CN108631684B - 交流旋转电机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的交流旋转电机的控制装置减小CPU的处理负荷量，并高精度地计算出直流电流的推定值。该交流旋转电机的控制装置包括：分别对于各相检测逆变器电路(20)的上侧开关元件(41)与下侧开关元件(42)之间的中点电位(43、44、45)的中点电位检测部(12)；对交流旋转电机(3)的各相的相电流进行检测的相电流检测部(23)；以及基于所检测出的各相的中点电位以及各相的相电流，来计算出从直流电源(2)输入至逆变器电路(20)的直流电流的电流推定值(Idc)的CPU(11)。

Description

交流旋转电机的控制装置

技术领域

本发明涉及交流旋转电机的控制装置，尤其涉及对具备多相电枢绕组的交流旋转电机进行控制的交流旋转电机的控制装置。

背景技术

现有的交流旋转电机的控制装置包括对构成无刷电动机的三相线圈进行互补PWM驱动的逆变器电路、以及对无刷电动机的通电电流进行控制的控制电路，并根据电源电流对无刷电动机的通电电流进行控制(例如参照专利文献1)。

在专利文献1中，控制电路根据互补PWM驱动的死区期间及相电流来设定第1修正值，从经过互补PWM驱动的三相线圈的各相的空占比减去第1修正值，从而对各相的空占比进行与死区期间相应的修正。

另外，在专利文献1中，控制电路还将经过与死区期间相应的修正的占空比与电压检测部所检测出的电源电压相乘，求出三相线圈的各相的端子电压，并将各相的端子电压与电流检测器所检测出的相电流相乘，求出三相的相功率。由此，控制电路合计三相的相功率而求出对无刷电动机的供给功率，并将供给功率除以电源电压来计算出电源电流。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第4794603号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

在上述专利文献1所记载的现有的控制装置的情况下，根据相电压指令值来推定交流旋转电机的相电压，因此需要对死区期间进行修正，从而产生构成控制电路的CPU的处理负荷量变高的问题。

本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种交流旋转电机的控制装置，其能减少CPU的处理负荷量并能高精度地计算出直流电流的电流推定值。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明涉及一种交流旋转电机的控制装置，其通过逆变器电路对具备多相电枢绕组的交流旋转电机进行控制，所述逆变器电路由对应于所述交流旋转电机的各相而设置的上侧开关元件及下侧开关元件构成，并从直流电源接受供电，以驱动所述交流旋转电机，该交流旋转电机的控制装置包括：中点电位检测部，该中点电位检测部分别对于各相检测所述逆变器电路的所述上侧开关元件与所述下侧开关元件间的中点电位；相电流检测部，该相电流检测部对所述交流旋转电机的各相的相电流进行检测；以及控制部，该控制部基于所述中点电位检测部所检测出的各相的中点电位以及所述相电流检测部所检测出的各相的相电流，来计算出从所述直流电源输入至所述逆变器电路的直流电流的电流推定值。

发明效果

本发明基于直接测量的中点电位求出相电压，根据相电压来计算出直流电流的电流推定值，因此，能够高精度地计算出直流电流的电流推定值，并无需对死区时间等进行修正，也无需考虑元件偏差，因而能够降低CPU的处理负荷量。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置的结构的框图。

图2是表示根据本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置所控制的逆变器电路的上下开关元件的导通/截止状态及电流方向的状态来分类的六个模式的电流模式的图。

图3是表示设置于本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置的DC电流推定部的结构的框图。

图4是表示本发明的实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置中在载波的波谷时刻及波峰时刻对相电流进行采样的情况的图。

具体实施方式

实施方式1

下面，参照附图对本发明的实施方式进行说明。

图1是表示本发明的实施方式1所涉及的交流旋转动机的控制装置的结构的框图。此外，实施方式1中，作为交流旋转电机3，例如以具备多相电枢绕组的交流旋转电机为例进行说明。特别地，以下以三相交流旋转电机为例，但相数并不限定于此。

如图1所示，实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置例如由ECU(ElectronicControl Unit：电子控制单元)1内设置的控制电路10构成，并通过逆变器电路20对交流旋转电机3的动作进行控制。

ECU1包括起到交流旋转电机3的驱动电源的作用的逆变器电路20以及控制逆变器电路20的控制电路10。

ECU1的输入端子连接有直流电源2的输出端子P、N，从直流电源2对ECU1提供直流电。直流电源2例如由电池等构成。

另外，ECU1的三相的输出端子分别连接有交流旋转电机3的三相的输入端子U、V、W。ECU1还连接有检测交流旋转电机3的旋转角度θ的角度传感器4。

逆变器电路20包括：驱动交流旋转电机3的交流动作部22；根据来自直流电源2的供电来对交流动作部22提供直流电的直流动作部21；以及测量交流旋转电机3的各相的相电流的相电流检测部23。由此，逆变器电路20从直流电源2接受供电，并驱动交流旋转电机3。

交流动作部22对应交流旋转电机3的三相而具有三对上下成一对的开关元件，根据从CPU11输出的驱动脉冲来进行开关动作。具体而言，如图1所示，上开关元件1与下开关元件2为一对，上开关元件1与下开关元件2串联连接。以下，将该连接点称为中点45。中点45与交流旋转电机3的输入端子U相连。同样地，上开关元件3与下开关元件4为一对，上开关元件3与下开关元件4串联连接。将该连接点称为中点46。中点46与交流旋转电机3的输入端子V相连。同样地，上开关元件5与下开关元件6为一对，上开关元件5与下开关元件6串联连接。将该连接点称为中点47。中点47与交流旋转电机3的输入端子W相连。另外，以下将上开关元件1、3、5总称为上开关元件41，将下开关元件2、4、6总称为下开关元件42。上开关元件41与直流电源2的输出端子P相连，下开关元件42与直流电源2的输出端子N相连。

直流动作部21由滤波电容器43构成。直流动作部21对来自直流电源2的直流电的电压波形进行滤波，并提供给交流动作部22。此外，在图1的示例中，直流电源2与直流动作部21相连接，但并不局限于此，也可以不使用直流电源2，而例如将经变压器等升压后的电源连接至直流动作部21来使用。

相电流检测部23与交流旋转电机3的三个相相对应地具有三个电流传感器44。三个电流传感器44分别与交流旋转电机3的各相相连接，并测量各相的相电流Iu、Iv、Iw。此外，图1的示例中，各相均安装有电流传感器44，而CPU11能获得各相的电流值即可，因此利用各相电流之和为0，也可以仅在三相中的两相安装电流传感器44，基于两相的电流值来计算剩下一相的电流值。

控制电路10包括：进行各种运算的CPU11；检测逆变器电路20内上下开关元件41、42的N基准的中间电位的中点电位检测部12；对逆变器电路20内的上下开关元件41、42进行驱动的栅极驱动器13；以及对CPU11输入各种输入信号的输入接口电路14。由此，控制电路10以从外部输入的转矩指令值Trq_ref为输入信息来控制逆变器电路20。从而逆变器电路20驱动交流旋转电机3，生成与转矩指令值Trq_ref相对应的转矩。

中点电位检测部12与交流旋转电机3的三个相相对应地具有三个比较器51。各比较器51的两个输入端子中的一个输入端子被输入逆变器电路20的交流动作部22的各相的上下开关元件41、42的中点45、46、47的中点电位VPFB_u、VPFB_v、VPFB_w。另外，各比较器51的另一输入端子被输入预先设定的阈值电压。中点电位检测部12利用各比较器51来判断各相的上下开关元件41、42的中点电位VPFB_u、VPFB_v、VPFB_w是否在阈值电压以上，在为阈值电压以上的情况下，对CPU11输出Hi信号，在小于阈值电压的情况下，对CPU11输出Low信号。

栅极驱动器13接受从CPU11的输出相电压设定部34输出的驱动脉冲，并对逆变器电路20的开关元件1～6进行驱动。

另外，CPU11具备A/D转换部31、实际导通时间计算部32、DC电流推定部33以及输出相电压设定部34。

A/D转换部31经由输入接口电路14而被输入角度传感器4所检测出的交流旋转电机3的旋转角度θ、以及相电流检测部23的三个电流传感器44所测量到的交流旋转电机3的各相的相电流Iu、Iv、Iw。A/D转换部31将上述模拟信号转换成数字信号并输入至DC电流推定部33。

实际导通时间计算部32经由输入接口电路14从中点电位检测部12对各相分别被输入Hi信号及Low信号。实际导通时间计算部32基于Hi信号及Low信号对各相分别检测Hi信号的上升沿及下降沿，测定Hi信号的期间即来自中点电位检测部12的信号为导通状态的时间，并作为实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w来进行计算。

DC电流推定部33基于来自A/D转换部31的相电流Iu、Iv、Iw、来自实际导通时间计算部32的实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w以及后述的载波的周期，来计算出DC电流推定值Idc。

输出相电压设定部34被输入外部的ECU或其它控制部所设定的转矩指令值Trq_ref。输出相电压设定部34根据转矩指令值Trq_ref来设定相电压指令值，并对栅极驱动器13输出驱动脉冲。对该动作进行具体说明。输出相电压设定部34首先根据所输入的转矩指令值Trq_ref来设定相电压指令值。之后，输出相电压设定部34为了控制逆变器电路20的开关元件1～6的导通/截止，利用载波将相电压指令值转换成驱动脉冲。此处，载波是图4的标号71所示那样的锯齿波形状的三角波。关于载波将在后文阐述。由此，输出相电压设定部34对栅极驱动器13输出与转矩指令值Trq_ref相对应的驱动脉冲。此外，若此时输出相电压设定部34输出同时切换上下开关元件41、42的导通/截止的驱动脉冲，则由于开关元件的动作延迟等，上开关元件41与下开关元件42有可能同时变为导通状态，直流电源2与GND短路，造成开关元件的损坏。为了防止该情况的发生，输出相电压设定部34设定在各开关元件从导通切换为截止或从截止切换为导通时上开关元件41与下开关元件42同时变为截止的期间。以下将该期间称为死区时间。

接下来，参照图1，对ECU1的动作进行说明。

图1中，中点电位检测部12利用比较器51来判断各相的上下开关元件41、42的中点电位是否在阈值电压以上，在为阈值电压以上的情况下，对CPU11输出Hi信号，在小于阈值电压的情况下，对CPU11输出Low信号。

实际导通时间计算部32检测分别从中点电位检测部12经由输入接口电路14输入的各相的Hi信号的上升沿及下降沿，并测定Hi信号的期间即来自中点电位检测部12的输出信号为导通期间的时间，从而计算出实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w。

DC电流推定部33利用相电流Iu、Iv、Iw、实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w以及载波的周期来计算出DC电流推定值Idc。

所计算出的DC电流推定值Idc被输出至例如外部的ECU或其它控制部，以用于转矩指令值Trq_ref的设定。

输出相电压设定部34根据转矩指令值Trq_ref来设定相电压指令值，将其转换成对栅极驱动器13的驱动脉冲并进行输出。

栅极驱动器13接受从输出相电压设定部34输出的驱动脉冲，并对逆变器电路20的开关元件1～6进行驱动。

由此，逆变器电路20驱动交流旋转电机3，生成与转矩指令值Trq_ref相对应的转矩。

接下来，利用图2，对实际导通时间计算部32的动作进行说明。图2记载了着眼于交流动作部22的三相的上下开关元件41、42中一相的电流模式。图2中的P、N端子是图1所示的直流电源2的输出端子P、N。另外，图2(a)、(b)、(c)中，上部分示出了电流方向为正方向的情况，下部分示出了电流方向为负方向的情况。另外，图2(a)示出了上开关元件41为导通，下开关元件42为截止的状态。图2(b)示出了上开关元件41为截止，下开关元件42为截止的状态。图2(c)示出了上开关元件41为截止，下开关元件42为导通的状态。由此，根据上下开关元件41、42的导通/截止状态以及电流方向的状态，可得到图2所示的合计六个模式的电流模式。图2中以高/低来示出上述六个模式的上下开关元件41、42的中点电位(N侧基准)。

如图2所示，在考虑了电流方向以及上下开关元件41、42的导通/截止状态的情况下，自然能够推定上下开关元件的中点电位是高还是低。

另外，上下开关元件41、42的中点电位高代表在该相施加有DC电压(实际上为DC电压/2)。

也就是说，若测定各中点电位，则能判断该相上是否实际施加了DC电压。

实施方式1中，利用上述情况，通过利用实际导通时间计算部32来测定各相的上下开关元件的中点电位为Hi的期间即导通的期间，从而计算出电压实际施加于交流旋转电机3的各相的实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w。

此外，图1的示例中，所使用的中点电位被转换成通过比较器51与阈值电压进行比较而得的Hi/Low信号，但也可以直接利用经A/D转换的中点电位来进行Hi/Low判定，计算出实际导通时间。也就是说，也可以将中点电位的上升沿到下降沿的时间作为Hi信号的期间来计算出实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w。

接着，使用图1及图3对DC电流推定部33的结构进行说明。

图3是表示DC电流推定部33的结构的框图。如图3所示，DC电流推定部33设有相电流修正部61、加权修正值计算部62、除法运算器63、减法运算器64、乘法运算器65以及加法运算器66。此外，除法运算器63、减法运算器64以及乘法运算器65分别对应各相设有三个。

加权修正值计算部62基于角度传感器4所检测出的旋转角度θ来求出加权修正值α。关于加权修正值α将在后文阐述，但例如可以预先准备二维映射，该二维映射预先确定根据旋转角度θ计算出的交流旋转电机3的转速与加权修正值α的对应关系，加权修正值计算部62根据旋转角度θ求出转速，并基于该转速，参照二维映射来求出与该转速对应的加权修正值α。

相电流修正部61使用相电流检测部23所检测出的相电流Iu、Iv、Iw的上次值I_x(k-1)、本次值I_x(k)以及加权修正值α来推定开关元件为导通状态的相电流值。此处，x为u，v，w。此外，在相电流修正部61中，将乘以本次值I_x(k)的加权修正值设为(α－1)、将乘以上次值I_x(k-1)的加权修正值设为α来进行加权修正，并将加权修正后的本次值与上次值相加，从而计算出本次的相电流值的推定值。

各除法运算器63将导通时间计算部32所计算出的实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w除以载波的周期Tcarrier。

各减法运算器64从各除法运算器63的运算结果减去0.5。

各乘法运算器65分别对于各相，将减法运算器64的运算结果乘以分别从相电流修正部61输出的各相的本次的相电流值的推定值。

加法运算器66求出各相的乘法运算器65的运算结果之和。

接着，使用图1及图3对DC电流推定部33的动作进行说明。

首先，对DC电流推定部33中所使用的相电流进行说明。在载波的周期时刻由A/D转换部31对相电流检测部23所检测出的各相的相电流进行采样，并进行A/D转换。经该A/D转换后的相电流被输入至DC电流推定部33来使用。

图1中，交流动作部22所消耗的功率P是施加于交流动作部22的DC电压Vdc与流入交流动作部22的DC电流推定值Idc之积，并且也是开关元件的损耗功率Psw与对交流旋转电机3的供给功率Pm之和，因此下式(1)成立。

【数学式1】

P＝V_dc×I_dc＝P_sw+P_m…(1)

利用式(1)将交流动作部22的功率P除以DC电压从而能计算出DC电流推定值Idc。

在将开关元件视作理想开关时，开关元件的损耗功率Psw为0[w]，下式(2)成立。

【数学式2】

对交流旋转电机3的供给功率Pm为各相的供给功率Pu、Pv、Pw之和，因此，供给功率Pm为相电流Iu、Iv、Iw与相电压Vu、Vv、Vw之积，因而下式(3)成立。

【数学式3】

P_m＝(I_u×V_u)+(I_v×V_v)+(I_w×V_w)…(3)

通过式(2)、(3)，DC电流推定值Idc如下式(4)所示。

【数学式4】

为了对式(4)进行运算处理以计算出DC电流推定值Idc，利用以下方法通过式(6)来求出各相电压相对于式(4)的DC电压的比率Vu/Vdc、Vv/Vdc、Vw/Vdc。

利用载波来生成用于生成相电压的驱动脉冲，因而相电压的实际导通时间的周期与载波的周期同步。

载波的周期中相电压的实际导通时间的比率与相电压之间的关系如下。

若为100％，则相电压＝Vdc/2[V]，

若为50％，则相电压＝0[V]，

若为0％，则相电压＝-Vdc/2[V]。

因此，使用实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w、载波的周期Tcarrier以及DC电压Vdc，用下式(5)来表示U相～W相电压。此处，x为u，v，w。

【数学式5】

通过对式(5)进行变形，从而利用下式(6)计算出各相电压相对于DC电压的比率Vu/Vdc、Vv/Vdc、Vw/Vdc。此处，x为u，v，w。

【数学式6】

通过将在式(6)中计算出的各相电压相对于DC电压的比率Vu/Vdc、Vv/Vdc、Vw/Vdc、以及在载波的周期时刻进行采样并经过A/D转换后的相电流Iu、Iv、Iw代入式(4)，从而DC电流推定部33能够利用以下式(7)计算出DC电流推定值Idc。因此，利用除法运算器63、减法运算器64、乘法运算器65以及加法运算器66进行下式(7)的运算。

【数学式7】

由于各开关元件1～6导通/截止动作分别存在偏差，因而死区时间也不一样。因此，为了根据相电压指令值计算出DC电流推定值Idc，必须考虑死区时间修正。然而，在实施方式1中，使用式(4)、(6)根据相电压的实际导通时间来计算出DC电流推定值Idc，从而无需上述死区时间修正的处理，能够减小CPU11的负荷，并能高精度地计算出DC电流推定值Idc。

利用A/D转换部31在载波的波谷或波峰的时刻对相电流Iu、Iv、Iw进行采样，但式(7)中所使用的相电流必须是施加相电压时、即开关元件为导通状态时获取到的相电流值。

使用图4对在载波的波谷或波峰的时刻进行采样的情况进行说明。图4(a)示出了在载波的波谷的时刻对相电流进行采样的情况，图4(b)示出了在载波的波峰的时刻对相电流进行采样的情况。

如上所述，输出相电压设定部34根据转矩指令值Trq_ref来设定相电压指令值70。之后，如图4(a)、(b)所示，输出相电压设定部34利用载波71将相电压指令值70转换成驱动脉冲72。即，如图4(a)、(b)所示，载波71是锯齿波形状的三角波。将载波71与相电压指令值70进行比较，在载波71小于相电压指令值70的情况下，将驱动脉冲72设为截止状态，反之，在载波71在相电压指令值70以上的情况下，将驱动脉冲72设为导通状态。由此，生成驱动脉冲72。

此时，如图4(a)所示，在载波71的波谷的时刻对相电流进行采样时，在开关元件为截止的状态下进行采样，因此需要推定开关元件为导通状态时的相电流值。

因此，相电流修正部61使用在载波71的波谷的时刻获取到的相电流的上次值I_x(k-1)、本次值I_x(k)以及加权修正值α，从下式(8)求出开关元件为导通状态时的相电流值Iu,Iv,Iw的推定值。此处，x为u，v，w。

【数学式8】

I_x(k)＝(1-α)I_x(k)+αI_x(k-1)…(8)

式(8)中，加权修正值α取0到1的范围内的值。也就是说，将上次值的加权修正值设为α，将本次值的加权修正值设为(1－α)，通过将上次值与本次值各自的修正系数之和设为1，从而在上次值与本次值之间设定经加权而计算出的相电流，防止计算出预期之外的相电流。

此外，加权修正值α根据开关元件的导通时间的不同而不同，由于开关元件的导通时间根据载波71的频率及相电流的频率来决定，因此利用将这些频率作为输入的二维或三维映射来计算出加权修正值α。上述映射例如是预先在实机中对参数稍作调整并进行适应而得出的。

另外，在载波71的频率固定的情况下，可以仅根据相电流的频率来计算出加权修正值α。因此，利用相电流的频率与交流旋转电机3的转速同步这一情况，在实施方式1中，预先准备二维映射，该二维映射中以根据角度传感器4所获得的旋转角度θ计算出的转速为轴，并使用该二维映射来计算出加权修正值α。

其中，用于求出加权修正值α的二维映射的轴所用的参数并不限定于交流旋转电机3的转速。例如，旋转角度θ及相电压的实际导通时间Duty(占空比)也可以与转速同样地与相电流的频率同步，因此，也可以利用以上述参数中的至少一个为轴的二维映射或三维映射来计算出加权修正值α。此处，实际导通时间Duty是指上开关元件41的实际导通时间的期间与载波71的周期的比率。

另外，如图4(b)所示，在载波71的波峰的时刻对相电流进行采样时，在开关元件为导通的状态下进行采样，因此无需推定开关元件为导通状态时的相电流值。然而，如图4(a)、(b)所示，相电流波形的斜率在开关元件导通变化时与截止变化时是不同的，因此在想要获得相电流的时刻、即从开关元件变为导通到变为截止的中间时刻T1与从载波71的波谷到波谷的中间时刻T2产生偏差。

因此，与在载波71的波谷进行采样的情况相同，相电流修正部61使用加权修正值α从上述式(8)推定出相电流值。

如上所述，根据实施方式1，CPU11使用中点电位检测部12所检测到的中点电位的上升沿到下降沿的时间、以及施加于交流动作部22的DC电压，计算出各相电压与DC电压的比率，并基于计算出的各相电压的比率、以及相电流检测部23所检测出的各相电流值Iu,Iv,Id来求出DC电流推定值Idc。如本发明实施方式1所示，在使用直接测量到的中点电位信息来计算DC电流推定值Idc的情况下，若与专利文献1所记载那样的使用相电压指令值来计算DC电流推定值的情况相比，则后者为了使用相电压指令值来推定实际的相电压，需要对死区时间等进行修正，CPU的处理负荷变高。另外，需要将因元件偏差而导致的死区时间的偏差也考虑在内，存在提高推定精度的问题。与此相比，实施方式1的控制方法即前者使用直接测定出的中点电位信息来推定相电压，因此能高精度地计算出推定值。另外，由于无需对死区时间等进行修正，也无需考虑元件偏差，因此能够降低CPU的处理负荷。

另外，在实施方式1中，为了进一步减少CPU的负荷，在基于各相电压的比率以及各相电流值Iu,Iv,Id来求出DC电流推定值Idc时，DC电流推定部33如式(7)所示那样，使用式(4)及式(6)并基于实际导通时间计算部32所分别计算出的各相的实际导通时间Ton_u、Ton_v、Ton_w、相电流检测部23所检测出的各相电流Iu、Iv、Iw以及载波71的周期Tcarrier来计算出DC电流推定值Idc，因此能够以简单的运算处理来计算出DC电流推定值Idc，因而能进一步减轻CPU11用于运算处理的负荷。

另外，在实施方式1中，如式(8)所示，DC电流推定部33使用上一载波周期中由相电流检测部23获得的相电流的上次值I_x(k-1)、在本载波周期中由电流检测部23获得的相电流的本次值I_x(k)以及加权修正值α，利用加权修正值α对相电流的上次值I_x(k-1)以及相电流的本次值I_x(k)分别进行加权，从而计算出DC电流推定值Idc。一般而言，载波周期的时刻与想要获得相电流的时刻由于载波频率与相电流的频率之间关系而产生偏差，但在实施方式1中，通过利用加权修正值α来进行加权并推定出相电流值，从而能计算出更高精度的DC电流推定值Idc。

另外，加权修正值α例如基于载波的频率以及相电流的频率来计算出。该情况下，由于载波的波谷时刻与想要获得相电流的时刻之间的偏移量因载波频率、相电流的频率而不同，因此通过使用将这些频率作为输入的二维映射或三维映射计算出加权修正值α，从而能计算出精度更高的DC电流推定值Idc。

或者，加权修正值α也可以基于交流旋转电机3的转速或相电压的实际导通时间Duty中的至少一个来计算出。在载波频率固定的情况下，载波的波谷时刻以及想要获得相电流的时刻之间的偏差量由相电流的频率来决定，因此根据与相电流的频率同步变化的交流旋转电机3的转速或相电压的实际导通时间也能计算出加权修正值，而无需计算出相电流的频率。

另外，加权修正值α取0到1的范围内的值。将上次值的加权修正值设为α，将本次值的加权修正值设为(1－α)，通过将上次值与本次值各自的修正系数之和设为1，从而在上次值与本次值之间设定经加权计算出的相电流，能防止计算出预期外的相电流。

标号说明

1 ECU、2直流电源、3交流旋转电机、4角度传感器、10控制电路、12中点电位检测部、13栅极驱动器、14输入接口电路、20逆变器电路、21直流动作部、22交流动作部、23相电流检测部、31 A/D转换部、32实际导通时间计算部、33 DC电流推定部、34输出相电压设定部、41上开关元件、42下开关元件、43滤波电容器、44电流传感器、45，46，47中点、51比较器、61相电流修正部、62加权修正值计算部、63除法运算器、64减法运算器、65乘法运算器、66加法运算器、70相电压指令值、71载波、72驱动脉冲。

Claims (5)

1.一种交流旋转电机的控制装置，其通过逆变器电路对具备多相电枢绕组的交流旋转电机进行控制，其特征在于，

所述逆变器电路由对应于所述交流旋转电机的各相而设置的上侧开关元件及下侧开关元件构成，并从直流电源接受供电，以驱动所述交流旋转电机，

该交流旋转电机的控制装置包括：

中点电位检测部，该中点电位检测部分别对于各相检测所述逆变器电路的所述上侧开关元件与所述下侧开关元件间的中点电位；

相电流检测部，该相电流检测部对所述交流旋转电机的各相的相电流进行检测；以及

控制部，该控制部基于所述中点电位检测部所检测出的各相的中点电位以及所述相电流检测部所检测出的各相的相电流，来计算出从所述直流电源输入至所述逆变器电路的直流电流的电流推定值，

所述控制部包括：

实际导通时间计算部，该实际导通时间计算部使用所述中点电位检测部所检测出的各相的所述中点电位的上升沿到下降沿的时间，计算出电压实际施加于所述交流旋转电机的各相的实际导通时间；以及

DC电流推定部，该DC电流推定部基于所述实际导通时间计算部分别计算出的各相的所述实际导通时间、所述相电流检测部所检测出的各相电流以及将针对所述交流旋转电机各相的相电压指令值调制为针对所述上侧开关元件及所述下侧开关元件的驱动脉冲时所使用的载波的频率，并使用

这一数学式，来计算出所述电流推定值。

2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述DC电流推定部使用所述相电流检测部在载波的上一周期获得的相电流的上次值、所述相电流检测部在载波的本周期获得的相电流的本次值以及加权修正值，并利用所述加权修正值分别对所述相电流的上次值及所述相电流的本次值进行加权，从而计算出所述电流推定值。

3.如权利要求2所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述加权修正值基于载波的频率以及所述相电流的频率来计算出。

4.如权利要求2所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述加权修正值基于所述交流旋转电机的转速或相电压的实际导通时间占空比中的至少一个来计算出。

5.如权利要求2至4中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述加权修正值取0至1的范围内的值。

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