JPH06133558A - Ｐｗｍ制御方式 - Google Patents
Ｐｗｍ制御方式Info
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- JPH06133558A JPH06133558A JP4301527A JP30152792A JPH06133558A JP H06133558 A JPH06133558 A JP H06133558A JP 4301527 A JP4301527 A JP 4301527A JP 30152792 A JP30152792 A JP 30152792A JP H06133558 A JPH06133558 A JP H06133558A
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- pwm
- phase
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電流ループを有するモータ制御におけるＰＷ
Ｍ制御方式。 【構成】 電流ループ処理で求められたＵ，Ｖ，Ｗ相の
ＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw の最大値と最
小値の中間値を求める。この中間値を各ＰＷＭ指令ＰＷ
Ｍu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて補正されたＰＷＭ
指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を求め、この補正さ
れたＰＷＭ指令でＰＷＭ処理を行う。ＶＶＶＦ方式にお
ける基本波に３次の高調波を重畳したとき得られる効果
と同様に、電圧利用率を向上させることができる。
Ｍ制御方式。 【構成】 電流ループ処理で求められたＵ，Ｖ，Ｗ相の
ＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw の最大値と最
小値の中間値を求める。この中間値を各ＰＷＭ指令ＰＷ
Ｍu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて補正されたＰＷＭ
指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を求め、この補正さ
れたＰＷＭ指令でＰＷＭ処理を行う。ＶＶＶＦ方式にお
ける基本波に３次の高調波を重畳したとき得られる効果
と同様に、電圧利用率を向上させることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、３相ＰＷＭ（パルス幅
変調）インバータによる交流電動機の電流制御方式に関
する。
変調）インバータによる交流電動機の電流制御方式に関
する。
【０００２】
【従来の技術】３相交流電動機における、三相正弦波電
圧指令と搬送波である三角波を比較してＰＷＭ信号を得
る三角波比較ＰＷＭ制御方式では、インバータの直流電
圧（主電圧）を有効に利用するために、基本正弦波にそ
の第３次の高周波を重畳して、各３相指令電圧を作成す
る方法がある。この方法は、交流電動機のロータの電気
角、すなわち位相θを検出して、該位相θに基づいて、
３相の各ＰＷＭ指令（電圧指令）を作成するＶＶＶＦ
（可変電圧・可変周波数）制御方式である場合にだけ可
能である。すなわち、ＶＶＶＦ制御方式では、検出され
たロータの位相θより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令（電
圧指令）ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw を次のように計
算する。
圧指令と搬送波である三角波を比較してＰＷＭ信号を得
る三角波比較ＰＷＭ制御方式では、インバータの直流電
圧（主電圧）を有効に利用するために、基本正弦波にそ
の第３次の高周波を重畳して、各３相指令電圧を作成す
る方法がある。この方法は、交流電動機のロータの電気
角、すなわち位相θを検出して、該位相θに基づいて、
３相の各ＰＷＭ指令（電圧指令）を作成するＶＶＶＦ
（可変電圧・可変周波数）制御方式である場合にだけ可
能である。すなわち、ＶＶＶＦ制御方式では、検出され
たロータの位相θより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令（電
圧指令）ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw を次のように計
算する。
【０００３】 ＰＷＭu ＝Ｖ・ｓｉｎθ ＰＷＭv ＝Ｖ・ｓｉｎ（θ−２π／３） ＰＷＭw ＝Ｖ・ｓｉｎ（θ＋２π／３） そして、上記基本波で構成されたＰＷＭ指令ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw に、この基本波の第３次の整数倍の
高周波を重畳して、インバータの直流電圧（主電圧）を
有効に利用するＰＷＭ信号を得るようにしている。
ＰＷＭv ，ＰＷＭw に、この基本波の第３次の整数倍の
高周波を重畳して、インバータの直流電圧（主電圧）を
有効に利用するＰＷＭ信号を得るようにしている。
【０００４】図５は、各相のＰＷＭ指令に第３次の高周
波ｋｓｉｎ３θを重畳して補正したときの補正されたＰ
ＷＭ指令ＰＷＭu'、ＰＷＭv'、ＰＷＭw'、の説明図で、
Ｕ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu に第３次の高周波ｋｓｉｎ３
θを加算すると、図５にＰＷＭu'として示す波形とな
る。同様にＶ相，Ｗ相のＰＷＭ指令に第３次の高周波ｋ
ｓｉｎ３θを加算すると、図に示すようなＶ，Ｗ相のＰ
ＷＭ指令ＰＷＭv'、ＰＷＭw'を得ることができ、電圧利
用率を向上させることができることが知られている。
波ｋｓｉｎ３θを重畳して補正したときの補正されたＰ
ＷＭ指令ＰＷＭu'、ＰＷＭv'、ＰＷＭw'、の説明図で、
Ｕ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu に第３次の高周波ｋｓｉｎ３
θを加算すると、図５にＰＷＭu'として示す波形とな
る。同様にＶ相，Ｗ相のＰＷＭ指令に第３次の高周波ｋ
ｓｉｎ３θを加算すると、図に示すようなＶ，Ｗ相のＰ
ＷＭ指令ＰＷＭv'、ＰＷＭw'を得ることができ、電圧利
用率を向上させることができることが知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】３次の高周波を基本波
に重畳して得られるＰＷＭ指令は、主電圧を有効に利用
し、電圧利用率を向上させることができるが、この３次
の高周波重畳方式は、検出されたロータの回転位置、す
なわち、検出位相θから各相のＰＷＭ指令を直接作成す
るものであるから、位相θが既知であるため、３次の高
周波成分も計算することができる。このため、３次の高
周波成分を重畳したＰＷＭ指令を計算することができ
る。しかし、電流ループを持った制御回路では、位相θ
によって直接ＰＷＭ指令を求めないため、この３次の高
周波成分を重畳する方式を採用することができない。電
流ループ制御回路を持った方式では、まず、位相θから
２π／３位相のずれた各相電流指令Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを
次のように求める。
に重畳して得られるＰＷＭ指令は、主電圧を有効に利用
し、電圧利用率を向上させることができるが、この３次
の高周波重畳方式は、検出されたロータの回転位置、す
なわち、検出位相θから各相のＰＷＭ指令を直接作成す
るものであるから、位相θが既知であるため、３次の高
周波成分も計算することができる。このため、３次の高
周波成分を重畳したＰＷＭ指令を計算することができ
る。しかし、電流ループを持った制御回路では、位相θ
によって直接ＰＷＭ指令を求めないため、この３次の高
周波成分を重畳する方式を採用することができない。電
流ループ制御回路を持った方式では、まず、位相θから
２π／３位相のずれた各相電流指令Ｉuc，Ｉvc，Ｉwcを
次のように求める。
【０００６】 Ｉuc＝Ｉｓｉｎθ …（１） Ｉvc＝Ｉｓｉｎ（θ−２π／３） …（２） Ｉwc＝Ｉｓｉｎ（θ＋２π／３） …（３） こうして求められた各電流指令から各電流フィードバッ
ク値（検出各相電流）ｉu ，ｉv ，ｉw を減じて、その
電流偏差にゲインＫを乗じて各相のＰＷＭ指令を作成す
る。
ク値（検出各相電流）ｉu ，ｉv ，ｉw を減じて、その
電流偏差にゲインＫを乗じて各相のＰＷＭ指令を作成す
る。
【０００７】 ＰＷＭu ＝Ｋ・（Ｉuc−ｉu ） …（４） ＰＷＭv ＝Ｋ・（Ｉvc−ｉv ） …（５） ＰＷＭw ＝Ｋ・（Ｉwc−ｉw ） …（６） 以上のようにして各相のＰＷＭ指令が作成されるため、
電流フィードバック値ｉu ，ｉv ，ｉw はどのような値
か不明であることから、各ＰＷＭ指令ＰＷＭu，ＰＷＭv
，ＰＷＭw の位相はわからない。そのため、３次の高
周波成分を重畳することもできないので、上述した３次
の高周波を重畳させて電圧利用率を向上させる方式を採
用することができない。
電流フィードバック値ｉu ，ｉv ，ｉw はどのような値
か不明であることから、各ＰＷＭ指令ＰＷＭu，ＰＷＭv
，ＰＷＭw の位相はわからない。そのため、３次の高
周波成分を重畳することもできないので、上述した３次
の高周波を重畳させて電圧利用率を向上させる方式を採
用することができない。
【０００８】そこで、本発明の目的は、電流ループ制御
回路を有するＰＷＭ方式において、電圧利用率を向上さ
せることができるＰＷＭ方式を提供することにある。
回路を有するＰＷＭ方式において、電圧利用率を向上さ
せることができるＰＷＭ方式を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、電流ループ処
理によって得られた各相のＰＷＭ指令の最大値と最小値
の中間値を求め、該中間値を各相のＰＷＭ指令から減じ
て補正された各相のＰＷＭ指令を求め、この補正された
ＰＷＭ指令と三角波と比較してＰＷＭ信号を作成する。
理によって得られた各相のＰＷＭ指令の最大値と最小値
の中間値を求め、該中間値を各相のＰＷＭ指令から減じ
て補正された各相のＰＷＭ指令を求め、この補正された
ＰＷＭ指令と三角波と比較してＰＷＭ信号を作成する。
【００１０】
【作用】電流ループ処理によって得られた各相のＰＷＭ
指令の最大値と最小値の中間値を求めると、この中間値
は、電流ループ処理によって得られたＰＷＭ指令の３倍
の周波数を持つ信号となる。この中間値を各相のＰＷＭ
指令から減じて補正された各相のＰＷＭ指令としてＰＷ
Ｍ処理を実行すれば、モータの相間電圧の歪み（電圧指
令の飽和）を回避しながらモータへの印加電圧を高く制
御することができる。
指令の最大値と最小値の中間値を求めると、この中間値
は、電流ループ処理によって得られたＰＷＭ指令の３倍
の周波数を持つ信号となる。この中間値を各相のＰＷＭ
指令から減じて補正された各相のＰＷＭ指令としてＰＷ
Ｍ処理を実行すれば、モータの相間電圧の歪み（電圧指
令の飽和）を回避しながらモータへの印加電圧を高く制
御することができる。
【００１１】
【実施例】図１は本発明の一実施例のブロック図であ
る。従来の電流ループを持つＰＷＭ制御回路と比較し、
ＰＷＭ指令補正処理２が新たに付加された点において従
来のＰＷＭ制御方法と異なるのみである。
る。従来の電流ループを持つＰＷＭ制御回路と比較し、
ＰＷＭ指令補正処理２が新たに付加された点において従
来のＰＷＭ制御方法と異なるのみである。
【００１２】トルク指令（電流指令）とモータのロータ
位置、すなわちロータの電気角位置である位相θに基づ
いてＵ，Ｖ，Ｗ相の電流指令Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcを作成し
（すなわち、トルク指令Ｉより上記１〜３式の演算を行
って各相の電流指令を求める）、該各電流指令から、モ
ータの各相巻線に流れる電流を検出してＡ／Ｄ変換器５
によってデジタル信号に変換された各相実電流値ｉu ，
ｉv ，ｉw を減じてその電流偏差を差動増幅器１u ，１
v ，１w で増幅し各相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv
，ＰＷＭw を求める（上記４〜６式の演算を行ってＰ
ＷＭ指令を求める）。この各相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw を求めるまでは、従来と同様であ
る。従来はこの求められたＰＷＭ指令と三角波と比較し
て、インバータのスイッチング素子をスイッチングさせ
るＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ処理３を実行するように
していたが、本発明では、このＰＷＭ信号に対してＰＷ
Ｍ指令補正処理２を行って補正されたＰＷＭ信号ＰＷＭ
u'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を作成しこの補正されたＰＷＭ
信号によって上記ＰＷＭ処理３を実行する点が異なるの
みである。
位置、すなわちロータの電気角位置である位相θに基づ
いてＵ，Ｖ，Ｗ相の電流指令Ｉuc、Ｉvc、Ｉwcを作成し
（すなわち、トルク指令Ｉより上記１〜３式の演算を行
って各相の電流指令を求める）、該各電流指令から、モ
ータの各相巻線に流れる電流を検出してＡ／Ｄ変換器５
によってデジタル信号に変換された各相実電流値ｉu ，
ｉv ，ｉw を減じてその電流偏差を差動増幅器１u ，１
v ，１w で増幅し各相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv
，ＰＷＭw を求める（上記４〜６式の演算を行ってＰ
ＷＭ指令を求める）。この各相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw を求めるまでは、従来と同様であ
る。従来はこの求められたＰＷＭ指令と三角波と比較し
て、インバータのスイッチング素子をスイッチングさせ
るＰＷＭ信号を作成するＰＷＭ処理３を実行するように
していたが、本発明では、このＰＷＭ信号に対してＰＷ
Ｍ指令補正処理２を行って補正されたＰＷＭ信号ＰＷＭ
u'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を作成しこの補正されたＰＷＭ
信号によって上記ＰＷＭ処理３を実行する点が異なるの
みである。
【００１３】このＰＷＭ指令補正処理２は、Ｕ，Ｖ，Ｗ
相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv，ＰＷＭw の最大値
と最小値を求め、この最大値と最小値の中間値を各ＰＷ
Ｍ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の補正されたＰＷＭ指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，
ＰＷＭw'とする。そして、この補正されたＰＷＭ指令に
よってＰＷＭ処理３を行って、ＰＷＭ信号を求め、この
ＰＷＭ信号でインバータの各相のスイッチング素子をス
イッチングしてモータを駆動する。
相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv，ＰＷＭw の最大値
と最小値を求め、この最大値と最小値の中間値を各ＰＷ
Ｍ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の補正されたＰＷＭ指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，
ＰＷＭw'とする。そして、この補正されたＰＷＭ指令に
よってＰＷＭ処理３を行って、ＰＷＭ信号を求め、この
ＰＷＭ信号でインバータの各相のスイッチング素子をス
イッチングしてモータを駆動する。
【００１４】図３、及び図４はＰＷＭ指令補正処理の説
明図である。図３は補正前の各相ＰＷＭ指令ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw と、これら信号の内、最大値と最小
値の中間値Ａを表したものである。Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷ
Ｍ指令はロータの位置（位相θ）に応じて２π／３位相
のずれた正弦波のＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw で示さ
れ、これを次の式で表せるとする。
明図である。図３は補正前の各相ＰＷＭ指令ＰＷＭu ，
ＰＷＭv ，ＰＷＭw と、これら信号の内、最大値と最小
値の中間値Ａを表したものである。Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷ
Ｍ指令はロータの位置（位相θ）に応じて２π／３位相
のずれた正弦波のＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw で示さ
れ、これを次の式で表せるとする。
【００１５】 ＰＷＭu ＝Ｂｓｉｎθ ＰＷＭv ＝Ｂｓｉｎ（θ−２π／３） ＰＷＭw ＝Ｂｓｉｎ（θ＋２π／３） これら信号の内の最大値と最小値の中間値は図３に符号
Ａとして示す信号が得られる。すなわち、中間値Ａは、
次のようになる。
Ａとして示す信号が得られる。すなわち、中間値Ａは、
次のようになる。
【００１６】 θ＝０〜π／６のとき Ａ＝（ＰＷＭw ＋ＰＷＭv ）／２ ＝｛Ｂｓｉｎ（θ＋２π／３）＋Ｂｓｉｎ（θ−２π／３）｝／２ ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎθ θ＝０で Ａ＝０ θ＝π／６で Ａ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎ（π／６）＝−Ｂ／４ θ＝π／６〜π／２のとき Ａ＝（ＰＷＭu ＋ＰＷＭv ）／２ ＝｛Ｂｓｉｎθ＋Ｂｓｉｎ（θ−２π／３）｝／２ ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（θ−π／３） θ＝π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（−π／６）＝−Ｂ／４ θ＝π／２で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（π／６）＝Ｂ／４ θ＝π／２〜５π／６ Ａ＝（ＰＷＭu ＋ＰＷＭw ）／２ ＝｛Ｂｓｉｎθ＋Ｂｓｉｎ（θ＋２π／３）｝／２ ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（θ＋π／３） θ＝π／２で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（５π／６）＝Ｂ／４ θ＝５π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（５π／６）＝−Ｂ／４ θ＝５π／６〜７π／６ Ａ＝（ＰＷＭv ＋ＰＷＭw ）／２＝−（Ｂ／２）ｓｉｎθ θ＝５π／６で Ａ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎ（５π／６）＝−Ｂ／４ θ＝７π／６で Ａ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎ（７π／６）＝Ｂ／４ θ＝７π／６〜９π／６ Ａ＝（ＰＷＭu ＋ＰＷＭv ）／２＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（θ−π／３） θ＝７π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（５π／６）＝Ｂ／４ θ＝９π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（７π／６）＝−Ｂ／４ θ＝９π／６〜１１π／６ Ａ＝（ＰＷＭu ＋ＰＷＭw ）／２＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（θ＋π／３） θ＝９π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（１１π／６）＝−Ｂ／４ θ＝１１π／６で Ａ＝（Ｂ／２）ｓｉｎ（１３π／６）＝Ｂ／４ θ＝１１π／６〜１２π／６ Ａ＝（ＰＷＭv ＋ＰＷＭw ）／２＝−（Ｂ／２）ｓｉｎθ θ＝１１π／６で Ａ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎ（１１π／６）＝Ｂ／４ θ＝１２π／６＝２πで Ａ＝−（Ｂ／２）ｓｉｎ２π＝０ となり、図３に示すようにこの中間値信号Ａは各相のＰ
ＷＭ指令の正弦波と比べ、３倍の周波数を有するもの
で、（１／４）の振幅を有するものとなる。
ＷＭ指令の正弦波と比べ、３倍の周波数を有するもの
で、（１／４）の振幅を有するものとなる。
【００１７】そして、この中間値Ａを各相のＰＷＭ指令
ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて補正すると、
この補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu'，Ｐ
ＷＭv'，ＰＷＭw'は図４に示すような波形となる。この
波形は、図５に示すＶＶＶＦ制御方式における基本波で
構成されたＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw
に、この基本波の第３次の整数倍の高周波を重畳したと
きに得られた波形と同様な波形が得られ、電圧利用率を
向上させることができることを示している。
ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw から減じて補正すると、
この補正されたＵ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu'，Ｐ
ＷＭv'，ＰＷＭw'は図４に示すような波形となる。この
波形は、図５に示すＶＶＶＦ制御方式における基本波で
構成されたＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭw
に、この基本波の第３次の整数倍の高周波を重畳したと
きに得られた波形と同様な波形が得られ、電圧利用率を
向上させることができることを示している。
【００１８】図２は、モータを制御するプロセッサが実
行するＰＷＭ指令補正処理のフローチャートである。プ
ロセッサはこの処理を電流ループ処理周期毎実施し、補
正されたＰＷＭ指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を求
める。従来と同様の電流ループ処理を実行し求められた
Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭ
w より、最大のＰＷＭ指令と最小のＰＷＭ指令をステッ
プＳ１〜ステップＳ５の処理で求める。
行するＰＷＭ指令補正処理のフローチャートである。プ
ロセッサはこの処理を電流ループ処理周期毎実施し、補
正されたＰＷＭ指令ＰＷＭu'，ＰＷＭv'，ＰＷＭw'を求
める。従来と同様の電流ループ処理を実行し求められた
Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu ，ＰＷＭv ，ＰＷＭ
w より、最大のＰＷＭ指令と最小のＰＷＭ指令をステッ
プＳ１〜ステップＳ５の処理で求める。
【００１９】ＰＷＭu ≧ＰＷＭv ≧ＰＷＭw のときは
（ステップＳ１，Ｓ２）、ステップＳ６に進み、最大値
であるＵ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu と最小値であるＷ相の
ＰＷＭ指令ＰＷＭw の中間値Ａを求める。ＰＷＭu ≧Ｐ
ＷＭw ＞ＰＷＭv のときは（ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ
４）、ステップＳ７に進み、最大値であるＵ相のＰＷＭ
指令ＰＷＭu と最小値であるＶ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭ
v の中間値Ａを求める。
（ステップＳ１，Ｓ２）、ステップＳ６に進み、最大値
であるＵ相のＰＷＭ指令ＰＷＭu と最小値であるＷ相の
ＰＷＭ指令ＰＷＭw の中間値Ａを求める。ＰＷＭu ≧Ｐ
ＷＭw ＞ＰＷＭv のときは（ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ
４）、ステップＳ７に進み、最大値であるＵ相のＰＷＭ
指令ＰＷＭu と最小値であるＶ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭ
v の中間値Ａを求める。
【００２０】ＰＷＭw ＞ＰＷＭu ≧ＰＷＭv のときは
（ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ４）、ステップＳ８に進み、
最大値であるＷ相のＰＷＭ指令ＰＷＭw と最小値である
Ｖ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭv の中間値Ａを求める。
（ステップＳ１，Ｓ２，Ｓ４）、ステップＳ８に進み、
最大値であるＷ相のＰＷＭ指令ＰＷＭw と最小値である
Ｖ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭv の中間値Ａを求める。
【００２１】ＰＷＭw ≧ＰＷＭv ＞ＰＷＭu のときは
（ステップＳ１，Ｓ３）、ステップＳ６に進み、最大値
であるＷ相のＰＷＭ指令ＰＷＭw と最小値であるＵ相の
のＰＷＭ指令ＰＷＭu の中間値Ａを求める。ＰＷＭv ＞
ＰＷＭu ≧ＰＷＭw のときは（ステップＳ１，Ｓ３、Ｓ
５）、ステップＳ８に進み、最大値であるＶ相のＰＷＭ
指令ＰＷＭv と最小値であるＷ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭ
w の中間値Ａを求める。
（ステップＳ１，Ｓ３）、ステップＳ６に進み、最大値
であるＷ相のＰＷＭ指令ＰＷＭw と最小値であるＵ相の
のＰＷＭ指令ＰＷＭu の中間値Ａを求める。ＰＷＭv ＞
ＰＷＭu ≧ＰＷＭw のときは（ステップＳ１，Ｓ３、Ｓ
５）、ステップＳ８に進み、最大値であるＶ相のＰＷＭ
指令ＰＷＭv と最小値であるＷ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭ
w の中間値Ａを求める。
【００２２】ＰＷＭv ＞ＰＷＭw ＞ＰＷＭu のときは
（ステップＳ１，Ｓ３、Ｓ５）、ステップＳ７に進み、
最大値であるＶ相のＰＷＭ指令ＰＷＭv と最小値である
Ｕ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭu の中間値Ａを求める。
（ステップＳ１，Ｓ３、Ｓ５）、ステップＳ７に進み、
最大値であるＶ相のＰＷＭ指令ＰＷＭv と最小値である
Ｕ相ののＰＷＭ指令ＰＷＭu の中間値Ａを求める。
【００２３】こうして求められた中間値Ａを各ＰＷＭ指
令ＰＷＭu 、ＰＷＭv 、ＰＷＭw から減じて補正された
ＰＷＭ指令ＰＷＭu'、ＰＷＭv'、ＰＷＭw'を求る（ステ
ップＳ９）。そして、この補正されたＰＷＭ指令に基づ
いて三角波と比較しＰＷＭ信号を作成することになる。
令ＰＷＭu 、ＰＷＭv 、ＰＷＭw から減じて補正された
ＰＷＭ指令ＰＷＭu'、ＰＷＭv'、ＰＷＭw'を求る（ステ
ップＳ９）。そして、この補正されたＰＷＭ指令に基づ
いて三角波と比較しＰＷＭ信号を作成することになる。
【００２４】
【発明の効果】ＶＶＶＦ制御方式における３倍の高調波
を重畳させてインバータの出力電圧を有効に利用する方
式と同様な効果を、本発明は、電流ループを有するモー
タの制御回路においても得ることができる。これによ
り、電圧指令の飽和を回避し、モータ相間の歪みをなく
しモータ印加電圧を高く制御することができる。
を重畳させてインバータの出力電圧を有効に利用する方
式と同様な効果を、本発明は、電流ループを有するモー
タの制御回路においても得ることができる。これによ
り、電圧指令の飽和を回避し、モータ相間の歪みをなく
しモータ印加電圧を高く制御することができる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】同実施例におけるモータ制御を行うプロセッサ
が実施するＰＷＭ指令の補正処理のフローチャートであ
る。
が実施するＰＷＭ指令の補正処理のフローチャートであ
る。
【図３】同実施例における補正前のＰＷＭ指令と中間値
の説明図である。
の説明図である。
【図４】同実施例における補正後のＰＷＭ指令の説明図
である。
である。
【図５】従来のＶＶＶＦ方式における基本波に３倍の高
調波を重畳させてＰＷＭ指令とする方式の説明図であ
る。
調波を重畳させてＰＷＭ指令とする方式の説明図であ
る。
１u ，１v ，１w 差動増幅器 ２ ＰＷＭ指令補正処理 ３ ＰＷＭ処理 ４ モータ ５ Ａ／Ｄ変換器 ＰＷＭu Ｕ相の補正前のＰＷＭ指令 ＰＷＭv Ｖ相の補正前のＰＷＭ指令 ＰＷＭw Ｗ相の補正前のＰＷＭ指令 ＰＷＭu' Ｕ相の補正後のＰＷＭ指令 ＰＷＭv' Ｖ相の補正後のＰＷＭ指令 ＰＷＭw' Ｗ相の補正後のＰＷＭ指令
Claims (1)
- 【請求項１】 電流ループ処理によって得られた各相の
ＰＷＭ指令の最大値と最小値の中間値を求め、該中間値
を各相のＰＷＭ指令から減じて補正された各相のＰＷＭ
指令を求め、この補正されたＰＷＭ指令と三角波と比較
してＰＷＭ信号を作成するようにしたＰＷＭ制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4301527A JPH06133558A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | Ｐｗｍ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4301527A JPH06133558A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | Ｐｗｍ制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06133558A true JPH06133558A (ja) | 1994-05-13 |
Family
ID=17898010
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4301527A Pending JPH06133558A (ja) | 1992-10-15 | 1992-10-15 | Ｐｗｍ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06133558A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6255798B1 (en) | 1995-10-30 | 2001-07-03 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for electric vehicle |
| US7126306B2 (en) | 2003-05-23 | 2006-10-24 | Fanuc Ltd | Motor control unit |
| JP2006296178A (ja) * | 2004-06-25 | 2006-10-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | インバータ装置 |
| JP2006304492A (ja) * | 2005-04-21 | 2006-11-02 | Meidensha Corp | 直列多重ｐｗｍインバータの地絡検出方法 |
| JP2007202365A (ja) * | 2006-01-30 | 2007-08-09 | Hitachi Ltd | 電力変換装置及びそれを用いたモータ駆動装置 |
| JP2007244066A (ja) * | 2006-03-07 | 2007-09-20 | Ebara Densan Ltd | 電圧形電流制御インバータ |
| JP2019092309A (ja) * | 2017-11-15 | 2019-06-13 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
-
1992
- 1992-10-15 JP JP4301527A patent/JPH06133558A/ja active Pending
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