JP3389072B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流系統から直流
側に電力を供給する、また逆に直流側から交流系統に電
力を供給する電力変換装置に関する。
側に電力を供給する、また逆に直流側から交流系統に電
力を供給する電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１５は、従来より用いられている電力
変換装置の主回路構成図である。図１５では、多重数が
２となっているが、これは説明を理解し易くするためで
あり、一般的には多重数を限定しない。
変換装置の主回路構成図である。図１５では、多重数が
２となっているが、これは説明を理解し易くするためで
あり、一般的には多重数を限定しない。
【０００３】図１５において電力変換装置は、交流系統
１に変圧器２の一次巻線２Ｐが接続され、変圧器２の一
次巻線２Ｐに結合された変圧器２の二次巻線３Ａ、３Ｂ
を介して自励式変換器４Ａ、４Ｂが接続される。自励式
変換器４Ａ、４Ｂの直流側には、平滑コンデンサ５と負
荷装置６が接続される。自励式変換器４Ａ、４Ｂは、自
己消弧形スイッチング素子７〜１２と各自己消弧形スイ
ッチング素子に逆並列接続されたダイオードからなる。
ここではスイッチング素子をＧＴＯで示している。
１に変圧器２の一次巻線２Ｐが接続され、変圧器２の一
次巻線２Ｐに結合された変圧器２の二次巻線３Ａ、３Ｂ
を介して自励式変換器４Ａ、４Ｂが接続される。自励式
変換器４Ａ、４Ｂの直流側には、平滑コンデンサ５と負
荷装置６が接続される。自励式変換器４Ａ、４Ｂは、自
己消弧形スイッチング素子７〜１２と各自己消弧形スイ
ッチング素子に逆並列接続されたダイオードからなる。
ここではスイッチング素子をＧＴＯで示している。
【０００４】図１６は図１５に示す電力変換装置を制御
する従来の制御装置の構成図である。図１６において、
図１５と同一要素については同一符号を付し説明を省略
する。
する従来の制御装置の構成図である。図１６において、
図１５と同一要素については同一符号を付し説明を省略
する。
【０００５】図１６において制御装置は、交流系統１の
線間電圧を検出する電圧検出器１３と、電力変換装置の
出力電流を検出する電流検出器１４と、電圧検出器１３
で検出される線間電圧を相電圧に変換する線間−相電圧
変換回路１５と、線間−相電圧変換回路１５からの相電
圧を直交座標系の二相信号に変換する三相−二相変換回
路１６と、三相−二相変換回路１６の出力である二相交
流信号を位相角に変換する系統位相角算出回路１７と、
系統位相の０°〜３６０°に対応した三角波を発生する
三角波発生回路１８と、系統電圧を二相−ｄｑ変換する
二相−ｄｑ変換回路１９と、電力変換装置の出力電流を
三相−ｄｑ変換する三相−ｄｑ変換回路２０と、電力変
換装置の出力電流を制御する電流制御回路２１と、二相
−ｄｑ変換回路１９の出力と電流制御回路２１の出力を
加算する加算器２２と、加算器２２の出力をｄｑ−三相
変換するｄｑ−三相変換回路２３と、出力電圧指令値
（三相量）と三角波の交点を検出して、自励式変換器４
Ａおよび４Ｂの自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
を決定するパルスパターンを発生するクロスポイント検
出回路２４と、クロスポイント検出回路２４の出力であ
るパルスパターンから自己消弧形スイッチング素子に与
えるゲートパルスを発生するゲートパルス発生回路であ
る。三角波に関しては，多重数だけ位相をずらしたもの
を発生する。
線間電圧を検出する電圧検出器１３と、電力変換装置の
出力電流を検出する電流検出器１４と、電圧検出器１３
で検出される線間電圧を相電圧に変換する線間−相電圧
変換回路１５と、線間−相電圧変換回路１５からの相電
圧を直交座標系の二相信号に変換する三相−二相変換回
路１６と、三相−二相変換回路１６の出力である二相交
流信号を位相角に変換する系統位相角算出回路１７と、
系統位相の０°〜３６０°に対応した三角波を発生する
三角波発生回路１８と、系統電圧を二相−ｄｑ変換する
二相−ｄｑ変換回路１９と、電力変換装置の出力電流を
三相−ｄｑ変換する三相−ｄｑ変換回路２０と、電力変
換装置の出力電流を制御する電流制御回路２１と、二相
−ｄｑ変換回路１９の出力と電流制御回路２１の出力を
加算する加算器２２と、加算器２２の出力をｄｑ−三相
変換するｄｑ−三相変換回路２３と、出力電圧指令値
（三相量）と三角波の交点を検出して、自励式変換器４
Ａおよび４Ｂの自己消弧形スイッチング素子のオンオフ
を決定するパルスパターンを発生するクロスポイント検
出回路２４と、クロスポイント検出回路２４の出力であ
るパルスパターンから自己消弧形スイッチング素子に与
えるゲートパルスを発生するゲートパルス発生回路であ
る。三角波に関しては，多重数だけ位相をずらしたもの
を発生する。
【０００６】以下、図１５，図１６および図１７を参照
しながら説明をする。図１６図のＶＬＵＶ，ＶＬＶＷ，
ＶＬＷＵは系統電圧検出器１３で検出される系統の線間
電圧である。線間−相電圧変換回路１５は下式の演算を
行い、線間電圧ＶＬＵＶ，ＶＬＶＷ，ＶＬＷＵを相電圧
ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷに変換する。
しながら説明をする。図１６図のＶＬＵＶ，ＶＬＶＷ，
ＶＬＷＵは系統電圧検出器１３で検出される系統の線間
電圧である。線間−相電圧変換回路１５は下式の演算を
行い、線間電圧ＶＬＵＶ，ＶＬＶＷ，ＶＬＷＵを相電圧
ＶＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷに変換する。
【０００７】
【数１】ＶＬＵ＝（２×ＶＬＵＶ＋ＶＬＶＷ）／３
ＶＬＶ＝（２×ＶＬＶＷ＋ＶＬＷＵ）／３
ＶＬＷ＝（２×ＶＬＷＵ＋ＶＬＵＶ）／３
三相−二相変換回路１６は下式の演算を行い、相電圧Ｖ
ＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷを直交ＡＢ座標系の二相信号ＶＬ
Ａ，ＶＬＢに変換する。ただし、Ａ軸をＵ相方向にと
り、Ｂ軸をＡ軸より９０°進んだ軸とする。
ＬＵ，ＶＬＶ，ＶＬＷを直交ＡＢ座標系の二相信号ＶＬ
Ａ，ＶＬＢに変換する。ただし、Ａ軸をＵ相方向にと
り、Ｂ軸をＡ軸より９０°進んだ軸とする。
【０００８】
【数２】ＶＬＡ＝ＶＬＵ−（ＶＬＶ＋ＶＬＷ）／２
ＶＬＢ＝（ＶＬＶ−ＶＬＷ）×√３／２
系統位相角算出回路１７は下式の演算を行い、三相−二
相変換回路１６の出力ＶＬＡ，ＶＬＢから系統位相角Ｔ
ＨＬを算出する。
相変換回路１６の出力ＶＬＡ，ＶＬＢから系統位相角Ｔ
ＨＬを算出する。
【０００９】
【数３】ＶＬＢが正でＶＬＡがＶＬＢより大きいとき
ＴＨＬ＝ｔａｎ−１（ＶＬＢ／ＶＬＡ）
ＶＬＢが（ＶＬＡの絶対値）より大きいとき
ＴＨＬ＝−ｔａｎ−１（ＶＬＡ／ＶＬＢ）＋９０°
ＶＬＡが−（ＶＬＢの絶対値）より小さいとき
ＴＨＬ＝ｔａｎ−１（ＶＬＢ／ＶＬＡ）＋１８０°
ＶＬＢが−（ＶＬＡの絶対値）より小さいとき
ＴＨＬ＝−ｔａｎ−１（ＶＬＡ／ＶＬＢ）＋２７０°
ＶＬＢが負でＶＬＡが（ＶＬＢの絶対値）より大きいと
き ＴＨＬ＝ｔａｎ−１（ＶＬＢ／ＶＬＡ）＋３６０° 三角波発生回路１８は下式の演算を行い、系統位相角Ｔ
ＨＬを三角波信号ＴＲＩＡまたはＴＲＩＢに変換する。
９パルス、２多重の場合、それぞれの三角波の位相角信
号は下式となる。
き ＴＨＬ＝ｔａｎ−１（ＶＬＢ／ＶＬＡ）＋３６０° 三角波発生回路１８は下式の演算を行い、系統位相角Ｔ
ＨＬを三角波信号ＴＲＩＡまたはＴＲＩＢに変換する。
９パルス、２多重の場合、それぞれの三角波の位相角信
号は下式となる。
【００１０】
【数４】ＴＨＡ＝ＴＨＬ×９
ＴＨＢ＝ＴＨＬ×９＋１８０°
なお、多重数がｎの場合は三角波の位相角信号を各自励
式変換器で３６０°／ｎずつずらす。
式変換器で３６０°／ｎずつずらす。
【００１１】
【数５】ＴＨＡおよびＴＨＢがそれぞれ｛３６０°×ｍ
（ｍは０以上の整数）｝以上｛３ ６０°×ｍ＋１８
０°｝未満のとき ＴＲＩＡ＝−１＋（ＴＨＡ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＲＩＢ＝−１＋（ＴＨＢ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＨＡおよびＴＨＢがそれぞれ｛３６０°×ｍ＋１８０
°｝以上｛３６０°×（ｍ＋１）｝未満のとき ＴＲＩＡ＝３−（ＴＨＡ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＲＩＢ＝３−（ＴＨＢ−３６０°×ｍ）／９０° 二相−ｄｑ変換回路１９は、系統位相角ＴＨＬを用いて
系統電圧を下式により二相−ｄｑ変換する。ここで系統
電圧の二相信号ＶＬＡ，ＶＬＢはｄｑ軸信号ＶＬＤ，Ｖ
ＬＱに変換される。だだし、ｄ軸を系統電圧ベクトルの
向きにとり、ｑ軸をｄ軸より９０°進んだ軸とする。
（ｍは０以上の整数）｝以上｛３ ６０°×ｍ＋１８
０°｝未満のとき ＴＲＩＡ＝−１＋（ＴＨＡ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＲＩＢ＝−１＋（ＴＨＢ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＨＡおよびＴＨＢがそれぞれ｛３６０°×ｍ＋１８０
°｝以上｛３６０°×（ｍ＋１）｝未満のとき ＴＲＩＡ＝３−（ＴＨＡ−３６０°×ｍ）／９０° ＴＲＩＢ＝３−（ＴＨＢ−３６０°×ｍ）／９０° 二相−ｄｑ変換回路１９は、系統位相角ＴＨＬを用いて
系統電圧を下式により二相−ｄｑ変換する。ここで系統
電圧の二相信号ＶＬＡ，ＶＬＢはｄｑ軸信号ＶＬＤ，Ｖ
ＬＱに変換される。だだし、ｄ軸を系統電圧ベクトルの
向きにとり、ｑ軸をｄ軸より９０°進んだ軸とする。
【００１２】
【数６】
ＶＬＤ＝ＶＬＡ×ｃｏｓ（ＴＨＬ）＋ＶＬＢ×ｓｉｎ（ＴＨＬ）
ＶＬＱ＝−ＶＬＡ×ｓｉｎ（ＴＨＬ）＋ＶＬＢ×ｃｏｓ（ＴＨＬ）
また、変換装置出力電流検出器１４の出力ＩＵ，ＩＶ，
ＩＷは、三相−ｄｑ変換回路２０で下式の演算が行わ
れ，ＩＤ，ＩＱとなる。
ＩＷは、三相−ｄｑ変換回路２０で下式の演算が行わ
れ，ＩＤ，ＩＱとなる。
【００１３】
【数７】ＩＤ＝ ＩＵ×ｃｏｓ（ＴＨＬ）＋ＩＶ×ｃｏ
ｓ（ＴＨＬ−２×π／３）＋ＩＷ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−４
×π／３） ＩＱ＝−ＩＵ×ｓｉｎ（ＴＨＬ）−ＩＶ×ｓｉｎ（ＴＨ
Ｌ−２×π／３）−ＩＷ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−４×π／
３） 有効電流指令値ＩＲＤ，無効電流指令値ＩＲＱと三相−
ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱが電流制御回路２１
に入力され、電流制御される。二相−ｄｑ変換回路１９
の出力ＶＬＤ，ＶＬＱと電流制御回路２１の出力は加算
器２２によって加算され、出力として自励式変換器の出
力電圧指令値ＶＲＤ，ＶＲＱが得られる。電流制御回路
２１および加算器２２の詳細を図１７に示す。
ｓ（ＴＨＬ−２×π／３）＋ＩＷ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−４
×π／３） ＩＱ＝−ＩＵ×ｓｉｎ（ＴＨＬ）−ＩＶ×ｓｉｎ（ＴＨ
Ｌ−２×π／３）−ＩＷ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−４×π／
３） 有効電流指令値ＩＲＤ，無効電流指令値ＩＲＱと三相−
ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱが電流制御回路２１
に入力され、電流制御される。二相−ｄｑ変換回路１９
の出力ＶＬＤ，ＶＬＱと電流制御回路２１の出力は加算
器２２によって加算され、出力として自励式変換器の出
力電圧指令値ＶＲＤ，ＶＲＱが得られる。電流制御回路
２１および加算器２２の詳細を図１７に示す。
【００１４】図１７において、％ＩＸは変圧器の漏れリ
アクタンス、％ＩＲは変圧器の巻線の抵抗分を表す。ま
た、図１７に示されている量は単位法で表されており、
単位は[pu]である。加算器２２の出力ＶＲＤ，ＶＲＱは
ｄｑ−三相変換回路２３に入力され、下式の演算によ
り、ＶＲＵ，ＶＲＶ，ＶＲＷに変換される。
アクタンス、％ＩＲは変圧器の巻線の抵抗分を表す。ま
た、図１７に示されている量は単位法で表されており、
単位は[pu]である。加算器２２の出力ＶＲＤ，ＶＲＱは
ｄｑ−三相変換回路２３に入力され、下式の演算によ
り、ＶＲＵ，ＶＲＶ，ＶＲＷに変換される。
【００１５】
【数８】ＶＲＵ＝ ＶＲＤ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−π／６）
−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６） ＶＲＶ＝ ＶＲＤ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−π／６−２×π／
３）−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６−２×π／３） ＶＲＷ＝ ＶＲＤ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−π／６−４×π／
３）−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６−４×π／３） これは自励式変換器４Ａ，４Ｂの出力する電圧の三相量
指令値である。なお、位相角からπ／６が引かれている
のは、第１５図の変圧器２がＹ−Δ結線であることに起
因する。ＴＲＩＡ，ＴＲＩＢとＶＲＵ，ＶＲＶ，ＶＲＷ
をクロスポイント検出回路２４で比較する。例えば，自
励式変換器４ＡのＵ相に関しては、ＶＲＵがＴＲＩＡよ
り大きいとき自己消弧形スイッチング素子７をオンし自
己消弧形スイッチング素子１０をオフする。一方、ＶＲ
ＵがＴＲＩＡより小さいときは自己消弧形スイッチング
素子７をオフし自己消弧形スイッチング素子１０をオン
する。同様に、変換器３Ａに関してはＴＲＶ，ＴＲＷと
ＴＲＩＡを比較し、変換器３Ｂに関してはＴＲＵ，ＴＲ
Ｖ，ＴＲＷをＴＲＩＢと比較して各自己消弧形スイッチ
ング素子のオンオフを決定する。
−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６） ＶＲＶ＝ ＶＲＤ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−π／６−２×π／
３）−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６−２×π／３） ＶＲＷ＝ ＶＲＤ×ｃｏｓ（ＴＨＬ−π／６−４×π／
３）−ＶＲＱ×ｓｉｎ（ＴＨＬ−π／６−４×π／３） これは自励式変換器４Ａ，４Ｂの出力する電圧の三相量
指令値である。なお、位相角からπ／６が引かれている
のは、第１５図の変圧器２がＹ−Δ結線であることに起
因する。ＴＲＩＡ，ＴＲＩＢとＶＲＵ，ＶＲＶ，ＶＲＷ
をクロスポイント検出回路２４で比較する。例えば，自
励式変換器４ＡのＵ相に関しては、ＶＲＵがＴＲＩＡよ
り大きいとき自己消弧形スイッチング素子７をオンし自
己消弧形スイッチング素子１０をオフする。一方、ＶＲ
ＵがＴＲＩＡより小さいときは自己消弧形スイッチング
素子７をオフし自己消弧形スイッチング素子１０をオン
する。同様に、変換器３Ａに関してはＴＲＶ，ＴＲＷと
ＴＲＩＡを比較し、変換器３Ｂに関してはＴＲＵ，ＴＲ
Ｖ，ＴＲＷをＴＲＩＢと比較して各自己消弧形スイッチ
ング素子のオンオフを決定する。
【００１６】図１８に、電力変換装置の出力波形の例を
示す。ＶＲＵ，ＴＲＩＡ，ＴＲＩＢはすでに説明したの
で，ここでの説明は省略する。ＶＵＶＡは自励式変換器
４ＡのＵＶ線間出力電圧、ＶＵＶＢは自励式変換器４Ｂ
のＵＶ線間出力電圧である。ＶＵは、ＶＵＶＡとＶＵＶ
Ｂの合成波形であり、変圧器２の一次側ではＶＵがＵ相
の相電圧となる。
示す。ＶＲＵ，ＴＲＩＡ，ＴＲＩＢはすでに説明したの
で，ここでの説明は省略する。ＶＵＶＡは自励式変換器
４ＡのＵＶ線間出力電圧、ＶＵＶＢは自励式変換器４Ｂ
のＵＶ線間出力電圧である。ＶＵは、ＶＵＶＡとＶＵＶ
Ｂの合成波形であり、変圧器２の一次側ではＶＵがＵ相
の相電圧となる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】このような従来の電力
変換装置では、次のような問題点があった。すなわち、
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御自励式変換器は、その変調
周波数でスイッチング動作を行う必要があり、高周波で
スイッチング動作を行う場合、素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効率が低下する
ばかりでなく、素子を冷却する装置も大型化する欠点が
あった。
変換装置では、次のような問題点があった。すなわち、
パルス幅変調（ＰＷＭ）制御自励式変換器は、その変調
周波数でスイッチング動作を行う必要があり、高周波で
スイッチング動作を行う場合、素子のスイッチング損失
やスナバ回路の損失が増大し、変換器の効率が低下する
ばかりでなく、素子を冷却する装置も大型化する欠点が
あった。
【００１８】さらにＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリ
スタ等では不十分なゲート信号を与えると素子破壊をま
ねくため、最小のオン時間あるいは最小のオフ時間とい
うものを確保しなければならず、その部分はむだ時間と
なり、直流電圧の利用率を低下させてしまう。例えば、
パルス幅変調制御の周波数を500Hz 、上記最小オンおよ
びオフ時間を200 μsec とした場合、変調率は80％が上
限となってしまう。これは、変調周波数を高くするほ
ど、変調率の上限値を低下させる傾向にある。
スタ等では不十分なゲート信号を与えると素子破壊をま
ねくため、最小のオン時間あるいは最小のオフ時間とい
うものを確保しなければならず、その部分はむだ時間と
なり、直流電圧の利用率を低下させてしまう。例えば、
パルス幅変調制御の周波数を500Hz 、上記最小オンおよ
びオフ時間を200 μsec とした場合、変調率は80％が上
限となってしまう。これは、変調周波数を高くするほ
ど、変調率の上限値を低下させる傾向にある。
【００１９】以上の点から従来の電力変換装置は大容量
化が難しく、経済性の面からも不利となる場合がある。
そこで本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うこ
となく、交流系統の周波数にて自己消弧形スイッチング
素子のスイッチング動作をさせ、交直電力変換を行い、
しかも有効電流を指令値に高速に追従させる電力変換装
置を提供することを第１の目的とする。
化が難しく、経済性の面からも不利となる場合がある。
そこで本発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行うこ
となく、交流系統の周波数にて自己消弧形スイッチング
素子のスイッチング動作をさせ、交直電力変換を行い、
しかも有効電流を指令値に高速に追従させる電力変換装
置を提供することを第１の目的とする。
【００２０】また、交流系統の周波数にて自己消弧形ス
イッチング素子のスイッチング動作をさせた場合、電力
変換装置の交流側出力電圧の振幅を制御するために、直
流側電圧を変化させる必要があり、このために直流側平
滑コンデンサの充放電を行うので、高速な制御が望めな
い。
イッチング素子のスイッチング動作をさせた場合、電力
変換装置の交流側出力電圧の振幅を制御するために、直
流側電圧を変化させる必要があり、このために直流側平
滑コンデンサの充放電を行うので、高速な制御が望めな
い。
【００２１】そこで本発明は、電力変換装置に瞬時に定
常状態より小さい電圧を出力する必要が発生した場合
に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行って、自己消弧形
スイッチング素子のスイッチング回数を増加させて、高
速な制御を行う電力変換装置を提案することを第２の目
的とする。この電力変換装置によれば、交流系統の事故
時等にも電力変換装置の交流側出力電流が過電流になる
ことなく、電力変換装置の運転継続を可能となる。
常状態より小さい電圧を出力する必要が発生した場合
に、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行って、自己消弧形
スイッチング素子のスイッチング回数を増加させて、高
速な制御を行う電力変換装置を提案することを第２の目
的とする。この電力変換装置によれば、交流系統の事故
時等にも電力変換装置の交流側出力電流が過電流になる
ことなく、電力変換装置の運転継続を可能となる。
【００２２】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、自励式
変換器の交流側出力電圧の位相角指令信号を有効電流制
御手段で求め、この位相角指令信号に従って自励式変換
器を交流系統の周波数にてスイッチング動作させるパル
スパターンの位相を操作することにより、有効電力の制
御を行なう。これにより、自己消弧形スイッチング素子
が交流系統の周波数でスイッチング動作を行うのでスイ
ッチング損失を低減することができ、有効電流の制御も
高速に行うことができる。
に、本発明の請求項１に係る電力変換装置では、自励式
変換器の交流側出力電圧の位相角指令信号を有効電流制
御手段で求め、この位相角指令信号に従って自励式変換
器を交流系統の周波数にてスイッチング動作させるパル
スパターンの位相を操作することにより、有効電力の制
御を行なう。これにより、自己消弧形スイッチング素子
が交流系統の周波数でスイッチング動作を行うのでスイ
ッチング損失を低減することができ、有効電流の制御も
高速に行うことができる。
【００２３】本発明の請求項２に係る電力変換装置で
は、出力電圧ベクトル指令の大きさと出力電圧ベクトル
指令の位相角を有効電流制御手段で求め、この出力電圧
ベクトル指令の位相角を基に三角波を発生させ、この三
角波と上記出力電圧ベクトル指令の大きさとを比較する
ことで出力電圧ベクトルを生成する。上記三角波と上記
出力電圧ベクトル指令の大きさを比較して、上記出力電
圧ベクトル指令の大きさが上記三角波より小さいときは
零ベクトルを出力し、上記出力電圧ベクトル指令の大き
さが上記三角波より大きいときは位相角に対応したベク
トルを出力する。これにより、１パルス運転と三角波比
較運転の切換えを自動的に行なうことができる。
は、出力電圧ベクトル指令の大きさと出力電圧ベクトル
指令の位相角を有効電流制御手段で求め、この出力電圧
ベクトル指令の位相角を基に三角波を発生させ、この三
角波と上記出力電圧ベクトル指令の大きさとを比較する
ことで出力電圧ベクトルを生成する。上記三角波と上記
出力電圧ベクトル指令の大きさを比較して、上記出力電
圧ベクトル指令の大きさが上記三角波より小さいときは
零ベクトルを出力し、上記出力電圧ベクトル指令の大き
さが上記三角波より大きいときは位相角に対応したベク
トルを出力する。これにより、１パルス運転と三角波比
較運転の切換えを自動的に行なうことができる。
【００２４】本発明の請求項３に係る電力変換装置で
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、定常偏差補償
手段で有効電流指令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制
御して有効電流の定常偏差の補償量を求め、微分手段で
有効電流検出値を微分して過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する補償量を
求め、系統位相角に上記各補償量を加算することで位相
角指令信号を得る。
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、定常偏差補償
手段で有効電流指令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制
御して有効電流の定常偏差の補償量を求め、微分手段で
有効電流検出値を微分して過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する補償量を
求め、系統位相角に上記各補償量を加算することで位相
角指令信号を得る。
【００２５】本発明の請求項４に係る電力変換装置で
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、定常偏差補償
手段で有効電流指令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制
御して有効電流の定常偏差の補償量を求め、比例手段で
無効電流検出値を定数倍して過渡時に発生する有効電流
および無効電流の基本波周波数の振動を抑制する補償量
を求め、系統位相角に上記各補償量を加算することで位
相角指令信号を得る。
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、定常偏差補償
手段で有効電流指令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制
御して有効電流の定常偏差の補償量を求め、比例手段で
無効電流検出値を定数倍して過渡時に発生する有効電流
および無効電流の基本波周波数の振動を抑制する補償量
を求め、系統位相角に上記各補償量を加算することで位
相角指令信号を得る。
【００２６】本発明の請求項５に係る電力変換装置で
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、ベクトルの大
きさ算出手段で系統電圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償
手段の出力を加算した値と系統電圧のｄ軸成分を基に出
力電圧ベクトル指令の大きさを求める。
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、ベクトルの大
きさ算出手段で系統電圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償
手段の出力を加算した値と系統電圧のｄ軸成分を基に出
力電圧ベクトル指令の大きさを求める。
【００２７】また、ベクトルの位相角算出手段で系統電
圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償手段の出力を加算した
値と系統電圧のｄ軸成分を基に電圧ベクトルの位相角を
求め、定常偏差補償手段で有効電流指令値と有効電流検
出値の偏差をＰＩ制御して有効電流の定常偏差の補償量
を求め、微分手段で無効電流検出値を微分して過渡時に
発生する有効電流および無効電流の基本波周波数の振動
を抑制する補償量を求め、系統位相角に上記各補償量を
加算することで出力電圧ベクトル指令の位相角を得る。
圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償手段の出力を加算した
値と系統電圧のｄ軸成分を基に電圧ベクトルの位相角を
求め、定常偏差補償手段で有効電流指令値と有効電流検
出値の偏差をＰＩ制御して有効電流の定常偏差の補償量
を求め、微分手段で無効電流検出値を微分して過渡時に
発生する有効電流および無効電流の基本波周波数の振動
を抑制する補償量を求め、系統位相角に上記各補償量を
加算することで出力電圧ベクトル指令の位相角を得る。
【００２８】本発明の請求項６に係る電力変換装置で
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、ベクトルの大
きさ算出手段で系統電圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償
手段の出力を加算した値と系統電圧のｄ軸成分を基に出
力電圧ベクトル指令の大きさを求める。
は、有効電流制御手段は、電圧降下補償手段で有効電流
指令値と変圧器の漏れリアクタンスを乗算して漏れリア
クタンスによる電圧降下の補償量を求め、ベクトルの大
きさ算出手段で系統電圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償
手段の出力を加算した値と系統電圧のｄ軸成分を基に出
力電圧ベクトル指令の大きさを求める。
【００２９】また、ベクトルの位相角算出手段で系統電
圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償手段の出力を加算した
値と系統電圧のｄ軸成分を基に電圧ベクトルの位相角を
求め、定常偏差補償手段で有効電流指令値と有効電流検
出値の偏差をＰＩ制御して有効電流の定常偏差の補償量
を求め、比例手段で無効電流検出値を定数倍して過渡時
に発生する有効電流および無効電流の基本波周波数の振
動を抑制する補償量を求め、系統位相角に上記各補償量
を加算することで出力電圧ベクトル指令の位相角を得
る。
圧のｑ軸成分と上記電圧降下補償手段の出力を加算した
値と系統電圧のｄ軸成分を基に電圧ベクトルの位相角を
求め、定常偏差補償手段で有効電流指令値と有効電流検
出値の偏差をＰＩ制御して有効電流の定常偏差の補償量
を求め、比例手段で無効電流検出値を定数倍して過渡時
に発生する有効電流および無効電流の基本波周波数の振
動を抑制する補償量を求め、系統位相角に上記各補償量
を加算することで出力電圧ベクトル指令の位相角を得
る。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は、本発明の電力変換
装置の主回路構成図である。図１において、図１５に示
した従来の構成と同一要素については同一符号を付し説
明を省略する。
て図面を参照して説明する。図１は、本発明の電力変換
装置の主回路構成図である。図１において、図１５に示
した従来の構成と同一要素については同一符号を付し説
明を省略する。
【００３１】図１５と異なる点は、変圧器であり、図１
５に示した変圧器の二次巻線３Ａ，３Ｂは両方ともΔ結
線なのに対し、図１の二次巻線２７Ａと２７Ｂはそれぞ
れＹ結線とΔ結線である。これは、図１の場合は２多重
であり、高調波抑制のために自励式変換器４Ｂは自励式
変換器４Ａに対して３０°遅れた電圧を出力するので、
二次巻線２７Ａと２７ＢをそれぞれＹ結線とΔ結線とす
ることで一次巻線に現れる電圧の位相を合わしている。
このようにすることで、出力電圧の高調波を小さくでき
ると共に直流電圧の利用率を大きくできる。例えば、多
重数をｎとした場合には、各自励式変換器の出力電圧の
位相のずれは下式で表される。
５に示した変圧器の二次巻線３Ａ，３Ｂは両方ともΔ結
線なのに対し、図１の二次巻線２７Ａと２７Ｂはそれぞ
れＹ結線とΔ結線である。これは、図１の場合は２多重
であり、高調波抑制のために自励式変換器４Ｂは自励式
変換器４Ａに対して３０°遅れた電圧を出力するので、
二次巻線２７Ａと２７ＢをそれぞれＹ結線とΔ結線とす
ることで一次巻線に現れる電圧の位相を合わしている。
このようにすることで、出力電圧の高調波を小さくでき
ると共に直流電圧の利用率を大きくできる。例えば、多
重数をｎとした場合には、各自励式変換器の出力電圧の
位相のずれは下式で表される。
【００３２】
【数９】６０／ｎ［°］
よって、多重数を３以上にする場合は、変圧器に千鳥形
結線を適用して、変圧器で上記角度の捻りを作ると、出
力電圧の高調波を小さくできると共に直流電圧の利用率
を大きくできる。
結線を適用して、変圧器で上記角度の捻りを作ると、出
力電圧の高調波を小さくできると共に直流電圧の利用率
を大きくできる。
【００３３】図２は、図１の自励式変換器４Ａと自励式
変換器４Ｂの自己消弧形スイッチング素子のスイッチン
グ動作を交流系統周波数にて行った場合（以後１パルス
運転と呼ぶ）の各部波形である。ＶＵＡは自励式変換器
４Ａの仮想中性点からのＵ相電圧であり、ＶＵＢは自励
式変換器４ＢのＵＶ線間電圧である。ただし、ＶＵＢは
変圧器２６の巻数比を考慮して、実際の出力電圧を１／
√３倍した波形としている。ＶＵはＶＵＡとＶＵＢを合
成した波形であり変圧器２６の一次側のＵ相合成電圧で
ある。ＶＵＶはＵ相合成電圧ＶＵからＶ相合成電圧ＶＶ
を差し引いた合成線間電圧である。この合成線間電圧Ｖ
ＵＶの基本波成分振幅は、直流電圧をＶＤ［Ｖ］とする
と下式で表される。
変換器４Ｂの自己消弧形スイッチング素子のスイッチン
グ動作を交流系統周波数にて行った場合（以後１パルス
運転と呼ぶ）の各部波形である。ＶＵＡは自励式変換器
４Ａの仮想中性点からのＵ相電圧であり、ＶＵＢは自励
式変換器４ＢのＵＶ線間電圧である。ただし、ＶＵＢは
変圧器２６の巻数比を考慮して、実際の出力電圧を１／
√３倍した波形としている。ＶＵはＶＵＡとＶＵＢを合
成した波形であり変圧器２６の一次側のＵ相合成電圧で
ある。ＶＵＶはＵ相合成電圧ＶＵからＶ相合成電圧ＶＶ
を差し引いた合成線間電圧である。この合成線間電圧Ｖ
ＵＶの基本波成分振幅は、直流電圧をＶＤ［Ｖ］とする
と下式で表される。
【００３４】
【数１０】４√３×ＶＤ／π［Ｖ］
多重数をｎとした場合、出力合成線間電圧の基本波成分
振幅は下式で表される。
振幅は下式で表される。
【００３５】
【数１１】２√３×ｎ×ＶＤ／π［Ｖ］
ここでは、上式で表される自励式変換器の出力合成線間
電圧の振幅が交流系統１の線間電圧振幅に等しくなるよ
うに直流電圧ＶＤが固定されていると仮定して議論を進
める。
電圧の振幅が交流系統１の線間電圧振幅に等しくなるよ
うに直流電圧ＶＤが固定されていると仮定して議論を進
める。
【００３６】有効電流の制御は、自励式変換器の交流側
出力電圧の位相を操作して行う。つまり図２に示した波
形の位相を操作する。図３は直流側から交流側へ電力が
供給されている場合のフェーザ図である。ＶL ，Ｖ，Ｉ
はそれぞれ系統電圧，電力変換装置の出力電圧，出力電
流のフェーザである。％ＩＸは変圧器の漏れリアクタン
スである。なお、このフェーザ図では変圧器の巻線の抵
抗分は無視している。また、θは系統電圧ＶL と電力変
換装置の出力電圧Ｖの位相差であり、αは受電点におけ
る系統電圧ＶL と電力変換装置の出力電流Ｉの位相差で
ある。
出力電圧の位相を操作して行う。つまり図２に示した波
形の位相を操作する。図３は直流側から交流側へ電力が
供給されている場合のフェーザ図である。ＶL ，Ｖ，Ｉ
はそれぞれ系統電圧，電力変換装置の出力電圧，出力電
流のフェーザである。％ＩＸは変圧器の漏れリアクタン
スである。なお、このフェーザ図では変圧器の巻線の抵
抗分は無視している。また、θは系統電圧ＶL と電力変
換装置の出力電圧Ｖの位相差であり、αは受電点におけ
る系統電圧ＶL と電力変換装置の出力電流Ｉの位相差で
ある。
【００３７】ここでは，直流電圧ＶＤが固定されてい
て、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅が一定で系統
電圧に等しいと仮定しているので、受電点の基本波力率
を１にはできないが、実用上問題の無い範囲で動作す
る。例えば、変圧器２６の漏れリアクタンス％ＩＸが
０．３ｐｕあった場合に、１ｐｕの有効電流を流すと、
受電点の基本波力率は０．９８８となる。ただし、無効
電力（無効電流）の制御系を本発明の制御装置に加えれ
ば、受電点において基本波力率を１にする運転も可能で
ある。
て、自励式変換器の交流側出力電圧の振幅が一定で系統
電圧に等しいと仮定しているので、受電点の基本波力率
を１にはできないが、実用上問題の無い範囲で動作す
る。例えば、変圧器２６の漏れリアクタンス％ＩＸが
０．３ｐｕあった場合に、１ｐｕの有効電流を流すと、
受電点の基本波力率は０．９８８となる。ただし、無効
電力（無効電流）の制御系を本発明の制御装置に加えれ
ば、受電点において基本波力率を１にする運転も可能で
ある。
【００３８】図４は第１図に示す電力変換装置を制御す
る制御装置の構成図である。図４において、図１６と同
一要素については同一符号を付しその説明は省略する。
有効電流制御回路２８は、有効電流指令値ＩＲＤと三相
−ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱおよび系統位相角
算出回路１７の出力ＴＨＬを入力して、自励式変換器の
出力電圧位相角指令値ＴＨを出力する。パルスパターン
発生回路２９は、有効電流制御回路２８の出力である出
力電圧位相角指令値ＴＨから、図２に示した波形に基づ
いてパルスパターンを発生する。
る制御装置の構成図である。図４において、図１６と同
一要素については同一符号を付しその説明は省略する。
有効電流制御回路２８は、有効電流指令値ＩＲＤと三相
−ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱおよび系統位相角
算出回路１７の出力ＴＨＬを入力して、自励式変換器の
出力電圧位相角指令値ＴＨを出力する。パルスパターン
発生回路２９は、有効電流制御回路２８の出力である出
力電圧位相角指令値ＴＨから、図２に示した波形に基づ
いてパルスパターンを発生する。
【００３９】図５および図６は有効電流制御回路２８の
詳細な構成を示すブロック図である。まず図５について
説明する。この有効電流制御回路２８は、フィードフォ
ワード制御の部分とフィードバック制御の部分に大きく
分けられる。フィードフォワード制御は、系統位相角Ｔ
ＨＬと有効電流指令値ＩＲＤに変圧器の漏れリアクタン
ス％ＩＸを掛け合わせた値の和が出力である。有効電流
指令値ＩＲＤと変圧器の漏れリアクタンス％ＩＸを掛け
合わせた値を加えるのは、変圧器の漏れリアクタンス％
ＩＸによる電圧降下を補償するためである。なお、ブロ
ック図において、角度の単位はラジアン[radian]、他の
量は単位法で表しており単位は[pu]である。フィードバ
ック制御は、有効電流ＩＤの指令値ＩＲＤからの偏差を
補償器に入力し、補償器の出力を自励式変換器の出力電
圧位相角指令値に加える部分と、有効電流ＩＤを直接微
分器に入力して、微分器の出力を自励式変換器の出力電
圧位相角指令値から差し引く部分とからなる。補償器
は、ＰＩ制御器からなり、主に有効電流の定常偏差の補
償を行い、微分器は、主に過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する。
詳細な構成を示すブロック図である。まず図５について
説明する。この有効電流制御回路２８は、フィードフォ
ワード制御の部分とフィードバック制御の部分に大きく
分けられる。フィードフォワード制御は、系統位相角Ｔ
ＨＬと有効電流指令値ＩＲＤに変圧器の漏れリアクタン
ス％ＩＸを掛け合わせた値の和が出力である。有効電流
指令値ＩＲＤと変圧器の漏れリアクタンス％ＩＸを掛け
合わせた値を加えるのは、変圧器の漏れリアクタンス％
ＩＸによる電圧降下を補償するためである。なお、ブロ
ック図において、角度の単位はラジアン[radian]、他の
量は単位法で表しており単位は[pu]である。フィードバ
ック制御は、有効電流ＩＤの指令値ＩＲＤからの偏差を
補償器に入力し、補償器の出力を自励式変換器の出力電
圧位相角指令値に加える部分と、有効電流ＩＤを直接微
分器に入力して、微分器の出力を自励式変換器の出力電
圧位相角指令値から差し引く部分とからなる。補償器
は、ＰＩ制御器からなり、主に有効電流の定常偏差の補
償を行い、微分器は、主に過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する。
【００４０】次に図６について説明する。基本的な構成
は図５に示される有効電流制御回路２８と同じである
が、フィードバック制御の有効電流ＩＤを微分器を通し
て自励式変換器の電圧位相角指令値から差し引いていた
部分が変更されており、図６では無効電流ＩＱを比例器
を通して定数倍してから自励式変換器の電圧位相角指令
値から差し引く。これも、過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する効果があ
る。
は図５に示される有効電流制御回路２８と同じである
が、フィードバック制御の有効電流ＩＤを微分器を通し
て自励式変換器の電圧位相角指令値から差し引いていた
部分が変更されており、図６では無効電流ＩＱを比例器
を通して定数倍してから自励式変換器の電圧位相角指令
値から差し引く。これも、過渡時に発生する有効電流お
よび無効電流の基本波周波数の振動を抑制する効果があ
る。
【００４１】図５と図６に示される有効電流制御回路は
ほぼ同じ制御性能を持つ。図７は、本発明の電力変換装
置において、有効電流指令値ＩＲＤを０．５ｐｕから１
ｐｕにステップ的に変化させた場合の計算機シミュレー
ション波形である。実際の有効電流ＩＤが５ｍｓ程度で
指令値ＩＲＤに追従している。なお、第７図のＶＵＶ，
ＶＶＷ，ＶＷＵは自励式変換器４Ａ，４Ｂの出力線間電
圧を合成した波形である。
ほぼ同じ制御性能を持つ。図７は、本発明の電力変換装
置において、有効電流指令値ＩＲＤを０．５ｐｕから１
ｐｕにステップ的に変化させた場合の計算機シミュレー
ション波形である。実際の有効電流ＩＤが５ｍｓ程度で
指令値ＩＲＤに追従している。なお、第７図のＶＵＶ，
ＶＶＷ，ＶＷＵは自励式変換器４Ａ，４Ｂの出力線間電
圧を合成した波形である。
【００４２】次に本発明の第２の実施の形態について説
明する。主回路構成は、すでに説明した図１と同じであ
る。第２の実施の形態の制御装置を図８に示す。ここで
は図４と同一要素については同一符号を付し説明を省略
する。
明する。主回路構成は、すでに説明した図１と同じであ
る。第２の実施の形態の制御装置を図８に示す。ここで
は図４と同一要素については同一符号を付し説明を省略
する。
【００４３】有効電流制御回路３０は、系統位相角算出
回路１７の出力ＴＨＬ，二相−ｄｑ変換回路１９の出力
ＶＤ，ＶＱ，三相−ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱ
および有効電流指令値ＩＲＤを入力し、出力電圧ベクト
ル指令の大きさＶと位相角ＴＨを出力する。有効電流制
御回路３０の詳細を図９に示す。位相角ＴＨの操作は図
６に示した有効電流制御回路２８と類似しており、フィ
ードバック制御の部分に関しては同じである。ただし、
フィードフォワード制御の部分に関しては、図９の有効
電流制御回路３０の場合は、出力電圧ベクトル指令の大
きさＶも同時に得る必要があるので、変圧器の漏れリア
クタンス％ＩＸによる電圧降下の補償をｄｑ座標上で行
っている。図９では、図６に示した有効電流制御回路２
８と類似た構成について示したが図５のように比較器を
微分器にしても同様の効果を得ることができる。
回路１７の出力ＴＨＬ，二相−ｄｑ変換回路１９の出力
ＶＤ，ＶＱ，三相−ｄｑ変換回路２０の出力ＩＤ，ＩＱ
および有効電流指令値ＩＲＤを入力し、出力電圧ベクト
ル指令の大きさＶと位相角ＴＨを出力する。有効電流制
御回路３０の詳細を図９に示す。位相角ＴＨの操作は図
６に示した有効電流制御回路２８と類似しており、フィ
ードバック制御の部分に関しては同じである。ただし、
フィードフォワード制御の部分に関しては、図９の有効
電流制御回路３０の場合は、出力電圧ベクトル指令の大
きさＶも同時に得る必要があるので、変圧器の漏れリア
クタンス％ＩＸによる電圧降下の補償をｄｑ座標上で行
っている。図９では、図６に示した有効電流制御回路２
８と類似た構成について示したが図５のように比較器を
微分器にしても同様の効果を得ることができる。
【００４４】有効電流制御回路３０の出力である出力電
圧ベクトル指令の位相角ＴＨを三角波発生回路３１入力
して、出力として三角波を得る。その三角波を図１０に
示す。
圧ベクトル指令の位相角ＴＨを三角波発生回路３１入力
して、出力として三角波を得る。その三角波を図１０に
示す。
【００４５】有効電流制御回路３０の出力である出力電
圧ベクトル指令の大きさＶと三角波発生回路３１の出力
である三角波をクロスポイント検出回路３２に入力し
て、出力としてゲートのパルスパターンを得る。
圧ベクトル指令の大きさＶと三角波発生回路３１の出力
である三角波をクロスポイント検出回路３２に入力し
て、出力としてゲートのパルスパターンを得る。
【００４６】パルスパターンの発生方法を図１０を参照
しながら説明する。出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
が、三角波より小さいときは零ベクトル（Ｖ０またはＶ
７）を出力し、三角波より大きいときは位相角ＴＨに対
応したベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）を出力する。図１１は単
位自励式変換器１台が発生できる出力電圧をＶ０〜Ｖ７
の８通りのベクトルで表しており、図１０の出力電圧ベ
クトルと対応している。Ｖ０〜Ｖ７の各ベクトルに対応
する自己消弧形スイッチング素子のスイッチング状態を
図１２に示す。
しながら説明する。出力電圧ベクトル指令の大きさＶ
が、三角波より小さいときは零ベクトル（Ｖ０またはＶ
７）を出力し、三角波より大きいときは位相角ＴＨに対
応したベクトル（Ｖ１〜Ｖ６）を出力する。図１１は単
位自励式変換器１台が発生できる出力電圧をＶ０〜Ｖ７
の８通りのベクトルで表しており、図１０の出力電圧ベ
クトルと対応している。Ｖ０〜Ｖ７の各ベクトルに対応
する自己消弧形スイッチング素子のスイッチング状態を
図１２に示す。
【００４７】多重化する場合は、出力電圧ベクトル指令
の位相角ＴＨを６０°／ｎずつずらす。ただし、ｎは多
重数である。２多重の場合、出力電圧ベクトル指令の大
きさＶを０．８ｐｕとすると、自励式変換器の出力電圧
波形は図１３となる。図１３は、１パルス運転の波形を
示した図２と対応している。ＶＵＡは自励式変換器４Ａ
の仮想中性点からのＵ相電圧であり、ＶＵＢは自励式変
換器４ＢのＵＶ線間電圧である。ただし、ＶＵＢは変圧
器２６の巻数比を考慮して、実際の出力電圧を１／√３
倍した波形としている。ＶＵはＶＵＡとＶＵＢを合成し
た波形であり、ＶＵＶはＵ相合成電圧ＶＵからＶ相合成
電圧ＶＶを差し引いた合成線間電圧である。
の位相角ＴＨを６０°／ｎずつずらす。ただし、ｎは多
重数である。２多重の場合、出力電圧ベクトル指令の大
きさＶを０．８ｐｕとすると、自励式変換器の出力電圧
波形は図１３となる。図１３は、１パルス運転の波形を
示した図２と対応している。ＶＵＡは自励式変換器４Ａ
の仮想中性点からのＵ相電圧であり、ＶＵＢは自励式変
換器４ＢのＵＶ線間電圧である。ただし、ＶＵＢは変圧
器２６の巻数比を考慮して、実際の出力電圧を１／√３
倍した波形としている。ＶＵはＶＵＡとＶＵＢを合成し
た波形であり、ＶＵＶはＵ相合成電圧ＶＵからＶ相合成
電圧ＶＶを差し引いた合成線間電圧である。
【００４８】図８に示される制御装置を適用した場合、
定常状態では出力電圧ベクトル指令の大きさＶが１ｐｕ
以上となるため、三角波とのクロスポイントがなくな
り、零ベクトルを出力しないで１パルス運転となる。そ
の時、出力電圧波形は図２に示した波形となる。
定常状態では出力電圧ベクトル指令の大きさＶが１ｐｕ
以上となるため、三角波とのクロスポイントがなくな
り、零ベクトルを出力しないで１パルス運転となる。そ
の時、出力電圧波形は図２に示した波形となる。
【００４９】一方、系統事故等で電力変換装置に瞬時に
定常状態より小さい電圧を出力する必要が生じた場合
は、速やかに三角波比較が行われる。これにより、系統
事故時の過電流が抑制され，運転継続が可能となる。
定常状態より小さい電圧を出力する必要が生じた場合
は、速やかに三角波比較が行われる。これにより、系統
事故時の過電流が抑制され，運転継続が可能となる。
【００５０】第８図の制御装置を適用した電力変換装置
において、１線地絡によりＵ相の電圧のみが０．５ｐｕ
になった場合のシミュレーション結果を第１４図に示
す。２０ｍｓ〜６０ｍｓの期間で地絡を発生させてい
る。これから分かるように定常状態では１パルス運転を
し、地絡時はスイッチング回数が増加して過電流が抑制
されており、地絡時も運転継続が可能である。
において、１線地絡によりＵ相の電圧のみが０．５ｐｕ
になった場合のシミュレーション結果を第１４図に示
す。２０ｍｓ〜６０ｍｓの期間で地絡を発生させてい
る。これから分かるように定常状態では１パルス運転を
し、地絡時はスイッチング回数が増加して過電流が抑制
されており、地絡時も運転継続が可能である。
【００５１】但し、有効電流制御回路３０のフィードバ
ック制御の部分からの信号等の影響により、定常運転に
おいて、スイッチング回数が増加して１パルス運転をし
ない可能性がある。この場合は，系統に事故が発生して
いるかを判定する回路を付加して、事故が発生していな
い場合は、有効電流制御回路３０の出力である出力電圧
ベクトル指令の大きさＶを強制的に１ｐｕ以上にしてク
ロスポイント検出回路に入力し、１パルス運転を行う。
一方、事故を検出した場合は、電流制御回路３０の出力
である出力電圧ベクトル指令の大きさＶを直接クロスポ
イント検出回路に入力して、三角波比較運転を行う。
ック制御の部分からの信号等の影響により、定常運転に
おいて、スイッチング回数が増加して１パルス運転をし
ない可能性がある。この場合は，系統に事故が発生して
いるかを判定する回路を付加して、事故が発生していな
い場合は、有効電流制御回路３０の出力である出力電圧
ベクトル指令の大きさＶを強制的に１ｐｕ以上にしてク
ロスポイント検出回路に入力し、１パルス運転を行う。
一方、事故を検出した場合は、電流制御回路３０の出力
である出力電圧ベクトル指令の大きさＶを直接クロスポ
イント検出回路に入力して、三角波比較運転を行う。
【００５２】このように本発明の第２の実施の形態の電
力変換装置は、１パルス運転と三角波比較運転の切換を
自動的に行うことが可能である。自動で行わない場合に
おいても、その切換を容易に行うことができる。
力変換装置は、１パルス運転と三角波比較運転の切換を
自動的に行うことが可能である。自動で行わない場合に
おいても、その切換を容易に行うことができる。
【００５３】
【発明の効果】以上、詳述したように、本発明によれ
ば、定常状態においては、自励式変換器を構成する自己
消弧形スイッチング素子が交流系統の周波数でスイッチ
ング動作（１パルス運転）をするので、スイッチング損
失およびスナバ損失が小さくなる。また、受電点の基本
波力率を１付近で運転する場合、自励式変換器の出力電
流の零点付近のみでスイッチング動作が行われるので、
スイッチング損失が小さくなる。したがって、変換効率
を向上させるだけでなく、冷却装置の容量低減が図れ
る。
ば、定常状態においては、自励式変換器を構成する自己
消弧形スイッチング素子が交流系統の周波数でスイッチ
ング動作（１パルス運転）をするので、スイッチング損
失およびスナバ損失が小さくなる。また、受電点の基本
波力率を１付近で運転する場合、自励式変換器の出力電
流の零点付近のみでスイッチング動作が行われるので、
スイッチング損失が小さくなる。したがって、変換効率
を向上させるだけでなく、冷却装置の容量低減が図れ
る。
【００５４】また、系統事故時など、電力変換装置に瞬
時に定常状態よりも小さい電圧を出力する必要が生じた
場合に、三角波比較パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に移行
して、電力変換装置の出力電圧が電圧指令値に高速に追
従するので、過電流を抑制して系統事故時も運転継続を
可能になる。
時に定常状態よりも小さい電圧を出力する必要が生じた
場合に、三角波比較パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に移行
して、電力変換装置の出力電圧が電圧指令値に高速に追
従するので、過電流を抑制して系統事故時も運転継続を
可能になる。
【図１】 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の
主回路構成図。
主回路構成図。
【図２】 １パルス運転時の自励式変換器４Ａ，４Ｂの
出力電圧波形図。
出力電圧波形図。
【図３】 電圧電流フェーザ図。
【図４】 本発明の第１の実施の形態の電力変換装置の
制御装置の構成図。
制御装置の構成図。
【図５】 有効電流制御回路２８の詳細な構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図６】 有効電流制御回路２８の詳細な構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図７】 本発明の第１の実施の形態のシミュレーショ
ン波形図。
ン波形図。
【図８】 本発明の第２の実施の形態の電力変換装置の
制御装置の構成図。
制御装置の構成図。
【図９】 有効電流制御回路３０の詳細な構成を示すブ
ロック図。
ロック図。
【図１０】 三角波発生回路およびクロスポイント検出
回路の説明図。
回路の説明図。
【図１１】 単位自励式変換器が発生できる電圧ベクト
ルを示す図。
ルを示す図。
【図１２】 電圧ベクトルとスイッチング状態の関係
図。
図。
【図１３】 本発明の第２の実施の形態の定常状態のシ
ミュレーション波形図。
ミュレーション波形図。
【図１４】 本発明の第２の実施の形態の１線地絡時の
シミュレーション波形図。
シミュレーション波形図。
【図１５】 従来の電力変換装置の主回路構成図。
【図１６】 従来の電力変換装置の制御装置の構成図。
【図１７】 電流制御回路２１の詳細な構成を示すブロ
ック図。
ック図。
【図１８】 従来の自励式変換器の出力電圧波形図。
１・・・・・・・・・交流系統
２・・・・・・・・・変圧器
２Ｐ・・・・・・・・変圧器一次巻線
３Ａ，３Ｂ・・・・・変圧器二次巻線
４Ａ，４Ｂ・・・・・自励式変換器
５・・・・・・・・・平滑コンデンサ
６・・・・・・・・・負荷装置
７〜１２・・・・・・自己消弧形スイッチング素子
１３・・・・・・・・系統電圧検出器
１４・・・・・・・・変換装置出力電流検出器
１５・・・・・・・・線間／相変換回路
１６・・・・・・・・三相／二相変換回路
１７・・・・・・・・系統位相角算出回路
１８・・・・・・・・従来の三角波発生回路
１９・・・・・・・・二相／ｄｑ変換回路
２０・・・・・・・・三相／ｄｑ変換回路
２１・・・・・・・・従来の電流制御回路
２２・・・・・・・・加算器
２３・・・・・・・・ｄｑ／三相変換回路
２４・・・・・・・・従来のクロスポイント検出回路
２５・・・・・・・・ゲートパルス発生回路
２６・・・・・・・・変圧器
２６Ｐ・・・・・・・変圧器一次巻線
２７Ａ，２７Ｂ・・・変圧器二次巻線
２８・・・・・・・・有効電流制御回路
２９・・・・・・・・パルスパターン発生回路
３０・・・・・・・・有効電流制御回路
３１・・・・・・・・三角波発生回路
３２・・・・・・・・クロスポイント検出回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
// Ｈ０３Ｋ 7/08 Ｈ０３Ｋ 7/08 Ｃ
(72)発明者 嶋村 武夫
東京都府中市東芝町１番地 株式会社東
芝 府中工場内
(72)発明者 山本 肇
東京都府中市東芝町１番地 株式会社東
芝 府中工場内
(72)発明者 川上 紀子
東京都府中市東芝町１番地 株式会社東
芝 府中工場内
(72)発明者 武田 秀雄
東京都港区芝浦一丁目１番１号 株式会
社東芝 本社事務所内
(56)参考文献 特開 平７−59352（ＪＰ，Ａ)
特開 平８−251921（ＪＰ，Ａ)
特開 平３−36930（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−117149（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02M 7/797
H02M 1/08
H02M 7/162
H02M 7/17
H02M 7/48
H03K 7/08
Claims (6)
- 【請求項１】 自己消弧形スイッチング素子を有し、交
流系統に変圧器を介して接続された自励式変換器と、こ
の自励式変換器の直流側に接続された平滑コンデンサ
と、この平滑コンデンサを直流源とする負荷とを有した
電力変換装置において、前記自己消弧形スイッチング素
子を前記交流系統の周波数にてスイッチング動作させる
パルスパターン発生手段と、 前記交流系統へ出力する有効電流を制御する前記自励式
変換器の交流側出力電圧の位相角指令信号を求める有効
電流制御手段と、 前記有効電流制御手段の出力より前記パルスパターン発
生手段の出力の位相を変化させる位相制御手段とを具備
したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 交流系統に変圧器を介して接続された自
励式変換器と、この自励式変換器の直流側に接続された
平滑コンデンサと、この平滑コンデンサを直流源とする
負荷とを有した電力変換装置において、 前記交流系統へ出力する有効電流を制御すると出力電圧
ベクトル指令の大きさと出力電圧ベクトル指令の位相角
を求める有効電流制御手段と、 前記有効電流制御手段からの出力電圧ベクトル指令の位
相角を基に三角波を発生させる三角波発生手段と、 前記有効電流制御手段からの出力電圧ベクトル指令の大
きさと前記三角波発生手段からの三角波とを比較し、前
記出力電圧ベクトル指令の大きさが前記三角波より小さ
いときは零ベクトルを出力し、前記出力電圧ベクトル指
令の大きさが前記三角波より大きいときは位相角に対応
したベクトルを出力するクロスポイント検出手段とを具
備したことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 前記有効電流制御手段は、有効電流指令
値と前記変圧器の漏れリアクタンスを乗算する電圧降下
補償手段と、系統位相角と前記電圧降下補償手段の出力
を加算する第１の加算手段と、前記有効電流指令値と有
効電流検出値の偏差をＰＩ制御する定常偏差補償手段
と、前記有効電流検出値を微分する微分手段と、前記定
常偏差補償手段の出力から前記微分手段の出力を減算す
る第２の加算器と、前記第１の加算手段の出力と前記第
２の加算器の出力を加算する第３の加算器とからなるこ
とを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 前記有効電流制御手段は、有効電流指令
値と前記変圧器の漏れリアクタンスを乗算する電圧降下
補償手段と、系統位相角と前記電圧降下補償手段の出力
を加算する第１の加算手段と、前記有効電流指令値と有
効電流検出値の偏差をＰＩ制御する定常偏差補償手段
と、無効電流検出値を定数倍する比例手段と、前記定常
偏差補償手段の出力から前記比例手段の出力を減算する
第２の加算器と、前記第１の加算手段の出力と前記第２
の加算器の出力を加算する第３の加算器とからなること
を特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 - 【請求項５】 前記有効電流制御手段は、有効電流指令
値と前記変圧器の漏れリアクタンスを乗算する電圧降下
補償手段と、系統電圧のｑ軸成分と前記電圧降下補償手
段の出力を加算する第１の加算手段と、系統電圧のｄ軸
成分と前記第１の加算手段の出力とを基に出力電圧ベク
トル指令の大きさを求めるベクトルの大きさ算出手段
と、系統電圧のｄ軸成分と前記第１の加算手段の出力と
を基に電圧ベクトルの位相角を求めるベクトルの位相角
算出手段と、系統位相角と前記ベクトルの位相角算出手
段の出力を加算する第２の加算手段と、前記有効電流指
令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制御する定常偏差補
償手段と、前記有効電流検出値を微分する微分手段と、
前記定常偏差補償手段の出力から前記微分手段の出力を
減算する第３の加算器と、前記第２の加算手段の出力と
前記第３の加算器の出力を加算する第４の加算器とから
なることを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。 - 【請求項６】 前記有効電流制御手段は、有効電流指令
値と前記変圧器の漏れリアクタンスを乗算する電圧降下
補償手段と、系統電圧のｑ軸成分と前記電圧降下補償手
段の出力を加算する第１の加算手段と、系統電圧のｄ軸
成分と前記第１の加算手段の出力とを基に出力電圧ベク
トル指令の大きさを求めるベクトルの大きさ算出手段
と、系統電圧のｄ軸成分と前記第１の加算手段の出力と
を基に電圧ベクトルの位相角を求めるベクトルの位相角
算出手段と、系統位相角と前記ベクトルの位相角算出手
段の出力を加算する第２の加算手段と、前記有効電流指
令値と有効電流検出値の偏差をＰＩ制御する定常偏差補
償手段と、前記有効電流検出値を定数倍する比例手段
と、前記定常偏差補償手段の出力から前記比例手段の出
力を減算する第３の加算器と、前記第２の加算手段の出
力と前記第３の加算器の出力を加算する第４の加算器と
からなることを特徴とする請求項２記載の電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24069597A JP3389072B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24069597A JP3389072B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1189250A JPH1189250A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3389072B2 true JP3389072B2 (ja) | 2003-03-24 |
Family
ID=17063334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24069597A Expired - Fee Related JP3389072B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3389072B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
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|---|---|---|---|---|
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| JP4253197B2 (ja) * | 2003-02-17 | 2009-04-08 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| JP2004289986A (ja) * | 2003-03-25 | 2004-10-14 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP2005117804A (ja) * | 2003-10-08 | 2005-04-28 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| JP5025295B2 (ja) * | 2007-03-20 | 2012-09-12 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 半導体電力変換装置 |
| JP5332853B2 (ja) * | 2009-04-16 | 2013-11-06 | 富士電機株式会社 | 電力変換システム |
| WO2018051433A1 (ja) | 2016-09-14 | 2018-03-22 | 国立大学法人横浜国立大学 | 電力供給システム |
| CN115902401B (zh) * | 2023-02-20 | 2023-08-01 | 深圳库马克科技有限公司 | 功率单元的相位检测方法及相关设备和介质 |
-
1997
- 1997-09-05 JP JP24069597A patent/JP3389072B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1189250A (ja) | 1999-03-30 |
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