을 수행하는 경우 전력 다이오드 정류기의 다이오드로 과도 회복 전류가 흘러들어 오는 것을 억제하는 기능을 갖는다. 통상적으로, 수십 μH의 인덕턴스 값을 갖도록 설계되어 AC 리액터(Ls)보다 크기가 약 2차수 작을 수 있다. 또한, 회복 전류 억제 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 고속 다이오드(Du1 내지 Du6)로부터 전력 다이오드(PD1 내지 PD6)로의 정류에 요구되는 시간이 단축될 수 있고 따라서 대응하는 양만큼 손실이 감소될 수 있다.
예를 들면, R 위상 전류(Ir)가 화살표 방향으로 흐르는 경우, 자기 턴오프 소자(Su3, Su4)가 오프되면(Su1 및 Su2는 온), 전류(Ir)는 전력 다이오드를 통해 흐른다. 만일 이 경우에 소자(Su1)가 턴오프되고, Su3이 턴온되면, 입력 전류(Ir)는 Ls La Su3 Du6로 시프트하지만, 축적 캐리어가 전력 다이오드(Pd1)에 잔류하기 때문에 다이오드(PD1)는 즉시 턴오프될 수 없으며, 이로 인해서 DC 평활 커패시터(Cd1)의 전압(Vd1)이 경로 Cd1(+) PD1 La Su3 Du6 Cd1(-)에 의해서 단락회로가 된다. 그 후에 흐르는 전류는 회복 전류이다. 회복 전류 억제 리액터(La)가 없는 경우 구성 소자(자기 턴오프 소자 및 다이오드)를 파괴하는 과도 단락 회로 전류가 흐를 수 있다.
다음으로, 소자(SU3)가 다시 턴오프되고 소자(SU1)가 턴온되는 경우, 경로 Ls La Du2 Du1(+) 상에서 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du2, Du1)를 통해서 제일 먼저 흐른다. 고속 다이오드(Du1, Du2)의 포워드 강하 전압(VFD)은 전력 다이오드(PD1)의 포워드 강하 전압보다 크며, 이 전류는 점차적으로 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 고속 다이오드(Du1, Du2)로부터 전력 다이오드(PD1)로의 정류에 필요한 시간은 상술한 포워드 강하 전압 및 회복 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 의존한다. 고정된 펄스 패턴(단일 펄스, 3 펄스 또는 5 펄스 등)으로 3레벨 출력 자기 정류 전력 변환기를 동작시킴으로써, 전력 다이오드에 전류가 흐르는 시간이 연장될 수 있고 고속 다이오드에 전류가 흐르는 시간이 단축될 수 있다. 결과적으로, 포워드 강하 전압이 작은 회로에 전류가 흐름으로써 변환 장치의 효율이 증가되도록 배치할 수 있다. 이는 마찬가지로 다른 모드에서도 적용된다.
도 27은 도 26의 전력 변환 장치와 연관된 NPC 변환기(MLC)의 자기 턴오프 소자를 제어하는 제어 장치를 나타낸다. 이 제어 장치는 커패시터(C1, C3), 가산기(C2), 및 전압 제어 보상 회로(Gv(s)), 전류 제어 보상 회로(Gi(S)), 피드 포워드 보상기(FF), 좌표 변환 회로(A), 전원 동기화 위상 검출 회로(PLL) 및 위상 제어 회로(PHC)를 구비한다. DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)에 인가되는 전압(Vd1 및 Vd2)의 합에 대응하는 전압(Vd)(=Vd1 + Vd2)이 비교기(C1)에 의해서 전압 지령치(Vd*)와 비교된다. 그의 편차(εv)(=Vd* - Vd)가 전압 제어 보상 회로(Gv(S))에 의해서 비례 증폭 또는 적분되고, 이 출력 값은 비보상 DC 전류 지령으로서 가산기(C2)의 제 1 입력 단자에 입력된다. 게다가, 부하(LOAD)에 의해서 소비되는 DC 전류(Idc)를 검출하여 피드 포워드 보상기(FF)를 통해서 가산기(C2)의 제 2 입력 단자에 입력한다. 가산기(C2)의 출력(Iq*)은 전원(SUP)으로부터 공급되는 유효 전류의 지령치이다. 좌표 변환기(A)는 dq 좌표축(DC량)에 대하여 전원(SUP)으로부터 전력 변환기로 공급되는 3상 입력 전류(Ir, Is 및 It)의 검출치를 변환시킨다. 좌표축 변환에 의해서 얻어지는 q축 전류(Iq)는 유효 전류의 검출치를 나타내고, d축 전류(Id)는 무효 전류의 검출치를 나타낸다.
비교기(C3)를 이용하여 유효 전류 지령치(Iq*)와 유효 전류 검출치(Iq)를 비교하고, 전류 제어 보상 회로(Gi(S))를 이용하여 편차 값(ε1)(= Iq* - Iq)을 증폭함으로써 위상각 지령치(Φ*)가 얻어진다. 전원 동기화 위상 검출 회로(PLL)는 3상 전원 전압(Vr, Vs, 및 Vt)과 동기화하여 위상 신호(θr, θs, θt)를 생성하고 이를 위상 제어 회로(PHC)에 입력한다. 위상 제어 회로(PHC)는 NPC 변환기(MLC)의 R 위상 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)에 대한 게이트 신호(gu1 내지 gu4)를 발생시키고, 또한 각 위상에 대한 위상각 지령치(θ*)와 위상 신호(θr, θs, θt)를 이용하여 S 위상 자기 턴오프 소자(Sv1 내지 Sv4)에 대한 게이트 신호(gv1 내지 gv4)와 T 위상 자기 턴오프 소자(Sw1 내지 Sw4)에 대한 게이트 신호(gw1 내지 gw4)를 발생시킨다. NPC 변환기(MLC)에서, 게이트 신호(gu1 내지 gu4, gv1 내지 gv4, 및 gw1 내지 gw4)에 의해서 전원 전압과 동기화하여 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3 펄스, 5 펄스 등)으로 전원 전압에 대한 위상각(θ)을 제어함으로써 입력 전류(Ir, Is, 및 It)가 제어된다.
도 28은 본 발명에 따른 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 전압/전류 벡터 도면을 나타낸다. 도면에서, Vs는 전원 전압이고, Vc는 NPC 변환기의 AC 출력 전압이고, Is는 입력 전류이고, jωLs·Is는 AC 리액터(Ls)에 의해서 생성되는 전압 강하량이다(여기서 리액터(Ls)의 저항은 매우 작기 때문에 무시됨). 벡터 관계 Vs = Vc + jωLs·Is가 유지된다.
전원 전압(Vs)의 피크치와 NPC 변환기(MLC)의 AC 출력 전압(Vc)의 기본 피크치가 정합되어 실질적으로 일치한다. DC 전압(Vd)은 통상적으로 부하측으로부터의 요구에 의해서 결정되고, 펄스 패턴이 결정되면 이것이 AC 출력 전압(Vc)의 기본 피크치를 결정한다. 따라서, 전원측상에 변압기를 배치하고 그 2차 전압을 Vs로 함으로써 피크치가 정합된다.
전원 전압(Vs)에 대한 NPC 변환기의 AC 출력 전압(Vc)의 위상각(φ)을 조정함으로써 입력 전류(Is)가 제어될 수 있다. 특히, 위상각 φ= 0 이면, AC 리액터(Ls)에 인가되는 전압 jωLs·Is은 0이된다. 위상각(φ)이 증가하면(지상이면), 전압(jωLs·Is)이 증가하고, 이 값에 비례하여 입력 전류(Is)도 증가한다. 입력 전류 벡터(Is)는 전압(jωLs·Is)보다 90°만큼 지상이고 전원 전압(Vs)보다 φ/2만큼 지상인 벡터이다. 전원측으로부터 본 입력 역률은 따라서 cos(φ/2)이다.
한편, NPC 변환기의 AC 출력 전압이 도 28에서의 Vc'와 같이 진행 위상각(φ)의 방향으로 증가하면, AC 리액터에 인가되는 전압(jωLs·Is)은 네거티브가 되고, 결과적으로 입력 전류가 Is'인 전원 전압(Vs)에 대한 위상각은 (π-θ/2)가 된다. 즉, 전력 Ps = Vs·Is는 네거티브가 되어 전원에서 전력이 재생될 수 있게 한다. AC 출력 전압(Vc)이 전원 전압(Vs)을 기준으로 정하여 도면에서 점선을 따라 Vc'의 방향으로 시프트되는 경우, 입력 전류 벡터(Is)는 점선을 따라 Is'의 방향으로 변화된다.
도 27에서, 유효 전류(Iq)는 다음과 같이 제어된다.
Iq* > Iq인 경우, 전류 제어 보상 회로(Gi(S))의 출력(φ*)이 증가하여 입력 전류(Is)가 증가하게 된다. 입력 역률 ≒ 1이기 때문에, 유효 전류(Iq)가 증가하자마자 곧 Iq* = Iq로 정착된다. 반대로, Iq* < Iq인 경우, 전류 제어 보상 회로(Gi(S))의 출력(φ*)이 감소하거나 또는 네거티브 값이 되어 입력 전류(Is)가 감소하게 된다. 입력 역률 ≒ 1이기 때문에, 유효 전류(Iq)는 Iq* = Iq로 정착될 때까지 감소한다.
또한, DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)의 전압 Vd = Vd1 + Vd2은 다음과 같이 제어된다.
Vd* > Vd인 경우, 전압 제어 보상 회로(Gv(S))의 출력측상의 가산기(C2)의 출력(Iq*)이 증가하고 상술한 바와 같이 Iq* = Iq로 제어되고, AC 저원(SUP)으로부터 DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)로 유효 전력(Ps)이 공급된다. 결과적으로 DC 전압(Vd)가 증가하여 Vd* = Vd가 되도록 제어된다.
반면에, Vd* < Vd인 경우, 가산기(C2)의 출력(Iq*)이 감소하거나 또는 네거티브 값이 되어, DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)로부터 AC 전원(SUP)의 측상에 유효 전력(Ps)가 재생된다. 결과적으로, 제어가 이루어져서 Vd* = Vd가 될 때까지 DC 전압(Vd)이 감소한다.
도 26 및 도 27의 장치에서, 부하(LOAD)에서 취해지는 DC 전류(Idc)가 검출되고, 피드 포워드 보상기(FF)에 의해서 보상량 IqFF = k1·Idc가 계산되어 이 양을 정합하는 유효 전류가 공급되고 가산기(C2)에 입력된다. 이 방법에서, 갑작스런 부하의 변화가 있는 경우, 이를 정합하는 입력 전류(유효 전류)(Iq)가 공급되어 DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)의 인가 전압(Vd)의 변동을 억제시킨다.
(제 22 실시예)
도 26의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는, 회복 전류 억제 리액터(La)가 포화 가능한 리액터로 구성된다.
NPC 변환기(MLC)의 R 위상 암은 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4), 이에 역병렬로 접속된 고속 다이오드(Du1 내지 Du4)와 클램핑 다이오드(Du5 및 Du6)로 구성된다. 예를 들면, 중앙 2개의 암의 자기 턴오프 소자(Su2)에 전류가 흐르는 경우, 입력 전류(Ir)가 화살표 방향으로 흐르는 것으로 취해지면, 전류는 경로 Ls La Su3 Du6을 따라서 흐른다. 만일 이 상태에서 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 의해서 소자(Su3)가 턴오프되면(소자(Su1)가 턴온됨), 제일 먼저 전류는 고속 다이오드(Du2, Du1)으로 시프트한다. 다음으로, 고속 다이오드의 포워드 강하 전압(VFD)가 전력 다이오드(PD1)의 포워드 강하 전압(VFPD)보다 커지기 때문에, 이 전류는 점차로 전력 다이오드(PD1)으로 시프트한다. 이 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 역비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 이에 흐르는 전류가 커지는 경우 그 인덕턴스 값이 감소하여, 고속 다이오드에 흐른 전류가 전력 다이오드(PD1 내지 PD6)에 더욱 빠르게 시프트하게 하기 때문에 변환 손실이 저감된다.
(제 23 실시예)
도 29는 도 27의 위상 제어 회로(PHC)의 실시예를 나타낸다. 도 29에서, AD1 내지 AD3은 각 위상에 대하여 별개로 제공되는 가산기를 나타내고, 마찬가지로 PTN1 내지 PTN3은 각 위상에 대하여 별개로 제공되는 펄스 패턴 생성기를 나타낸다. 가산기(AD1 내지 AD3)는 위상 신호(θr, θs, θt)로부터 위상각 지령치(φ*)를 감산하여 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)를 생성한다. 이들 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)는 0 내지 2π의 주기 함수이다. 펄스 패턴 생성기(PTN1 내지 PTN3)는 새로운 위상 신호(θcr, θcs, θct)에 대한 각 위상에 대하여 게이트 신호(gu1 내지 gu4, gv1 내지 gv4, 및 gw1 내지 gw4)를 생성하여 고정 펄스 패턴을 만든다.
R 위상을 전형적인 예로 하여, 펄스 패턴 생성기(PTN1 내지 PTN3) 중 펄스 패턴 생성기(PTN1)은 위상 신호(θcr)에 대한 R 위상 소자(Su1 내지 Su4)의 펄스 패턴을 테이블 함수로서 저장하고, 도 30에 단일 펄스 동작시 파형이 나타나 있다. 도 30에서, Vr은 R 위상 전원 전압을 나타내고, θr은 전원 전압(Vr)과 동기화되는 위상 신호를 나타내며, 이는 0 내지 2π 사이에서 변화하는 주기 함수이다. 위상 신호 θcr = θr - φ*는 0 내지 2π 사이에서 변화하는 주기함수이고, 위상각(φ*)만큼 위상 신호(θr)보다 지상인 신호로 주어진다. 특히, 입력(θcr)에 대하여 게이트 신호(gu1 내지 gu4)는 다음과 같이 출력된다.
0 ≤θcr < θ1 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ1 ≤ θcr < θ2 범위 내에서, gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, gu4 = 0 (Su1, Su2 : 온, Su3, Su4 : 오프), 및 Vcr = +Vd/2 이고,
θ2 ≤ θcr < θ3 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ3 ≤ θcr < θ4 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, gu4 = 1 (Su1, Su2 : 오프, Su3, Su4 : 온), 및 Vcr = -Vd/2 이며,
θ4 ≤ θcr < 2π 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이다.
이 방법으로 3레벨 출력 전압이 얻어진다.
패턴이 고정되면, DC 전압(Vd)이 고정되는 경우, AC 출력 전압(Vc)의 진폭 값이 고정된다. AC 출력 전압(Vcr)의 기본파(Vcr*)의 위상은 위상각(φ)만큼 전원 전압(Vr)보다 지상이다. 상기에서는 R 위상 신호를 나타냈지만, S 위상 및 T 위상도 동일한 방식으로 공급된다.
도 31은 NPC 변환기(MLC)가 도 30의 펄스 패턴으로 동작되는 경우에 각종 패턴의 동작 파형을 나타낸다. 기재상의 편의를 위하여, 전류(Ir)는 정현파로 나타내고 리플부분은 도시하지 않았다. 도 31은 전력 운전 동작시 동작 파형을 나타내고, 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지상이다. 또한, 입력 전류(Ir)는 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ/2)만큼 지상이다. Isu1 내지 Isu4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)의 전류를 나타내고, IDu1 내지 IDu4는 고속 다이오드(Du1 내지 Du4)의 전류를 나타내고, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 각각 나타낸다. 이 때의 이들 동작을 이하 도 26을 이용하여 설명한다.
입력 전류(Ir)가 네거티브에서 포지티브로 변화될 때까지 전류가 전력 다이오드(PD4)를 통해서 흐른다. 이 상태로부터, 전류(Ir)의 방향이 포지티브로 변화되는 경우, 소자(Su3 및 Su4)는 온 상태에 있게되어, 입력 전류(Ir)는 회복 전류 억제 리액터(La) 및 소자(Su3 및 Su4)를 통해서 흐를 수 있게된다. 다음으로, 소자(Su4)가 턴오프되고 소자(Su2)가 턴온되면, 입력 전류(Ir)는 경로 Ls La Su3 Du6 O를 따라서 흐른다. 또한, 위상각(θ1)에서 소자(Su3)가 턴오프되고 소자(Su1)가 턴온되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 따라서 제일 먼저 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du2, Du1)를 통해서 흐른다. 전력 다이오드(PD1)의 포워드 전압 강하(VFPD)는 고속 다이오드(Du1, Du2)의 포워드 전압 강하(VFD)보다 작고, 이 전압차에 따라서, 회복 전류 억제 리액터(La)에 흐르는 전류는 점차 작아져서, 입력 전류(Ir)는 고속 다이오드(Du2, Du1)로부터 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 역비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 이에 흐르는 전류가 커지는 경우 그 인덕턴스 값이 저감되고, 이에 의해 고속 다이오드(Du2, Du1)에 흐른 전류가 전력 다이오드(PD1)로 더욱 빠르게 시프트하게 되어 손실이 저감된다. 이 전류는 입력 전류(Ir)의 극성이 다시 반전될 때까지 전력 다이오드(PD1)에 흐른다. 입력 전류(Ir)가 반전된 후에, 상술한 바와 동일한 동작이 소자(Su1, Su2)와 고속 다이오드(Du3, Du4, Du5) 및 전력 다이오드(PD4) 사이에 수행된다.
따라서, 본 실시예에서는, 전력 운전 동작시 입력 전류(Ir)의 대부분이 전력 다이오드(PD1, PD4)에 흐르기 때문에 손실이 작고 과부하에 견디는 성능이 높은 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
입력 전류의 피크치가 Ism이면, NPC 변환기(MLC)의 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)에 의해서 차단될 수 있는 최대 전류는
Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)이고
예를 들어 Φ = 20°이고 δ = θ1 = 10°이면,
Imax = 0.342 × Ism이다.
이는 전류의 차단과 관련하여 용량이 작은 자기 턴오프 소자를 채용함으로써 저렴한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다는 것을 의미한다.
도 32는 재생 동작시 동작 파형을 나타낸다. Isu1 내지 Isu4는 R위상의 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)의 전류를 나타내고, IDu1 내지 IDu6는 고속 다이오드(Du1 내지 Du6)의 전류를 나타내고, IPD1, IPD4 는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류 파형을 각각 나타낸다. 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파는 전원 전압(Vr)보다 위상각(Φ)만큼 진상이다. 또한, 입력 전류(Ir)는 전원 전압의 반전값(-Vr)보다 위상각(Φ/2)만큼 진상이다.
입력 전류(Ir)가 네거티브이고 소자(Su1, Su2)가 온(소자 (Su3, Su4)는 오프)되는 경우, 입력 전류(Ir)가 소자(Su1, Su2), 회복 전류 억제 리액터(La)를 통해서 흐른다. 다음으로, 소자(Su1)가 턴오프되고 소자(Su3)가 턴온되는 경우, 전류(Ir)는 경로 Du5, Su2, La를 따라서 흐른다. 또한, 소자(Su2)가 턴오프되고 소자(Su4)가 턴온되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 의해 제일 먼저 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du4 및 Du3)를 통해서 흐른다. 전력 다이오드(PD4)의 포워드 전압 강하(VFPD)는 고속 다이오드(Du4, Du3)의 포워드 강하 전압(VFD)보다 작아서, 이 전압차에 따라서 회복 전류 억제 리액터(La)에 흐르는 전류가 점차로 작아지기 때문에 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du4, Du3)로부터 전력 다이오드(PD4)로 시프트한다. 재생 동작시 전력 다이오드에 흐르는 전류는 매우 작다.
입력 전류(Ir)가 포지티브로 반전되는 경우, 상술한 바와 같이 전류가 소자(Su3 및 Su4)로 흘러 소자(Su4)가 턴오프되고, 이에 의해서 전류(Ir)가 경로 Ls La Su3 Du6 0을 통해서 흐르고, 또한 소자(Su3)가 턴오프되면 제일 먼저 전류가 고속 다이오드(Du2, Du1)로 시프트하고 최종적으로 이 전류는 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. S 위상 및 T 위상에 대하여도 동일하게 적용된다.
재생 동작시, 입력 전류의 피크치가 Ism이면, 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)에 의해서 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는
Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)
이고, 예를 들어 Φ = 20°이고 δ = 10°이면,
Imax = 0.342 × Ism
이다. 따라서, 재생 동작시 입력 전류(Ir)의 대부분이 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)로 흘러, 소자(Su1 내지 Su4)의 차단 전류가 작아질 수 있기 때문에 저렴한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
전철의 경우에, 단일 변전소로부터 복수의 차량으로 전력 공급이 이루어지고 있기 때문에 통상적으로 전력 운전 동작시 부하가 크고 재생 전력은 작다. 예를 들면, 전력 운전 동작시 과부하 내성 성능은 정격 출력의 300%가 될 필요가 있지만, 통상적으로 재생 전력에 대한 100% 정격이 바람직하다. 이 전력 변환 장치는 전력 운전 동작시 높은 과부하 내성 성능이 요구되는 경우에 적용될 수 있다.
도 33은 전력 운전 동작으로부터 재생 동작으로 시프트할 때의 과도 동작 파형을 나타내고, 전원 전압(Vr)에 대한 전력 변환기의 AC 출력전압(Vcr)의 위상각(Φ)이 지연 위상에서 0으로 변경되는 것을 나타낸다. 이 상태에서, NPC 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파는 전류(Ir)보다 Φ/2의 위상각만큼 진상이다.
입력 전류(Ir)가 포지티브인 경우, 자기 턴오프 소자(Su1)가 턴오프되고 소자(Su3)가 턴온되는 경우, 전력 다이오드(PD1)로 도입되는 입력 전류(Ir)가 경로 Ls La Su3 Du6 0를 따라서 흐른다. 이 때, 축적 캐리어가 출력 다이오드(PD1)로부터 일소되지 않아 다이오드(PD1)가 도전 상태로 있게 되기 때문에 DC 평활 커패시터(Cd1)의 전압(Vd1)이 경로 Cd1(+) PD1 La Su3 Du6 Cd1(-)에 의해서 회로를 단락시킨다. 다이오드(PD1)에서 대향 방향으로 흐르는 전류(IPD1re)가 회복 전류이다. 회복 전류 억제 리액터(La)는 전력 다이오드(PD1)에 흐르는 회복 전류(IPD1re)를 억제한다. 이 회복 전류 억제 리액터(La)가 없는 경우, 전력 다이오드(PD1)에 회복 전류가 과도하게 흐를 수도 있고, 이는 손실을 증가시킬뿐만 아니라 다이오드 및/또는 자기 턴오프 소자를 파괴할 수도 있다. 입력 전류(Ir)가 네거티브인 경우에도 동일하게 적용되어, 자기 턴오프 소자(Su4)가 턴오프되고 소자(Su2)가 턴온되어 전력 다이오드(PD4)에 흐른 입력 전류(Ir)가 소자(Su2, Du5)로 정류된다.
단일 펄스로 NPC 변환기(MLC)를 동작시킴으로써, 스위칭의 회수가 최소화될 수 있고 변환기 효율이 더욱 향상될 수 있다. 또한, AC 측 출력 전압(Vc)의 기본 성분이 커지고 NPC 변환기(MLC)의 전압 이용률이 더욱 향상된다. 또한 변환기 역률을 거의 1로 하여 동작을 수행하기 때문에 입력 전류(Is)의 영점 부근에서 한번만 스위칭이 수행되고, 따라서 전력 운전 동작시 또는 재생 동작시에, 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 매우 작아진다. 결과적으로, 저렴하면서 효율이 높은 전력 변환 장치를 제공할 수 있다. 이는 결국 크지 않은 전류가 차단되는 소프트 스위칭에 가까우며, 따라서 EMI 잡음이 작고 환경 친화적인 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 24 실시예)
도 34는 NPC 변환기와 펄스 패턴 생성기(PTN1)를 이용하여 3 펄스 출력이 얻어지는 경우 동작 파형을 나타내며 R 위상이 도시되어 있다. 이 도면에서, Vr은 R 위상 전원 전압을 나타내고, θr은 전원 전압(Vr)과 동기화되는 위상 신호를 나타내며, 이는 0 내지 2π 사이에서 변화하는 주기 함수이다. 새로운 위상 신호 θcr = θr - φ*는 0 내지 2π 사이에서 변화하는 주기함수이며, φ* 만큼 위상 신호(θr)보다 지상인 신호로 제공된다. 또한, 위상 신호(θcr)에 대한 R 위상 소자(Su1 내지 Su4)의 펄스 패턴은.
0 ≤θcr < θ1 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ1 ≤ θcr < θ2 범위 내에서, gu1 = 1, gu2 = 1, gu33 = 0, gu4 = 0 (Su1, Su2 : 온, Su3, Su4 : 오프), 및 Vcr = +Vd/2 이고,
θ2 ≤ θcr < θ3 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ3 ≤ θcr < θ4 범위 내에서, gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, gu4 = 0 (Su1, Su2 : 온, Su3, Su4 : 오프), 및 Vcr = +Vd/2 이고,
θ4 ≤ θcr < θ5 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ5 ≤ θcr < θ6 범위 내에서, gu1 = 1, gu2 = 1, gu3 = 0, gu4 = 0 (Su1, Su2 : 온, Su3, Su4 : 오프), 및 Vcr = +Vd/2 이고,
θ6 ≤ θcr < θ7 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ7 ≤ θcr < θ8 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, gu4 = 1 (Su3, Su4 : 온, Su1, Su2 : 오프), 및 Vcr = -Vd/2 이고,
θ8 ≤ θcr < θ9 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ9 ≤ θcr < θ10 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, gu4 = 1 (Su3, Su4 : 온, Su1, Su2 : 오프), 및 Vcr = -Vd/2 이고,
θ10 ≤ θcr < θ11 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이고,
θ11 ≤ θcr < θ12 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 0, gu3 = 1, gu4 = 1 (Su3, Su4 : 온, Su1, Su2 : 오프), 및 Vcr = -Vd/2 이며,
θ12 ≤ θcr < 2π 범위 내에서, gu1 = 0, gu2 = 1, gu3 = 1, gu4 = 0 (Su2, Su3 : 온, Su1, Su4 : 오프), 및 Vcr = 0 이다.
이 방법으로 3 레벨 출력 전압이 얻어진다.
출력 전압(Vcr)의 기본파(Vcr*)의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(Φ)만큼 지상이다. S 위상 및 T 위상은 동일한 방식으로 공급된다. 이 경우에도, 펄스 패턴이 고정되고 DC 전압(Vd)이 고정되면, NPC 변환기(MLC)의 AC 출력전압의 기본 피크치가 고정된다.
도 35는 도 34의 펄스 패턴으로 NPC 변환기(MLC)가 동작하는 경우에 R 위상에서의 각종 부품의 동작 파형을 나타낸다. 기재상의 편의를 위하여, 입력 전류(Ir)는 정현파로 나타내고 리플부분은 도시하지 않았다. 도 35는 전력 운전 동작시 동작 파형을 나타내고, 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파의 위상은 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지상이다. 또한, 입력 전류(Ir)는 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ/2)만큼 지상이다. Isu1 내지 Isu4는 R 위상의 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)의 전류를 나타내고, IDu1 내지 IDu4는 고속 다이오드(Du1 내지 Du6)의 전류를 나타내고, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류를 각각 나타낸다. 이하, 이 때의 이들의 동작을 설명한다.
입력 전류(Ir)가 네거티브에서 포지티브로 변화될 때까지 전류가 전력 다이오드(PD4)를 통해서 흐른다. 이 상태에서, 전류(Ir)의 방향이 포지티브로 변화되는 경우, 소자(Su3 및 Su4)는 온 상태에 있게 되며, 따라서 전류(Isu3, Isu4)가 흐른다. 다음으로, 소자(Su4)가 턴오프되고 소자(Su2)가 턴온되면, 입력 전류(Ir)는 경로 Ls La Su3 Du6을 따라서 흐른다. 또한, 소자(Su3)가 턴오프되고 소자(Su1)가 턴온되는 경우, 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 따라서 제일 먼저 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du2, Du1)를 통해서 흐른다. 전력 다이오드(PD1)의 포워드 전압 강하(VFPD)가 고속 다이오드(Du1, Du2)의 포워드 전압 강하(VFD)보다 작기 때문에, 이 전압차(전위차)로 인해서 회복 전류 억제 리액터(La)에 흐르는 전류가 점차 작아져서, 입력 전류(Ir)가 고속 다이오드(Du2, Du1)로부터 전력 다이오드(PD1)로 시프트한다. 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La)의 인덕턴스 값에 역비례한다. 리액터(La)를 포화 가능한 리액터로 함으로써, 이에 흐르는 전류가 커지는 경우 그 인덕턴스 값이 낮아지고, 이에 의해 고속 다이오드에 흐른 전류가 전력 다이오드로 더욱 빠르게 시프트하게 되어 손실이 저감된다.
다시 소자(Su1)가 턴오프되고 소자(Su3)가 턴온되는 경우, 입력 전류(Ir)는 경로 Ls La Su3 Du6을 통해서 흐르고, 전력 다이오드(PD1) 및 고속 다이오드(Du2, Du1)의 전류는 0이된다. 또한, 도 34의 위상(θ3)에서, 소자(Su3)가 턴오프되는 경우, 상술한 바와 동일한 방식으로, 제일 먼저 전류가 고속 다이오드(Du2, Du1)로 흐르고, 그 다음 이 전류가 전력 다이오드(PD1)로 시프트하고 이 전류는 입력 전류(Ir)가 다시 반전될 때까지 전력 다이오드(PD1)에 흐른다.
입력 전류(Ir)가 반전된 후, 상술한 동일한 동작이 소자(Su1, Su2)와 고속 다이오드(Du3, Du4, Du5) 및 전력 다이오드(PD4) 사이에서 수행된다.
도 34는 3 펄스 패턴이 적용되는 경우를 나타낸다. 입력 전류의 피크치가 Ism인 경우 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)에 의해서 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는,
Imax = Ism × sin(φ/2 + δ)
이고, 도 34의 패턴의 경우에 δ = θ3이다. 예를 들어, φ = 20°와 θ3 = 20°로 하면,
Imax = 0.5 × Ism이다.
펄스의 수를 증가시킴으로써, 입력 전류(Ir)의 고조파 성분이 저감될 수 있고 전류 맥동이 저감될 수 있지만, 한편으로는 자기 턴오프 소자의 차단 전류의 최대치(Imax)가 증가하는 단점도 있다. 후술하겠지만, 멀티 전력 변환기 등을 채용하여 입력 전류 고조파 성분을 저감시키고 가능한 한 적은 펄스의 수로 동작을 수행하는 것이 바람직하다.
고정 펄스 패턴으로 NPC 변환기(MLC)를 제어하면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 최소화되도록 스위칭 패턴을 결정할 수도 있지만, 상술한 바와 같이 변환기 역률을 거의 1로 하여 동작을 수행하기 때문에, 전류(Is)의 영점 부근에서 스위칭이 수행되고, NPC 변환기(MLC)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작게 유지될 수 있다.
따라서, 본 발명의 전력 변환 장치에서는 전력 동작시 온 전압이 작은 전력 다이오드(PD1, PD4)를 통해 대부분의 전류가 흐르기 때문에, 고속 다이오드(Du1 내지 Du6)에 흐르는 전류가 매우 작아 고효율의 변환 장치를 성취할 수 있다. 또한, 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)의 차단 전류를 작게 할 수 있어서 장치의 전체적인 비용을 상당히 절감시킬 수 있다.
(제 25 실시예)
도 36은 본 발명의 전력 변환 장치의 제어 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예에서는, 도 27의 제어 장치에서의 전압 지령치(Vd*)를 계산 회로(CAL)에 의해서 전원 전압의 피크치(Vsm) 및 입력 전류의 피크치(Ism)에 따라서 변화시킨다. 일 실시예에서, 계산 회로(CAL)는 전원 전압 피크치(Vsm)에 비례하는 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급한다.
도 36의 제어 장치는 계산 회로(CAL), 비교기(C1, C3), 가산기(C2), 전압 제어 보상 회로(Gv(S)), 전류 제어 보상 회로(Gi(S)), 피드 포워드 보상기(FF), 좌표 변환 회로(A), 전원 동기화 위상 검출 회로(PLL), 및 위상 제어 회로(PHC)를 구비한다.
도 37의 (a), 도 37의 (b), 및 도 37의 (c)는 일정해지도록 제어되는 DC 전압(Vd)에 의해서 전원 전압(Vs)의 진폭 값이 요동되는 경우의 AC 전원측의 전압/전류 벡터 도면을 나타낸다. Vs = Vc에서, 위상각 φ= 0 이고 입력 전류(Is)는 0이다. 한편, Vs < Vc이면, φ = 0 일 때 진상 전류가 흐른다. 반대로, Vs > Vc인 경우, φ = 0일때 지상 전류가 흐른다. 전원 전압(Vs)이 요동하는 경우, 이를 정합하도록 DC 전압(Vd)를 조절함으로써, 변환기 출력 전압(Vc)의 기본 피크치가 전원 전압(Vs)의 피크치와 항상 정합될 수 있다. 이 방법에서는 위상각 φ= 0 인 경우 유효하지 않은 무효 전류가 전원으로부터 추출되는 것이 방지될 수 있다.
(제 26 실시예)
도 36의 제어 장치에서 계산 회로(CAL)는 다음 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급하는 것으로 한다.
Vd* = k·√[Vsm2 + (ωLs·Ism)2]
여기서 Vsm은 전원 전압 피크치이고, ω는 전원 각주파수이고, Ls는 AC 리액터(Ls)의 인덕턴스 값이고, Ism은 입력 전류(Is)의 피크치이다.
이 제어 시스템에서, DC 전압 지령치(Vd*)는 전원 전압(Vs)의 크기에 의해서 변화될 뿐만 아니라 입력전류 피크치(Ism)에 관련되어 조절된다.
도 38은 변환기 출력 전압이 다음 관계로 유지되는 점에서 AC측의 전압/전류 벡터 도면을 나타낸다.
Vc = √[Vs2 + (ωLs·Is)2]
결과적으로, AC 리액터(Ls)의 인가 전압(=jωLs·Is) 및 전원 전압 벡터(Vs)가 항상 직교 관계로 유지되고, 입력 전류(Is)는 전원 전압(Vs)과 동위상(또는 역위상)이고 입력 역률 = 1이다.
도 39는 입력 전류 피크치(Ism)에 대한 DC 전압 지령치(Vd*)의 관계를 나타내고, 전류(Ism)의 증가로 DC 전압 지령치(Vd*)가 증가되는 것을 알 수 있다.
(제 27 실시예)
도 36의 제어 회로에서 계산 회로(CAL)는 다음 DC 전압 지령치(Vd*)를 공급하는 것으로 한다.
Vd* = k·√[Vsm2 - (ωLs·Ism)2]
여기서 Vsm은 전원 전압 피크치이고, ω는 전원 각주파수이고, Ls는 AC 리액터(Ls)의 인덕턴스 값이고, Ism은 입력 전류(Is)의 피크치이다.
이 제어 시스템에서, DC 전압 지령치(Vd*)는 전원 전압(Vs)의 크기에 의해서 변화될 뿐만 아니라 입력 전류 피크치(Ism)에 관련되어 조절된다.
도 40은 변환기 출력 전압이 다음 관계로 유지되는 점에서 AC측의 전압/전류 벡터 도면을 나타낸다.
Vc = √[Vs2 - (ωLs·Is)2]
결과적으로, AC 리액터(Ls)의 인가 전압(=jωLs·Is) 및 변환기 출력 전압 벡터(Vc)가 항상 직교 관계로 유지되고, 입력 전류(Is)는 변환기 출력 전압(Vc)과 동위상(또는 역위상)이고 변환기 역률 = 1이다.
도 41은 입력 전류 피크치(Ism)에 대한 DC 전압 지령치(Vd*)의 관계를 나타내고, 전류(Ism)의 증가로 DC 전압 지령치(Vd*)가 낮아지는 것을 알 수 있다.
도 42는 단일 펄스 모드에서 변환기 역률을 1로 하여 동작이 수행되는 경우의 동작 파형을 나타낸다. 이는 R 위상에 대하여 나타낸 것이고, 기재상의 편의를 위하여 입력 전류(Ir)는 정현파로 나타내고 리플 성분은 생략했다. 이 도면에서, Isu1 내지 Isu4는 R위상의 자기 턴오프 소자(Su1, Su4)의 전류를 나타내고, IDu1 내지 IDu6은 고속 다이오드(Du1 내지 Du6)의 전류를 나타내고, IPD1, IPD4는 전력 다이오드(PD1, PD4)의 전류 파형을 각각 나타낸다.
도 42는 전력 운전 동작시 파형을 나타내고, 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)의 기본파는 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지상이다. 입력 전류(Ir)는 변환기의 AC 출력 전압(Vcr)과 동위상에 있으며 전원 전압(Vr)보다 위상각(φ)만큼 지상이다.
입력 전류(Ir)의 피크치가 Ism인 경우, 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su4)에 의해서 차단될 수 있는 최대 전류(Imax)는, φ=0°라면
Imax = Ism × sin(δ)이다.
단일 펄스 패턴에서는 δ = θ1이다. 예를 들어 θ1=10°이면
Imax = 0.1736 × Ism
이다. 재생 동작의 경우에도 마찬가지로 적용된다. 즉, 변환기 역률 = 1로 동작시킴으로써, NPC 변환기를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 매우 작아질 수 있기 때문에, 변환기의 비용을 크게 절감할 수 있다.
(제 28 실시예)
도 43은 본 발명의 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예에서는, 전력 다이오드 정류기(REC)와 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC)의 조합으로 각각 구성된 2개의 전력 변환 장치가 제공된다. 30°의 상호 위상차를 갖는 전압을 공급하는 두세트의 2차 권선을 갖는 3상 변압기(TR)를 사용하여, 전력 변환 장치의 AC 측에서 병렬 멀티 동작이 수행되고 DC 측에서 병렬 접속이 되도록 배치가 이루어진다. 도 26에 도시된 다이오드 정류기(REC), 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC), AC 리액터(Ls) 및 회복 전류 억제 리액터(La)가 제 1 그룹에 속하는지 제 2 그룹에 속하는지는 접미사로 1 또는 2를 각각 부여하여 나타낸다. AC 전원 단자(R, S, T)와 AC 리액터(LS1, LS2)사이에 삽입되는 변압기(TR)는 두세트의 2차 권선을 구비하며, 이 중 한 세트의 2차 권선은 3각 접속(△ 접속)으로 되어 있고 다른 세트는 스타 접속(Y 접속)으로 되어 있고, 이들 둘의 출력 전압에는 30°의 위상차가 제공된다. 변압기(TR)의 하나의 2차 권선은 제 1 그룹의 전력 변환 장치에 전원 공급하고, 다른 2차 권선은 제 2 그룹의 전력 변환 장치에 전원 공급한다. 양 전력 변환기(MLC1, MLC2)는 DC 측에서 병렬로 접속되고, 이들 DC 단자는 공통 DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2) 및 부하 장치(LOAD)와 접속된다. 부하 장치(LOAD)로는 인버터(INV) 및 AC 모터(M)가 있다.
도 44는 도 43의 전력 변환 장치를 제어하는 제어 장치의 일 실시예를 나타내고, 이는 유효 전류 지령치(Iq*)가 피크인 포인트까지 두 그룹에 대하여 공통으로 이용되고, 그 포인트 이 후에는, 두 그룹으로 나누어진다. 도 27의 경우에서, 제 1 그룹과 제 2 그룹의 소자에 대하여 접미사 기호 1 또는 2를 부여하여 각 그룹의 구성 소자를 구분했다. 결과적으로, 제 1 그룹의 제어 장치는 제 1 전력 변환기(MLC1)의 자기 턴오프 소자에 대하여 게이트 신호(gu11 내지 gu14, gv11 내지 gv14, 및 gw11 내지 gw14)를 출력하고, 제 2 그룹의 제어 장치는 제 2 전력 변환기(MLC2)의 자기 턴오프 소자에 대하여 게이트 신호(gu21 내지 gu24, gv21 내지 gv24, 및 gw21 내지 gw24))를 출력한다.
DC 평활 회로(Cd1, Cd2)의 전압(Vd1, Vd2)이 검출되고 그 총 전압(Vd)(= Vd1+Vd2)이 비교기(C1)에 입력된다. 비교기(C1)는 전압 지령치(Vd*)와 전압 검출치(Vd)를 비교하고 그의 편차(εv)는 제어 보상 회로(Gv(S))에 의해서 적분 또는 비례 증폭되고 그 출력값이 가산기(C2)의 제 1 입력 단자에 입력된다. 또한, 부하(LOAD)에 의해서 소비되는 DC 전류(Idc)가 검출되어 피드 포워드 비교기(FF)를 통해서 가산기(C2)의 제 2 입력 단자에 입력된다. 가산기(C2)의 출력(Iq*)은 전원(SUP)로부터 공급되는 전류의 공통 지령치이다. 각 그룹에 대한 후속 신호 처리를 도 27을 참조하여 설명한다.
비록, 2세트의 전력 변환 장치의 R위상의 입력 전류(변압기(TR)의 2차 전류)(Ir1 및 Ir2)가 독립적으로 제어되더라도, 이들 양자의 지령치(Iq*)가 동일하기 때문에, 이들은 실질적으로 동일한 값으로 제어된다. 결과적으로, 변압기(TR)의 1차 전류의 고조파 성분이 서로 상쇄되어 리플이 거의 없는 동작이 성취될 수 있다. 3 세트 이상의 전력 변환 장치를 조합하여 병렬 멀티 동작을 수행하는 경우 변압기(TR)의 1차 전류 리플은 더욱 감소한다.
이 장치에 의해서 변환 장치의 용량이 증가되고 AC 전원으로부터 공급되는 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 감소될 수 있고, 이 방법으로 효율이 높고 저렴하고 과부하 내성 성능이 우수하고 전력 재생이 가능한 대용량 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
멀티 레벨 출력 변환기로서, 앞에서 3 레벨 출력 전력 변환기(NPC 변환기)를 예로 들었지만, 4 레벨 이상의 출력 전력 변환기와 전력 다이오드의 조합이 상술한 바와 동일한 방식으로 이용될 수 있다.
도 45는 4 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기와 전력 다이오드 정류기를 조합하여 구성한 전력 변환 장치의 일실시예를 나타낸다. 단일 위상(R 위상)이 도시되어 있다. 이 도면에서 R은 AC 전원의 R 위상 입력 단자이고, Ls는 AC 리액터이고, La는 회복 전류 억제 리액터이고, REC(R 위상)는 전력 다이오드(PD1 및 PD4)를 구비한 전력 다이오드 정류기이고, MLC(R 위상)는 4 레벨 출력 자기 정류 변환기이다. 이 4 레벨 출력 자기 정류 변환기(MLC)(R 위상)는 자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su6), 이들에 역병렬로 접속된 고속 다이오드(Du1 내지 Du6), 클램핑 고속 다이오드(Du7 내지 Du10) 및 3개의 직렬 접속 DC 평활 커패시터(Cd1 내지 Cd3)를 구비한다. 부하(LOAD)는 DC 평활 커패시터(Cd1 내지 Cd3)의 양 단자와 접속된다. 변환기의 포지티브 및 네거티브 암은 각각 3개의 소자를 구비하고, 클램핑 다이오드(Du7, Du8)는 소자(Su1, Su2)의 접속점과 소자(Su4, Su5)의 접속점 사이에 직렬 접속되고, 클램핑 다이오드(Du9 및 Du10)는 소자(Su2, Su3)의 접속점과 소자(Su5, Su6)의 접속점 사이에 직렬 접속된다. 클램핑 다이오드(Du7 및 Du8)의 접속점은 DC 평활 커패시터(Cd1, Cd2)의 접속점과 접속되고, 클램핑 다이오드(Du9 및 Du10)의 접속점은 DC 평활 커패시터(Cd2, Cd3)의 접속점과 접속된다.
4 레벨 출력 자기 정류 변환기(MLC)(R 위상)의 동작은 이하와 같다. 좀더 구체적으로, DC 평활 커패시터(Cd1 내지 Cd3)에 인가되는 각 전압을 Vd1 내지 Vd3로 하면, 총 전압 Vd = Vd1 + Vd2 + Vd3에 대하여 Vd1 = Vd2 = Vd3 = Vd/3가 유지된다.
자기 턴오프 소자(Su1 내지 Su6)의 각 경우에 3개가 도통된다. 특히, 소자(Su1 내지 Su3)가 온된 경우, 변환기의 AC 측 출력 전압은 가상 중간점 전위에 대하여 Vcr = +(1/2) Vd가 되고, 소자(Su2 내지 Su4)가 온된 경우 변환기의 AC측 출력 전압은 Vcr = +(1/6) Vd가 되고, 소자(Su3 내지 Su5)가 온된 경우 변환기의 AC측 출력 전압은 Vcr = -(1/6) Vd가 되고, 소자(Su4 내지 Su6)가 온된 경우 변환기의 AC측 출력 전압은 Vcr = -(1/2) Vd가 된다. 이 방법으로 4 레벨 출력 전압(Vcr)이 얻어진다.
입력 전류(Ir)가 도면에서 화살표 방향을 따라가는 경우, 예를 들면 소자(Su2 내지 Su4)가 온된 경우, 전류(Ir)는 경로 Ls La Su4 Du8을 따라서 흐른다. 이 때, 이 소자(Su4)가 턴오프되고, Su1이 턴온되고, 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 따라서, 제일 먼저 고속 다이오드(Du3 Du2 Du1)를 통해서 전류가 흐른다. 그러나, 전력 다이오드(PD1)의 포워드 강하 전압(VPDF)이 고속 다이오드의 포워드 전압 강하(VFD)보다 작기 때문에, 이 전압차에 따라서 전류(Ir)가 전력 다이오드(PD1)으로 시프트한다. 만일 이 상태에서 소자(Su1)가 턴오프되고 소자(Su4)가 턴온되면 전류(Ir)는 경로 R Ls La Su4 Du8을 통해 흐른다. 또한, 이 상태에서 소자(Su2)가 턴오프되고 소자(Su5)가 턴온되는 경우, 전류(Ir)는 경로 R Ls La Su4 Su5 Du10을 통해서 흐른다. 이 때, 전력 다이오드로 전류가 흐를 수 없다. 이 상태에서 소자(Su3)가 턴오프되고 소자(Su6)가 턴온되는 경우, 전류(Ir)는 경로 R Ls La Su4 Su5 Su6를 통해서 흐른다.
마찬가지로, 입력 전류(Ir)는 도면에서 화살표에 반대 방향으로 흐르는 경우, 예를 들면, 소자(Su3 내지 Su5)가 턴온되는 경우 전류(Ir)는 경로 Du9 Su3 La Ls R을 통해서 흐른다. 이때 소자(Su3)가 턴오프되고 소자(Su6)가 턴온되면, 회복 전류 억제 리액터(La)의 동작에 따라서 제일 먼저 고속 다이오드(Du6 Du5 Du4 La를 통해서 전류(Ir)가 흐르지만, 전력 다이오드(PD1)의 포워드 전압 강하(VPDF)가 고속 다이오드(Du6, Du5 및 Du4)의 포워드 전압 강하(VFD)보다 작기 때문에, 이 전압차에 따라서 전류(Ir)가 전력 다이오드(PD4)로 시프트한다. 만일 이 상태에서, 소자(Su6)가 턴오프되고, 소자(Su3)가 턴온되면, 경로 Du9 Su3 La Ls R을 통해서 전류(Ir)가 다시 흐른다. 또한, 이 상태에서 소자(Su5)가 턴오프되고 소자(Su2)가 턴온되는 경우 경로 Du7 Su2 Su3 La Ls R을 통해서 전류(Ir)가 흐른다. 이 때, 전력 다이오드에 전류가 흐를 수 없다. 이 상태에서 소자(Su4)가 턴오프되고 소자(Su1)가 턴온되는 경우, 경로 Su1 Su2 Su3 La Ls R을 통해서 전류(Ir)가 흐른다.
자기 정류 전력 변환기(MLC)의 출력 레벨의 수를 증가시킴으로써, 펄스 수가 작아짐에 따라 입력 전류의 고조파 성분이 저감될 수 있다. 또한, 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC)를 이루는 자기 턴오프 소자의 전류 차단 용량이 더욱 작아질 수 있기 때문에, 더욱 경제적인 전력 변환 장치를 제공할 수 있다. 또한, 전력 운전 동작시 전류의 대부분이 전력 다이오드를 통해서 흐르기 때문에 효율이 높고 과부하에 견디는 성능이 우수한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 29 실시예)
제 28 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는, 고정 펄스 패턴으로 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)를 동작시키고, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로서 AC 입력 전류(Is)를 제어하고 이에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd1 내지 Cd3)의 전압(Vd)을 제어한다. 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)는 고정 펄스 패턴으로 동작되고 AC 전원 전압(Vs)와 동기하여 스위칭이 수행된다. DC 전압(Vd)가 고정되면, 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)의 AC 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 진폭 값이 일정해진다. 이 상태에서, 전원 전압(Vs)에 대한 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 위상각(φ)을 변화시켜 AC 리액터(Ls1 내지 Lsn)에 인가되는 전압을 변화시킴으로써 입력 전류(Is)가 조절될 수 있다. 전원 전압(Vs)에 대한 지상 방향으로 변환기의 출력 전압(Vc1 내지 Vcn)의 위상각(φ)을 증가시킴으로써 AC 전원으로부터 공급되는 유효 전력(Ps)이 증가된다. 반대로, 위상각(φ)이 진상 방향으로 증가되면 유효 전력(Ps)이 AC 전원에 대하여 재생된다.
멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)가 고정 펄스 패턴으로 제어되면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분을 최소화하도록 스위칭 패턴이 결정될 수도 있지만, 변환기 역률이 거의 1이기 때문에 전류(Is)의 영점 부근에서 스위칭이 수행되어, 멀티 레벨 출력 자기 정류 변환기(MLC1 내지 MLCn)을 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아질 수 있다. 이 방법으로, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 작아질 수 있고 저렴하고 역률이 높고 고효율이며 전력 재생이 가능한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 30 실시예)
제 28 실시예의 전력 변환 장치에 관련하여, 본 실시예에서는, AC 전원(SUP)의 주파수에 동기화되는 단일 펄스 모드에서 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)을 동작시키고, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 AC 입력 전류(Is)를 제어하고 이에 의해서 DC 평활 커패시터(Cd1 내지 Cd3)의 전압을 제어한다.
단일 펄스 모드에서 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)을 동작시킴으로써, 스위칭 손실을 줄이고 자기 정류 변환기의 전압 이용율을 향상시킬 수 있다. 또한, 입력 전류(Is)의 영점 부근에서 자기 정류 변환기의 스위칭을 수행하기 때문에, 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아질 수 있다. 이 방법으로, 효율이 높고 용량이 크지만 저렴하고 과부하에 견디는 성능이 우수한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 31 실시예)
도 46은 본 발명에 따른 장치의 다른 실시예를 나타낸다. 본 실시예의 특징은 2개의 변압기(TR1, TR2)의 일차 권선을 직렬로 접속함으로써 DC 멀티 동작을 수행하는데 있다. 기타의 구체적인 구성은 도 43의 경우에서와 동일하다. 이 경우에, 2개의 변압기의 누설 인덕턴스를 이용하여 AC 리액터(Ls1, Ls2)를 제거할 수 있다. 물론, 이는 독립 AC 리액터가 제공되는 경우와 동일한 원리를 갖는다.
도 47은 도 46의 장치의 제어 장치의 실시예를 나타낸다. 이 제어 장치에서는 2개의 변환기(MLC1 및 MLC2)가 비교기(C1)로부터 전류 제어 보상 회로(Gi(S))까지 공통으로 제공되지만, 위상각 지령치(φ*)의 생성 후에는, 게이트 신호(gu11 내지 gu14, gv11 내지 gv14 및 gw11 내지 gw14) 및 게이트 신호(gu21 내지 gu24, gv21 내지 gv24 및 gw21 내지 gw24)가 별개의 위상 제어 회로(PHC1 및 PHC2)에 의해서 개별적으로 생성된다.
3 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1, MLC2)에서는, 전원 전압과 동기화되는 고정 펄스 패턴(단일 펄스, 3 펄스, 또는 5 펄스 등)으로 전원 전압에 대하여 위상각(φ)을 제어함으로서 입력 전류(Ir, Is 및 It)가 제어된다. 이 장치에서는, 2개의 변압기(TR1 및 TR2)가 그 일차측에서 직렬로 접속되기 때문에 2개의 전력 변환 장치(REC1 + MLC1 및 REC2 + MLC2)의 입력 전류가 동일해져서 고조파 성분이 거의 없는 전류가 생성된다.
상기에서는 멀티 레벨 출력 변환기로서 3 레벨 출력 전력 변환기(NPC 변환기)를 예로 들었지만, 4 이상의 레벨 출력을 제공하기 위해 전력 다이오드와 전력 변환기를 조합하여 동일한 동작과 이점을 얻을 수 있다. 또한, 2개의 전력 변환 장치(전력 다이오드 정류기(REC) + 멀티 레벨 출력 전력 변환기(MLC))를 이용한 예를 설명하였지만, 3 이상의 전력 변환 장치를 이용하여 일차측에서 직렬 멀티 동작을 얻을 수 있다.
본 실시예는 변환 장치의 용량을 증가시킬 수 있고 AC 전원으로부터 공급되는 입력 전류(Is)의 고조파 성분의 양을 낮출 수 있다. 특히, 직렬 멀티 동작에 대해서는, 자기 정류 전력 변환기(MLC1 내지 MLCn)의 제어 펄스 수를 줄일 수 있고 변환기에 흐르는 AC 측 입력 전류의 고조파 성분을 저감시킬 수 있는 이점이 있다. 또한, 3상 변압기의 누설 인덕턴스를 사용하여 종래에 필요했던 AC 리액터를 제거할 수 있다. 이 방법으로, 효율이 높고 저렴하고 전력 재생이 가능하고 과부하에 견디는 성능이 우수한 대용량 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 32 실시예)
멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)는 AC 전원 전압(Vs)와 동기화된 고정 펄스 패턴으로 스위칭을 행한다. DC 전압(Vd)이 고정되면, 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)의 AC 출력 전압(Vc1~Vcn)의 진폭값이 고정된다. 이 상태에서, 전원 전압(Vs)에 대한 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 변화시킴으로써, AC 리액터(Ls1~Lsn)에 인가된 전압이 변하며, 이에 의해 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 입력 전류가 조절될 수 있다. 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)가 고정 펄스 패턴으로 제어되면, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 최소화되도록 스위칭 패턴이 결정될 수 있지만, 1에 가까운 변환기 역률로 동작을 수행함으로써 전류(Is)의 0점 근처에서 스위칭이 수행되고, 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작게 유지될 수 있다.
전원 전압(Vs)에 대한 변환기의 출력 전압(Vc1~Vcn)의 위상각(φ)을 지상 방향(lagging direction)으로 증가시킴으로써, AC 전원으로부터 공급된 유효 전력(Ps)이 증가된다. 반면에, 위상각(φ)이 진상 방향(leading direction)으로 증가하면, 유효 전력(Ps)이 AC 전원으로 재생된다. DC 평활 커패시터(Cd1~Cdn)의 전압(Vd1~Vdn)을 실질적으로 고정하도록 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)의 입력 전류(Is)가 제어된다. 이런 식으로, 입력 전류(Is)의 고조파 성분이 작아질 수 있고 고역률, 고효율 및 저비용의 전력 재생 가능한 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 33 실시예)
본 실시예의 특징은, 제 31 실시예의 전력 변환 장치에서 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)가 AC 전원(SUP)의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, AC 전원 전압(Vs)에 대한 위상각(φ)을 조절함으로써 그 AC 입력 전류가 제어되어, DC 평활 커패시터(Cd1~Cdn)에 인가된 총 전압(Vd)을 제어한다는 점이다.
멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)는 고정 펄스 패턴으로 동작하지만, 펄스의 수는 단일 펄스로 된다. 물론, DC 전압(Vd)이 고정되면, 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC측 출력 전압(Vc1~Vcn)의 진폭값이 고정된다. 전원 전압(Vs)에 대한 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC측 출력 전압(Vc1~Vcn)의 총 전압의 위상각(φ)을 조절함으로써 입력 전류(Is)가 제어되지만, 위상각 φ= 0 일 때 Is=0로 하기 위하여, 전원 전압(Vs)의 피크치와 변환기 출력 전압(Vc1~Vcn)의 총 전압의 기본 피크치가 동일해질 필요가 있다. DC 전압(Vd)이 부하측의 요구 등에 의해 결정되기 때문에, 3상 변압기(TR1~TRn)의 2차측 전압이 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC측 출력 전압(Vc1~Vcn)의 기본 성분과 동일해지도록 정합된다.
멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)를 단일 펄스로 동작시킴으로써, 스위칭의 횟수가 최소화될 수 있고 변환기 효율도 높아질 수 있다. 또한, AC측 출력 전압(Vc1~Vcn)의 기본 성분이 커지고 멀티 레벨 출력 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)의 전압 이용율이 향상된다. 또한, 실질적으로 1의 변환기 역률로 동작이 수행되기 때문에, 스위칭이 입력 전류(Is)의 0점 근처에서 한번만 수행된다. 따라서, 전력 운전시이던지 또는 재생 운전시이던지 간에, 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 매우 작아진다. 그 결과, 저비용 및 고효율의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다. 따라서, 이것은 대전류가 차단되지 않는다는 점에서 소프트 스위칭에 가깝다. 따라서, EMI 노이즈가 작고 환경 친화적인 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 34 실시예)
제 28 내지 제 33 실시예의 전력 변환 장치에서, 본 실시예는 회복 전류 억제 리액터(La1~Lan)가 포화되어 있는 포화 가능한 리액터를 포함한다.
멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)에서, 각각의 암은 자기 턴오프 소자와 이에 역병렬로 접속된 고속 다이오드로 구성되어 있다. 예컨대 어느 자기 턴오프 소자로 전류가 유입되어 그 소자가 턴오프되는 경우, 전류는 먼저 대응하는 고속 다이오드로 시프트한다. 고속 다이오드의 순방향 전압 강하가 전력 다이오드의 그것보다 크기 때문에, 이 전류는 전력 다이오드 정류기(REC1~RECn)의 대응하는 전력 다이오드로 점점 시프트한다. 이러한 정류 시간은 회복 전류 억제 리액터(La1~Lan)의 인덕턴스 값에 반비례한다. 이들 La1~Lan을 포화 가능한 리액터로 함으로써, 그 인덕턴스 값은 유입 전류가 클 때 작아지며, 그 결과 고속 다이오드로 유입된 전류는 보다 신속하게 전력 다이오드로 시프트하여 변환기 손실을 줄인다.
(제 35 실시예)
본 실시예에서는, 제 28 내지 제 34 실시예의 전력 변환 장치에서 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC 전원 전압(Vs)이 요동할 때, 전원 전압(Vs)의 변화에 정합하도록 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)의 지령치를 바꿈으로써 제어가 수행된다.
n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)가 단일 펄스나 고정 펄스 패턴으로 동작하는 경우, 이들 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC측 출력 전압(Vc)의 진폭값이 고정된다. 전원 전압(Vs)이 커지면, 멀티 레벨 출력 자기 정류 변환기(MLC1~MLCn)는 지상 역률(lagging power factor)로 동작 상태를 취하고, 전원 전압(Vs)이 작아지면 진상 역률(leading power factor)로 동작 상태를 취한다. 또한, 역률의 감소에 따라 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)의 AC측 출력 전압(Vc)과 입력 전류(Is) 사이의 위상차가 커져서, 자기 정류 전력 변환기를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 커지게 된다. 따라서, 전원 전압(Vs)의 진폭값에 정합하도록 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 총 전압(Vd)의 조절 및 제어에 의하여 ｜Vs｜가 항상 ｜Vc｜가 되도록 제어가 수행된다. 이런 식으로, 전원 역률이나 변환기 역률의 극도의 강하를 방지할 수 있고, 따라서 자기 턴오프 소자의 차단 전류의 증가를 방지할 수 있다.
(제 36 실시예)
본 실시예에서는, 제 28 내지 제 35 실시예의 전력 변환 장치에서 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)의 제어가 다음과 같이 수행된다.
Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
여기서, ω는 AC 전원(SUP)의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수이다.
n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)의 다음과 같은 조절에 의해, 입력 전류(Is)의 위상이 전원 전압(Vs)의 위상에 정합하도록 될 수 있어, 전원 역률이 1인 동작이 달성될 수 있다.
Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
이러한 이점은 재생 운전에도 유사하게 적용된다. 이런 식으로, 우수한 과부하 내성을 갖는 저비용 및 고역률의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
(제 37 실시예)
본 실시예에서는, 제 28 내지 제 35 실시예의 전력 변환 장치에서 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)의 제어가 다음과 같이 수행된다.
Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
여기서, ω는 AC 전원(SUP)의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수이다.
n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)에 의해 DC 평활 커패시터(Cd)에 인가된 전압(Vd)의 다음과 같은 조절에 의해, 전원 전압(Vs)에 대한 입력 전류(Is)의 위상각(φ)이 자기 정류 전력 변환기(CNV1~CNVn)의 AC측 출력 전압(Vc)의 위상각(φ)에 실질적으로 정합하게 될 수 있다.
Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
즉, 입력 전류(Is)의 위상과 변환기 출력 전압(Vc)을 정합시킴으로써, 변환기 역률이 1인 동작을 달성할 수 있다. 그 결과, 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기(MLC1~MLCn)를 구성하는 자기 턴오프 소자의 차단 전류가 작아질 수 있고 변환기 용량이 감소될 수 있다. 이러한 이점은 재생 운전의 경우에도 동일하게 적용된다. 이런 식으로, 우수한 과부하 내성을 갖는 저비용 및 고효율의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
앞에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 전력 변환 장치로 우수한 과부하 내성을 갖고 전력 재생이 가능한 고효율 및 저비용의 전력 변환 장치를 제공할 수 있다.
도 1은 전력 재생 가능한 종래 기술의 PWM 변환기(펄스 폭 변조(pulse width modulation) 제어 변환기)의 레이아웃도.
도 2는 도 1의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 3은 도 2의 본 발명의 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 4는 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 제어 블록도.
도 5는 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 6은 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 전력 운전시의 상기 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 7은 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 재생 동작시의 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 8은 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 전력 운전시로부터 재생 동작시까지의 단계 중의 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 9는 도 2의 본 발명의 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 다른 타이밍 차트.
도 10은 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 전력 운전시의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 11은 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 다른 타이밍 차트.
도 12는 도 2의 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 전력 운전시의 또다른 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 13은 본 발명에 따른 다른 제어 회로의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 14의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 15는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 16은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 특성도.
도 17은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 18은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 특성도.
도 19는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 동작 파형도.
도 20은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 21은 도 20의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 22는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 23은 도 22의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 24는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 25는 도 24의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 26은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 일실시예를 나타내는 접속도.
도 27은 도 26의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예를 나타내는 블록도.
도 28은 도 26에 따른 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 29는 도 26에 따른 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 블록도.
도 30은 도 26에 따른 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 31은 도 26의 전력 변환 장치의 전력 운전시의 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 32는 도 26의 전력 변환 장치의 재생 동작시의 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 33은 도 26의 전력 변환 장치의 전력 운전시로부터 재생 동작시까지의 단계 중의 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 34는 도 26의 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 다른 타이밍 차트.
도 35는 도 26의 전력 변환 장치의 전력 운전시의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 여러 부품의 동작 파형도.
도 36은 도 26의 전력 변환 장치의 위상 제어 동작을 설명하기 위한 다른 타이밍 차트.
도 37의 (a), (b) 및 (c)는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 38은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 39는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 제어 동작을 설명하기 위한 특성도.
도 40은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 AC측 전압/전류 벡터도.
도 41은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 특성도.
도 42는 본 발명에 다른 전력 변환 장치의 다른 제어 동작을 설명하기 위한 동작 파형도.
도 43은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 44는 도 43의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예를 나타내는 레이아웃도.
도 45는 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 46은 본 발명에 따른 전력 변환 장치의 다른 실시예를 나타내는 주회로 레이아웃도.
도 47은 도 46의 전력 변환 장치의 제어 회로의 일실시예의 레이아웃도.

Claims (37)

  1. AC 리액터를 통하여 AC 전원에 접속된 AC 단자를 갖는 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 전력 다이오드 정류기의 상기 AC 단자에 접속된 AC 단자를 갖는 전압형 자기 정류(self-commutated) 전력 변환기; 및
    병렬로 접속된 부하 장치와 함께 상기 전력 다이오드 정류기와 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 접속된 DC 평활 커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 회복 전류 억제 리액터는 포화 가능한 리액터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전압형 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하고, 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류는 상기 AC 전원의 전압에 대하여 위상각을 조절함으로써 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전압형 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하고, 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류는 상기 AC 전원의 전압에 대하여 위상각을 조절함으로써 제어되는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  5. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 AC 전원의 전압이 요동하는 경우에, 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기는, 상기 AC 전원의 상기 전압의 요동에 정합하도록 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압의 지령치를 바꿈으로써, 제어 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전압형 자기 정류 전력 변환기는,
    Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각(angular) 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 전압형 자기 정류 전력 변환기는,
    Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각(angular) 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 상기 DC 평활 커패시터로 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  8. 규정된 위상차가 주어진 n세트의 2차 권선 및 3상 AC 전원에 접속된 1차 권선을 갖는 3상 변압기;
    AC 리액터를 통하여 상기 3상 변압기의 2차 권선에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 n개의 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC측 단자를 갖는 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기; 및
    부하 장치가 병렬로 접속되어 있고 상기 n개의 전력 다이오드 정류기와 상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 접속된 DC 평활 커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  11. 규정된 위상차가 주어진 n세트의 2차 권선과 3상 AC 전원에 접속된 1차 권선을 갖는 3상 변압기;
    AC 리액터를 통하여 상기 3상 변압기의 2차 권선에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 n개의 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기; 및
    상기 전력 다이오드 정류기와 상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 각각 접속된 n개의 DC 평활 커패시터를 구비하며,
    상기 n개의 DC 평활 커패시터는 직렬로 접속되어 있고, 직렬 접속 단자의 양측에 부하 장치가 접속되어 있는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  14. 2차 권선의 출력 전압이 규정된 위상차를 갖고 1차 권선이 3상 AC 전원에 위상별로 직렬 접속되도록 구성된 n개의 3상 변압기;
    상기 n개의 3상 변압기의 2차 권선에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 3상 브릿지 접속 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 n개의 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 3상 브릿지 접속 전압형 자기 정류 전력 변환기; 및
    상기 전력 다이오드 정류기와 상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 접속되며, 부하 장치가 병렬로 접속된 DC 평활 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 상기 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  17. 제 8 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 회복 전류 억제 리액터는 포화 가능한 리액터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  18. 제 8 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC 전원 전압의 요동시에, 상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는 상기 전원 전압의 요동에 정합하도록 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압의 지령치를 바꿈으로써 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  19. 제 8 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  20. 제 8 항 내지 제 16 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 n개의 전압형 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  21. AC 리액터를 통하여 AC 전원에 접속된 AC 단자를 갖는 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC 단자를 갖는 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기; 및
    상기 전력 다이오드 정류기와 상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자 사이에 접속되고 부하 장치가 병렬로 접속된 DC 평활 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 회복 전류 억제 리액터는 포화 가능한 리액터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  23. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원의 전압에 대하여 위상각을 조절함으로써 입력 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  24. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수에 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원의 전압에 대하여 위상각을 조절함으로써 입력 전류를 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  25. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 AC 전원의 전압 요동시에, 상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 상기 전원 전압의 요동에 정합하도록 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압의 지령치를 바꿈으로써 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  26. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  27. 제 21 항 또는 제 22 항에 있어서,
    상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  28. 규정된 위상차가 주어진 n세트의 2차 권선과 3상 AC 전원에 접속된 1차 권선을 갖는 3상 변압기;
    AC 리액터를 통하여 상기 3상 변압기의 2차 권선에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 n개의 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC측 단자를 갖는 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기; 및
    상기 n개의 전력 다이오드 정류기와 상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 접속되며, 이에 병렬로 접속된 부하 장치를 갖는 DC 평활 커패시터를 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 상기 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 AC 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  31. 규정된 위상차가 주어진 n세트의 2차 권선과 3상 AC 전원에 접속된 1차 권선을 갖는 3상 변압기;
    AC 리액터를 통하여 상기 3상 변압기의 2차 권선에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 전력 다이오드 정류기;
    회복 전류 억제 리액터를 통하여 상기 n개의 전력 다이오드 정류기의 AC 단자에 접속된 AC 단자를 갖는 n개의 3상 브릿지 접속 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기; 및
    상기 전력 다이오드 정류기와 상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기의 DC 공통 단자에 각각 접속된 n개의 DC 평활 커패시터를 구비하며,
    상기 n개의 DC 평활 커패시터는 직렬로 접속되어 있으며, 직렬 접속 단자의 양측에 부하 장치가 접속된 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 고정 펄스 패턴으로 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 상기 전압형 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  33. 제 31 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 상기 AC 전원의 주파수와 동기화된 단일 펄스 모드에서 동작하며, 상기 AC 전원 전압에 대하여 위상각을 조절하여 상기 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기의 입력 전류를 제어함으로써 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압을 제어하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  34. 제 28 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 회복 전류 억제 리액터는 포화 가능한 리액터인 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  35. 제 28 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 AC 전원 전압의 요동시에, 상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는 상기 전원 전압의 요동에 정합하도록 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압의 지령치를 바꿈으로써 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  36. 제 28 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 + (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
  37. 제 28 항 내지 제 33 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 n개의 멀티 레벨 출력 자기 정류 전력 변환기는, 상기 DC 평활 커패시터에 인가된 전압(Vd)이
    Vd = k·√[Vs2 - (ω·Ls·Is)2]
    - 여기서, ω는 상기 AC 전원의 각 주파수이고, Vs는 전원 전압이고, Is는 입력 전류이고, Ls는 상기 AC 리액터의 인덕턴스 값이며, k는 비례 상수임-로 되도록, 제어를 수행하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
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