JP4749874B2 - 電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置に係り、特に、半導体スイッチング素子を駆動する駆動信号におけるデッドタイムを補償するに好適な電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置に関する。

インバータのような電力変換装置は、上下に直列接続されたスイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）等によりスイッチングすることで、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機を駆動する際に用いられている。ここで、上下スイッチング素子を同時にオンすると、上下のスイッチング素子の短絡し、過大電流が流れ、スイッチング素子が破損することとなる。そこで、一般には、スイッチング素子を駆動するゲート信号に、短絡防止時間（デットタイム）を設けている。

しかし、デットタイムを設けることで、最終出力電圧はデットタイム分だけ電圧が無効になる。この無効電圧は電流と反対の極性でインバータの出力電圧の降下を生じ、主力電圧の降下により、低速域で電動機の電流に脈動を生じ、電流の脈動によりトルク変動が発生する。

そこで、従来は、例えば、特開平５−６４４５７号公報に記載のように、電圧指令（Ｖ＊）の極性に応じて一定の無効電圧値を補償電圧値（ΔＶ）とし、前記補償電圧（ΔＶ）を電圧指令（Ｖ＊）に加算し最終電圧指令値とすることで、電圧を先行的に補償することにより遅れがなく、必要な平均電圧を補償するものが知られている。

また、例えば、特開２００２−２１８７９４号公報に記載のように、電圧指令（Ｖ＊）を移動平均した値と電流指令（ｉ＊）よりモータの抵抗値（Ｒ）を推測し、推定抵抗値（Ｒ）と電流指令（ｉ＊）を乗算し補償電圧（ΔＶ）とし、補償電圧（ΔＶ）を電圧指令（Ｖ＊）に加算し最終電圧指令値とするものが知られている。

特開平５−６６４５７号公報 特開２００２−２１８７９４号公報

しかしながら、特開平５−６６４５７号公報記載のものでは、デットタイムの影響は出力電圧の振幅に依存し、電圧のピーク時には影響が少なく、電圧の立ち上がり時，立下り時には影響が大きいにも拘わらず、一定の電圧しか加算していいないため、補償誤差が大きいという問題があった。また、交流電動機の高回転域、すなわち力率が１以外の領域では出力電圧と電流に位相差が生じ、デットタイムの極性は電流の極性と反対であるにも拘わらず、この点の補償がされておらず、補償誤差が大きいという問題があった。

また、特開２００２−２１８７９４号公報記載のものでは、電圧指令より抵抗を推定し、モータ電流に乗算する処理を、短い制御周期（１００μｓ等）で行うとすると、ＣＰＵの負荷率が増大するという問題があった。また、モータのインピーダンスは回転数に応じインピーダンスの成分が変化し、例えば力率が１に近い低回転領域においては抵抗（Ｒ）成分が大きく、力率が１ではない高回転領域においてはリラクタンス成分等の影響が大きくなり、モータのインピーダンスを抵抗値（Ｒ）とすると高回転での抵抗推定処理が困難となる。したがって、補償誤差が大きくなるという問題があった。

本発明の目的は、デッドタイム補償の精度を向上させた電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有する電力変換装置であって、前記制御手段は、前記電圧指令値の位相π／２の前後において最大値を有し、その位相３π／２の前後において最小値を有する前記最終電圧指令値を生成するデットタイム補償手段を備え、前記デットタイム補償手段は、前記電圧指令値の位相π／２及び位相３π／２において、デットタイム補償電圧が０となるようにしたものである。
かかる構成により、デッドタイム補償の精度を向上させ得るものとなる。

本発明によれば、デッドタイム補償の精度を向上させることができる。

以下、図１〜図６を用いて、本発明の一実施形態による電力変換装置の構成及び動作について説明する。
最初に、図１を用いて、本実施形態による電力変換装置であるインバータを用いたモータ駆動システムの構成について説明する。本実施形態のモータ駆動システムは、例えば、電気自動車又はハイブリッド自動車に搭載される同期モータ（交流電動機）を駆動制御に用いられる。
図１は、本発明の一実施形態による電力変換装置であるインバータを用いたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。

インバータ１００は、直流電源１０が出力する直流電力を交流電力に変換して、同期モータ（交流電動機）２０に供給し、同期モータ２０を駆動する。インバータ１００は、制御回路１００Ａと、パワーモジュール１００Ｂとを備えている。制御回路１００Ａには、電圧センサＳＶによって検出された直流電源１０の出力電圧Ｖｄｃと、電流センサＳＩによって検出された同期モータ２０の電機子巻線に供給されるモータ電流ｉと、同期モータ２０の磁極位置を検出する回転角センサＳＲによって検出された回転角信号ωが入力する。回転角センサＳＲとしては、例えば、レゾルバが用いられる。また、制御回路１００Ａには、外部コントローラ等から出力される制御指令が入力する。制御指令としては、例えば、トルク指令Ｔ＊，回転数指令Ｎ＊，電圧指令Ｖ＊などがある。制御回路１００Ａは、制御指令に応じて、同期モータ２０に供給されるモータ電流が所定の値となるように、パワーモジュール１００Ｂを駆動するためのＰＷＭ派する信号を出力する。

パワーモジュール１００Ｂは、直流電力を３相交流電力に変換する場合には、６個の半導体スイッチング素子を備えている。半導体スイッチング素子は、例えば、ＩＧＢＴやＭＯＳーＦＥＴからなり、大電流をスイッチングできる素子が用いられる。２個の半導体スイッチング素子が直列接続されてＵ相アームを構成する。また、別の２個の半導体スイッチング素子が直列接続されてＶ相アームを構成する。さらに、最後の２個の半導体スイッチング素子が直列接続されてＷ相アームを構成する。Ｕ相アーム、Ｖ相アーム、Ｗ相アームは、並列接続される。制御回路１００Ａは、６個の半導体スイッチング素子のそれぞれのゲート端子に入力するＰＷＭパルス信号を出力する。例えば、Ｕ相アームを構成する２個の半導体スイッチング素子のそれぞれのゲート端子に入力するＰＷＭパルス信号は、同時にオンとならないように、デッドタイムが設けられる。

ここで、図２を用いて、本実施形態による電力変換装置であるインバータにおけるＰＷＭパルス信号について説明する。すなわち、ＰＷＭ生成方法と短絡防止時間（デッドタイム）による出力電圧低下の影響について説明する。
図２は、本発明の一実施形態による電力変換装置であるインバータにおけるＰＷＭ信号を説明する波形図である。

図２において、図２（Ａ）は、ＰＷＭキャリア信号と、Ｕ相電圧指令Ｖｕ＊と、同期モータ２０のＵ相に流れるモータ電流ｉｕとを示している。図２（Ｂ）は、デットタイムを含めない理想的なＰＷＭ信号の電圧波形を示している。図２（Ｃ）は、デットタイムによる電圧降下を示している。図２（Ｄ）は、デットタイムを含めた実際のＰＷＭ信号の電圧波形を示している。

制御回路１００Ａは、図２（Ａ）に示す電圧指令Ｖｕ＊と、ＰＷＭ搬送波Ｖｃｓを比較し、図２（Ｄ）に示すようなＰＷＭ信号を生成する。ここで、図２（Ａ）に示す電圧指令Ｖｕ＊と、ＰＷＭ搬送波Ｖｃｓを単純に比較した場合には、図２（Ｂ）に示すような電圧波形が現れるが、図２（Ｃ）に示すデッドタイムＴｄを含ませることで、図２（Ｄ）に示すようにデットタイムを含んだＰＷＭ波形が生成される。ここで、図２（Ｄ）に示す最終出力電圧は、デットタイムＴｄ分だけ電圧が無効になる。デットタイムによる無効電圧の平均値ΔＶは、ΔＶ＝Ｖｄｃ×Ｔｄ×ｆｃとして示される。ここで、Ｖｄｃは直流電源１０の直流電圧であり、Ｔｄは短絡防止時間（デットタイム）であり、ｆｃはＰＷＭスイッチング周波数である。

この無効電圧ΔＶは、電流と反対の極性でインバータの出力電圧の降下を生じ、主力電圧の降下により、低速域で電動機の電流に脈動を生じ、電流の脈動によりトルク変動が発生する。

次に、図３を用いて、本実施形態による電力変換装置の中の制御回路１００Ａの具体的構成について説明する。
図３は、本発明の一実施形態による電力変換装置の中の制御回路の構成を示すブロック図である。なお、図１と同一符号は、同一部分を示している。

制御回路１００Ａは、電流指令演算ロジック回路１１０と、減算器１２０と、３／２変換器１３０と、電流制御ロジック回路１４０と、２／３変換器１５０と、デットタイム補償ロジック回路１６０と、ＰＷＭ信号生成回路１７０とを備えている。

電流指令演算ロジック回路１１０は、目標トルク指令Ｔ＊や、回転数指令Ｎ＊や目標電圧指令（Ｖ＊などの制御指令を、電源電圧Ｖｄｃと、回転角センサＳＲによって検出された回転角ωとにより、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊に変換する。

３／２変換器１３０は、電流センサＳＩによって検出された３相のモータ電流ｉを、ベクトル変換した２相の電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。減算器１２０では、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊と、検出された電流値ｉｄ，ｉｑの差分を演算する。

電流制御ロジック回路１４０は、減算器１２０によって求められた差分をＰＩ制御に代表される制御方式を用いて、二相電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算する。電流制御ロジック回路１４０としては、差分に対するＰＩ制御やモータのモデルをベースにしたモデル型ＰＩ制御等、多種多様な制御方式を採用することが可能である。

２／３変換器１５０は、二相電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、三相電圧指令Ｖ＊に変換する。デットタイム補償を実行しないインバータにおいては、この電圧指令Ｖ＊を最終電圧指令とするが、本実施形態では、デットタイム補償ロジック回路１６０は、電圧指令Ｖ＊と他制御値を用いてデットタイム補償を演算し、最終電圧指令とした後、ＰＷＭ信号生成回路１７０に送る。ここで、デットタイム補償ロジック回路１６０は、電圧指令Ｖ＊、電流値ｉ、スイッチング周波数ｆｃ、デットタイムＴｄ、直流電源電圧値Ｖｄｃより、デットタイム補償演算を実行する。デットタイム補償ロジック回路１６０の詳細については、図４を用いて後述する。

ＰＷＭ信号生成回路１７０は、デットタイム補償演算のなされた最終電圧指令に基づいて、ＰＷＭパルス信号を生成する。

次に、図４を用いて、本実施形態による電力変換装置の中のデットタイム補償ロジック回路１６０の具体的構成について説明する。
図４は、本発明の一実施形態による電力変換装置の中のデットタイム補償ロジック回路の構成を示すブロック図である。なお、図１や図３と同一符号は、同一部分を示している。

デットタイム補償ロジック回路１６０は、微分器１６１と、ゲイン演算器１６３と、極性判定器１６５と、乗算器１６７と、加算器１６９とを備えている。

微分器１６１は、入力した電圧指令Ｖ＊を微分して、その変化率ｄＶ＊を算出する。ゲイン演算器１６３は、スイッチング周波数ｆｃと、デットタイムＴｄと、直流電源電圧値Ｖｄｃとに基づいて、デットタイム補償電圧ΔＶを算出する。デットタイム補償電圧ΔＶは、電圧指令Ｖ＊の一周期において、ΔＶ＝Ｖｄｃ×Ｔｄ×ｆｃとなるよう設定される。ここでデットタイムＴｄは、例えば、２〜４μｓと予め設定されている。また、スイッチング周波数ｆｃは、回転数により求められ、低回転では２〜５ｋＨｚ、また高回転では８〜１５ｋＨｚと可変することで、スイッチング周波数ｆｃに対応した補償電圧を求ることができ、モータ全動作領域において的確なデットタイム補償のゲインを演算することができる。また、直流電源電圧Ｖｄｃは、ＰＩ制御等に用いるため予め移動平均を代表とするフィルタされた値を用いる。さらに直流電圧値Ｖｄｃをゲイン演算に用いることによりモータの誘起電圧等により電圧値が上昇した時、または高出力や直流電源劣化により電圧が低下した時でも、デットタイムによって引き起こされた電圧の補償が正確にできる。

極性判定器１６５は、電流ｉが０より大きい場合には、極性Ａを−１とし、電流ｉが０より小さい場合には、極性Ａを＋１とする。

乗算器１６７は、微分器１６１の出力の電圧指令Ｖ＊の変化率ｄＶ＊と、ゲイン演算器１６３の出力のデットタイム補償電圧ΔＶと、極性判定器１６５の出力の極性Ａを掛け合わせて、Ａ・ｄＶ＊・ΔＶとして算出し、最終的なデットタイム補償電圧ΔＶ’を算出する。

加算器１６９では、電圧指令Ｖ＊に、最終的なデットタイム補償電圧ΔＶを加算することで、最終的な電圧指令値ＶFL＊を算出する。

ここで、図５及び図６を用いて、本実施形態による電力変換装置によって生成される最終電圧指令値について説明する。
図５は、本発明の一実施形態による電力変換装置によって生成される、力率が１の時の最終電圧指令値の波形図である。図６は、本発明の一実施形態による電力変換装置によって生成される、力率が１以外の時の最終電圧指令値の波形図である。図５及び図６は、それぞれ、位相が０〜２πまでの範囲を示している。電圧指令Ｖ＊は、位相０，π，２πにおいて、「０」となっている。

図５に示すように、力率が１の時、電圧指令Ｖ＊は、破線で示すように、位相０，π，２πにおいて、「０」となっており、途中、正弦波状に変化する。モータ電流ｉも、破線で示すように、位相０，π，２πにおいて、「０」となっており、途中、正弦波状に変化する。

実線で示すデットタイム補償電圧ΔＶ’は、図４にて説明したように、電圧指令Ｖ＊の微分値により演算するため、電圧指令Ｖ＊のピーク時には、必ず「０」となる。すなわち、位相π／２，３π／２のとき、デットタイム補償電圧ΔＶ’は、「０」となる。そして、デットタイム補償電圧ΔＶ’は、位相π／２，３π／２の前後において、電圧指令値Ｖ＊が正のとき、０より大きな値となり、電圧指令値Ｖ＊が負のとき、０より小さな値となる。最終電圧指令値ＶFL＊は、電圧指令値Ｖ＊とデットタイム補償電圧ΔＶ’を加算して求められるため、最終電圧指令値ＶFL＊は、位相π／２の前後において最大値をとり、３π／２の前後において、最小値をとるようになる。

図６に示すように、力率が１以外の時、電圧指令Ｖ＊は、破線で示すように、位相０，π，２πにおいて、「０」となっており、途中、正弦波状に変化する。モータ電流ｉは、電圧指令Ｖ＊に対して位相ズレして正弦波状に変化する。

実線で示すデットタイム補償電圧ΔＶ’は、図４にて説明したように、電圧指令Ｖ＊の微分値により演算するため、電圧指令Ｖ＊のピーク時には、必ず「０」となる。すなわち、位相π／２，３π／２のとき、デットタイム補償電圧ΔＶ’は、「０」となる。そして、デットタイム補償電圧ΔＶ’は、位相π／２，３π／２の前後において、電圧指令値Ｖ＊が正のとき、０より大きな値となり、電圧指令値Ｖ＊が負のとき、０より小さな値となる。最終電圧指令値ＶFL＊は、電圧指令値Ｖ＊とデットタイム補償電圧ΔＶ’を加算して求められるため、最終電圧指令値ＶFL＊は、位相π／２の前後において最大値をとり、３π／２の前後において、最小値をとるようになる。

すなわち、力率の値に拘わらず、最終電圧指令値ＶFL＊は、位相π／２の前後において最大値をとり、３π／２の前後において、最小値をとるようになる。

前述した特開平５−６４４５７号公報に記載の方式では、一定の無効電圧値を補償電圧値としていたので、補償誤差が大きくなっていたのに対して、本実施形態では、電圧指令値Ｖ＊の微分値であるｄＶ＊を用いてデッドタイムの補償電圧を求めるようにしているため、補償誤差を小さくすることができる
また、特開平５−６６４５７号公報記載のものでは、交流電動機の高回転域、すなわち力率が１以外の領域では出力電圧と電流に位相差が生じ、デットタイムの極性は電流の極性と反対であるにも拘わらず、この点の補償がされていないものであっったが、本実施形態では、電流ｉの極性に応じて、デットタイム補償電圧の極性Ａを変えるようにしているため、電流の極性に応じた補償を行い、補償誤差を小さくすることができる。

また、特開２００２−２１８７９４号公報記載のものでは、抵抗を推定するため、ＣＰＵの負荷率が増大するものであったが、本実施形態では、図４にて説明したように、電圧指令Ｖ＊，スイッチング周波数ｆｃ，デットタイムＴｄ，直流電源電圧値Ｖｄｃ，電流ｉに基づいてデットタイム補償電圧ΔＶ’を算出しており、抵抗の推定などは行わないため、ＣＰＵの負担率を小さくすることができる。

また、特開２００２−２１８７９４号公報記載のものでは、モータのインピーダンスは回転数に応じて変化するという問題があったが、本実施形態では、モータのインピーダンスは用いないため、補償誤差を小さくすることができる。

なお、上述の説明では、スイッチング周波数ｆｃ，デットタイムＴｄ，直流電源電圧値Ｖｄｃに基づいてゲイン演算値ΔＶを算出しているが、直流電源電圧値Ｖｄｃやスイッチング周波数ｆｃがモータ全動作領域において一定であるならば、デットタイムＴｄは一定値とすることで、ゲイン演算値自体を一定に設定することができ、制御装置の中の演算装置の負荷を低減することができる。

なお、本発明は、電気自動車又はハイブリッド自動車のみならず、電力変換装置と交流電動機の組合せであれば全ての装置へ流用することができるものである。

以上説明したように、本実施形態によれば、電気車に搭載された直流変換装置のデットタイムに起因する電流脈動とトルク変動を低減することができる。

本発明の一実施形態による電力変換装置であるインバータを用いたモータ駆動システムの構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置であるインバータにおけるＰＷＭ信号を説明する波形図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置の中の制御回路の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置の中のデットタイム補償ロジック回路の構成を示すブロック図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によって生成される、力率が１の時の最終電圧指令値の波形図である。 本発明の一実施形態による電力変換装置によって生成される、力率が１以外の時の最終電圧指令値の波形図である。

符号の説明

１０…直流電源
２０…交流電動機
１００…インバータ
１００Ａ…制御回路
１００Ｂ…パワーモジュール
１１０…電流指令演算ロジック回路
１２０…減算器
１３０…３／２変換器
１４０…電流制御ロジック回路
１５０…２／３変換器
１６０…デットタイム補償ロジック回路
１６１…微分器
１６３…ゲイン演算器
１６５…極性判定器
１６７…乗算器
１６９…加算器
１７０…ＰＷＭ信号生成回路
ＳＶ…電圧センサ
ＳＩ…電流センサ
ＳＲ…回転角センサ

Claims (7)

1. 複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、
   外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有する電力変換装置であって、
   前記制御手段は、前記電圧指令値の位相π／２の前後において最大値を有し、その位相３π／２の前後において最小値を有する前記最終電圧指令値を生成するデットタイム補償手段を備え、
   前記デットタイム補償手段は、前記電圧指令値の位相π／２及び位相３π／２において、デットタイム補償電圧が０となることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置において、
   前記デットタイム補償手段は、前記デットタイム補償電圧を、前記電圧指令値の変化率と電流の極性に基づいて算出し、算出されたデットタイム補償電圧を前記電圧指令値に加算して前記最終電圧指令値を算出することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項２記載の電力変換装置において、
   前記デットタイム補償手段は、前記電力変換装置に供給される直流電圧値とデットタイムとスイッチング周波数より演算したゲインと、前記電圧指令値の微分値とを乗算した値の絶対値を、前記デッドタイム補償電圧の絶対値とすることを特徴とする電力変換装置。
4. 複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、
   外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有する電力変換装置であって、
   前記制御手段は、 前記電圧指令値の変化率と、前記電力変換装置に供給される直流電圧値とデットタイムとスイッチング周波数より演算したゲインと、電流の極性とに基づいて、前記デットタイム補償電圧を算出するデットタイム補償手段を備えることを特徴とする電力変換装置。
5. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、この電力変換装置によって変換された交流電力が供給されて駆動される交流モータとを有するモータ駆動装置であって、
   前記電力変換装置は、
   複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、
   外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有し、
   前記制御手段は、前記電圧指令値の位相π／２の前後において最大値を有し、その位相３π／２の前後において最小値を有する前記最終電圧指令値を生成するデットタイム補償手段を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
6. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、この電力変換装置によって変換された交流電力が供給されて駆動される交流モータとを有するモータ駆動装置であって、
   前記電力変換装置は、
   複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、
   外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する 前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有し、
   前記制御手段は、 前記電圧指令値の変化率と、前記電力変換装置に供給される直流電圧値とデットタイムとスイッチング周波数より演算したゲインと、電流の極性とに基づいて、前記デットタイム補償電圧を算出するデットタイム補償手段を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
7. 直流電力を交流電力に変換する電力変換装置と、この電力変換装置によって変換された交流電力が供給されて駆動される交流モータとを有するモータ駆動装置であって、
   前記電力変換装置は、
   複数の直列接続されたスイッチング素子を有し、直流電力を交流電力に変換するパワーモジュールと、
   外部からの制御指令に応じて電圧指令値を生成し、この電圧指令値に対してデットタイム補償をした最終電圧指令値に応じて前記パワーモジュールを構成する前記スイッチング素子を駆動するゲート信号を生成する制御手段とを有し、
   前記制御手段は、 前記電圧指令値の変化率と、前記電力変換装置に供給される直流電圧値とデットタイムとスイッチング周波数より演算したゲインと、電流の極性とに基づいて、前記デットタイム補償電圧を算出するデットタイム補償手段を備えることを特徴とするモータ駆動装置。

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