JP2954333B2 - 交流電動機可変速システム - Google Patents
交流電動機可変速システムInfo
- Publication number
- JP2954333B2 JP2954333B2 JP2323155A JP32315590A JP2954333B2 JP 2954333 B2 JP2954333 B2 JP 2954333B2 JP 2323155 A JP2323155 A JP 2323155A JP 32315590 A JP32315590 A JP 32315590A JP 2954333 B2 JP2954333 B2 JP 2954333B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- inverter
- signal
- current
- converter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
- H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
- H03K17/08144—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in thyristor switches
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
- H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/0085—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed
- H02P21/0089—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for high speeds, e.g. above nominal speed using field weakening
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/02—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for optimising the efficiency at low load
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機可変システムに係り、特に大容
量で高応答が要求される圧延機等の駆動システムにおい
て、GTOサイリスタを使用した電力変換装置で交流電動
機を可変速駆動する大容量交流電動機可変速システムに
関する。
量で高応答が要求される圧延機等の駆動システムにおい
て、GTOサイリスタを使用した電力変換装置で交流電動
機を可変速駆動する大容量交流電動機可変速システムに
関する。
従来、インバータによる交流電動機可変速システムの
最大容量のもとしては、ポンプやファン等の一般産業用
として4400kVAのシステムが発表されている。この例と
して、三菱電機技報第60巻１号（1986）28頁，東芝レビ
ユー第43巻３号（1988）253頁などに示されている。
最大容量のもとしては、ポンプやファン等の一般産業用
として4400kVAのシステムが発表されている。この例と
して、三菱電機技報第60巻１号（1986）28頁，東芝レビ
ユー第43巻３号（1988）253頁などに示されている。
一方、大容量で高応答化が要求される圧延機駆動等の
分野では、またサイクロコンバータによる交流電動機可
変速システムが採用されている。この例として、日立評
論第72巻５号（1990）441〜446頁，東芝レビユー第43巻
３号（1988）256頁，三菱電機技報第62巻６号（1988）5
01〜506頁などに示されている。これまでのところ、圧
延機駆動等の大容量高応答分野でのインバータ化に関す
る研究，実績についての発表はない。
分野では、またサイクロコンバータによる交流電動機可
変速システムが採用されている。この例として、日立評
論第72巻５号（1990）441〜446頁，東芝レビユー第43巻
３号（1988）256頁，三菱電機技報第62巻６号（1988）5
01〜506頁などに示されている。これまでのところ、圧
延機駆動等の大容量高応答分野でのインバータ化に関す
る研究，実績についての発表はない。
上記従来技術において、インバータの大容量化を図る
場合、主回路のスイッチング素子に使用されるGTOサイ
リスタ（ゲートターンオフサイリスタ）は高電圧、大電
流の素子が用いられる。しかし素子容量が大きくなると
素子の許容スイツチング周波数は低下（現状100〜150Hz
が限界）し、これによりインバータ出力波形の高調波の
増加、電動機のトルクリプルの増加、さらにGTOのスナ
バ回路の損失の増加（電圧の自乗で増加）といった点で
適用のメリットがないものとされていた。
場合、主回路のスイッチング素子に使用されるGTOサイ
リスタ（ゲートターンオフサイリスタ）は高電圧、大電
流の素子が用いられる。しかし素子容量が大きくなると
素子の許容スイツチング周波数は低下（現状100〜150Hz
が限界）し、これによりインバータ出力波形の高調波の
増加、電動機のトルクリプルの増加、さらにGTOのスナ
バ回路の損失の増加（電圧の自乗で増加）といった点で
適用のメリットがないものとされていた。
一方、大容量高応答分野に唯一適用可能なサイクロコ
ンバータの場合には、電源力率が0.6程度が限界であ
り、これに改善するためには電源側に大容量の力率改善
用コンデンサが必要になり、装置が大型になるという問
題があつた。
ンバータの場合には、電源力率が0.6程度が限界であ
り、これに改善するためには電源側に大容量の力率改善
用コンデンサが必要になり、装置が大型になるという問
題があつた。
本発明の第１の目的は、交流電動機のトルクリプルを
１％以下を達成する大容量交流電動機の可変速システム
を提供する。
１％以下を達成する大容量交流電動機の可変速システム
を提供する。
第２の目的は、効率95％以上を達成する大容量交流電
動機の可変速システムを提供する。
動機の可変速システムを提供する。
第３の目的は、速度応答60rad/s以上を達成する大容
量交流電動機の可変速システムを提供する。
量交流電動機の可変速システムを提供する。
第４の目的は、交流電源力率98％以上を達成する大容
量交流電動機の可変速システムを提供する。
量交流電動機の可変速システムを提供する。
第５の目的は、交流電動機のトルクリプルを１％以
下、効率95％以上、速度応答60rad/s以上及び交流電源
力率98％以上を達成する大容量交流電動機の可変速シス
テムを提供する。
下、効率95％以上、速度応答60rad/s以上及び交流電源
力率98％以上を達成する大容量交流電動機の可変速シス
テムを提供する。
上記目的を達成するためには、PWM制御される電力変
換装置において、その制御回路を次のように構成する。
換装置において、その制御回路を次のように構成する。
本発明における制御回路は、電圧指令手段が発生する
複数の瞬時電圧指令を入力してこれらの内の中間値を出
力する電圧指令比較手段と、この中間値を入力して電圧
指令補正信号を出力する手段と、複数の瞬時電圧指令に
電圧指令補正信号を加えて変調波信号を作成する加算器
とを有する。この変調波信号と、搬送波となる三角波
と、を比較器に入力してPWM信号を作成する。
複数の瞬時電圧指令を入力してこれらの内の中間値を出
力する電圧指令比較手段と、この中間値を入力して電圧
指令補正信号を出力する手段と、複数の瞬時電圧指令に
電圧指令補正信号を加えて変調波信号を作成する加算器
とを有する。この変調波信号と、搬送波となる三角波
と、を比較器に入力してPWM信号を作成する。
本発明によれば、通常のPWM制御で変調波信号として
用いられている瞬時電圧指令に、この瞬時電圧指令から
作成される電圧指令補正信号を加えることにより、瞬時
空間ベクトルPWM制御用パルスの発生が可能な変調波信
号を作成することができる。従って、通常のPWM制御で
使用される変調波信号を用いながらも、電力変換装置の
出力のトルクリプルが少ない、または電圧利用率の高い
瞬時空間ベクトルPWM制御が可能になる。
用いられている瞬時電圧指令に、この瞬時電圧指令から
作成される電圧指令補正信号を加えることにより、瞬時
空間ベクトルPWM制御用パルスの発生が可能な変調波信
号を作成することができる。従って、通常のPWM制御で
使用される変調波信号を用いながらも、電力変換装置の
出力のトルクリプルが少ない、または電圧利用率の高い
瞬時空間ベクトルPWM制御が可能になる。
以下、本発明の大容量交流電動機可変速システムの一
実施例を第１図による説明する,110,120はユニツトイン
バータ、210,220はユニツトコンバータで各ユニツトの
インバータとコンバータの主回路のスイッチング素子11
1,121,211,221は電圧4.5kV,電流3kA,スイッチング周波
数500Hz以上を許容する大容量高周波GTOサイリスタを用
いる。各ユニットのインバータとコンバータとはコンデ
ンサ71,72を介して接続している，ユニツトインバータ1
10と120の出力端子は相間リアクトル92で並列多重接続
し、相間リアクトル92の中点に交流電動機５を接続す
る。また、他方のユニットコンバータ210と220の入力端
子も相間リアクトル93で並列多重接続し、相間リアクト
ル93の中点に交流電電源６を接続する。ここで上記イン
バータ及びコンバータの主回路を構成するGTOサイリス
タにはスナバ回路とスナバ回路に蓄えられる電気エネル
ギーを前記コンデンサ側の直流電源に回収するスナバエ
ネルギー回収回路４を接続する。各インバータ及びコン
バータは制御回路300により制御され、制御回路300にお
いて、速度制御及びベクトル制御回路330と瞬時空間ベ
クトルPWM制御回路310によりインバータ100を制御し、
力率調整及び電圧制御回路340と瞬時空間ベクトルPWM制
御回路320によりコンバータ200を制御する。
実施例を第１図による説明する,110,120はユニツトイン
バータ、210,220はユニツトコンバータで各ユニツトの
インバータとコンバータの主回路のスイッチング素子11
1,121,211,221は電圧4.5kV,電流3kA,スイッチング周波
数500Hz以上を許容する大容量高周波GTOサイリスタを用
いる。各ユニットのインバータとコンバータとはコンデ
ンサ71,72を介して接続している，ユニツトインバータ1
10と120の出力端子は相間リアクトル92で並列多重接続
し、相間リアクトル92の中点に交流電動機５を接続す
る。また、他方のユニットコンバータ210と220の入力端
子も相間リアクトル93で並列多重接続し、相間リアクト
ル93の中点に交流電電源６を接続する。ここで上記イン
バータ及びコンバータの主回路を構成するGTOサイリス
タにはスナバ回路とスナバ回路に蓄えられる電気エネル
ギーを前記コンデンサ側の直流電源に回収するスナバエ
ネルギー回収回路４を接続する。各インバータ及びコン
バータは制御回路300により制御され、制御回路300にお
いて、速度制御及びベクトル制御回路330と瞬時空間ベ
クトルPWM制御回路310によりインバータ100を制御し、
力率調整及び電圧制御回路340と瞬時空間ベクトルPWM制
御回路320によりコンバータ200を制御する。
次に上記システム構成要素の詳細な説明をする。スナ
バエネルギー回収回路４は、各ユニツトインバータ，コ
ンバータにおいて、例えば第２図に示すように構成す
る。ここでスナバ回路は第１のコンデンサ2100、第２の
コンデンサ2200、順方向に直列接続された２個のダイオ
ード2300,2400を有して形成する。直列ダイオード2300
のアノードは、第１のコンデンサ2100を介して主スイツ
チング回路の正極端に接続し、直列ダイオード2400のカ
ソードは主スイッチング回路の負極端に接続し、直列ダ
イオード2300と2400の共通接続点は第２のコンデンサ22
00を介して正・負アームの共通接続点に接続する。
バエネルギー回収回路４は、各ユニツトインバータ，コ
ンバータにおいて、例えば第２図に示すように構成す
る。ここでスナバ回路は第１のコンデンサ2100、第２の
コンデンサ2200、順方向に直列接続された２個のダイオ
ード2300,2400を有して形成する。直列ダイオード2300
のアノードは、第１のコンデンサ2100を介して主スイツ
チング回路の正極端に接続し、直列ダイオード2400のカ
ソードは主スイッチング回路の負極端に接続し、直列ダ
イオード2300と2400の共通接続点は第２のコンデンサ22
00を介して正・負アームの共通接続点に接続する。
スナバエネルギー回収回路はダイオード3800、変成器
3000、抵抗3100を有して形成する。変成器3000の１次巻
線は、直列ダイオード2300と2400に並列接続し、言い換
えれば第１のコンデンサ2100を介して、直流端に並列接
続されている。一方、変成器3000の２次巻線は、逆流防
止用のダイオード3800を介して、直流端子に接続する。
変成器3000の１次側にはリセット抵抗3100を並列接続
し、スナバ回収エネルギーの放電電流の一部を並列抵抗
3100に分流させて回収するようにし、変成器3000の励磁
電流を速やかに減衰させて、鉄心の磁気飽和を防止させ
る。これによれば、スバナ吸収エネルギーを回収してな
いときにも継続して流れる励磁電流を抵抗3100によつて
速やかにリセツトできるので、鉄心の磁気飽和が防止で
き、変成器を小形のものにすることが可能である。
3000、抵抗3100を有して形成する。変成器3000の１次巻
線は、直列ダイオード2300と2400に並列接続し、言い換
えれば第１のコンデンサ2100を介して、直流端に並列接
続されている。一方、変成器3000の２次巻線は、逆流防
止用のダイオード3800を介して、直流端子に接続する。
変成器3000の１次側にはリセット抵抗3100を並列接続
し、スナバ回収エネルギーの放電電流の一部を並列抵抗
3100に分流させて回収するようにし、変成器3000の励磁
電流を速やかに減衰させて、鉄心の磁気飽和を防止させ
る。これによれば、スバナ吸収エネルギーを回収してな
いときにも継続して流れる励磁電流を抵抗3100によつて
速やかにリセツトできるので、鉄心の磁気飽和が防止で
き、変成器を小形のものにすることが可能である。
次に第３図，第４図を用いてスナバエネルギーの回収
動作を説明する。第３図（ａ）〜（ｆ）は、正極アーム
の通流状態から負極アームの通流状態を経て、再び正極
アームの通流状態にもどるまでの回路動作を示したもの
である。同図（ａ）の状態は、GTOサイリスタ1100がオ
ン状態にあり、直流電源から交流端へ電流iLが供給され
ている。この状態のときに、GTOサイリスタ1100にオフ
ゲート信号が入ると、それまで流れていたiLは、同図
（ｂ）に示す経路（コンデンサ2100→ダイオード2300→
コンデンサ2200を経由）で流れる。この際に、スイツチ
ングサージが吸収されるとともに、コンデンサ2200に図
示極性で蓄積されていたエネルギーは、交流端に放出さ
れる。この同図（ｂ）の状態は、GTOサイリスタ1200が
オフからオンに切り換えられるから、電流iLの極性が正
（流れ出す方向）のままで、交流端電圧の極性が正から
負に切り換わるため、等価的に遅れ力率、すなわち遅相
運転状態になつている。一方、同図（ｂ）においてコン
デンサ2100は過充電される。次に、同図（ｃ）に示すよ
うに、電流iLが負極アームに転流する還流モードに移る
と、コンデンサ2100の電荷は点線で示す経路で放電さ
れ、変成器3000の１次側に放電電流iSが流れる。これに
より、変成器3000の２次側に１次巻線と２次巻線の巻数
に逆比例した値の電流iS2が流れ、直流側電源へエネル
ギーが回収される。
動作を説明する。第３図（ａ）〜（ｆ）は、正極アーム
の通流状態から負極アームの通流状態を経て、再び正極
アームの通流状態にもどるまでの回路動作を示したもの
である。同図（ａ）の状態は、GTOサイリスタ1100がオ
ン状態にあり、直流電源から交流端へ電流iLが供給され
ている。この状態のときに、GTOサイリスタ1100にオフ
ゲート信号が入ると、それまで流れていたiLは、同図
（ｂ）に示す経路（コンデンサ2100→ダイオード2300→
コンデンサ2200を経由）で流れる。この際に、スイツチ
ングサージが吸収されるとともに、コンデンサ2200に図
示極性で蓄積されていたエネルギーは、交流端に放出さ
れる。この同図（ｂ）の状態は、GTOサイリスタ1200が
オフからオンに切り換えられるから、電流iLの極性が正
（流れ出す方向）のままで、交流端電圧の極性が正から
負に切り換わるため、等価的に遅れ力率、すなわち遅相
運転状態になつている。一方、同図（ｂ）においてコン
デンサ2100は過充電される。次に、同図（ｃ）に示すよ
うに、電流iLが負極アームに転流する還流モードに移る
と、コンデンサ2100の電荷は点線で示す経路で放電さ
れ、変成器3000の１次側に放電電流iSが流れる。これに
より、変成器3000の２次側に１次巻線と２次巻線の巻数
に逆比例した値の電流iS2が流れ、直流側電源へエネル
ギーが回収される。
次に、同図（ｄ）に示すように、GTOサイリスタにオ
フゲート信号が入つた後、GTOサイリスタ1100に再びオ
ンゲート信号が入ると、コンデンサ2200が充電されスイ
ツチングサージが吸収され、電流がGTOサイリスタ1100
に流入し、同図（ｆ）の状態に至り、最初の状態同図
（ａ）に戻る。
フゲート信号が入つた後、GTOサイリスタ1100に再びオ
ンゲート信号が入ると、コンデンサ2200が充電されスイ
ツチングサージが吸収され、電流がGTOサイリスタ1100
に流入し、同図（ｆ）の状態に至り、最初の状態同図
（ａ）に戻る。
なお、同図（ｃ）〜（ｆ）への転流動作の場合、負荷
電流の極性が正のまま出力電圧極性が負から正へ切り換
わるので、等価的に進み力率、すなわち進相運転状態に
なつている。
電流の極性が正のまま出力電圧極性が負から正へ切り換
わるので、等価的に進み力率、すなわち進相運転状態に
なつている。
一方、第４図は、負極アームの通流状態から正極アー
ムの通流状態を経て、再び負極アーム通流状態に至る場
合の回路動作を示したものである。同図（ａ）から
（ｄ）の転流動作は、第３図（ａ）から（ｃ）への動作
と同じく遅相モードの転流動作である。また、同図
（ｄ）から（ｆ）への動作は第３図（ｃ）から（ｆ）へ
の動作と同じく進相モードの転流動作である。第４図
（ｄ）から（ｅ）へ移る場合、コンデンサ2200の蓄積エ
ネルギーは交流端から流入する電流のため交流側へ放出
できないため、GTOサイリスタ1200がターンオンした時
に同図（ｅ）のとに示した電流経路で直流側に回収
される。このように、GTOサイリスタのターンオフに伴
い発生するサージエネルギーはスナバ回路のコンデンサ
に吸収され、その吸収エネルギーは進相，遅相いずれの
運転モードにあつても交流側あるいは直流側へ電力とし
て回収できる。
ムの通流状態を経て、再び負極アーム通流状態に至る場
合の回路動作を示したものである。同図（ａ）から
（ｄ）の転流動作は、第３図（ａ）から（ｃ）への動作
と同じく遅相モードの転流動作である。また、同図
（ｄ）から（ｆ）への動作は第３図（ｃ）から（ｆ）へ
の動作と同じく進相モードの転流動作である。第４図
（ｄ）から（ｅ）へ移る場合、コンデンサ2200の蓄積エ
ネルギーは交流端から流入する電流のため交流側へ放出
できないため、GTOサイリスタ1200がターンオンした時
に同図（ｅ）のとに示した電流経路で直流側に回収
される。このように、GTOサイリスタのターンオフに伴
い発生するサージエネルギーはスナバ回路のコンデンサ
に吸収され、その吸収エネルギーは進相，遅相いずれの
運転モードにあつても交流側あるいは直流側へ電力とし
て回収できる。
第５図は、第２図において各相ごとに設けていた変成
器を一括して設ける例で、この場合にはさらにスナバ回
路４を小型化できる。
器を一括して設ける例で、この場合にはさらにスナバ回
路４を小型化できる。
第６図、第７図は変換装置を大容量化するためにGTO
サイリスタを直列接続して使用する場合の構成を示す。
なお第７図は第６図において各相ごとに設けていた変成
器を一括して設けたものである。第６図，第７図におい
て、410,420,430はダイオード、コンデンサ、抵抗を用
いたスナバ回路で、各GTOサイリスタに個別に接続す
る。この場合、直列接続したGTOサイリスタの分担電圧
を均等化することができる。
サイリスタを直列接続して使用する場合の構成を示す。
なお第７図は第６図において各相ごとに設けていた変成
器を一括して設けたものである。第６図，第７図におい
て、410,420,430はダイオード、コンデンサ、抵抗を用
いたスナバ回路で、各GTOサイリスタに個別に接続す
る。この場合、直列接続したGTOサイリスタの分担電圧
を均等化することができる。
これまでに記述した本実施例におけるスナバエネルギ
ー回収回路においては変成器3000を使用したが、第８図
に示したようにDC/DCコンバータ3200を使用してもよ
い。同図（ａ）に対して同図（ｂ）はアーム構成がGTO
サイリスタを複数個直列接続した場合を示す。ここで、
コンデンサ2100は常時直流電圧Edに充電されており、Ed
からの過充電分エネルギーがDC/DCコンバータ3200を介
して直流側へ回収される。
ー回収回路においては変成器3000を使用したが、第８図
に示したようにDC/DCコンバータ3200を使用してもよ
い。同図（ａ）に対して同図（ｂ）はアーム構成がGTO
サイリスタを複数個直列接続した場合を示す。ここで、
コンデンサ2100は常時直流電圧Edに充電されており、Ed
からの過充電分エネルギーがDC/DCコンバータ3200を介
して直流側へ回収される。
以上に述べたエネルギー回収回路によれば回収率は80
％以上が得られる。これは変成器方式では変成器に並列
に接続されるリセット抵抗器3100の損失が10〜20％あ
り、また、DC/DCコンバータによる方式においても同程
度のコンバータの損失があることによる。
％以上が得られる。これは変成器方式では変成器に並列
に接続されるリセット抵抗器3100の損失が10〜20％あ
り、また、DC/DCコンバータによる方式においても同程
度のコンバータの損失があることによる。
第９図は上記コンバータ及びインバータを並列多重接
続した電力変換器で誘導電動機を運転したときの電力変
換器の損失と効率を示す。今回対象とした電圧変換器容
量2700kVA（1350kVA×２）ではGTOのターンオン、ター
ンオフスイッチング損失33kW、スナバ損失はエネルギー
回収回路により40kWまで減少でき、その他の相間リアク
トル等の損失は29kWあり、変換器の総合効率としては9
6.2％が達成できた。
続した電力変換器で誘導電動機を運転したときの電力変
換器の損失と効率を示す。今回対象とした電圧変換器容
量2700kVA（1350kVA×２）ではGTOのターンオン、ター
ンオフスイッチング損失33kW、スナバ損失はエネルギー
回収回路により40kWまで減少でき、その他の相間リアク
トル等の損失は29kWあり、変換器の総合効率としては9
6.2％が達成できた。
次に、第１図の速度制御及びベクトル制御回路330の
一例を第10図に示す。この構成は、三相交流電動機５の
回転速度ωｒを速度検出器51より検出し、速度指令ωｒ
＊と検出速度ωｒとの偏差からトルク電流指令Id＊を生
成する速度調節器3302と、回転速度ωｒから励磁電流指
令Iq＊を生成する界磁弱め制御回路3301と、前記トルク
電流指令と励磁電流指令よりすべり周波数ωｓを演算す
るすべり演算器3308と、前記すべり周波数と回転速度を
加算して１次周波数指令ω１＊を演算する加算器3309
と、インバータからの三相出力電流を電流検出器81より
検出し、その三相交流電流検出値iu〜iwをトルク及び励
磁成分の電流Id,Iqに変換する変換器3307と、トルク電
流の指令値Iq＊と検出値Iqとの偏差から電圧指令Vq＊
を、また励磁電流の指令値と検出値との偏差から電圧指
令Vd＊をそれぞれ生成する直流電流調節器3303と、前記
Vq＊,Vd＊を三相電圧指令vu′〜vw′に変換する変換器3
304と、電流成分指令Iq＊,Id＊を三相電流指令iu＊〜iw
＊に変換する変換器3305と、その三相電流指令と検出値
との偏差から補正電圧Δvu〜Δvwを生成する交流電流調
節器3306と、前記三相電圧指令と補正電圧を加算して１
次電圧指令vu＊〜vw＊を演算する加算器3310からなる。
一例を第10図に示す。この構成は、三相交流電動機５の
回転速度ωｒを速度検出器51より検出し、速度指令ωｒ
＊と検出速度ωｒとの偏差からトルク電流指令Id＊を生
成する速度調節器3302と、回転速度ωｒから励磁電流指
令Iq＊を生成する界磁弱め制御回路3301と、前記トルク
電流指令と励磁電流指令よりすべり周波数ωｓを演算す
るすべり演算器3308と、前記すべり周波数と回転速度を
加算して１次周波数指令ω１＊を演算する加算器3309
と、インバータからの三相出力電流を電流検出器81より
検出し、その三相交流電流検出値iu〜iwをトルク及び励
磁成分の電流Id,Iqに変換する変換器3307と、トルク電
流の指令値Iq＊と検出値Iqとの偏差から電圧指令Vq＊
を、また励磁電流の指令値と検出値との偏差から電圧指
令Vd＊をそれぞれ生成する直流電流調節器3303と、前記
Vq＊,Vd＊を三相電圧指令vu′〜vw′に変換する変換器3
304と、電流成分指令Iq＊,Id＊を三相電流指令iu＊〜iw
＊に変換する変換器3305と、その三相電流指令と検出値
との偏差から補正電圧Δvu〜Δvwを生成する交流電流調
節器3306と、前記三相電圧指令と補正電圧を加算して１
次電圧指令vu＊〜vw＊を演算する加算器3310からなる。
また、前記１次電圧指令に基づきインバータの出力電
圧をPWM制御する瞬時空間ベクトルPWM制御310は、イン
バータが並列多重接続される場合にはユニットインバー
タ間を循環する循環電流を抑制する循環電流制御3101を
付加して構成される。
圧をPWM制御する瞬時空間ベクトルPWM制御310は、イン
バータが並列多重接続される場合にはユニットインバー
タ間を循環する循環電流を抑制する循環電流制御3101を
付加して構成される。
以上の制御構成は分かり易くするためアナログ的に処
理するブロック図で示したが、本発明ではマイクロコン
ピュータを用いて制御演算処理することを前提としてい
る。
理するブロック図で示したが、本発明ではマイクロコン
ピュータを用いて制御演算処理することを前提としてい
る。
ここで速度制御系（ASR）の応答特性は負荷の慣性の
大きさと電流制御系（ACR）の応答特性に依存する。通
常ASRの応答に対してACRの応答が５〜10倍以上あれば安
定な速度制御ができるとされている。本例のベクトル制
御方式ではId,Iqの直流ACRを用いるので全て直流量で処
理できることから瞬時値を扱う交流ACRに比べ制御誤算
が少なく安定に電流制御でき、このため交流ACRよりも
電流制御応答を必要としない。なお、本例で用いた交流
ACR3306は主回路スイッチング素子のデツドタイムに起
因する出力電流歪のみ低減するために設けている また、本例のようなベクトル制御を用いればトルクと
磁束に対応するトルク電流と励磁電流の各成分を独立分
離して制御するので負荷変化（負荷トルク変化）に対し
て安定した高速な速度制御特性を得ることが出来る。
大きさと電流制御系（ACR）の応答特性に依存する。通
常ASRの応答に対してACRの応答が５〜10倍以上あれば安
定な速度制御ができるとされている。本例のベクトル制
御方式ではId,Iqの直流ACRを用いるので全て直流量で処
理できることから瞬時値を扱う交流ACRに比べ制御誤算
が少なく安定に電流制御でき、このため交流ACRよりも
電流制御応答を必要としない。なお、本例で用いた交流
ACR3306は主回路スイッチング素子のデツドタイムに起
因する出力電流歪のみ低減するために設けている また、本例のようなベクトル制御を用いればトルクと
磁束に対応するトルク電流と励磁電流の各成分を独立分
離して制御するので負荷変化（負荷トルク変化）に対し
て安定した高速な速度制御特性を得ることが出来る。
次に瞬時空間ベクトルPWM制御310について第11図を用
いて説明する。
いて説明する。
三相単一インバータには８通りのスイッチング状態が
ある。第11図（ａ）はこれらのスイッチング状態を空間
座標上に表現したもので、各々の状態をV0〜V7の出力電
圧ベクトルとして表す。電圧指令も空間ベクトルとして
取り扱い、電圧指令ベクトルＶ＊をインバータの出力電
圧ベクトルの一次結合として表し、電圧ベクトルに応じ
たスイッチング状態を、その係数に比較したパルス時間
だけ出力する。
ある。第11図（ａ）はこれらのスイッチング状態を空間
座標上に表現したもので、各々の状態をV0〜V7の出力電
圧ベクトルとして表す。電圧指令も空間ベクトルとして
取り扱い、電圧指令ベクトルＶ＊をインバータの出力電
圧ベクトルの一次結合として表し、電圧ベクトルに応じ
たスイッチング状態を、その係数に比較したパルス時間
だけ出力する。
その際、無駄なスイッチングを無くするため、出力電
圧ベクトルは電圧指令ベクトルを含む三角形の頂点に位
置するベクトルのみを選択する。第11図（ａ）の場合に
は、選択する電圧ベクトルはV1とV2およびV0,V7の零ベ
クトルとなる。また、スイッチングの回数を少なくする
ために同図（ｂ）に示す順序、すなわちV0−V1−V2−V7
−V2−V1−V0の順序で電圧ベクトルを出力する。その各
電圧ベクトルVkの出力時間tkは次式を解くことにより求
められる。
圧ベクトルは電圧指令ベクトルを含む三角形の頂点に位
置するベクトルのみを選択する。第11図（ａ）の場合に
は、選択する電圧ベクトルはV1とV2およびV0,V7の零ベ
クトルとなる。また、スイッチングの回数を少なくする
ために同図（ｂ）に示す順序、すなわちV0−V1−V2−V7
−V2−V1−V0の順序で電圧ベクトルを出力する。その各
電圧ベクトルVkの出力時間tkは次式を解くことにより求
められる。
Ｔ＝t1＋t2＋t0＋t7 …………（２） T:サンプリング周期 ただし、上記二式の関係だけではt0とt7の和は求まる
が、分離できないので、次式の条件を加える。
が、分離できないので、次式の条件を加える。
t0＝t7 ……………………（３） これは零電圧ベクトルを出力する際に一回の時間を長
くするよりも、均等な時間出力した方が電圧指令値との
位相ずれが小さくなり、トルクリプルを小さくできる。
くするよりも、均等な時間出力した方が電圧指令値との
位相ずれが小さくなり、トルクリプルを小さくできる。
すなわち、同図（ｃ）に示すように、サンプリング周
期Ｔの間に電動機の２次巻線に鎖交する鎖交磁束ベクト
ルφが進む角度Δθ内において、最適な電圧ベクトルV0
〜V7が選択され鎖交磁束ベクトルφは角速度ωで回転す
るほぼ円形の軌跡を描く。これより磁束変動に伴うトリ
クリプルは減少する。
期Ｔの間に電動機の２次巻線に鎖交する鎖交磁束ベクト
ルφが進む角度Δθ内において、最適な電圧ベクトルV0
〜V7が選択され鎖交磁束ベクトルφは角速度ωで回転す
るほぼ円形の軌跡を描く。これより磁束変動に伴うトリ
クリプルは減少する。
また、瞬時空間ベクトルPWM制御によるパルス時間の
変化からインバータ相電圧の大きさを観察すると第12図
に示すようになり、その最大値は正弦波変調型SH方式
（SH:Sub Harmonic）における最大値に比べ になる。従って、飽和せずに出力できる相電圧の最大値
がSH方式より となり電圧利用率を高くすることができる。
変化からインバータ相電圧の大きさを観察すると第12図
に示すようになり、その最大値は正弦波変調型SH方式
（SH:Sub Harmonic）における最大値に比べ になる。従って、飽和せずに出力できる相電圧の最大値
がSH方式より となり電圧利用率を高くすることができる。
以上、本PWM方式の特長は、 １）零電圧ベクトル（V0とV7）の出力時間を均一にする
ことによりトリクリプルが減少する，（1kHzのスイッチ
ングでトルクリプル１％以下が達成できる。） ２）最大電圧利用率が従来の正弦波変調型SH方式に比べ
て15％向上する。このためインバータ入力直流電圧は15
％小さくてよくスイッチング素子耐量の低いものが使用
可能となる。
ことによりトリクリプルが減少する，（1kHzのスイッチ
ングでトルクリプル１％以下が達成できる。） ２）最大電圧利用率が従来の正弦波変調型SH方式に比べ
て15％向上する。このためインバータ入力直流電圧は15
％小さくてよくスイッチング素子耐量の低いものが使用
可能となる。
３）三相分のPWM演算処理を一括処理するため演算時間
が短く、マイコンへの負担が軽減する。
が短く、マイコンへの負担が軽減する。
しかし、多重インバータを制御する場合には出力電圧
ベクトルの数が19種類、組合わせのモードの数が24に増
加するためモード判別だけでも演算時間が長くなってし
まうという問題がある。
ベクトルの数が19種類、組合わせのモードの数が24に増
加するためモード判別だけでも演算時間が長くなってし
まうという問題がある。
そこで、多重インバータをPWM制御する場合には次に
述べる空間ベクトル型SH方式のPWM制御を用いるように
する。この方式の原理は前記した瞬時空間ベクトルPWM
制御によって得られた相電圧（第12図）と相似の変調波
を作成し、この変調波に基づきSH方式のアルゴリズムで
PWMパルスを作成するものである。
述べる空間ベクトル型SH方式のPWM制御を用いるように
する。この方式の原理は前記した瞬時空間ベクトルPWM
制御によって得られた相電圧（第12図）と相似の変調波
を作成し、この変調波に基づきSH方式のアルゴリズムで
PWMパルスを作成するものである。
第13図は並列多重インバータをPWM制御する空間ベク
トル型SH方式の構成をブロック図で示す。電圧指令手段
5000は、正弦波の３相の瞬時電圧指令Vu＊〜Vw＊を発生
する。電圧指令比較手段6000は前記３相の瞬時電圧指令
を互いに大小比較し、それらの中の中間値を出力する。
前記電圧指令の中間値の２分の１の値を電圧指令補正信
号V0として、これを前記各相の電圧指令に加えたて変調
波信号Vu＊＊〜Vw＊＊を作成し、比較器6100,6110に入
力する。搬送波発生手段5010は、インバータ入力直流電
圧Edの４分の１に相当する信号を波高値とする周波数fc
の三角波eCを発生する。ここで第一の搬送波eC1は前記
三角波eC直流電圧Edの４分の１に相当する信号を加算
し、第二の搬送波eC2は前記三角波eCに直流電圧Edの４
分の１に相当する信号を減算してそれぞれの搬送波を作
成する。比較器6100では前記変調波信号Vu＊＊〜Vw＊＊
と第一搬送波eC1を各相毎に比較し、第一のユニットイ
ンバータのPWM信号を作成する。同様に比較器6110でも
前記変調波信号Vu＊＊〜Vw＊＊と第二の搬送波eC2を各
相毎に比較し、第二のユニットインバータのPWM信号を
作成する。循環電流制御3101はユニットインバータ間を
循環する循環電流を抑制するように前記で作成されたPW
M信号を加工する。
トル型SH方式の構成をブロック図で示す。電圧指令手段
5000は、正弦波の３相の瞬時電圧指令Vu＊〜Vw＊を発生
する。電圧指令比較手段6000は前記３相の瞬時電圧指令
を互いに大小比較し、それらの中の中間値を出力する。
前記電圧指令の中間値の２分の１の値を電圧指令補正信
号V0として、これを前記各相の電圧指令に加えたて変調
波信号Vu＊＊〜Vw＊＊を作成し、比較器6100,6110に入
力する。搬送波発生手段5010は、インバータ入力直流電
圧Edの４分の１に相当する信号を波高値とする周波数fc
の三角波eCを発生する。ここで第一の搬送波eC1は前記
三角波eC直流電圧Edの４分の１に相当する信号を加算
し、第二の搬送波eC2は前記三角波eCに直流電圧Edの４
分の１に相当する信号を減算してそれぞれの搬送波を作
成する。比較器6100では前記変調波信号Vu＊＊〜Vw＊＊
と第一搬送波eC1を各相毎に比較し、第一のユニットイ
ンバータのPWM信号を作成する。同様に比較器6110でも
前記変調波信号Vu＊＊〜Vw＊＊と第二の搬送波eC2を各
相毎に比較し、第二のユニットインバータのPWM信号を
作成する。循環電流制御3101はユニットインバータ間を
循環する循環電流を抑制するように前記で作成されたPW
M信号を加工する。
第14図は空間ベクトル型SH方式による多重インバータ
のPWM動作波形を示す。ここで電圧指令補正信号V0は三
相電圧指令を大小比較し、その中間値を２分の１した値
より得られる。各相の変調波Vu＊＊（図中にはＵ相のみ
を示す）は各相の電圧指令に補正信号V0を加算すること
により得られ、これは第12図に示した瞬時空間ベクトル
方式から得られた相電圧波形と等しくなっている。イン
バータ各相電圧は変調波と二重搬送波を比較して得られ
る３レベルのPWMパルス波形となる。線間電圧でみるとP
WMスイッチング周波数は搬送波周波数の２倍が得られて
いることがわかる。
のPWM動作波形を示す。ここで電圧指令補正信号V0は三
相電圧指令を大小比較し、その中間値を２分の１した値
より得られる。各相の変調波Vu＊＊（図中にはＵ相のみ
を示す）は各相の電圧指令に補正信号V0を加算すること
により得られ、これは第12図に示した瞬時空間ベクトル
方式から得られた相電圧波形と等しくなっている。イン
バータ各相電圧は変調波と二重搬送波を比較して得られ
る３レベルのPWMパルス波形となる。線間電圧でみるとP
WMスイッチング周波数は搬送波周波数の２倍が得られて
いることがわかる。
以上より、多重インバータをPWM制御する場合には上
記の空間ベクトルSH方式を使うことにより瞬時空間ベク
トル方式と出力PWMパルス形状は同一であって、PWM演算
を５分の１以下にできる。このためPWM演算処理を行う
マイクロコンピュータの負担が軽くなり、その分だけ電
流及び速度制御系のサンプリング回数を増やすことがで
き、制御系の応答性能を向上できる。
記の空間ベクトルSH方式を使うことにより瞬時空間ベク
トル方式と出力PWMパルス形状は同一であって、PWM演算
を５分の１以下にできる。このためPWM演算処理を行う
マイクロコンピュータの負担が軽くなり、その分だけ電
流及び速度制御系のサンプリング回数を増やすことがで
き、制御系の応答性能を向上できる。
第15図は並列多重インバータで誘導電動機を駆動した
ときの動作波形を示す。この時の仕様はユニットインバ
ータは容量1350kVA,入力直流電圧4kV,スイッチング周波
数500Hz,出力周波数40Hz,誘導電動機は出力2000kW,2000
V,4極である。
ときの動作波形を示す。この時の仕様はユニットインバ
ータは容量1350kVA,入力直流電圧4kV,スイッチング周波
数500Hz,出力周波数40Hz,誘導電動機は出力2000kW,2000
V,4極である。
同図（ａ）は空間ベクトル型SH方式のPWM制御で運転
した場合を、同図（ｂ）は正弦波変調型SH方式のPWM制
御で運転した場合を示す。正弦波変調型SH方式では電圧
指令が飽和しているため、パルス間引きの状態（相電圧
の中心部分でPWM制御されていない状態）にあり、電流
リプルやトルクリプルが大きくなっている。これに比べ
て、空間ベクトル型SH方式では電圧指令の最大値付近で
変調波が平らになっているため電圧指令が飽和せず、パ
ルス間引きの状態に達せず、相電圧のパルス幅がほぼ一
定となっている。また、線間電圧のパルス間隔もほぼ一
定になっており、電圧利用率向上の効果が現われている
ことがわかる。また、トルクリプルも１％以下に達成で
きることがわかる。
した場合を、同図（ｂ）は正弦波変調型SH方式のPWM制
御で運転した場合を示す。正弦波変調型SH方式では電圧
指令が飽和しているため、パルス間引きの状態（相電圧
の中心部分でPWM制御されていない状態）にあり、電流
リプルやトルクリプルが大きくなっている。これに比べ
て、空間ベクトル型SH方式では電圧指令の最大値付近で
変調波が平らになっているため電圧指令が飽和せず、パ
ルス間引きの状態に達せず、相電圧のパルス幅がほぼ一
定となっている。また、線間電圧のパルス間隔もほぼ一
定になっており、電圧利用率向上の効果が現われている
ことがわかる。また、トルクリプルも１％以下に達成で
きることがわかる。
第16図に速度ステップ応答特性を示す。速度指令のス
テップ変化に対して電動機の実速度は速やかに応答して
おり、その時の応答としては80rad/sが得られることが
わかる。
テップ変化に対して電動機の実速度は速やかに応答して
おり、その時の応答としては80rad/sが得られることが
わかる。
次に、第１図のコンバータ部200の、制御装置におけ
る力率調整及び電圧制御340の構成の一例をを第17図に
示す。構成の概略は第10図に示したインバータの制御装
置と同一である。異なる点コンバータ入力側より三相交
流電圧位相及び三相交流電流をそれぞれ検出器83,82よ
り検出し、座標変換器3404において三相交流電圧位相を
基準にして三相交流電流iR,iS,iTから有効及び無効電流
iq,idを直流量で検出する，コンバータの出力側より直
流電圧Edを検出し、これを指令値Ed＊に一致させるため
の電圧調整回路（AVR）3401を設ける。有効電流指令iq
＊はAVR出力値とコンバータ出力をコンデンサで平滑し
た後の直流電流値Idcの加算値より求める。これより無
効電流は零となるように、また、有効電流はその指令値
となるように直流電流調節器（Id,Iq−ACR）3402を設
け、それぞれの成分に相当する直流量の電圧信号を生成
する。その電圧信号は座標変換器3406に入力され三相の
交流電圧信号を出力する。交流電流調節器（AC−ACR）3
403は入力電流歪みを低減するためのもので、座標変換
器3405によってid＊とiq＊を三相交流電流指令信号に変
換した値と前記で検出した三相交流電流値との偏差から
補正電圧信号を生成する。補正電圧信号は前記座標変換
器3406からの出力信号と加算し三相電圧指令信号VR＊,V
S＊,VT＊を演算する。瞬時空間ベクトルPWM制御部320で
は三相電圧指令信号に基づいてPWMパルスを作成し、こ
の信号によりコンバータ200をPWM制御する，ここで瞬時
空間ベクトルPWM制御部320は前記したインバータ部にお
ける瞬時空間ベクトルPWM制御部310と全く同様の動作を
する。なお、コンバータが多重で構成される場合には、
PWM演算処理時間の短縮を図るためPWM制御部310は前記
した空間ベクトル型SH方式のPWM制御を採用する。
る力率調整及び電圧制御340の構成の一例をを第17図に
示す。構成の概略は第10図に示したインバータの制御装
置と同一である。異なる点コンバータ入力側より三相交
流電圧位相及び三相交流電流をそれぞれ検出器83,82よ
り検出し、座標変換器3404において三相交流電圧位相を
基準にして三相交流電流iR,iS,iTから有効及び無効電流
iq,idを直流量で検出する，コンバータの出力側より直
流電圧Edを検出し、これを指令値Ed＊に一致させるため
の電圧調整回路（AVR）3401を設ける。有効電流指令iq
＊はAVR出力値とコンバータ出力をコンデンサで平滑し
た後の直流電流値Idcの加算値より求める。これより無
効電流は零となるように、また、有効電流はその指令値
となるように直流電流調節器（Id,Iq−ACR）3402を設
け、それぞれの成分に相当する直流量の電圧信号を生成
する。その電圧信号は座標変換器3406に入力され三相の
交流電圧信号を出力する。交流電流調節器（AC−ACR）3
403は入力電流歪みを低減するためのもので、座標変換
器3405によってid＊とiq＊を三相交流電流指令信号に変
換した値と前記で検出した三相交流電流値との偏差から
補正電圧信号を生成する。補正電圧信号は前記座標変換
器3406からの出力信号と加算し三相電圧指令信号VR＊,V
S＊,VT＊を演算する。瞬時空間ベクトルPWM制御部320で
は三相電圧指令信号に基づいてPWMパルスを作成し、こ
の信号によりコンバータ200をPWM制御する，ここで瞬時
空間ベクトルPWM制御部320は前記したインバータ部にお
ける瞬時空間ベクトルPWM制御部310と全く同様の動作を
する。なお、コンバータが多重で構成される場合には、
PWM演算処理時間の短縮を図るためPWM制御部310は前記
した空間ベクトル型SH方式のPWM制御を採用する。
第18図は並列多重コンバータ運転時のコンバータ入力
側における三相交流電源の相電圧と相電流の波形を示
す。コンバータの仕様は１ユニットの容量1350kVA,電源
電圧2kV,電源周波数50Hz,スイッチング周波数500Hzであ
る。
側における三相交流電源の相電圧と相電流の波形を示
す。コンバータの仕様は１ユニットの容量1350kVA,電源
電圧2kV,電源周波数50Hz,スイッチング周波数500Hzであ
る。
同図（ａ）は力行運転時の場合で、同図（ｂ）は回生
運転時の場合を示す。いずれの場合においても電流波形
は1kHzのPWMスイッチングによるリプルが基本波に若干
重畳しているが、基本波でみた電圧と電流の位相差は８
度以下であり、基本波力率は約99％が得られることがわ
かる。
運転時の場合を示す。いずれの場合においても電流波形
は1kHzのPWMスイッチングによるリプルが基本波に若干
重畳しているが、基本波でみた電圧と電流の位相差は８
度以下であり、基本波力率は約99％が得られることがわ
かる。
以下本発明の第１の実施例によれば、2000kVA以上の
大容量交流電動機の可変速システムで、電力変換器を構
成するコンバータとインバータの主回路スイッチング素
子に許容スイッチング周波数500Hz以上のGTOサイリスタ
を用いる場合において、インバータを並列多重接続し、
瞬時空間ベクトルPWM制御によりインバータの出力電圧
を制御することにより、交流電動機のトリクリプルを１
％以下にすることができる。また、コンバータとインバ
ータの主回路スイッチング素子のGTOサイリスタに接続
するスナバ回路にスナバエネルギー回収手段を備えるこ
とにより、電力変換器効率を95％以上にすることができ
る。また、電動機のベクトル制御と、インバータの並列
多重接続と、瞬時空間ベクトルPWM制御或いは空間ベク
トル型SH方式のPWM制御とにより、電動の速度応答を60r
ad/s以上にすることができる。さらに、コンバータの並
列多重接続と、力率調整回路と、瞬時空間ベクトルPWM
制御或いは空間ベクトル型SH方式のPWM制御とにより、
交流電源の力率を98％以上にすることができるという効
果がある。
大容量交流電動機の可変速システムで、電力変換器を構
成するコンバータとインバータの主回路スイッチング素
子に許容スイッチング周波数500Hz以上のGTOサイリスタ
を用いる場合において、インバータを並列多重接続し、
瞬時空間ベクトルPWM制御によりインバータの出力電圧
を制御することにより、交流電動機のトリクリプルを１
％以下にすることができる。また、コンバータとインバ
ータの主回路スイッチング素子のGTOサイリスタに接続
するスナバ回路にスナバエネルギー回収手段を備えるこ
とにより、電力変換器効率を95％以上にすることができ
る。また、電動機のベクトル制御と、インバータの並列
多重接続と、瞬時空間ベクトルPWM制御或いは空間ベク
トル型SH方式のPWM制御とにより、電動の速度応答を60r
ad/s以上にすることができる。さらに、コンバータの並
列多重接続と、力率調整回路と、瞬時空間ベクトルPWM
制御或いは空間ベクトル型SH方式のPWM制御とにより、
交流電源の力率を98％以上にすることができるという効
果がある。
なお、第１の実施例では上記効果を達成するために電
力変換器の主回路のGTOサイリスタに許容スイッチング
周波数500Hz以上のものを用い、並列多重化を行った
が、単一の電力変換器で構成する場合には許容スイッチ
ング周波数1kHz以上のGTOサイリスタを用いれば同様な
効果が得られることはもちろんである。但し、GTOの特
性から許容スイッチング周波数が大きくなると許容スイ
ッチング電流を下げる必要があるため、電力変換器の容
量は前記より半減し1000kVA以上の大容量交流電動機の
可変速システムとなる。
力変換器の主回路のGTOサイリスタに許容スイッチング
周波数500Hz以上のものを用い、並列多重化を行った
が、単一の電力変換器で構成する場合には許容スイッチ
ング周波数1kHz以上のGTOサイリスタを用いれば同様な
効果が得られることはもちろんである。但し、GTOの特
性から許容スイッチング周波数が大きくなると許容スイ
ッチング電流を下げる必要があるため、電力変換器の容
量は前記より半減し1000kVA以上の大容量交流電動機の
可変速システムとなる。
第19図は第２の実施例を示す図である。第１図に示し
た実施例ではユニットコンバータ210とユニツトインバ
ータ110をコンデンサ71を介して接続し、他のユニツト
コンバータ，インバータを別のコンデンサ72を介して接
続していた。本実施例では、コンデンサ71と72を共通化
してコンデンサ73を介して２台のユニツトコンバータと
２台のユニツトインバータを接続する。
た実施例ではユニットコンバータ210とユニツトインバ
ータ110をコンデンサ71を介して接続し、他のユニツト
コンバータ，インバータを別のコンデンサ72を介して接
続していた。本実施例では、コンデンサ71と72を共通化
してコンデンサ73を介して２台のユニツトコンバータと
２台のユニツトインバータを接続する。
本実施例によれば、直流回路を構成するコンデンサの
容量を第１の実施例の総容量の約1/2にできるためコン
デンサの小型化を図ることができる。
容量を第１の実施例の総容量の約1/2にできるためコン
デンサの小型化を図ることができる。
第20図は第３の実施例を示す図である。第１図に示す
実施例では、電動機は３相であつたが、本実施例では、
６相,9相，…3n相（ｎ＝2,3,4,…）と電動機を多相化し
た場合のシステム構成を示したものである。これに対応
するには第１図の３相のコンバータ200,インバータ100
をセットとして、電動機の相数に応じてセットの台数を
増やすことで容易に実現できる。
実施例では、電動機は３相であつたが、本実施例では、
６相,9相，…3n相（ｎ＝2,3,4,…）と電動機を多相化し
た場合のシステム構成を示したものである。これに対応
するには第１図の３相のコンバータ200,インバータ100
をセットとして、電動機の相数に応じてセットの台数を
増やすことで容易に実現できる。
本実施例によれば、システムの大容量化が図れるとと
もに、電動機の多相化により低トルクリプル化を図るこ
とができる。
もに、電動機の多相化により低トルクリプル化を図るこ
とができる。
第21図は第４の実施例を示す図である。これは第３の
実施例を示す第20図において、直流回路のコンデンサを
共通化したものである。
実施例を示す第20図において、直流回路のコンデンサを
共通化したものである。
本実施例によれば、3n相の場合に必要なコンデンサ総
容量の1/nにできるので、装置の小型化を図ることがで
きる。
容量の1/nにできるので、装置の小型化を図ることがで
きる。
第22図は第５の実施例を示す図である。前述までの実
施例ではシステムの大容量にコンバータ及びインバータ
を並列多重化して対処したが、本実施例ではコンバータ
及びインバータの主回路を直列多重化構成して、システ
ムの大容量化とPWMスイッチングの高周波化を図るもの
である。本図では１相分における直列多重回路の一例を
示す。正側アームでは２つのGTOサイリスタT1,T2を直列
に接続し、負側アームでも２つのGTOサイリスタT3,T4を
直列に接続する，直流電源の中性点からの一方は順方向
になるダイオードを介してGTOのT1とT2との接続点に接
続し、もう一方は逆方向になるダイオードを介してGTO
のT3とT4との接続点に接続する。相の入出力端子はGTO
のT2とT3の接続点に接続する。なお、図中には記してい
ないが当然のごとく各GTOには帰還ダイオードと前記し
たスナバ回路が接続される。
施例ではシステムの大容量にコンバータ及びインバータ
を並列多重化して対処したが、本実施例ではコンバータ
及びインバータの主回路を直列多重化構成して、システ
ムの大容量化とPWMスイッチングの高周波化を図るもの
である。本図では１相分における直列多重回路の一例を
示す。正側アームでは２つのGTOサイリスタT1,T2を直列
に接続し、負側アームでも２つのGTOサイリスタT3,T4を
直列に接続する，直流電源の中性点からの一方は順方向
になるダイオードを介してGTOのT1とT2との接続点に接
続し、もう一方は逆方向になるダイオードを介してGTO
のT3とT4との接続点に接続する。相の入出力端子はGTO
のT2とT3の接続点に接続する。なお、図中には記してい
ないが当然のごとく各GTOには帰還ダイオードと前記し
たスナバ回路が接続される。
以上の主回路構成によれば、GTOのスイッチング状態
に応じて相の入出力端子における相電圧は次のようにな
る。GTOのT1,T2が共にオン状態ではEd/2（Ed:直流電源
電圧）に、T2,T3が共にオン状態では０に、T3,T4が共に
オン状態ではーEd/2となる，これは前記並列多重インバ
ータを空間ベクトル型SH方法でPWM制御した時と同様の
第14図で示したPWM動作波形が得られ、相電圧は３レベ
ルのPWMパルス波形となるため、線間電圧では搬送波周
波数の２倍の周波数のPWMスイッチングが得られること
になる。
に応じて相の入出力端子における相電圧は次のようにな
る。GTOのT1,T2が共にオン状態ではEd/2（Ed:直流電源
電圧）に、T2,T3が共にオン状態では０に、T3,T4が共に
オン状態ではーEd/2となる，これは前記並列多重インバ
ータを空間ベクトル型SH方法でPWM制御した時と同様の
第14図で示したPWM動作波形が得られ、相電圧は３レベ
ルのPWMパルス波形となるため、線間電圧では搬送波周
波数の２倍の周波数のPWMスイッチングが得られること
になる。
本実施例によれば、並列多重方式で必要であった相間
リアクトルと循環電流制御回路が不要となることから、
装置の小型化を図ることができる。
リアクトルと循環電流制御回路が不要となることから、
装置の小型化を図ることができる。
以上で述べた本発明の実施例を圧延機駆動に適用すれ
ば、低トルクリプル高応答化により圧延精度が向上する
という効果がある。
ば、低トルクリプル高応答化により圧延精度が向上する
という効果がある。
また、本発明を車両駆動に適用すれば、スナバロス低
減による高効率化のため、冷却系統を小型化でき、車体
重量を軽減できるという効果がある。
減による高効率化のため、冷却系統を小型化でき、車体
重量を軽減できるという効果がある。
さらに、一般産業用ACドライブ、例えばポンプ，フア
ンの駆動に適用すれば、高効率化により省エネルギー効
果を一層向上させることができる。
ンの駆動に適用すれば、高効率化により省エネルギー効
果を一層向上させることができる。
本発明によれば、トルクリプル１％以下、電力変換器
効率95％以上、速度応答60rad/s以上、電源力率98％以
上の特性を有する大容量交流電動機可変速システムを実
現することができる効果を奏する。
効率95％以上、速度応答60rad/s以上、電源力率98％以
上の特性を有する大容量交流電動機可変速システムを実
現することができる効果を奏する。
第１図は本発明の第１の実施例における構成図、第２図
は第１図における変換器主回路のスナバ回路の詳細構成
図、第３図，第４図は第２図の動作説明図、第５図〜第
８図は第１図における変換器主回路のスナバ回路の別の
詳細構成図、第９図は本発明における電力変換器の損失
特性実測結果、第10図は第１図における速度及びベクト
ル制御部の詳細構成図、第11図、第12図は瞬時空間ベク
トルPWM制御の動作説明図、第13図は空間ベクトル型SH
方式のPWM制御の構成図、第14図、第15図は空間ベクト
ル型SH方式のPWM制御の動作波形図、第16図は速度応答
特性の実測結果、第17図は第１図における力率調整及び
電圧制御の詳細構成図、第18図は第17図の制御によって
得られる特性波形、第19図は本発明の第２の実施例にお
ける構成図、第20図は本発明の第３の実施例における構
成図、第21図は本発明の第４の実施例における構成図、
第22図は本発明の第５の実施例における主回路部の構成
図である。 ４……スナバエネルギー回収回路、81,82……電流検出
器、83……電圧検出器、92,93……相間リアクトル、100
……インバータ部、110,120……ユニツトインバータ、2
00……コンバータ部、210,220……ユニツトコンバー
タ、300……制御回路、310,320……瞬時空間ベクトル制
御回路、330……速度及びベクトル制御部、340……直流
電圧制御及び力率調整制御部。
は第１図における変換器主回路のスナバ回路の詳細構成
図、第３図，第４図は第２図の動作説明図、第５図〜第
８図は第１図における変換器主回路のスナバ回路の別の
詳細構成図、第９図は本発明における電力変換器の損失
特性実測結果、第10図は第１図における速度及びベクト
ル制御部の詳細構成図、第11図、第12図は瞬時空間ベク
トルPWM制御の動作説明図、第13図は空間ベクトル型SH
方式のPWM制御の構成図、第14図、第15図は空間ベクト
ル型SH方式のPWM制御の動作波形図、第16図は速度応答
特性の実測結果、第17図は第１図における力率調整及び
電圧制御の詳細構成図、第18図は第17図の制御によって
得られる特性波形、第19図は本発明の第２の実施例にお
ける構成図、第20図は本発明の第３の実施例における構
成図、第21図は本発明の第４の実施例における構成図、
第22図は本発明の第５の実施例における主回路部の構成
図である。 ４……スナバエネルギー回収回路、81,82……電流検出
器、83……電圧検出器、92,93……相間リアクトル、100
……インバータ部、110,120……ユニツトインバータ、2
00……コンバータ部、210,220……ユニツトコンバー
タ、300……制御回路、310,320……瞬時空間ベクトル制
御回路、330……速度及びベクトル制御部、340……直流
電圧制御及び力率調整制御部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小川 昇 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (72)発明者 地福 順人 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (72)発明者 神山 健三 茨城県日立市大みか町５丁目２番１号 株式会社日立製作所大みか工場内 (56)参考文献 特開 昭60−190010（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−85689（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−107373（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−32794（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−219499（ＪＰ，Ａ) 「ＰＷＭインバータ・サイクロコンバ ータに適した波形制御法」，昭和59年電 気学会全国大会，Ｐ．559−560 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】自己消弧素子を使用してインバータで交流
電動機を可変速駆動する交流電動機可変速システムにお
いて、 自己消弧素子により主回路を構成し、直列または並列に
多重接続される第１及び第２のユニットインバータを有
するインバータ部と、 該インバータ部の出力を制御するためのPWM信号を作成
する制御回路と、 を備え、 前記制御回路は、 交流電動機の相数分の複数の瞬時電圧指令を発生する電
圧指令手段と、 前記複数の瞬時電圧指令を入力して、該複数の瞬時電圧
指令の中間値を出力する電圧指令比較手段と、 前記中間値を入力して前記中間値の２分の１の値を電圧
指令補正信号として出力する手段と、 前記複数の瞬時電圧指令に前記電圧指令補正信号を加え
て変調波信号を作成する加算器と、 前記インバータ部の直流入力電圧の４分の１に相当する
信号を波高値とする三角波を発生する搬送波発生手段
と、 前記三角波に前記直流入力電圧の４分の１に相当する信
号を加算して第１の搬送波を作成する手段と、 前記三角波に前記直流入力電圧の４分の１に相当する信
号を減算して第２の搬送波を作成する手段と、 前記第１の搬送波と前記変調波信号を入力して前記第１
のユニットインバータを制御するためのPWM信号を作成
する第１の比較器と、 前記第２の搬送波と前記変調波信号を入力して前記第２
のユニットインバータを制御するためのPWM信号を作成
する第２の比較器と、 を有することを特徴とする交流電動機可変速システム。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2323155A JP2954333B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 交流電動機可変速システム |
| US07/797,956 US5298848A (en) | 1990-11-28 | 1991-11-26 | Large capacity variable speed PWM spatial vector type sub-harmonic system for driving AC electric motor |
| EP91120256A EP0488201B1 (en) | 1990-11-28 | 1991-11-27 | Large capacity variable speed driving system for AC electric motor |
| DE69124934T DE69124934T2 (de) | 1990-11-28 | 1991-11-27 | Regelungssystem grosser Kapazität und veränderbarer Geschwindigkeit für Wechselstrommotor |
| FI915608A FI915608A (fi) | 1990-11-28 | 1991-11-28 | Hastighetsreglerbart driftsystem med hoeg nominell effekt foer en vaexelstroemsmotor. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2323155A JP2954333B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 交流電動機可変速システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04197097A JPH04197097A (ja) | 1992-07-16 |
| JP2954333B2 true JP2954333B2 (ja) | 1999-09-27 |
Family
ID=18151698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2323155A Expired - Fee Related JP2954333B2 (ja) | 1990-11-28 | 1990-11-28 | 交流電動機可変速システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5298848A (ja) |
| EP (1) | EP0488201B1 (ja) |
| JP (1) | JP2954333B2 (ja) |
| DE (1) | DE69124934T2 (ja) |
| FI (1) | FI915608A (ja) |
Families Citing this family (52)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2100281C (en) * | 1993-03-15 | 2004-08-03 | Donald F. Partridge | Solid state circuit breaker |
| FR2714234B1 (fr) * | 1993-12-16 | 1996-08-23 | Telemecanique | Système de contrôle d'alimentation d'un moteur asynchrone. |
| US5491622A (en) * | 1994-01-07 | 1996-02-13 | Delco Electronics Corp. | Power converter with emergency operating mode for three phase induction motors |
| US6054837A (en) * | 1994-06-28 | 2000-04-25 | Borealis Technical Limited | Polyphase induction electrical rotating machine |
| JP3675014B2 (ja) * | 1995-06-08 | 2005-07-27 | 株式会社デンソー | インバータ制御装置 |
| US5801519A (en) * | 1996-06-21 | 1998-09-01 | The Board Of Trustees Of The University Of Illinois | Self-excited power minimizer/maximizer for switching power converters and switching motor drive applications |
| US6570361B1 (en) | 1999-02-22 | 2003-05-27 | Borealis Technical Limited | Rotating induction apparatus |
| DE19647637A1 (de) * | 1996-11-18 | 1998-05-28 | Siemens Ag | Walzstraße mit zumindest einem Walzgerüst mit Drehstromantriebssystem |
| DE19653182A1 (de) * | 1996-12-20 | 1998-06-25 | Siemens Ag | Antriebseinrichtung für Walzgerüste |
| US5796599A (en) * | 1997-03-12 | 1998-08-18 | Reliance Electric Industrial Company | Self-powered gate driver board |
| KR100319932B1 (ko) * | 1998-10-07 | 2002-04-22 | 장병우 | 전동기의과전압방지장치 |
| US6864661B2 (en) * | 1999-02-22 | 2005-03-08 | Borealis Technical Limited | Rotating induction apparatus |
| US6922037B2 (en) * | 1999-02-22 | 2005-07-26 | Borealis Technical Limited | Rotating induction apparatus |
| DE10050947A1 (de) * | 2000-10-13 | 2002-04-25 | Daimlerchrysler Rail Systems | Einrichtung und Verfahren zur netzseitigen Regelung der Zwischenkreisspannung |
| US8364342B2 (en) * | 2001-07-31 | 2013-01-29 | Immersion Corporation | Control wheel with haptic feedback |
| JP2004015892A (ja) * | 2002-06-05 | 2004-01-15 | Toshiba Corp | インバータの制御装置及び電気自動車 |
| US6963182B2 (en) * | 2002-11-29 | 2005-11-08 | Toyoda Koki Kabushiki Kaisha | Motor control device and motor control method |
| SE524772C2 (sv) * | 2003-09-11 | 2004-09-28 | Abb Research Ltd | Roterande elektrisk motor |
| US7208891B2 (en) * | 2005-05-06 | 2007-04-24 | York International Corp. | Variable speed drive for a chiller system |
| US7081734B1 (en) | 2005-09-02 | 2006-07-25 | York International Corporation | Ride-through method and system for HVACandR chillers |
| US7332885B2 (en) * | 2005-09-02 | 2008-02-19 | Johnson Controls Technology Company | Ride-through method and system for HVAC&R chillers |
| JP4932301B2 (ja) * | 2006-03-28 | 2012-05-16 | 川崎重工業株式会社 | インバータ制御装置及びこれを用いた電動機制御システム |
| US7309973B2 (en) * | 2006-04-24 | 2007-12-18 | Power Conservation Ltd | Mitigation of harmonic currents and conservation of power in non-linear load systems |
| US7459877B2 (en) * | 2006-08-30 | 2008-12-02 | Westinghouse Electric Co., Llc | Solid state reversing AC motor starter with DC power source |
| US8495890B2 (en) * | 2007-01-22 | 2013-07-30 | Johnson Controls Technology Company | Cooling member |
| US7764041B2 (en) | 2007-01-22 | 2010-07-27 | Johnson Controls Technology Company | System and method to extend synchronous operation of an active converter in a variable speed drive |
| US8149579B2 (en) * | 2008-03-28 | 2012-04-03 | Johnson Controls Technology Company | Cooling member |
| WO2008137276A1 (en) | 2007-05-08 | 2008-11-13 | Johnson Controls Technology Company | Variable speed drive |
| JP2008295161A (ja) * | 2007-05-23 | 2008-12-04 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
| US8174853B2 (en) * | 2007-10-30 | 2012-05-08 | Johnson Controls Technology Company | Variable speed drive |
| US7957166B2 (en) * | 2007-10-30 | 2011-06-07 | Johnson Controls Technology Company | Variable speed drive |
| US20090196764A1 (en) * | 2008-02-04 | 2009-08-06 | Fogarty James M | High frequency electric-drive with multi-pole motor for gas pipeline and storage compression applications |
| US8193756B2 (en) | 2008-10-03 | 2012-06-05 | Johnson Controls Technology Company | Variable speed drive for permanent magnet motor |
| AT509136A3 (de) * | 2008-11-10 | 2015-12-15 | Siemens Ag | Drehstromsteller |
| BR112012019308B8 (pt) * | 2010-02-03 | 2022-12-20 | Abb Schweiz Ag | Dispositivo para limitar e/ou interromper corrente elétrica que flui através de uma linha de distribuição ou transmissão de energia |
| WO2011108169A1 (ja) * | 2010-03-03 | 2011-09-09 | 株式会社安川電機 | インバータ装置及びその制御方法 |
| US8619446B2 (en) | 2012-04-27 | 2013-12-31 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Cascaded H-bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation |
| US8982593B2 (en) | 2012-04-27 | 2015-03-17 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Cascaded H-Bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation |
| US9007787B2 (en) | 2012-08-13 | 2015-04-14 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and apparatus for bypassing Cascaded H-Bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter |
| US9425705B2 (en) | 2012-08-13 | 2016-08-23 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Method and apparatus for bypassing cascaded H-bridge (CHB) power cells and power sub cell for multilevel inverter |
| US9240731B2 (en) | 2013-03-18 | 2016-01-19 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Power cell bypass method and apparatus for multilevel inverter |
| FR3004299B1 (fr) * | 2013-04-05 | 2016-10-28 | Valeo Equip Electr Moteur | Procede et dispositif de commande d'un onduleur polyphase |
| US9083230B2 (en) | 2013-06-20 | 2015-07-14 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Multilevel voltage source converters and systems |
| US9520800B2 (en) | 2014-01-09 | 2016-12-13 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Multilevel converter systems and methods with reduced common mode voltage |
| US9325252B2 (en) | 2014-01-13 | 2016-04-26 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Multilevel converter systems and sinusoidal pulse width modulation methods |
| US9559541B2 (en) | 2015-01-15 | 2017-01-31 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Modular multilevel converter and charging circuit therefor |
| US9748862B2 (en) | 2015-05-13 | 2017-08-29 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Sparse matrix multilevel actively clamped power converter |
| US9812990B1 (en) | 2016-09-26 | 2017-11-07 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Spare on demand power cells for modular multilevel power converter |
| DE112018007125T5 (de) * | 2018-02-20 | 2020-11-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Leistungshalbleitermodul und leistungswandler mit demselben |
| US10158299B1 (en) | 2018-04-18 | 2018-12-18 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Common voltage reduction for active front end drives |
| US11211879B2 (en) | 2019-09-23 | 2021-12-28 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded H-bridge drives |
| US11342878B1 (en) | 2021-04-09 | 2022-05-24 | Rockwell Automation Technologies, Inc. | Regenerative medium voltage drive (Cascaded H Bridge) with reduced number of sensors |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3609511A (en) * | 1969-10-20 | 1971-09-28 | Cutler Hammer Inc | Electronic inverter having precharging control affording high frequency switching at low output |
| US3700987A (en) * | 1971-03-29 | 1972-10-24 | E Systems Inc | Pulse modulation motor control |
| US3823362A (en) * | 1973-02-02 | 1974-07-09 | Gen Electric | Coordinated master-slave converter system for variable-power tank loads |
| US3800211A (en) * | 1973-03-23 | 1974-03-26 | Gen Electric | Parallel operation of plural pwm inverters |
| US4358726A (en) * | 1977-08-17 | 1982-11-09 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki Seisakusho | Current type inverter |
| NL7909300A (nl) * | 1979-12-22 | 1981-07-16 | Eldurail Ind Handel | Inrichting voor het regelen van een spanning of de frequentie daarvan. |
| US4465961A (en) * | 1981-06-15 | 1984-08-14 | Zycron Systems, Inc. | Motor control system |
| JPS58151877A (ja) * | 1982-03-03 | 1983-09-09 | Hitachi Ltd | インバ−タ装置 |
| DE3781613T2 (de) * | 1986-07-14 | 1993-03-18 | Toshiba Kawasaki Kk | Geraet fuer wechselstrommotorantrieb. |
| DE3817652A1 (de) * | 1988-05-25 | 1989-12-07 | Asea Brown Boveri | Elektrisch betriebenes schienentriebfahrzeug mit mindestens zwei antriebsanlagen |
| JP2821679B2 (ja) * | 1988-07-19 | 1998-11-05 | 株式会社日立製作所 | Ｐｗｍインバータのゲート信号発生方法および装置、ｐｗｍインバータ装置 |
| JP2585739B2 (ja) * | 1988-08-12 | 1997-02-26 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| DE58905048D1 (de) * | 1988-12-14 | 1993-09-02 | Asea Brown Boveri | Verfahren zur steuerung eines dreiphasigen wechselrichters. |
| JPH02219499A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-09-03 | Toshiba Corp | 交流電動機の駆動制御装置 |
| EP0390184B1 (en) * | 1989-03-31 | 1993-06-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Improvements in variable-voltage & variable-frequency power converter |
| JP2685586B2 (ja) * | 1989-06-30 | 1997-12-03 | 株式会社日立製作所 | 多重インバータ装置 |
| JPH0710165B2 (ja) * | 1989-07-31 | 1995-02-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置及びスナバ回路 |
| US5065303A (en) * | 1990-07-24 | 1991-11-12 | Sundstrand Corporation | Transformer-coupled and phase-shifted inverter |
| US5099410A (en) * | 1990-11-13 | 1992-03-24 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Single phase ac power conversion apparatus |
-
1990
- 1990-11-28 JP JP2323155A patent/JP2954333B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-11-26 US US07/797,956 patent/US5298848A/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 EP EP91120256A patent/EP0488201B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1991-11-27 DE DE69124934T patent/DE69124934T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1991-11-28 FI FI915608A patent/FI915608A/fi not_active Application Discontinuation
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 「ＰＷＭインバータ・サイクロコンバータに適した波形制御法」，昭和５９年電気学会全国大会，Ｐ．５５９−５６０ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5298848A (en) | 1994-03-29 |
| EP0488201A1 (en) | 1992-06-03 |
| DE69124934D1 (de) | 1997-04-10 |
| DE69124934T2 (de) | 1997-09-25 |
| FI915608A0 (fi) | 1991-11-28 |
| JPH04197097A (ja) | 1992-07-16 |
| FI915608A (fi) | 1992-05-29 |
| EP0488201B1 (en) | 1997-03-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2954333B2 (ja) | 交流電動機可変速システム | |
| Rodríguez et al. | PWM regenerative rectifiers: State of the art | |
| JP4555445B2 (ja) | 並列接続アクティブ入力を有するモジュラー型多相可調節電源 | |
| US6320775B1 (en) | Power conversion apparatus utilizing zero-phase power supply device that provides zero-phase sequence components | |
| US6163472A (en) | Elevator DC motor drive with unity power factor, including regeneration | |
| EP1494343B1 (en) | Frequency converter and drive for electric motor | |
| EP3796538B1 (en) | Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded h-bridge drives | |
| US20170170743A1 (en) | Regenerative variable frequency drive with auxiliary power supply | |
| JPH04285472A (ja) | Ｐｗｍコンバ―タの制御方法及び装置 | |
| Bak et al. | Constant speed control of a permanent-magnet synchronous motor using a reverse matrix converter under variable generator input conditions | |
| Ioannidis et al. | AC-DC & DC-DC converters for dc motor drives | |
| Rahman et al. | A current-forced reversible rectifier fed single-phase variable speed induction motor drive | |
| Kawakami et al. | Quick response and low-distortion current control for multiple inverter-fed induction motor drives | |
| Titus et al. | An SCR-based CSI-fed induction motor drive for high power medium voltage applications | |
| JP2004180422A (ja) | Ｐｗｍ整流装置 | |
| JP2821181B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH1189250A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP3222489B2 (ja) | ３相３線式の中性点クランプ式インバータの制御方法 | |
| Sun et al. | Research on topology and PWM control method of a novel cascaded multilevel inverter | |
| JPH04334977A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH05308778A (ja) | 電気自動車駆動用インバータ | |
| Bhanuchandar et al. | Modulated Model Predictive Current Control Technique For Three Phase Five Level Switched Capacitor Based ANPC Grid Connected Inverter with Front End-Multilevel Boost Converter | |
| Thangaprakash et al. | Z-source Inverter Fed Induction Motor Drives–a Space Vector Pulse Width Modulation Based Approach | |
| Titus et al. | Sensorless Vector Control for a Load Commutated Inverter fed Active-Reactive Induction Motor Drive | |
| Ekong et al. | Flux weakening control for torque and efficiency optimization of a vector controlled four switch three phase inverter fed induction motor drive |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |