CN102783008B - 逆变器装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

提供一种逆变器装置，其不需要电压检测电路，对由于死区时间以外的原因产生的电压误差也能进行补偿。该逆变器装置具有：功率部，其按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，将直流电力转换为交流电力后输出；电压指令产生部，其与时间周期的N倍（N≥1）的周期同步地产生电压指令；区间判定部，其产生在时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号；电流检测部，其在区间判别信号变化的时候，进行电动机的电流检测；电压校正部，其以使得区间判别信号导通时的电流检测的变化量与断开时的电流检测的变化量相等的方式生成电压校正值，校正为电压指令。

Description

逆变器装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及驱动电动机的逆变器装置及其控制方法。

背景技术

一直以来，要求能够按照电压指令向电动机输出电压的逆变器装置，为了使得输出电压不会产生失真，提出了不会产生死区时间导致的偏差电压的逆变器装置（例如参见专利文献1）。

根据专利文献1的技术，为了使作为开关元件的晶体管不会发生桥臂短路，补偿死区时间的输出信号比PWM门极信号延迟，被输入到晶体管的栅极驱动电路。检测晶体管逆变器的输出电压，计测每次的开关延迟时间，即使晶体管的ON开关时间、OFF开关时间和死区时间发生变化，也能跟随于该变化，使控制量可变。这样就能使PWM门极信号和输出信号始终延迟一定时间。

因此，能够获得相对于PWM信号存在一定时间延迟的输出电压，其脉冲宽度与输出电压信号的脉冲宽度一致，因而输出电压误差变小。而通过直接检测电压来计测开关延迟，因而由于于温度变化等而使死区时间量发生变化，也能进行跟随其变化，修正补偿量。

在先专利文献

专利文献1：日本特开平2-307369号

发明内容

发明要解决的课题

然而，以往的逆变器装置需要获得输出电压信号的电压检测电路。进而，按照基波频率的每半个周期将偏差电压抑制为2×（td-ts）期间（td：死区时间、ts：存储时间），然而，对于构成开关元件的晶体管和二极管的半导体特性和驱动电路的杂散电容等产生的电压的补偿，没有抑制效果。

本发明就是鉴于这种问题点而完成的，其目的在于提供一种不需要电压检测电路，能够对于死区时间以外的要因产生的电压误差进行补偿的逆变器装置及其控制方法。

本申请的代表性发明是一种逆变器装置，其具有功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力，该逆变器装置具有：电压指令产生部，其与上述时间周期的N倍（N≥1）的周期同步地产生电压指令；区间判定部，其产生在上述时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号，在上述区间判别信号变化的时候，以使得上述区间判别信号导通时的电流检测的变化量与断开时的电流检测的变化量相等的方式校正上述电压指令。

本申请的另一代表性发明是一种逆变器装置的控制方法，该逆变器装置具有：功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力，该方法的特征在于，与上述时间同步的N倍（N≥1）的周期同步地产生电压指令，产生在上述时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号，计算在上述区间判别信号变化的时候检测到的电流检测值及其前次值的差值，利用使得上述区间判别信号导通时的电流变化量与断开时的电流变化量相等的电压校正值对上述电动机的电压指令进行校正。

根据本发明，能够使得PWM控制的每个前半周期与每个后半周期的电流脉动成分大小相等，减轻电流脉动，因此能够抑制与PWM控制周期相同周期的振动及该振动导致产生的噪声。

附图说明

图1是示出本发明第1实施例的逆变器装置的框图。

图2是示出本发明的d轴电压校正值生成部12的详细情况的框图。

图3是示出本发明效果的实验数据。

图4是示出本发明第2实施例的逆变器装置（表生成时）的框图。

图5是示出本发明第2实施例的逆变器装置（表读取时）的框图。

图6是示出本发明的电压校正表生成部30的处理步骤的流程图。

图7是示出本发明第3实施方式的处理步骤的流程图。

具体实施方式

下面参照附图说明本发明的实施方式。

在说明本发明的实施例之前，说明在本发明中校正的电压误差。

进行电力转换的功率部按照每相具有晶体管Tr和与其反向并联连接的二极管FD。构成该晶体管Tr的二极管的半导体特性存在这样的倾向：如果流过电动机的电流较小，则与晶体管Tr反向并联连接的二极管FD处于未完全导通的状态，晶体管Tr的开关动作产生延迟，或者不会完全地进行开关动作而成为中间状态的电压电平。这种晶体管Tr的开关动作延迟对晶体管Tr进行基极驱动的门极信号的导通定时和断开定时而言是不同的。

另外，由于主电路周围的杂散电容的影响，也会产生同样的问题。例如，晶体管Tr的发射极-集电极之间的杂散电容的影响。根据流过电动机的电流大小的不同，对杂散电容充电的时间会产生差，在对杂散电容充电时，如果是微小电流指令，则电流为零。这些影响使得电动机端子电压成为中间状态的电压电平。

在死区时间以外的原因中，这种现象也会导致产生电压误差。该电压误差是在PWM控制周期的前半周期与后半周期内不同的值，产生电流脉动。

为了减轻如上产生的电流脉动，在PWM控制周期的每前半周期与每后半周期都提取电动机电流的脉动成分，实施使得在前半周期与后半周期内产生的电流脉动成分之差为零的控制，将该输出作为电压校正值来校正电压误差。

实施例1

图1是示出本发明第1实施例的逆变器装置的框图。该逆变器装置具有电流控制部1、减法器2、3、坐标转换部4、电流检测器5、坐标转换部6、PWM信号产生部7、功率部8、电动机9、PWM周期信号产生部10、区间判定部11、d轴电压校正值生成部12、q轴电压校正值生成部13、磁极相位检测器14。

电流控制部1以使得被施加的电流指令Id_ref、Iq_ref与后述的检测电流Id、Iq一致的方式对Id、Iq分别进行例如PI（比例/积分）控制，生成Vd_ref1、Vq_ref1。并且，d、q表示在采用作为磁极位置方向的d轴和与该d轴正交的q轴的坐标系中的各成分。

减法器2、3从Vd_ref1、Vq_ref1分别减去后述的电压校正值Vdfc、Vqfc，输出dq电压指令Vd_ref、Vq_ref。

坐标转换部4使用dq电压指令Vd_ref、Vq_ref和磁通相位θ，输出通过dq/UVW坐标转换求出的相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref。并且，磁通相位θ由电动机9的电动机轴上安装的磁极相位检测器14检测。

电流检测器5与后述的期间判别信号SD同步地按照设定周期的每个半周期检测电动机9的相电流Iu、Iv、Iw。

坐标转换部6通过上述坐标转换部4的逆运算将相电流Iu、Iv、Iw转换为检测电流Id、Iq。

PWM信号产生部7使用后述的PWM控制信号、例如三角波载波对相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref进行PWM（脉冲宽度调制）控制，转换为PWM脉冲，输出门极信号PWMU、PWMV、PWMW。

功率部8具有按照每相在各上下臂具备晶体管Tr和续流二极管FD的主电路、以及晶体管Tr的基极驱动电路，按照上述门极信号输出与相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref相应的电压并驱动电动机9。

PWM周期信号产生部10输出三角波载波作为PWM周期信号。三角波载波也可以为锯齿波等其他形状。以下，有时会进行三角波载波的波峰、波谷这样的说明，然而，如果是其他形状的载波的PWM周期信号，以该信号的每个半周期的形式进行说明。

区间判定部11输出区间判别信号SD，该区间判别信号SD在作为PWM周期信号的三角波载波的递增计数区间（前半周期）为断开（0），在递减计数区间（后半周期）为导通（1）。

接着，使用附图说明d轴电压校正值生成部12。如图2所示，d轴电压校正值生成部12具有差值器21、不敏感带部22、符号反转器24、加法器25、控制器26、符号反转器28。

差值器21计算检测电流Id与其前次值Id_old之差ΔId。

不敏感带部22对差ΔId进行不敏感带处理。不敏感带部22主要以电流检测时的量化误差和开关噪声的去除为目的，根据需要而设置。

符号反转器24在区间判别信号SD为断开（0）时将差ΔId设为Idfc，在区间判别信号SD为导通（1）时，使差ΔI的符号反转，设为Idfc。

加法器25将Idfc与其前次值Idfc_old相加得到Idfc1，将Idfc_old更新为Idfc。

如此，在三角波载波的每个半周期提取检测电流Id的脉动成分，提取在前半周期和后半周期产生的电流脉动成分之差作为Idfc1。

控制器26以使电流脉动成分之差Idfc1成为零的方式进行控制，计算d轴电压校正值Vdfc1。控制器26由至少使用了比例器或积分器的控制器构成。

符号反转器28在区间判别信号SD为断开（0）时将d轴电压校正值Vdfc设为Vdfc，在区间判别信号SD为导通（1）时使d轴电压校正值Vdfc的符号反转，设为Vdfc。

这样就生成了补偿上述电流脉动成分之差的d轴电压校正值Vdfc。

d轴电压校正值生成部12将d轴电压校正值Vdfc输出到图1所示的减法器2。

q轴电压校正值生成部13对检测电流Iq进行与d轴电压校正值生成部12同样的处理，生成q轴电压校正值Vqfc，输出到图1所示的减法器3。

如此进行实施例1。

在上述说明中，关于在三角波载波的前半周期与后半周期产生的电流脉动成分之差，可由软件构成FFT，提取与三角波载波的1个周期相当的频率成分。

另外，在前面虽然省略了说明，然而通常在PWM信号产生部7中附加死区时间电路。为此，在坐标转换部4中将与死区时间Td时间相当的电压下降值和dq电压指令Vd_ref、Vq_ref或相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref相加，或者在PWM信号产生部7中预先将死区时间Td时间校正为PWM脉冲的脉冲宽度，从而进行其电压补偿。

另外，以上说明的是使用磁极相位检测器14检测磁通相位θ，然而磁通相位θ还可以使用以电动机9的指令电流或检测电流、指令电压或检测电压等作为输入的磁极估计器通过估计而求出。

下面，使用附图说明应用实施例1的逆变器装置的效果。图3是示出本发明效果的实验数据，对来自电动机9的产生噪声进行了FFT解析。图3（a）是未应用实施例1的功率谱图，（b）是应用了实施例1的功率谱图。并且，用于实验的电动机的容量是200[W]、额定电流是1.2[Arms]、三角波载波的周期为250[μs]，电动机处于旋转停止状态，电流为相当于额定电流的大约8[%]的值。

如图3可知，通过应用实施例1，能够大幅降低三角波载波的频率4kHz的功率谱值。

如此，通过使PWM控制周期的每个前半周期与每个后半周期的电流脉动的大小相同，能够降低PWM控制周期的振动，降低与其相伴的噪声。

实施例2

图4、图5是示出本发明第2实施例的逆变器装置的框图。该逆变器装置在图1的结构的基础上还具备运转模式切换部32和电压校正值读取部33，具备电压校正表生成部30、电压校正值存储部31来替代d轴电压校正值生成部12和q轴电压校正值生成部13。下面，以电压校正表的生成和读取为中心说明第2实施例。

通过图4的结构来实施电压校正表的生成。

电压校正表生成部30通过图6所示的顺序处理生成电压校正表。说明该生成处理。

首先，通过后述的运转模式切换部32将在坐标转换部4和坐标转换部6中使用的磁通相位θ切换为电流的电角相位θi。对于电流控制部1，将电角相位θi设定为0[deg]、电流指令Id_ref和Iq_ref设定为=0，开始运转。

接着，按照三角波载波的每个半周期在前半周期和后半周期内比较检测电流Id的脉动的大小，以使得两者一致的方式增减电压校正值Vdfc1而进行调整。在该调整时，电压校正表生成部30在区间判别信号SD为断开（0）时原样保持调整中的电压校正值Vdfc1，在区间判别信号SD为导通（1）时反转符号并将调整中的电压校正值Vdfc1输出到减法器2，从电流控制部1输出的Vd_ref1减去调整中的电压校正值Vdfc1而生成d轴电压指令Vd_ref。

重复上述处理，确定检测电流Id的脉动大小按照三角波载波的每个半周期在前半周期与后半周期一致时的电压校正值Vdfc1。

并且，作为此时的一致条件，可以是在上述差异处于既定值以内时、或电压校正值Vdfc1重复A和B的值时的（A+B）/2。

也对检测电流Iq实施到此为止的处理，重复执行直到检测电流Iq的脉动大小在三角波载波的每个半周期都一致为止，确定电压校正值Vqfc1。

接着，将此时的电流的电角相位θi（i）输出到电压校正值存储部31，将Idref作为电流的大小Iref（j）、将所确定的电压校正值Vdfc1作为Vdfc2（i，j）、将Vqfc1作为Vqfc2（i，j）输出到电压校正值存储部31。使电角相位θi从0到Iend按照每个Istep实施上述处理，并且对于该电角相位θi，使电流指令Id_ref从0到Jend按照每个Jstep实施上述处理。

如上，电压校正表生成部30生成电压校正表，电压校正值存储部31在内部存储以电角相位θi（i）和电流大小Iref（j）为自变量的电压校正值Vdfc2（i，j）、Vqfc2（i，j）的电压校正表。

并且，Istep、Jstep的值基本上是根据所要求的精度和所允许的表的大小（存储容量）而确定的。并且，电流指令Id_ref越小的区域，电压校正值的变化率就越大，因此电流大小的可变量并非一定，越小则进行细微的变更就能生成出更有效的表。

并且，如果事先知道电压校正值的最大值、表所需的电角相位θi的最大值，则可以根据该大小放弃表的生成等。

另外，还可以按照每个相使每个上下臂的晶体管Tr等的特性相同，生成电角相位θi在0至60度范围的表。

运转模式切换部32切换向电压校正值存储部31存储电压校正值Vdfc2（i，j）、Vqfc2（i，j）的电压校正表的模式（表生成模式）与从电压校正值存储部31读取电压校正值Vdfc2（i，j）、Vqfc2（i，j）的模式（表读取模式）。

该运转的切换是通过减法器2、3的电压校正值Vdfc、Vqfc、磁通相位θ、与省略了图示的电流指令Id_ref、Iq_ref的切换来进行的。

即，在表生成模式中，电压校正值存储部31输出的电压校正值Vdfc1、Vqfc1、电角相位θi是依次可变的电流指令。

另外，在表读取模式中，电压读取部33输出的电压校正值Vdfc2、Vqfc2、磁极相位检测器14输出的磁通相位θ是从外部施加的电流指令。

通过图5的结构实施电压校正表的读取。

电压校正值读取部33在表读取模式中，从存储于电压校正值存储部31的电压校正表中以电流的电角相位θi（i）和大小Iref（j）为自变量，读取与其对应的电压校正值Vdfc2（i，j）、Vqfc2（i，j）。并且，电流的电角相位θi（i）和大小Iref（j）分别以式（1）、（2）的形式求出，从电压校正值存储部31生成的表读取相应的前后的值，进行线性插值作为电压校正值Vdfc2、Vqfc2。

θi(i)＝θ+tan^-1(Iq_ref/Id_ref)···(1)

$\mathrm{Iref}\left(j\right)=\sqrt{\mathrm{}}(\mathrm{Iq}\_{\mathrm{ref}}^2+\mathrm{Id}\_{\mathrm{ref}}^2)...\left(2\right)$

并且，式（1）、（2）中电流的电角相位θi（i）和大小Iref（j）的运算中，也可以使用检测电流Id、Iq来替代所施加的电流指令Id_ref、Iq_ref。

在区间判别信号SD为断开（0）时原样保持如上获得的电压校正值Vdfc2、Vqfc2，在区间判别信号SD为导通（1）时反转符号，分别输出到减法器2、3，执行实施例2。

并且，在上述内容中，说明了dq轴的电压校正表的生成和使用，然而，也可以作为UVW状态下的相电压的表来生成，也可以至少作为电角相位θi或电流大小Iref的1个函数来生成电压校正表。

对相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref进行补偿的情况下，既可以对电压校正值Vdfc2、Vqfc2进行2相/3相转换，也可以利用电压校正值对U、V、W相的电压指令进行校正，测定电压校正值Vufc2（i，j）、Vvfc2（i，j）、Vwfc2（i，j）。进行该测定时，可测定2个相的电压校正值、例如Vufc2（i，j）、Vwfc2（i，j），根据测定出的2个相的电压校正值计算剩余1个相的电压校正值。

还可以利用对1个相的电压指令进行校正时剩余2个相的相电压输出会发生变化的原理，测定1个相的电压校正值，将该电压校正值用于校正。关于此时的1个相的电压指令，选择3个相的中间相即可。

实施例3

接着，说明本发明的第3实施例。图7是示出第3实施例的逆变器装置的控制方法的流程图。按顺序说明各步骤。

在步骤ST1中，在三角波载波的波峰、波谷的各定时检测电动机9的相电流Iu、Iv、Iw，转换为检测电流Id、Iq。

在步骤ST2中，以使得所施加的电流指令Id_ref、Iq_ref与检测电流Id、Iq一致的方式，例如进行PI（比例/积分）控制而生成Vd_ref1、Vq_ref1。

在步骤ST3中，计算检测电流Id、Iq与其前次值之差ΔId、ΔIq。

在步骤ST4中，生成从三角波载波的波谷到波峰的变化区间为断开（0）、从波峰到波谷的变化区间为导通（1）的区间判别信号SD。

在步骤ST5中，如果区间判别信号SD为断开（0），则设ΔId为Idfc、设ΔIq为Iqfc。如果区间判别信号SD为导通（1），则设-ΔId为Idfc、设-ΔIq为Iqfc。

在步骤ST6中，分别使Idfc、Iqfc与前次值Idfc_old、Iqfc_old相加而得到Idfc1、Iqfc1，用Idfc更新前次值Idfc_old，用Iqfc更新前次值Iqfc_old并保存。

在步骤ST7中，以使Idfc、Iqfc为零的方式例如进行PI控制，将其输出作为电压校正值Vdfc1、Vqfc1。

在步骤ST8中，如果区间判别信号SD为断开（0），则将Vdfc1、Vqfc1作为电压校正值Vdfc、Vqfc。如果区间判别信号SD为导通（1），则将-Vdfc1、-Vqfc1作为电压校正值Vdfc、Vqfc。

在步骤ST9中，从Vd_ref1、Vq_ref1减去电压校正值Vdfc、Vqfc，生成dq电压指令Vd_ref、Vq_ref。

在步骤ST10中，根据dq电压指令Vd_ref、Vq_ref进行电压输出，驱动电动机9。

并且，各步骤的具体处理已在第1实施例中说明，因此在此省略说明。并且，以上说明了在步骤ST2中进行的电流控制是每当生成检测电流Id、Iq时进行的，然而也可以在三角波载波的波峰或波谷的任意一处进行，也可以在隔几个波峰、波谷进行1次。如上实施第3实施方式。

以上说明了本发明的第1至第3实施方式，然而本发明不限于上述实施方式，可适当进行变形。

例如，可以使用空间矢量方式来代替三角波比较方式，确定门极信号PWMU、PWMV、PWMW，进行图1的PWM信号产生部7的运算。

在空间矢量方式中，使用基本电压矢量V1～V7中相邻的2个电压矢量（例如V1和V2）以时间平均的方式形成电压指令（矢量），电压指令（矢量）的更新是按照所设定的时间周期的每个半周期实施的。

因此，在空间矢量方式中，也按照与所设定的三角波载波的周期的半周期相当的每个时间，输出门极信号PWMU、PWMV、PWMW。

因此，即使产生了在PWM控制周期的每个前半周期与每个后半周期内不同的电压误差的情况下，也能进行电压校正，可获得与三角波比较方式同样的效果。另外，时间判定部11输出的区间判别信号SD只要是与电压指令（矢量）的更新定时同步生成，就能实施本发明。

另外，电压校正值所补偿的电压指令不限于dq电压指令Vd_ref、Vq_ref。

与上述死区时间的补偿同样地，既可以是相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref，也可以转换为PWM信号的脉冲宽度进行补偿。对相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref进行补偿的情况下，既可以对电压校正值Vdfc、Vqfc进行2相/3相转换，也可以运算每个U、V、W相的电压校正值。例如，通过对U相电流Iu进行与d轴电压校正值生成部12同样的处理，能够运算U相的电压校正值Vufc。对于PWM信号脉冲宽度的转换，可以在PWM信号产生部7中将相电压校正值Vufc、Vvfc、Vwfc转换为PWM脉冲的脉冲宽度来求出。这样，对相电压指令Vu_ref、Vv_ref、Vw_ref和PWM信号的脉冲宽度进行补偿，显然也能获得同样的效果。

而且，上述内容说明的是具备以使得电流指令Id_ref、Iq_ref与检测电流Id、Iq一致的方式进行电流控制的电流控制部1的情况，也可以是构成为UVW这3相中至少2相的电流与指令一致的电流控制部。进而，即使如V/f恒定控制那样不具备电流控制部，对于所施加的电压指令补偿本发明的电压校正值，也能获得同样效果。

标号说明

1电流控制部；2、3减法器；4坐标转换部；5电流检测器；6坐标转换部；7PWM信号产生部；8功率部；9电动机；10PWM周期信号产生部；11区间判定部；12d轴电压校正值生成部；13q轴电压校正值生成部；14磁极相位检测器；21差值器；22不敏感带部；24符号反转器；25加法器；26控制器；28符号反转器；30电压校正表生成部；31电压校正值存储部；32运转模式切换部；33电压校正值读取部。

Claims (13)

1.一种逆变器装置，其具有功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力，其特征在于，该逆变器装置具有：

电压指令产生部，其与上述设定时间周期的N倍的周期同步地产生电压指令，其中，N≥1；

区间判定部，其产生在上述设定时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号；

电流检测部，其在上述区间判别信号变化的时候，进行上述电动机的电流检测；

电压校正值生成部，其以使得上述区间判别信号导通时的上述电流检测的变化量与断开时的上述电流检测的变化量相等的方式，生成电压校正值；以及

电压校正部，其使用上述电压校正值对上述电压指令进行校正。

2.根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于，

上述电压校正值生成部具有提取与上述设定时间周期同步的电流脉动成分的电流脉动检测部，

根据上述电流脉动成分和上述区间判别信号生成电压校正值。

3.一种逆变器装置，其具有功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力，其特征在于，该逆变器装置具有：

电压指令产生部，其与上述设定时间周期的N倍的周期同步地产生电压指令，其中，N≥1；

区间判定部，其产生在上述设定时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号；

电流检测部，其在上述区间判别信号变化的时候，进行上述电动机的电流检测；

电压校正值存储部，其在内部至少存储以电流的电角相位或大小为自变量的电压校正表；

电压校正值读取部，其从上述电压校正表读取上述电压校正值；以及

电压校正部，其使用上述电压校正值对上述电压指令进行校正。

4.根据权利要求3所述的逆变器装置，其特征在于，

该逆变器装置具有生成上述电压校正表的电压校正表生成部，

上述电压校正表生成部至少依次改变上述电流的电角相位或大小，计算在上述区间判别信号变化的时候检测出的电流检测值与其前次值的差值，将上述区间判别信号导通时的电流变化量与断开时的电流变化量相等的电压校正值作为电压校正表存储于上述电压校正值存储部。

5.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

上述电压指令产生部具有电流控制部，该电流控制部在由作为上述电动机的磁极位置方向的d轴和与该d轴正交的q轴构成的dq轴坐标系中进行上述电动机的电流控制。

6.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

上述电压指令产生部具有电流控制部，该电流控制部在与上述电动机的各相对应的UVW坐标系中至少按照2个相进行上述电动机的电流控制。

7.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

对于上述电流检测，上述电压校正部在由作为上述电动机的磁极位置方向的d轴和与该d轴正交的q轴构成的dq轴坐标系中生成上述电压校正值，校正为dq电压指令。

8.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

对于上述电流检测，上述电压校正部在与上述电动机的各相对应的UVW坐标系中生成上述电压校正值，校正为UVW电压指令。

9.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

对于上述电流检测，上述电压校正部在与上述电动机的各相对应的UVW坐标系中生成上述电压校正值，将上述电压校正值转换为PWM控制中的PWM时间宽度而进行校正。

10.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

上述功率部根据载波比较调制法进行电力转换。

11.根据权利要求1或3所述的逆变器装置，其特征在于，

上述功率部根据空间电压矢量调制法进行电力转换。

12.一种逆变器装置的控制方法，该逆变器装置具有功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力，该方法的特征在于包括以下步骤：

产生在上述设定时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号；

在上述区间判别信号变化的时候，检测上述电动机的电流；

计算上述电流检测值与其前次值的差值；

以使得上述区间判别信号导通时的上述电动机电流的变化量与断开时的上述电动机电流的变化量相等的方式生成电压校正值；以及

使用上述电压校正值对上述电压指令进行校正。

13.一种逆变器装置的控制方法，该逆变器装置具有：功率部，该功率部按照每个设定时间周期对电动机的电压指令进行PWM控制，输出交流电力；以及电压校正值存储部，该电压校正值存储部在内部存储电压校正表，该方法的特征在于包括以下步骤：

与上述设定时间周期同步的N倍的周期同步地产生电压指令，其中，N≥1；

产生在上述设定时间周期的半周期内导通、在下一个半周期内断开的区间判别信号；

在上述区间判别信号变化的时候，检测上述电动机的电流；

运算待施加的电流指令或上述检测出的电流中的电流相位角、或者运算待施加的电流指令或上述检测出的电流中的大小、或者运算待施加的电流指令或上述检测出的电流中的电流相位角以及大小；

至少以上述电流的电流相位角或大小为自变量读取电压校正值；以及

使用上述电压校正值对上述电压指令进行校正。