WO2023276265A1 - インバータ制御装置、計算方法 - Google Patents

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勇輝 山辺
恒平 明円
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日立Astemo株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to an inverter control device and a calculation method.
  • Patent Document 1 discloses a control device for an AC rotating electric machine that controls an AC rotating electric machine having multiphase armature windings via an inverter circuit, wherein the inverter circuit corresponds to each phase of the AC rotating electric machine.
  • the inverter circuit is composed of an upper switching element and a lower switching element which are provided as an inverter circuit, and receives power from a DC power supply to drive the AC rotary electric machine, wherein the upper switching element and the lower switching element of the inverter circuit
  • a midpoint potential detection unit for detecting a midpoint potential between the side switching element for each phase
  • a phase current detection unit for detecting a phase current of each phase of the AC rotary electric machine
  • the midpoint potential detection unit Control for calculating a current estimated value of the DC current input from the DC power supply to the inverter circuit based on the detected midpoint potential of each phase and the phase current of each phase detected by the phase current detection unit.
  • a control device for an AC rotating electrical machine comprising:
  • An inverter control device is an inverter control device provided in an inverter that supplies electric power converted from direct current to three-phase alternating current using a switching circuit to a motor, wherein the inverter is the three-phase alternating current.
  • the motor includes an ammeter that acquires the current of each phase as a current detection value, the motor includes an angle sensor that measures the rotation angle of the motor, the duty value of the PWM signal for controlling the switching circuit, and the a direct current estimating unit that estimates the average value of the direct current values in one cycle of the PWM signal based on the average value of the current detection values obtained within one cycle of the PWM signal and a correction coefficient;
  • the DC current estimator includes a coefficient calculator that calculates the correction coefficient based on the period of the PWM signal, the rotation angle, and the duty value.
  • a calculation method is a calculation method executed by an inverter control device provided in an inverter that supplies a motor with power converted from DC to three-phase AC using a switching circuit, wherein the inverter An ammeter that acquires the current of each phase of the three-phase alternating current as a current detection value, the motor includes an angle sensor that measures the rotation angle of the motor, and the duty of the PWM signal for controlling the switching circuit a direct current value for estimating an average value of direct current values during one cycle of the PWM signal based on a value, an average value of the current detection values obtained within one cycle of the PWM signal, and a correction coefficient.
  • a current estimation step is included, and the DC current estimation step calculates the correction coefficient based on the period of the PWM signal, the rotation angle, and the duty value.
  • the current can be calculated with high accuracy even when the motor rotates at high speed.
  • Configuration diagram of an inverter including an inverter control device Configuration diagram of the DC current estimator Time chart explaining correction coefficient calculation A diagram showing a comparison between the correction in the present embodiment and the correction in the comparative example.
  • FIG. 1 An embodiment of an inverter control device will be described below with reference to FIGS. 1 to 4.
  • FIG. 1 An embodiment of an inverter control device will be described below with reference to FIGS. 1 to 4.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of an inverter 100 including an inverter control device 200. As shown in FIG. Inverter 100 has a DC side connected to high voltage power supply 300 and an AC side connected to motor 400 . Inverter 100 includes smoothing capacitor 110 , switching circuit 120 , alternating current sensor 130 , gate driver 140 , and inverter control device 200 .
  • a high-voltage power supply 300 is a power supply circuit for driving the system.
  • Motor 400 is a three-phase motor with three windings inside.
  • the motor 400 is equipped with an angle sensor 410 for measuring the rotation angle of the motor.
  • Angle sensor 410 is mounted on motor 400 to detect the rotation angle of motor 400 and output angle signal S ⁇ b>1 to inverter control device 200 .
  • the smoothing capacitor 110 is connected between the high voltage power supply 300 and the IGBT 120 to smooth the voltage.
  • the IGBT 120 generates alternating current of each phase of U-phase, V-phase, and W-phase (hereinafter referred to as “UVW-phase”) and supplies it to the motor 400 .
  • Switching circuit 120 is connected between smoothing capacitor 110 and motor 400 .
  • the switching circuit 120 includes a plurality of IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and the IGBTs perform switching operations according to the PWM signal S2 output from the gate driver 140.
  • FIG. AC current sensor 130 is connected between IGBT 120 and motor 400, measures the magnitude of the AC current flowing between the two, and outputs the current value to inverter control device 200 as current value signal S3.
  • AC current sensor 130 measures the current at a timing specified by inverter control device 200 .
  • the gate driver 140 controls the switching circuit 120 based on the operation command of the inverter control device 200.
  • Gate driver 140 is connected between IGBT 120 and inverter control device 200 , generates PWM signal S ⁇ b>2 based on PWM command signal S ⁇ b>4 output from inverter control device 200 , and outputs it to switching circuit 120 . Since there is a slight delay from when the gate driver 140 receives the PWM command signal S4 to when it outputs the PWM signal S2, the gate driver 140 outputs the PWM signal S2 and simultaneously outputs the PWM signal S2 in order to notify this delay time.
  • Back signal S5 is generated and output to inverter control device 200 .
  • the inverter control device 200 generates the PWM command signal 45 by a known method and outputs the PWM command signal 45 to the gate driver 140 so that the torque output from the motor 400 matches the target value.
  • Inverter control device 200 uses current value signal S3 output by AC current sensor 130, angle signal S1 output by angle sensor 410, and PWM readback signal S5 output by gate driver 140 to generate PWM command signal 45. .
  • the inverter control device 200 includes a DC current estimator 290 that estimates the average DC current value.
  • DC current estimator 290 The configuration and operation of DC current estimator 290 will be described later with reference to FIG.
  • Inverter control device 200 further transmits a signal instructing the timing of current measurement to alternating current sensor 130 . Although details will be described later, the timing of current measurement is the timing at which each period of the PWM signal starts.
  • the inverter control device 200 includes a signal input/output unit that inputs and outputs signals, and a computing unit that performs computation.
  • the signal input/output unit is hardware that exchanges signals with the alternating current sensor 130, the angle sensor 410, and the gate driver 140, and is, for example, a communication interface compatible with IEEE802.3 or an AD conversion device.
  • the calculation unit includes a CPU as a central processing unit, a ROM as a read-only storage device, and a RAM as a readable/writable storage device. Calculations, which will be described later, are performed.
  • the arithmetic unit may be realized by FPGA (Field Programmable Gate Array), which is a rewritable logic circuit, or ASIC (Application Specific Integrated Circuit), which is an application-specific integrated circuit, instead of the combination of CPU, ROM, and RAM.
  • FPGA Field Programmable Gate Array
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the arithmetic unit may be realized by a combination of different configurations, for example, a combination of CPU, ROM, RAM and FPGA, instead of the combination of CPU, ROM, and RAM.
  • DC current estimator 290 uses the current value signal S3 output by AC current sensor 130, the PWM readback signal S5 output by gate driver 140, and the angle signal S1 output by angle sensor 410 to estimate the average value of the DC current. calculate. The configuration and operation of DC current estimator 290 will be described in detail.
  • FIG. 2 is a configuration diagram of the DC current estimator 290. As shown in FIG. The operation of each configuration will be described below without using mathematical expressions. A description using mathematical formulas will be given later.
  • DC current estimation section 290 includes duty calculation section 201, AC current average value calculation section 210, AC current polarity determination section 220, PWM duty correction section 230, coefficient calculation section 240, integration section 250, DC current and an average value calculator 260 .
  • the duty calculation unit 201 calculates and outputs the duty value S5D in the PWM readback signal S5.
  • the AC current average value calculation unit 210 calculates an average value of the previous value and the current value of the AC current value obtained by the AC current sensor 130 for each cycle of the PWM signal as the AC current average value. Then, an AC current average value Ia indicating this AC current average value is output.
  • the AC current polarity determination unit 220 reads the AC current average value Ia calculated by the AC current average value calculation unit 210 and determines the polarity of the AC current average value Ia. When the AC current average value Ia is positive, the AC current polarity determination unit 220 determines that the polarity is positive, and sets "0" as the duty correction value. When the AC current average value Ia is negative, the AC current polarity determination unit 220 determines that the polarity is negative, and sets a value obtained by dividing the dead time by the cycle of the PWM signal as the duty correction value DB. The dead time is a value set in advance, and the period TP of the PWM signal is a value set in inverter control device 200 depending on the situation. AC current polarity determination section 220 outputs duty correction value DB to PWM duty correction section 230 .
  • the PWM duty correction section 230 adds the duty value S5D output by the duty calculation section 201 and the duty correction value DB output by the AC current polarity determination section 220 to calculate the post-correction duty value CD. PWM duty correction section 230 outputs corrected duty value CD.
  • the coefficient calculation unit 240 calculates the correction coefficient K using the corrected duty value CD output from the PWM duty correction unit 230, the angle signal S1 acquired by the angle sensor 410, and the period TP of the PWM signal. Since this correction coefficient K is a coefficient for calculating the time-integrated average value Ic, it can also be called a "time-integrated average conversion coefficient.”
  • the coefficient calculator 240 outputs a coefficient signal S8 indicating this coefficient.
  • the integrating section 250 multiplies the AC current average value Ia output from the AC current average value calculating section 210 by the correction coefficient K output from the coefficient calculating section 240 to calculate the time integrated average value Ic.
  • DC current average value calculation section 260 multiplies time integrated average value S9 output from integration section 250 by corrected duty value CD output from PWM duty correction section 230, and obtains the sum for three phases. A DC current value average value S10 is calculated.
  • Measurement and control in this embodiment satisfy the following three conditions.
  • the first condition is that the current acquisition cycle by AC current sensor 130 and the cycle of the PWM signal output from inverter control device 200, that is, the cycle of the PWM carrier signal, must match.
  • the cycles of both are determined in advance, and the cycles of both may be kept the same using an oscillator built into AC current sensor 130 and inverter control device 200 . Further, the cycles of both may be kept the same by transmitting a signal indicating a cycle between the angle sensor 410 and the inverter control device 200 .
  • the cycle of the PWM signal is TP.
  • the second condition is that the measurement of the current by the alternating current sensor 130 is obtained at the timing when the PWM signal of the upper arm in each phase of the UVW phase is off, that is, at the trough of the carrier signal.
  • the third condition is that the center time of the period of the PWM signal and the center time of the section in which the upper arm PWM signal of the UVW phase is on coincide.
  • FIG. 3 is a time chart for explaining correction coefficient calculation in this embodiment.
  • time elapses from left to right. Alternating current, carrier signal, U-phase upper arm PWM signal, U-phase lower arm PWM signal, V-phase upper arm PWM signal, V-phase lower arm PWM signal, W-phase upper arm
  • carrier signal U-phase upper arm PWM signal
  • U-phase lower arm PWM signal U-phase lower arm PWM signal
  • V-phase upper arm PWM signal V-phase lower arm PWM signal
  • W-phase upper arm W-phase upper arm
  • the PWM signal of the arm and the PWM signal of the W-phase lower arm are shown.
  • the AC currents shown at the top are always positive values for the U phase in the range shown in FIG. 3 and always negative values for the V and W phases in the range shown in FIG.
  • the U phase is indicated by a solid line
  • the V phase is indicated by a broken line
  • the W phase is indicated by a dashed line.
  • the white circles in the U-phase indicate the timings at which the current was measured. In the range shown in FIG. 3, the current was measured at time t3 and time t4.
  • the carrier signal shown in the second row of FIG. 3 has one period from time t3 to time t4, and the time difference between these two times is the period TP of the carrier signal. Since the current measurement timings are also time t3 and time t4, the above first condition is satisfied.
  • the center time between time t3 and time t4 is defined as time Tc. That is, the length of time from time t3 to time tc is equal to the length of time from time tc to time t4.
  • the carrier signal has troughs at times t3 and t4 and peaks at time tc. Therefore, the time t3 and the time t4 when the current is measured are the troughs of the carrier signal, so the second condition is satisfied.
  • the PWM signal of the U-phase upper arm shown in the third row of FIG. 3 is on from time t1 to time t2. Since the center of time t1 and time t2 is time tc, it can be seen that the above-mentioned third condition is satisfied. Since the U-phase current is positive in the range shown in FIG. 3, the current flows from time t1 when the upper arm is turned on to time t2. In FIG. 3, this total amount of current is the time integrated value of the current from time t1 to time t2. This is the area indicated by hatching with diagonal lines slanted to the right. The PWM signal of the U-phase lower arm shown in the fourth stage of FIG. is.
  • the PWM signal of the V-phase upper arm shown in the fifth row of FIG. 3 is on from time tv1 to time tv2. It can be seen that the center time between the time tv1 and the time tv2 is the time tc, which satisfies the third condition.
  • the PWM signal of the V-phase lower arm shown in the sixth stage of FIG. 3 is turned off from time tv3 to time tv4. Since the V-phase current has a negative value in the range shown in FIG. 3, the current flows between time tv3 and time tv4. This total amount of current is the area between the V-phase current graph and 0 A in the period from time t3 to time t4 in FIG.
  • the PWM signal of the W-phase upper arm shown in the 7th row of FIG. 3 is ON from time tw1 to time tw2 and from time tu3 to time tu4.
  • the PWM signal of the W-phase lower arm shown in the eighth row of FIG. 3 is turned off from time tw3 to time tw4. Since the W-phase current has a negative value in the range shown in FIG. 3, the current flows between time tw3 and time tw4. This total amount of current is the area between the V-phase current graph and 0 A in the period from time tw3 to time tw4 in FIG.
  • the beginning of each period of the PWM signal corresponds to the trough of the PWM signal, so the first to third conditions described above can be organized as follows. That is, the timing at which the alternating current sensor 130 measures the current of each phase coincides with the start of each period of the PWM signal, and the central time of the section in which the PWM signal corresponding to the upper arm of the switching circuit 120 is on is It can be arranged that it coincides with the central time of the period TP of the PWM signal.
  • Equation 1 A is the amplitude of the current, and ⁇ is the angular velocity calculated from the period of the angle signal S1 and the PWM signal.
  • t1 and t2 in Equation 1 are time t1 and time t2 in FIG. This formula 1 can be transformed into the following formula 2.
  • the AC current average value Ia which is the average value of the current value signal S3 acquired at time t3 and time t4, is expressed by the following Equation 3.
  • the correction coefficient K is obtained by dividing Ic by Ia, the correction coefficient K is represented by the following formula 4 by transforming the formula.
  • Formula 5 is obtained by further expanding Formula 4 using the sum-difference formula.
  • Equation 5 can be simplified as Equation 6 below.
  • Equation 6 can be further transformed into Equation 7.
  • Equation 7 the period TP is known, the angular velocity ⁇ can be calculated from the angle signal S1 and the period TP, and t2-t1 is the product of the post-correction duty value CD and the period TP. Therefore, the coefficient calculator 240 can calculate the correction coefficient K by Equation 7 using the post-correction duty value CD, the period TP of the PWM signal, and the angle signal S1 as shown in FIG.
  • a known current correction method In order to explain the effect of the present invention, a known current correction method will be explained.
  • the known correction method described below obtains a correction value by weighting the previous measurement value and the current measurement value with a correction coefficient.
  • the comparative example correction value IZc is obtained by Equation 8 shown below.
  • ⁇ is a weighting factor of 0 or more and 1 or less
  • I t is the current measurement value
  • I t ⁇ 1 is the previous measurement value.
  • IZc (1 ⁇ )I t + ⁇ I t ⁇ 1 (Equation 8)
  • FIG. 4 is a diagram showing a comparison between correction in the present embodiment and correction in a comparative example.
  • the left side of the drawing shows the correction by the inverter control device 200 in the present embodiment
  • the right side of the drawing shows the correction by the comparative example.
  • the upper portion shows the first example
  • the lower portion shows the second example. In the first example, two measurements are performed while the current is increasing, and if the correction coefficient can be calculated appropriately, the integrated current value can be calculated appropriately.
  • the measurement is performed before and after the peak value of the current, and the two measured values are approximately the same.
  • the inverter control device 200 can appropriately calculate the correction coefficient assuming that the current value is a sine wave. Can not. Therefore, in the second example, the current integrated value cannot be calculated appropriately in the comparative example.
  • the current in order to accurately calculate the current value, it is necessary to perform measurements a plurality of times in one cycle.
  • the current can be calculated with high accuracy even when the motor 400 rotates at a high speed, because it is sufficient to perform the measurement once in one cycle.
  • Inverter control device 200 is provided in inverter 100 that supplies motor 400 with electric power converted from DC to three-phase AC using switching circuit 120 .
  • Inverter 100 includes AC current sensor 130 that acquires the current of each phase of three-phase AC as a current detection value.
  • the motor 400 has an angle sensor 410 that measures the rotation angle of the motor 400 .
  • Inverter control device 200 outputs the PWM signal based on the duty value of the PWM signal for controlling switching circuit 120, the average value of current detection values obtained within one cycle of the PWM signal, and the correction coefficient.
  • a DC current estimator 290 is provided for estimating the average value of the DC current values during one period of .
  • the DC current estimator 290 includes a coefficient calculator 240 that calculates a correction coefficient K based on the period TP of the PWM signal, the angle signal S1 representing the rotation angle, and the corrected duty value CD. Therefore, the current can be calculated with high accuracy even when the motor 400 rotates at high speed.
  • the coefficient calculator 240 assumes that the waveform of the current of each phase is a sine wave, and makes corrections based on the period TP of the PWM signal, the angle signal S1 representing the rotation angle, and the corrected duty value CD. Calculate the coefficient K. Therefore, the correction coefficient K can be calculated with a small amount of calculation by assuming that the current of each phase is a sine wave, which is a simple model.
  • Coefficient calculator 240 determines that the timing at which alternating current sensor 130 measures the current of each phase coincides with the start of each cycle of the PWM signal, and that the PWM signal corresponding to the upper arm of the switching circuit is on.
  • the correction coefficient K is calculated on the assumption that the central time of the section coincides with the central time of the cycle of the PWM signal. Therefore, Equation 5 can be transformed into Equation 6, and calculation of the correction coefficient K can be simplified.
  • Equation 1 In the embodiment described above, three conditions were set for measurement and control. However, in inverter control device 200, the current measurement cycle by alternating current sensor 130 may be less than or equal to the cycle of the carrier signal of the PWM signal. However, in this case, since "t1+t2" and "t3+t4" are not necessarily equal, Equation 5 cannot be transformed into Equation 6. Therefore, in this modification, the DC current estimator 290 calculates the correction coefficient K using Equation 9 derived using Equation 5.
  • Equation 9 The values of t1, t2, t3, and t4 in Equation 9 can be calculated by the DC current estimator 290 using the PWM readback signal S5. According to Modification 1, although the amount of calculation is slightly increased, the current can be calculated with high accuracy under various measurement conditions even when the motor 400 rotates at high speed.
  • the second and third conditions in the embodiment described above may be changed as follows. That is, the new second condition is that the current measurement by the alternating current sensor 130 is obtained at peaks of the carrier signal.
  • a new third condition is that the center time of the period of the PWM signal and the center time of the section in which the upper arm PWM signal of the UVW phase is off coincide.
  • the timing at which the alternating current sensor 130 measures the current of each phase coincides with the center time of each period TP of the PWM signal, and the center of the period in which the PWM signal corresponding to the upper arm of the switching circuit 120 is off.
  • the time should coincide with the central time of the period TP of the PWM signal. According to this modified example, the following effects are obtained.
  • Coefficient calculator 240 determines that the timing at which AC current sensor 130 measures the current of each phase matches the center time of each period TP of the PWM signal and the PWM signal corresponding to the upper arm of switching circuit 120.
  • the correction coefficient is calculated on the assumption that the center time of the section in which is OFF coincides with the center time of the cycle TP of the PWM signal. Therefore, since only the waveform of the carrier signal in FIG. 3 has moved by half a period, "t1+t2" and "t3+t4" are equal, so the correction coefficient K can be calculated using Equation 7 as in the embodiment.
  • Equation 1 is set assuming that the current waveform of each phase is a sine wave, but a cosine wave may be used. In this case, due to the effect of changing the sine to the cosine in Equation 1, Equation 2 and below can be similarly replaced. Furthermore, the current waveform of each phase may be assumed to be a superposition of multiple sine waves or cosine waves. Also in this case, the correction coefficient K can be calculated in the same manner as in the embodiment by replacing Equation 2 and subsequent equations in the same manner.
  • the coefficient calculation unit 240 assumes that the current waveform of each phase is a superimposition of a plurality of sine waves or cosine waves, the period TP of the PWM signal, the angle signal S1 representing the rotation angle, and the correction A correction coefficient is calculated based on the calculated duty value CD. Therefore, a complicated waveform can be reproduced by superimposing a plurality of sine waves or cosine waves, and the accuracy of the calculated current can be improved.
  • the configuration of the functional blocks is merely an example. Some functional configurations shown as separate functional blocks may be configured integrally, or a configuration represented by one functional block diagram may be divided into two or more functions. Further, a configuration may be adopted in which part of the functions of each functional block is provided in another functional block.

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Abstract

インバータ制御装置は、スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置であって、インバータは三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する電流計を備え、モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部を備え、直流電流推定部は、ＰＷＭ信号の周期、回転角、およびデューティ値に基づき補正係数を算出する係数算出部を備える。

Description

インバータ制御装置、計算方法
　本発明は、インバータ制御装置、および計算方法に関する。
　モータを制御するインバータは、モータに供給される電流を演算により算出して制御に用いている。特許文献１には、多相電機子巻線を備えた交流回転電機をインバータ回路を介して制御する交流回転電機の制御装置であって、前記インバータ回路は、前記交流回転電機の各相に対応して設けられた上側スイッチング素子と下側スイッチング素子とから構成され、直流電源から電力の供給を受けて前記交流回転電機を駆動するものであって、前記インバータ回路の前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子との間の中点電位を各相ごとに検出する中点電位検出部と、前記交流回転電機の各相の相電流を検出する相電流検出部と、前記中点電位検出部により検出された各相の中点電位と前記相電流検出部により検出された各相の相電流とに基づいて、前記インバータ回路に前記直流電源から入力される直流電流の電流推定値を算出する制御部とを備えた、交流回転電機の制御装置が開示されている。
日本国特開２０１８－１６４３２５号公報
　特許文献１に記載されている発明では、モータの高回転時に電流の高精度な算出が困難になる。
　本発明の第１の態様によるインバータ制御装置は、スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置であって、前記インバータは前記三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する電流計を備え、前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された前記電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部を備え、前記直流電流推定部は、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する係数算出部を備える。
　本発明の第２の態様による計算方法は、スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置が実行する計算方法であって、前記インバータは前記三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する電流計を備え、前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された前記電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定ステップを含み、前記直流電流推定ステップは、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する。
　本発明によれば、モータの高回転時にも高精度に電流を算出できる。
インバータ制御装置を含むインバータの構成図 直流電流推定部の構成図 補正係数算出を説明するタイムチャート 本実施の形態における補正と比較例の補正との比較を示す図
―実施の形態―
　以下、図１～図４を参照して、インバータ制御装置の実施の形態を説明する。
（構成）
　図１は、インバータ制御装置２００を含むインバータ１００の構成図である。インバータ１００は、直流側が高圧電源３００に接続され、交流側がモータ４００に接続される。インバータ１００は、平滑コンデンサ１１０と、スイッチング回路１２０と、交流電流センサ１３０と、ゲートドライバ１４０と、インバータ制御装置２００と、を備える。
　高圧電源３００は、システム駆動用の電源回路である。モータ４００は、内部に３個の巻き線を有する３相電動機である。モータ４００には、モータの回転角度を測定するための角度センサ４１０が搭載されている。角度センサ４１０はモータ４００に搭載され、モータ４００の回転角度を検出してインバータ制御装置２００に角度信号Ｓ１を出力する。
　平滑コンデンサ１１０は、高圧電源３００とＩＧＢＴ１２０との間に接続され、電圧を平滑化する。ＩＧＢＴ１２０は、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相（以下、「ＵＶＷ相」と呼ぶ）の各相の交流電流を生成してモータ４００に供給する。スイッチング回路１２０は、平滑コンデンサ１１０とモータ４００の間に接続される。スイッチング回路１２０は、複数のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を含み、ＩＧＢＴはゲートドライバ１４０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ２に従ってスイッチング動作を行う。交流電流センサ１３０は、ＩＧＢＴ１２０とモータ４００の間に接続され、両者の間に流れる交流電流の大きさを測定して電流値を電流値信号Ｓ３としてインバータ制御装置２００に出力する。交流電流センサ１３０は、インバータ制御装置２００から指定されるタイミングにおいて電流の測定を行う。
　ゲートドライバ１４０は、インバータ制御装置２００の動作指令に基づきスイッチング回路１２０を制御する。ゲートドライバ１４０はＩＧＢＴ１２０とインバータ制御装置２００の間に接続され、インバータ制御装置２００から出力されるＰＷＭ指令信号Ｓ４に基づきＰＷＭ信号Ｓ２を生成してスイッチング回路１２０に出力する。ゲートドライバ１４０がＰＷＭ指令信号Ｓ４を受信してからＰＷＭ信号Ｓ２を出力するまでに若干の遅れがあるため、ゲートドライバ１４０は、この遅れ時間を通知する目的でＰＷＭ信号Ｓ２の出力と同時にＰＷＭリードバック信号Ｓ５を生成してインバータ制御装置２００に出力する。
　インバータ制御装置２００は、モータ４００から出力されるトルクが目標値と一致するように、公知の手法によりＰＷＭ指令信号４５を生成し、ＰＷＭ指令信号４５をゲートドライバ１４０に出力する。インバータ制御装置２００は、ＰＷＭ指令信号４５の生成に、交流電流センサ１３０が出力する電流値信号Ｓ３、角度センサ４１０が出力する角度信号Ｓ１、およびゲートドライバ１４０が出力するＰＷＭリードバック信号Ｓ５を用いる。
　インバータ制御装置２００は、直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部２９０を備える。直流電流推定部２９０の構成および動作を、後に図２を参照して説明する。インバータ制御装置２００はさらに、交流電流センサ１３０に対して電流測定のタイミングを指示する信号を送信する。詳しくは後述するが、電流測定のタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期が始まるタイミングである。
　インバータ制御装置２００のハードウエア構成を説明する。インバータ制御装置２００は、信号の入出力を行う信号入出力部、および演算を行う演算部を備える。信号入出力部は、交流電流センサ１３０、角度センサ４１０、およびゲートドライバ１４０との信号の授受を行うハードウエアであり、たとえばＩＥＥＥ８０２．３に対応する通信インタフェースや、ＡＤ変換装置である。演算部は、中央演算装置であるＣＰＵ、読み出し専用の記憶装置であるＲＯＭ、および読み書き可能な記憶装置であるＲＡＭを備え、ＣＰＵがＲＯＭに格納されるプログラムをＲＡＭに展開して実行することで後述する演算を行う。
　演算部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭの組み合わせの代わりに書き換え可能な論理回路であるＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）や特定用途向け集積回路であるＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）により実現されてもよい。また演算部は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、およびＲＡＭの組み合わせの代わりに、異なる構成の組み合わせ、たとえばＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭとＦＰＧＡの組み合わせにより実現されてもよい。
　直流電流推定部２９０は、交流電流センサ１３０が出力する電流値信号Ｓ３、ゲートドライバ１４０が出力するＰＷＭリードバック信号Ｓ５、および角度センサ４１０が出力する角度信号Ｓ１を用いて直流電流の平均値を算出する。直流電流推定部２９０の構成および動作を詳述する。
　図２は、直流電流推定部２９０の構成図である。以下では各構成の動作を、数式を用いずに説明する。数式を用いた説明は後述する。直流電流推定部２９０は、デューティ算出部２０１と、ＡＣ電流平均値算出部２１０と、ＡＣ電流極性判定部２２０と、ＰＷＭデューティ補正部２３０と、係数算出部２４０と、積算部２５０と、直流電流平均値算出部２６０と、を備える。
　デューティ算出部２０１は、ＰＷＭリードバック信号Ｓ５におけるデューティ値Ｓ５Ｄを算出して出力する。ＡＣ電流平均値算出部２１０は、ＰＷＭ信号の周期ごとに交流電流センサ１３０により取得されるＡＣ電流値の前回値と今回値による平均値をＡＣ電流平均値として算出する。そしてこのＡＣ電流平均値を示すＡＣ電流平均値Ｉａを出力する。
　ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値算出部２１０により算出されたＡＣ電流平均値Ｉａを読み込み、ＡＣ電流平均値Ｉａの極性を判定する。ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値Ｉａが正の場合は極性が正であると判断し、”０”をデューティ補正値とする。ＡＣ電流極性判定部２２０は、ＡＣ電流平均値Ｉａが負の場合は極性が負であると判断し、デッドタイムをＰＷＭ信号の周期で除算した値をデューティ補正値ＤＢとする。なおデッドタイムはあらかじめ設定された値であり、ＰＷＭ信号の周期ＴＰはインバータ制御装置２００において状況に応じて設定された値である。ＡＣ電流極性判定部２２０は、デューティ補正値ＤＢをＰＷＭデューティ補正部２３０に出力する。
　ＰＷＭデューティ補正部２３０は、デューティ算出部２０１が出力するデューティ値Ｓ５Ｄと、ＡＣ電流極性判定部２２０が出力するデューティ補正値ＤＢとを加算し、補正後デューティ値ＣＤを算出する。ＰＷＭデューティ補正部２３０は、補正後デューティ値ＣＤを出力する。
　係数算出部２４０は、ＰＷＭデューティ補正部２３０から出力される補正後デューティ値ＣＤと、角度センサ４１０により取得される角度信号Ｓ１と、ＰＷＭ信号の周期ＴＰとを用いて補正係数Ｋを算出する。この補正係数Ｋは、時間積分平均値Ｉｃを算出するための係数なので「時間積分平均変換係数」とも呼べる。係数算出部２４０は、この係数を示す係数信号Ｓ８を出力する。
　積算部２５０は、ＡＣ電流平均値算出部２１０から出力されるＡＣ電流平均値Ｉａと、係数算出部２４０から出力される補正係数Ｋを乗算し、時間積分平均値Ｉｃを算出する。直流電流平均値算出部２６０は、積算部２５０が出力する時間積分平均値Ｓ９と、ＰＷＭデューティ補正部２３０が出力する補正後デューティ値ＣＤとを乗算し、三相分の総和をとることで、直流電流値平均値Ｓ１０を算出する。
（測定と制御の条件）
　直流電流推定部２９０による動作の詳細を説明する前に、本実施の形態における測定と制御の条件を説明する。本実施の形態における測定および制御は、次の３つの条件を満たす。第１の条件は、交流電流センサ１３０による電流の取得周期と、インバータ制御装置２００が出力するＰＷＭ信号の周期、すなわちＰＷＭのキャリア信号の周期とが一致することである。両者の周期が予め定められ、交流電流センサ１３０およびインバータ制御装置２００に内蔵される発振器を用いて両者の周期を同一に保ってもよい。また、角度センサ４１０とインバータ制御装置２００とで、周期を示す信号を送信することで両者の周期を同一に保ってもよい。本実施の形態では、ＰＷＭ信号の周期をＴＰとする。
　第２の条件は、交流電流センサ１３０による電流の測定は、ＵＶＷ相の各相における上アームのＰＷＭ信号がオフのタイミング、すなわちキャリア信号の谷で取得することである。第３の条件は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と、ＵＶＷ相の上アームのＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻とが一致することである。
（タイムチャート）
　図３は、本実施の形態における補正係数算出を説明するタイムチャートである。図３において、図示左から右に時間が経過している。図の上部から下部にかけて順番に、交流電流、キャリア信号、Ｕ相上アームのＰＷＭ信号、Ｕ相下アームのＰＷＭ信号、Ｖ相上アームのＰＷＭ信号、Ｖ相下アームのＰＷＭ信号、Ｗ相上アームのＰＷＭ信号、Ｗ相下アームのＰＷＭ信号を示している。
　図３の上部から順番に説明する。最上部に示すＡＣ電流は、図３に示す範囲ではＵ相は常に正の値、図３に示す範囲ではＶ相およびＷ相は常に負の値である。Ｕ相は実線で示し、Ｖ相は破線で示し、Ｗ相は一点鎖線で示している。Ｕ相における白丸は電流を測定したタイミングを示しており、図３に示す範囲では時刻ｔ３および時刻ｔ４に電流が測定されている。
　図３の２段目に示すキャリア信号は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までで１周期であり、この２つ時刻の差である時間がキャリア信号の周期ＴＰである。電流測定のタイミングも時刻ｔ３と時刻ｔ４なので、前述の第１の条件を満たしている。ここで、時刻ｔ３と時刻ｔ４の中心の時刻を時刻Ｔｃとする。すなわち時刻ｔ３から時刻ｔｃまでの時間と、時刻ｔｃから時刻ｔ４までの時間とが等しい長さである。キャリア信号は時刻ｔ３および時刻ｔ４が谷であり、時刻ｔｃに山となっている。そのため、電流を測定した時刻ｔ３および時刻ｔ４はキャリア信号の谷なので、前述の第２の条件を満たしている。
　図３の３段目に示すＵ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔ１から時刻ｔ２までがオンである。時刻ｔ１と時刻ｔ２の中心は時刻ｔｃなので、前述の第３の条件を満たしていることがわかる。図３に示す範囲ではＵ相の電流は正なので、上アームがオンとなる時刻ｔ１から時刻ｔ２の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの電流の時間積分値であり、時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間にＵ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち間隔が粗な右に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。図３の４段目に示すＵ相下アームのＰＷＭ信号は、不図示の時刻から時刻ｔｕ１までと、時刻ｔｕ２から時刻ｔｕ３までと、時刻ｔｕ４から不図示の時刻までと、がオフになる時間である。
　図３の５段目に示すＶ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｖ１から時刻ｔｖ２までがオンとなる時間である。時刻ｔｖ１と時刻ｔｖ２の中心の時刻が時刻ｔｃであり、第３の条件を満たしていることがわかる。図３の６段目に示すＶ相下アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｖ３から時刻ｔｖ４までがオフとなる時間である。図３に示す範囲においてＶ相の電流は負の値なので、この時刻ｔｖ３から時刻ｔｖ４の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔ３から時刻ｔ４の期間にＶ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち間隔が密な右に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。
　図３の７段目に示すＷ相上アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｗ１から時刻ｔｗ２までと、時刻ｔｕ３から時刻ｔｕ４までと、がオンとなる時間である。図３の８段目に示すＷ相下アームのＰＷＭ信号は、時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４までがオフとなる時間である。図３に示す範囲においてＷ相の電流は負の値なので、この時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４の間に電流が流れる。この電流の総量は図３において、時刻ｔｗ３から時刻ｔｗ４の期間にＶ相の電流グラフと０Ａに挟まれる領域の面積、すなわち左に傾いた斜線のハッチングで示す領域である。
　本実施の形態では、ＰＷＭ信号の各周期の始期がＰＷＭ信号における谷に相当するので、上述した第１～第３の条件は、次のように整理することができる。すなわち、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致する、と整理できる。
（計算式）
　図３において、間隔が粗な右に傾いた斜線のハッチングで示すＵ相の電流の時間積分平均値Ｉｃは、電流が正弦波であると仮定すると、次の式１により表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ただし式１において、Ａは電流の振幅、ωは角度信号Ｓ１およびＰＷＭ信号の周期から算出される角速度である。式１におけるｔ１およびｔ２は、図３における時刻ｔ１および時刻ｔ２である。この式１は、次の式２のように変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　その一方で、時刻ｔ３および時刻ｔ４に取得した電流値信号Ｓ３の平均値であるＡＣ電流平均値Ｉａは次の式３で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　補正係数ＫはＩｃをＩａで除したものなので、補正係数Ｋは式変形により次の式４で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　さらに式４を和差の公式を用いて展開すると式５が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、本実施の形態では上述した第１～第３の全ての条件を満たすので、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」は等しいことから、式５は次の式６のように簡略化できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　さらに、ｔ３とｔ４の差がＰＷＭ信号の１周期であるＴＰなので、式６はさらに式７のように変形できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式７において、周期ＴＰは既知であり、角速度ωは角度信号Ｓ１および周期ＴＰから算出可能であり、ｔ２－ｔ１は、補正後デューティ値ＣＤと周期ＴＰとの積である。そのため係数算出部２４０は、図２に示したように補正後デューティ値ＣＤと、ＰＷＭ信号の周期ＴＰと、角度信号Ｓ１とを用いて式７により補正係数Ｋを算出できる。
（比較例）
　本発明の効果を説明するために、公知の電流補正方法を説明する。以下に説明する公知補正方法は、前回測定値と今回測定値とを補正係数により重みづけすることで補正値を得る。比較例では、以下に示す式８により比較例補正値ＩＺｃを得る。ただし式８において、αは０以上１以下の重み係数、Ｉｔは今回測定値、Ｉｔ－１は前回測定値である。
　　　ＩＺｃ　＝（１－α）Ｉｔ＋αＩｔ－１　・・・（式８）
　図４は、本実施の形態における補正と比較例の補正との比較を示す図である。図４では、図示左側に本実施の形態におけるインバータ制御装置２００による補正を示し、図示右側に比較例による補正を示す。また図４では上部に第１の例を示し下部に第２の例を示す。第１の例では、電流が増加している最中に２回の測定が行われ、補正係数を適切に算出できれば電流積算値を適切に算出できる。
　第２の例では、電流のピーク値前とピーク値後に測定が行われ、その２回の測定値が略同一であった状態が示されている。インバータ制御装置２００は、電流値が正弦波であることを仮定して補正係数を適切に算出できるが、比較例は補正係数が１以下に制限されているので、測定値より大きな値には補正できない。そのため、第２の例では比較例は電流積算値を適切に算出できない。換言すると比較例の手法では、電流値を正確に算出するためには１周期に複数回の測定が行われる必要があり、モータ回転数が高くなるほど正確な算出が困難となる。その一方で本実施の形態では、図３に示すように１周期に１回の測定でよいため、モータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。
　上述した実施の形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）インバータ制御装置２００は、スイッチング回路１２０を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータ４００に供給するインバータ１００に備えられる。インバータ１００は三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する交流電流センサ１３０を備える。モータ４００は、当該モータ４００の回転角を測定する角度センサ４１０を備える。インバータ制御装置２００は、スイッチング回路１２０を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部２９０を備える。直流電流推定部２９０は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数Ｋを算出する係数算出部２４０を備える。そのため、モータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。
（２）係数算出部２４０は、各相の電流の波形が正弦波であることを仮定して、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数Ｋを算出する。そのため、各相の電流を単純なモデルである正弦波に仮定することで少ない計算量で補正係数Ｋを算出できる。
（３）係数算出部２４０は、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、スイッチング回路の上アームに対応するＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、補正係数Ｋを算出する。そのため式５を式６に変形でき、補正係数Ｋの算出を簡略化できる。
（変形例１）
　上述した実施の形態では、測定と制御に関して３つの条件を設けた。しかしインバータ制御装置２００は、交流電流センサ１３０による電流の測定周期がＰＷＭ信号のキャリア信号の周期以下であればよい。ただしこの場合は、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」は必ずしも等しくないため、式５を式６に変形させることができない。そのため本変形例では直流電流推定部２９０は、式５を用いて導出される数９を用いて補正係数Ｋを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式９におけるｔ１、ｔ２、ｔ３、およびｔ４の値は、直流電流推定部２９０がＰＷＭリードバック信号Ｓ５を用いて算出できる。この変形例１によれば、計算量は少し増加するが、様々な測定条件でモータ４００の高回転時にも高精度に電流を算出できる。
（変形例２）
　上述した実施の形態における第２および第３の条件は、次のように変更してもよい。すなわち新たな第２の条件は、交流電流センサ１３０による電流の測定は、キャリア信号の山で取得することである。新たな第３の条件は、ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と、ＵＶＷ相の上アームのＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻とが一致することである。換言すると、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングが、ＰＷＭ信号の各周期ＴＰの中心時刻と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致すればよい。
　本変形例によれば次の作用効果が得られる。
（４）係数算出部２４０は、交流電流センサ１３０が各相の電流を測定するタイミングは、ＰＷＭ信号の各周期ＴＰの中心時刻と一致し、かつ、スイッチング回路１２０の上アームに対応するＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、ＰＷＭ信号の周期ＴＰの中心時刻と一致することを仮定して、補正係数を算出する。そのため、図３においてキャリア信号の波形だけが半周期移動しただけなので、「ｔ１＋ｔ２」と「ｔ３＋ｔ４」とが等しくなるため、実施の形態のように式７を用いて補正係数Ｋを算出できる。
（変形例３）
　上述した実施の形態において、各相の電流の波形を正弦波と仮定して式１を設定したが、余弦波を用いてもよい。この場合は、式１において正弦が余弦に変更された影響により式２以下も同様に置き換えればよい。さらに、各相の電流の波形を複数の正弦波または余弦波の重ね合わせと仮定してもよい。この場合も、式２以下を同様に置き換えていくことで実施の形態と同様に補正係数Ｋを算出できる。
　本変形例によれば次の作用効果が得られる。
（５）係数算出部２４０は、各相の電流の波形が複数の正弦波または余弦波の重ね合わせであることを仮定して、ＰＷＭ信号の周期ＴＰ、回転角を表す角度信号Ｓ１、および補正されたデューティ値ＣＤに基づき補正係数を算出する。そのため、複数の正弦波または余弦波の重ね合わせで複雑な波形を再現し、算出する電流の精度を向上できる。
　上述した各実施の形態および変形例において、機能ブロックの構成は一例に過ぎない。別々の機能ブロックとして示したいくつかの機能構成を一体に構成してもよいし、１つの機能ブロック図で表した構成を２以上の機能に分割してもよい。また各機能ブロックが有する機能の一部を他の機能ブロックが備える構成としてもよい。
　上述した変形例は、それぞれ組み合わせてもよい。上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。
１００…インバータ
１１０…平滑コンデンサ
１２０…スイッチング回路
１３０…交流電流センサ
２００…インバータ制御装置
２０１…デューティ算出部
２１０…ＡＣ電流平均値算出部
２４０…係数算出部
２５０…積算部
２６０…直流電流平均値算出部
２９０…直流電流推定部
４００…モータ
４１０…角度センサ
Ｋ…補正係数

Claims (6)

  1. 　スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置であって、
    　前記インバータは前記三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する電流計を備え、
    　前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、
    　前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された前記電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定部を備え、
    　前記直流電流推定部は、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する係数算出部を備える、インバータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記係数算出部は、前記各相の電流の波形が正弦波または余弦波であることを仮定して、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。
  3. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記係数算出部は、前記各相の電流の波形が複数の正弦波または余弦波の重ね合わせであることを仮定して、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。
  4. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記係数算出部は、前記電流計が前記各相の電流を測定するタイミングは、前記ＰＷＭ信号の各周期の始期と一致し、かつ、前記スイッチング回路の上アームに対応する前記ＰＷＭ信号がオンの区間の中心時刻は、前記ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のインバータ制御装置において、
    　前記係数算出部は、前記電流計が前記各相の電流を測定するタイミングは、前記ＰＷＭ信号の各周期の中心時刻と一致し、かつ、前記スイッチング回路の上アームに対応する前記ＰＷＭ信号がオフの区間の中心時刻は、前記ＰＷＭ信号の周期の中心時刻と一致することを仮定して、前記補正係数を算出する、インバータ制御装置。
  6. 　スイッチング回路を用いて直流から三相交流に変換した電力をモータに供給するインバータに備えられるインバータ制御装置が実行する計算方法であって、
    　前記インバータは前記三相交流の各相の電流を電流検出値として取得する電流計を備え、
    　前記モータは、当該モータの回転角を測定する角度センサを備え、
    　前記スイッチング回路を制御するためのＰＷＭ信号のデューティ値と、前記ＰＷＭ信号の１周期以内ごとに取得された前記電流検出値の平均値と、補正係数と、に基づいて、前記ＰＷＭ信号の１周期中における直流電流値の平均値を推定する直流電流推定ステップを含み、
    　前記直流電流推定ステップは、前記ＰＷＭ信号の周期、前記回転角、および前記デューティ値に基づき前記補正係数を算出する、計算方法。
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