JP3586078B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、特に単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動により発生する永久磁石電動機のトルクリプルを効果的に抑制するようにした電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機を駆動制御するシステムにおいては、コンバータから直流コンデンサに流れる電流に高調波が重畳するため、直流リンク電圧が脈動する。
【０００３】
この場合、直流リンク電圧の脈動の周波数は、交流電源が３相交流電源の場合には、電源周波数ｆｓｏの６倍周波数６ｆｓｏであり、交流電源が単相交流電源の場合には、電源周波数Ｆｓｏの２倍の周波数２Ｆｓｏである。
【０００４】
一方、インバータにより直流電圧から３相交流を作り出す場合、直流リンク電圧の脈動によって、相電流のビート現象とトルクのリプルが発生し問題となる。この相電流のビート現象とは、直流リンク電圧の脈動周波数２Ｆｓｏとインバータ出力周波数Ｆｉ との差の周波数で、相電流が振動する現象であり、過電流の原因となる。
【０００５】
トルクに関しては、直流リンク電圧の脈動周波数のリプルが生じ、機械共振の起震源となる。
これは、特に交流電源が単相交流電源である場合に、直流リンク電圧の変動周波数が低いため、問題となる。
【０００６】
電源周波数が、５０Ｈｚ，６０Ｈｚの場合には、直流リンク電圧の脈動周波数は、１００Ｈｚ，１２０Ｈｚとなる。
そこで、最近では、このような電動機に発生するビート現象を抑制する方式として、例えば文献１（「コンバータ・インバータシステムにおけるビート現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９ Ｎｏ．５ Ｐ．３６３）において、相電流のビート現象に関して、その原因が相電圧に重畳する正負間のアンバランス電圧にあるとして、このアンバランスを除去する制御方法が提案されてきている。
【０００７】
以下に、従来の相電流ビート現象を抑制するための具体的な方法について、図８を用いて説明する。
図８は、従来の電力変換装置の概略構成例を示すブロック図である。
【０００８】
図８において、単相交流電源１からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４により任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機２３を駆動制御するシステムとなっている。
【０００９】
一方、滑り周波数制御器２５により滑り周波数基準Ｆｓ ＊ が算出され、速度検出器２４により検出された誘導電動機２３の周波数Ｆｒ と加算されることによって、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１＊ が算出される。
【００１０】
また、電圧検出器２６により検出された、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、平均値演算器２１により平均値Ｖｄｃ＊ が算出され、バンドパスフィルタ１２によりその平均値からの脈動量ΔＶｄｃが演算される。そして、脈動量ΔＶｄｃを平均値Ｖｄｃ＊ で除した（割った）値が、周波数調整器２０に入力される。
【００１１】
さらに、周波数調整器２０では、入力となる電源周波数Ｆｓｏの２倍周波数 ２Ｆｓｏの正弦波に、ゲイン補償と位相補償を行なった正弦波が出力される。
この出力は、インバータ４の出力周波数の調整値ΔＦ１であり、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１＊ に加算されて、インバータ４の出力周波数Ｆ１となる。
【００１２】
さらに、インバータ制御器２２では、このインバータ４の出力周波数Ｆ１を基に、インバータ４にゲート信号が発生される。
ところで、上記文献１では、電流ビートに関して、周波数調整器２２の設定法を解析的に求めている。
さらに、ゲインおよび位相を微調整することによって、トルクリプルが抑制できる点を指摘している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ゲインおよび位相を微調整することで、トルクリプルが抑制できるという点に関しては、シミュレーションの結果からその効果を指摘するのみであり、その根拠については一切述べられていない。
【００１４】
また、運転状況に応じた調整、すなわちインバータ４の出力周波数に応じた調整が必要である点を指摘しているものの、その理論的な裏付けがないために調整法が不明確であり、実際の調整は困難であるという問題がある。
【００１５】
さらに、誘導電動機の代わりに永久磁石電動機を駆動するシステムでは、電動機の特性が異なること、また永久磁石電動機の場合には、突極性を有する電動機が存在すること等から、その効果は疑わしい。
【００１６】
本発明の目的は、単相ＰＷＭコンバータとインバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能な信頼性の高い電力変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換手段と、
前記座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記直流コンデンサの端子電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相とが調整された正弦波を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の位相調整量として出力するものであって、前記直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅の補償量Ｋ g を下記（１）式に基づいて算出し、位相の補償量Ｋ p を下記（２）式に基づいて算出する振幅・位相補償手段とを備えている。
【数２】
【表２】
【００１８】
従って、請求項１の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
また、請求項１の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動の周波数を特定できるような場合には、他の周波数成分に干渉せずに特定の脈動を抑制することができる。これにより、他の特性に影響を与えずにトルクリプルを抑えることができる。
さらに、請求項１の発明の電力変換装置においては、永久磁石電動機のパラメータが把握できる場合には、調整を容易にすることができる。また、動作状態に応じて調整量を算出するため、さまざまな状況下においてトルクリプルを抑制することができる。
【００２０】
一方、請求項２の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して非突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流からｑ軸電流の成分を算出して出力する第２の座標系変換手段と、
前記第２の座標系変換手段により算出されたｑ軸電流の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段とを備えている。
【００２１】
従って、請求項２の発明の電力変換装置においては、トルク電流の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。
これは、永久磁石電動機のパラメータが正確にわからない場合や、永久磁石電動機が非突極性を有する場合において特に有効に作用する。
【００２２】
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【００２３】
また、請求項３の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から、ｄ軸電流の平均値Ｉｄ ＊ 、ｑ軸電流の平均値Ｉｑ ＊ 、ｄ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｄ、ｑ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｑを算出して出力する出力手段と、
前記出力手段で算出された電流と、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの差ΔＬ、界磁磁束φＦを、下記（１２）式に入力して前記永久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して出力するトルク推定手段と、
前記トルク推定手段により算出されたトルク推定値の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段と、
を備えている。
【数１７】
【００２４】
従って、請求項３の発明の電力変換装置においては、トルク推定値の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。これは、永久磁石電動機が突極性を有する場合においても有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【００２５】
さらに、請求項４の発明の電力変換装置は、前記請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータが、定電圧可変周波数モードで動作するようにしている。
【００２８】
従って、請求項４の発明の電力変換装置においては、請求項１乃至請求項３の発明と同様な作用効果を得ることができる。特に、この場合には、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有効に作用する。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明では、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、この平滑化された直流電力をインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することを特徴とするものである。
【００３９】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態：請求項１乃至請求項４に対応）
図１は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図８と同一部分には同一符号を付して示している。
【００４０】
図１において、単相交流電源１からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４により任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁石電動機（ＰＭ）５を駆動制御するシステムとなっている。
【００４１】
一方、制御系としては、いわゆるベクトル制御方式である。
このベクトル制御方式は、電流、電圧、磁束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ軸として定義される回転する座標系（ｄｑ軸回転座標系）上で制御を行なう。
【００４２】
また、このベクトル制御方式は、例えば文献２（「電気機器工学ＩＩ」、電気学会）等により公知の技術であり、多くの方式が提案されてきている。
次に、本実施の形態のベクトル制御方式の構成について具体的に述べる。
【００４３】
図１において、位置検出器６により、永久磁石電動機５の磁極（永久磁石軸）の位置θｍ を検出する。
また、位置検出器６により検出された磁極の位置θｍ から、この永久磁石軸をｄ軸としかつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上を導入し、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとを入力とする電圧指令演算器７により、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令を算出する。
【００４４】
この出力電圧ベクトル指令は、ｄｑ軸座標系上で極座標として表わされるものとする。すなわち、図２に示すように、大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとを持つベクトルになる。
【００４５】
一方、座標系変換器８により、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ を基に、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を算出する。
【００４６】
また、図示しないインバータ制御器により、この３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ， Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ に基づいて、インバータ４の出力電圧を制御する。
一方、電圧検出器２６により、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する。
【００４７】
また、位相調整器９により、この直流電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして座標系変換器８に入力する。
【００４８】
図３は、上記位相調整器９の詳細な構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付して示している。
図３において、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃを、抽出手段であるバンドパスフィルタ１２に入力する。
【００４９】
このバンドパスフィルタ１２の特性周波数は、単相交流電源１の周波数の２倍成分の周波数とする。例えば、単相交流電源１の周波数が６０Ｈｚである場合には、その２倍の周波数である１２０Ｈｚ成分のみを抽出するフィルタ特性を有するものとする。
【００５０】
このバンドパスフィルタ１２の出力は正弦波であり、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃに相当する。
すなわち、このバンドパスフィルタ１２は、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃから脈動の正弦波を抽出する。
【００５１】
また、この抽出された直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃを振幅補償器１３に入力する。この振幅補償器１３は、ゲインＫｇ に基づいて、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃの振幅を補償（調整）し、正弦波ΔＰ′を出力する。
【００５２】
さらに、この振幅補償器１３からの出力である正弦波ΔＰ′を、位相補償器１４に入力する。この位相補償器１４は、入力された正弦波ΔＰ′の位相を補償位相量Ｋｐ だけ進ませる。
【００５３】
そして、この位相補償器１４の出力は、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ への調整量ΔＰとなる。
ここで、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃを補償するゲインＫｇ と補償位相量Ｋｐ は、前述した（１）式、（２）式によりそれぞれ算出する。
【００５４】
図４は、以上の直流リンク電圧Ｖｄｃと直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相への調整量ΔＰとの関係の一例を示す波形図である。
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
【００５５】
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【００５６】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【００５７】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電圧検出器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃが検出される。
【００５８】
また、位相調整器９では、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【００５９】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【００６０】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
以下、この点について具体的に述べる。
一般に、永久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式で表わされる。
【００６１】
【数３】
【００６２】
ここで、直流リンク電圧Ｖｄｃが単相交流電源１の周波数Ｆｓｏの２倍の周波数２Ｆｓｏで脈動すると、ｄｑ軸の出力電圧にも同一の周波数２Ｆｓｏの脈動が生じる。そして、ｄｑ軸出力電圧の周波数２Ｆｓｏ成分をそれぞれΔＶｄ ，ΔＶｑ とする。また、永久磁石電動機５の周波数ωＭ や界磁φＦ は、同周波数成分の脈動を生じないとする。
【００６３】
この脈動の周波数２Ｆｓｏ成分における、永久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式となる。
ただし、ｄｑ軸電流の脈動の周波数成分を、それぞれΔＩｄ ，ΔＩｑ とする。
【００６４】
【数４】
次に、上記式をｄｑ軸電流の脈動成分について解くと、次のような式となる。
【００６５】
【数５】
ここで、永久磁石電動機５の発生するトルクＴｍ は、次のような式で表わされる。
【００６６】
【数６】
【００６７】
直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動がトルクに与える影響ΔＴｍ は、界磁φＦ を一定とすると、次のような式により近似される。
ここで、Ｉｄ ＊ ，Ｉｑ ＊ はｄｑ軸電流の平均値である。
【００６８】
【数７】
次に、トルクリプルを抑制する条件は、以下のようである。
【００６９】
【数８】
上記（８），（１２），（１３）式より、トルクリプルを抑制するためのｄｑ軸電圧の脈動成分に関する関係を得る。
【００７０】
【数９】
【００７１】
ｄ軸出力電圧の脈動ΔＶｄ とｑ軸出力電圧の脈動ΔＶｑ とが、上記式を満たすことにより、トルクのリプルを抑制できることがわかる。
ここで、ｄ，ｑ軸出力電圧の脈動ΔＶｄ ，ΔＶｑ と、極座標で表わした出力電圧との関係を示す。
【００７２】
例えば、ＰＷＭ制御が、方形波モードないしは１パルスモードで動作し、出力電圧の大きさが直流リンク電圧Ｖｄｃにより一意に決まる場合には、次の（１７）式のような関係になる。
【００７３】
出力電圧のｄｑ軸座標上での大きさＶは（１７）式で表わされる、
同式より、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動することにより、出力電圧の大きさＶにも脈動が生じることがわかる。
【００７４】
【数１０】
【００７５】
上記（１７）式において、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数２Ｆｓｏに関しては、次のような式が成り立つ。
ここで、ΔＶｄｃは直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分であり、ΔＰは出力電圧のｄ軸からの位相の脈動成分である。
【００７６】
【数１１】
【００７７】
ここで、トルク脈動を抑制するためのｄｑ軸電圧の条件式（１４）に、上記（１９）式を代入することにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧位相ΔＰの脈動との関係を得る。
【００７８】
【数１２】
特に、単相交流電源１の周波数の２倍の周波数成分に関しては、次のような式の関係となる。
【００７９】
【数１３】
【００８０】
従って、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相の脈動ΔＰとの関係が、上記のような式を満たす場合に、トルクのリプルを抑制することが可能である。
【００８１】
ここで、ゲインの補償量Ｋｇ を（２３）式により算出し、位相の補償量Ｋｐ を（２４）式により演算する。
図３に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の正弦波の振幅をＫｇ 倍し、さらに位相をＫｐ 進めることにより、上記（２２）式を満たす出力電圧の位相への調整量ΔＰを算出することができる。
そして、常に上記（２２）式を満たすことから、永久磁石電動機５のトルクのリプルを抑制することが可能である。
【００８２】
【数１４】
【００８３】
ここで、前述した（１）式は、上記（２３）式に（２）式は（２４）式に、（３）式は（２１）式に、（４）式は（１６）式に、（５）式は（１１）式にそれぞれ対応する。
【００８４】
以上により、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動する条件下において、トルクリプルの脈動を抑制することができる。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、直流リンク電圧 Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【００８５】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの周波数が特定できるような場合には、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃのうち同周波数成分を抽出し、この抽出された脈動の正弦波に対して振幅と位相とをそれぞれ補償し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、他の周波数成分に影響を与えずに、トルクのリプルを抑制することが可能となる。
【００８６】
さらに、永久磁石電動機５のパラメータが正確に把握できるような場合には、理論的に算出された補償量Ｋｇ ，Ｋｐ を与えるようにしているので、なんら調整を必要とすることなく、トルクのリプルを抑制することが可能となる。
【００８７】
このようにしてトルクのリプルを抑制することにより、より繊細なトルク制御が必要とされる分野への応用を期待することができる。
また、トルクのリプルに起因した機械共振を抑制することが可能となるため、騒音、振動、機械疲労を低減することができる。
【００８８】
（第２の実施の形態：請求項１、請求項５に対応）
図５は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００８９】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【００９０】
すなわち、図５において、電流検出器１５により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ を検出する。
また、座標系変換器１６により、電流検出器１５により検出された電流Ｉｕ ，Ｉｗ をｄｑ軸座標系上へと変換して、ｑ軸電流Ｉｑ の成分を算出する。
【００９１】
そして、このｑ軸電流Ｉｑ の成分をｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆから差し引いて、ｑ軸電流の偏差を位相調整器１７に入力する。
さらに、位相調整器１７により、このｑ軸電流の偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
【００９２】
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標系変換器８に入力する。
【００９３】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【００９４】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【００９５】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【００９６】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電流検出器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ が検出される。
【００９７】
また、座標系変換器１６では、この電流Ｉｕ ，Ｉｗ に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｑ軸電流Ｉｑ の成分が算出される。
そして、このｑ軸電流Ｉｑ の成分は、ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆから差し引かれて、ｑ軸電流の偏差が位相調整器１７に入力される。
【００９８】
さらに、位相調整器１７では、このｑ軸電流の偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【００９９】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、永久磁石電動機５のトルクＴｍ は、前述した（１０）式で表わされるように、ｑ軸電流Ｉｑ に大きく依存する。特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合には、トルクはｑ軸電流のみに依存する。
【０１００】
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第１の実施の形態において示していることから、トルクに大きく依存するｑ軸電流の偏差、すなわち脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、トルクのリプルを抑制することが期待できる。
【０１０１】
これは、特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合に、トルクはｑ軸電流のみに依存するため、ｑ軸電流Ｉｑ の脈動を抑制する本実施の形態では効果的に作用し、永久磁石電動機５のパラメータが正確に把握できない場合にも有効である。
【０１０２】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、トルク電流の脈動、すなわちｑ軸電流Ｉｑ の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１０３】
これは、永久磁石電動機５のパラメータが正確にわからない場合や、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合において特に有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【０１０４】
（第３の実施の形態：請求項１、請求項６、請求項７に対応）
図６は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１０６】
すなわち、図６において、電流検出器１５により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ を検出する。
また、座標系変換器１６により、電流検出器１５により検出された電流Ｉｕ ，Ｉｗ をｄｑ軸座標系上へと変換して、ｄ軸電流Ｉｄ およびｑ軸電流Ｉｑ の各成分を算出する。
【０１０７】
さらに、トルク推定器１８により、座標系変換器１６により算出されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ ，Ｉｑ の各成分を基に、前述した（１０）式に従ってトルクの推定値Ｔｍｈを算出する。
【０１０８】
そして、このトルク推定値Ｔｍｈをトルク指令値Ｔｍ Ｒｅｆから差し引いて、トルクの偏差を位相調整器１７に入力する。
さらに、位相調整器１７により、このトルクの偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
【０１０９】
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標系変換器８に入力する。
【０１１０】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【０１１１】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【０１１２】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【０１１３】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電流検出器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ が検出される。
【０１１４】
また、座標系変換器１６では、この電流Ｉｕ ，Ｉｗ に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流Ｉｄ およびｑ軸電流Ｉｑ の各成分が算出される。
さらに、トルク推定器１８では、このｄ，ｑ軸電流Ｉｄ ，Ｉｑ の各成分に基づいて、トルクの推定値Ｔｍｈが算出される。
【０１１５】
そして、このトルク推定値Ｔｍｈは、トルク指令値Ｔｍ Ｒｅｆから差し引かれて、トルクの偏差が位相調整器１７に入力される。
さらに、位相調整器１７では、このトルクの偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【０１１６】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【０１１７】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第１の実施の形態において示していることから、トルクの偏差に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、トルクのリプルを抑制することが期待できる。
【０１１８】
これは、特に、永久磁石電動機５が突極性を有する場合においても有効である。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、トルクの偏差、すなわちトルク推定値の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１１９】
これは、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合においても有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【０１２０】
（第４の実施の形態：請求項８に対応）
図７は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２１】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態における座標変換器８に入力するｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の大きさＶの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１２２】
すなわち、本実施の形態では、インバータ４が、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしている。
具体的には、前述した第１の実施の形態では、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、電圧指令演算器７により算出しているが、本実施の形態では、図７に示すように、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃを係数変換器１９に入力し、ゲインＫｖ 倍された値を出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算出するようにしている。
このゲインＫｖ は、次のような式のように与えられる。
【０１２３】
【数１５】
【０１２４】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【０１２５】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【０１２６】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【０１２７】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電圧検出器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃが検出される。
【０１２８】
また、位相調整器９では、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【０１２９】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【０１３０】
さらに、係数変換器１９では、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧ＶｄｃをゲインＫｖ 倍した値が、出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算出され、座標系変換器８に入力される。
【０１３１】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、１パルスモードは、出力周期の間に、スイッチが１回だけＯＮ・ＯＦＦを行なうＰＷＭ制御であり、その基本波が最大となることが知られている。従って、インバータ４の出力電圧の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃによって一意に決定される。この場合、直流リンク電圧Ｖｄｃからｄｑ軸座標系上の出力電圧ベクトル指令の大きさＶまでの係数がＫｖ となる。
【０１３２】
以上のように、ＰＷＭ動作が１パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃに比例する。また、ＰＷＭ動作が多パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさに依存せずに制御することが可能である。従って、１パルスモードにおいては、特に直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の影響を大きく受け、トルクリプルが大きく発生する。
【０１３３】
そして、このような動作モードにおいて、前述した各実施の形態の電力変換装置は、特にその効果を有効に発揮することとなる。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、インバータが、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしているので、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有効に作用する。
【０１３４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力変換装置によれば、単相ＰＷＭコンバータと３相インバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１３５】
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図２】ｄｑ軸座標系上での出力電圧のベクトル図。
【図３】同第１の実施の形態の電力変換装置における位相調整器の詳細な構成例を示すブロック図。
【図４】直流リンク電圧Ｖｄｃと直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相への調整量ΔＰの関係の一例を示す波形図。
【図５】本発明の第２の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図８】従来の電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…単相交流電源、
２…単相ＰＷＭコンバータ、
３…直流コンデンサ、
４…インバータ、
５…永久磁石電動機（ＰＭ）、
６…磁極位置検出器、
７…電圧指令演算器、
８…座標系変換器、
９…位相調整器、
１０…ｄｑ軸座標系上での出力電圧の大きさ、
１１…ｄｑ軸座標系上での出力電圧のｄ軸からの位相、
１２…バンドパスフィルタ、
１３…振幅補償器、
１４…位相補償器、
１５…電流検出器、
１６…座標系変換機、
１７…位相調整器、
１８…トルク推定器、
１９…係数変換器、
２０…周波数調整器、
２１…平均値演算器、
２２…インバータ制御器、
２３…誘導電動機、
２４…速度検出器、
２５…滑り周波数演算器、
２６…電圧検出器。
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、特に単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動により発生する永久磁石電動機のトルクリプルを効果的に抑制するようにした電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、さらにインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機を駆動制御するシステムにおいては、コンバータから直流コンデンサに流れる電流に高調波が重畳するため、直流リンク電圧が脈動する。
【０００３】
この場合、直流リンク電圧の脈動の周波数は、交流電源が３相交流電源の場合には、電源周波数ｆｓｏの６倍周波数６ｆｓｏであり、交流電源が単相交流電源の場合には、電源周波数Ｆｓｏの２倍の周波数２Ｆｓｏである。
【０００４】
一方、インバータにより直流電圧から３相交流を作り出す場合、直流リンク電圧の脈動によって、相電流のビート現象とトルクのリプルが発生し問題となる。この相電流のビート現象とは、直流リンク電圧の脈動周波数２Ｆｓｏとインバータ出力周波数Ｆｉ との差の周波数で、相電流が振動する現象であり、過電流の原因となる。
【０００５】
トルクに関しては、直流リンク電圧の脈動周波数のリプルが生じ、機械共振の起震源となる。
これは、特に交流電源が単相交流電源である場合に、直流リンク電圧の変動周波数が低いため、問題となる。
【０００６】
電源周波数が、５０Ｈｚ，６０Ｈｚの場合には、直流リンク電圧の脈動周波数は、１００Ｈｚ，１２０Ｈｚとなる。
そこで、最近では、このような電動機に発生するビート現象を抑制する方式として、例えば文献１（「コンバータ・インバータシステムにおけるビート現象の抑制法」電気学会論文誌Ｄ部門Ｖｏｌ．１０９ Ｎｏ．５ Ｐ．３６３）において、相電流のビート現象に関して、その原因が相電圧に重畳する正負間のアンバランス電圧にあるとして、このアンバランスを除去する制御方法が提案されてきている。
【０００７】
以下に、従来の相電流ビート現象を抑制するための具体的な方法について、図８を用いて説明する。
図８は、従来の電力変換装置の概略構成例を示すブロック図である。
【０００８】
図８において、単相交流電源１からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４により任意の周波数の交流電力に変換して、誘導電動機２３を駆動制御するシステムとなっている。
【０００９】
一方、滑り周波数制御器２５により滑り周波数基準Ｆｓ ＊ が算出され、速度検出器２４により検出された誘導電動機２３の周波数Ｆｒ と加算されることによって、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１＊ が算出される。
【００１０】
また、電圧検出器２６により検出された、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃは、平均値演算器２１により平均値Ｖｄｃ＊ が算出され、バンドパスフィルタ１２によりその平均値からの脈動量ΔＶｄｃが演算される。そして、脈動量ΔＶｄｃを平均値Ｖｄｃ＊ で除した（割った）値が、周波数調整器２０に入力される。
【００１１】
さらに、周波数調整器２０では、入力となる電源周波数Ｆｓｏの２倍周波数 ２Ｆｓｏの正弦波に、ゲイン補償と位相補償を行なった正弦波が出力される。
この出力は、インバータ４の出力周波数の調整値ΔＦ１であり、インバータ４の出力周波数基準Ｆ１＊ に加算されて、インバータ４の出力周波数Ｆ１となる。
【００１２】
さらに、インバータ制御器２２では、このインバータ４の出力周波数Ｆ１を基に、インバータ４にゲート信号が発生される。
ところで、上記文献１では、電流ビートに関して、周波数調整器２２の設定法を解析的に求めている。
さらに、ゲインおよび位相を微調整することによって、トルクリプルが抑制できる点を指摘している。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、ゲインおよび位相を微調整することで、トルクリプルが抑制できるという点に関しては、シミュレーションの結果からその効果を指摘するのみであり、その根拠については一切述べられていない。
【００１４】
また、運転状況に応じた調整、すなわちインバータ４の出力周波数に応じた調整が必要である点を指摘しているものの、その理論的な裏付けがないために調整法が不明確であり、実際の調整は困難であるという問題がある。
【００１５】
さらに、誘導電動機の代わりに永久磁石電動機を駆動するシステムでは、電動機の特性が異なること、また永久磁石電動機の場合には、突極性を有する電動機が存在すること等から、その効果は疑わしい。
【００１６】
本発明の目的は、単相ＰＷＭコンバータとインバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能な信頼性の高い電力変換装置を提供することにある。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するために、請求項１の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換手段と、
前記座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記直流コンデンサの端子電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相とが調整された正弦波を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の位相調整量として出力するものであって、前記直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅の補償量Ｋ g を下記（１）式に基づいて算出し、位相の補償量Ｋ p を下記（２）式に基づいて算出する振幅・位相補償手段とを備えている。
【数２】
従って、請求項１の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
また、請求項１の発明の電力変換装置においては、直流リンク電圧の脈動の周波数を特定できるような場合には、他の周波数成分に干渉せずに特定の脈動を抑制することができる。これにより、他の特性に影響を与えずにトルクリプルを抑えることができる。
さらに、請求項１の発明の電力変換装置においては、永久磁石電動機のパラメータが把握できる場合には、調整を容易にすることができる。また、動作状態に応じて調整量を算出するため、さまざまな状況下においてトルクリプルを抑制することができる。
【００２０】
一方、請求項２の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して非突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流からｑ軸電流の成分を算出して出力する第２の座標系変換手段と、
前記第２の座標系変換手段により算出されたｑ軸電流の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段とを備えている。
【００２１】
従って、請求項２の発明の電力変換装置においては、トルク電流の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。
これは、永久磁石電動機のパラメータが正確にわからない場合や、永久磁石電動機が非突極性を有する場合において特に有効に作用する。
【００２２】
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【００２３】
また、請求項３の発明の電力変換装置は、単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から、ｄ軸電流の平均値Ｉｄ ＊ 、ｑ軸電流の平均値Ｉｑ ＊ 、ｄ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｄ、ｑ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｑを算出して出力する出力手段と、
前記出力手段で算出された電流と、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの差ΔＬ、界磁磁束φＦを、下記（１２）式に入力して前記永久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して出力するトルク推定手段と、
前記トルク推定手段により算出されたトルク推定値の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段と、
を備えている。
【数１７】
従って、請求項３の発明の電力変換装置においては、トルク推定値の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することができる。これは、永久磁石電動機が突極性を有する場合においても有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【００２５】
さらに、請求項４の発明の電力変換装置は、前記請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、前記インバータが、定電圧可変周波数モードで動作するようにしている。
【００２８】
従って、請求項４の発明の電力変換装置においては、請求項１乃至請求項３の発明と同様な作用効果を得ることができる。特に、この場合には、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有効に作用する。
【００３８】
【発明の実施の形態】
本発明では、単相交流電源からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータにより直流電力に変換し、この直流電力を直流コンデンサにより平滑化し、この平滑化された直流電力をインバータにより任意の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下でも、また永久磁石電動機が突極性を有する場合でも、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することを特徴とするものである。
【００３９】
以下、上記のような考え方に基づく本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
（第１の実施の形態：請求項１乃至請求項４に対応）
図１は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図８と同一部分には同一符号を付して示している。
【００４０】
図１において、単相交流電源１からの交流電力を単相ＰＷＭコンバータ２により直流電力に変換し、直流コンデンサ３により平滑化し、さらにインバータ４により任意の周波数の交流電力に変換して、永久磁石電動機（ＰＭ）５を駆動制御するシステムとなっている。
【００４１】
一方、制御系としては、いわゆるベクトル制御方式である。
このベクトル制御方式は、電流、電圧、磁束をベクトル量として制御する方式であり、ｄｑ軸として定義される回転する座標系（ｄｑ軸回転座標系）上で制御を行なう。
【００４２】
また、このベクトル制御方式は、例えば文献２（「電気機器工学ＩＩ」、電気学会）等により公知の技術であり、多くの方式が提案されてきている。
次に、本実施の形態のベクトル制御方式の構成について具体的に述べる。
【００４３】
図１において、位置検出器６により、永久磁石電動機５の磁極（永久磁石軸）の位置θｍ を検出する。
また、位置検出器６により検出された磁極の位置θｍ から、この永久磁石軸をｄ軸としかつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上を導入し、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとを入力とする電圧指令演算器７により、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令を算出する。
【００４４】
この出力電圧ベクトル指令は、ｄｑ軸座標系上で極座標として表わされるものとする。すなわち、図２に示すように、大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとを持つベクトルになる。
【００４５】
一方、座標系変換器８により、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ を基に、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を算出する。
【００４６】
また、図示しないインバータ制御器により、この３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ， Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ に基づいて、インバータ４の出力電圧を制御する。
一方、電圧検出器２６により、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃを検出する。
【００４７】
また、位相調整器９により、この直流電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして座標系変換器８に入力する。
【００４８】
図３は、上記位相調整器９の詳細な構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付して示している。
図３において、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃを、抽出手段であるバンドパスフィルタ１２に入力する。
【００４９】
このバンドパスフィルタ１２の特性周波数は、単相交流電源１の周波数の２倍成分の周波数とする。例えば、単相交流電源１の周波数が６０Ｈｚである場合には、その２倍の周波数である１２０Ｈｚ成分のみを抽出するフィルタ特性を有するものとする。
【００５０】
このバンドパスフィルタ１２の出力は正弦波であり、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃに相当する。
すなわち、このバンドパスフィルタ１２は、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃから脈動の正弦波を抽出する。
【００５１】
また、この抽出された直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃを振幅補償器１３に入力する。この振幅補償器１３は、ゲインＫｇ に基づいて、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動量ΔＶｄｃの振幅を補償（調整）し、正弦波ΔＰ′を出力する。
【００５２】
さらに、この振幅補償器１３からの出力である正弦波ΔＰ′を、位相補償器１４に入力する。この位相補償器１４は、入力された正弦波ΔＰ′の位相を補償位相量Ｋｐ だけ進ませる。
【００５３】
そして、この位相補償器１４の出力は、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ への調整量ΔＰとなる。
ここで、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分ΔＶｄｃを補償するゲインＫｇ と補償位相量Ｋｐ は、前述した（１）式、（２）式によりそれぞれ算出する。
【００５４】
図４は、以上の直流リンク電圧Ｖｄｃと直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相への調整量ΔＰとの関係の一例を示す波形図である。
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
【００５５】
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【００５６】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【００５７】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電圧検出器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃが検出される。
【００５８】
また、位相調整器９では、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【００５９】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【００６０】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
以下、この点について具体的に述べる。
一般に、永久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式で表わされる。
【００６１】
【数３】
ここで、直流リンク電圧Ｖｄｃが単相交流電源１の周波数Ｆｓｏの２倍の周波数２Ｆｓｏで脈動すると、ｄｑ軸の出力電圧にも同一の周波数２Ｆｓｏの脈動が生じる。そして、ｄｑ軸出力電圧の周波数２Ｆｓｏ成分をそれぞれΔＶｄ ，ΔＶｑ とする。また、永久磁石電動機５の周波数ωＭ や界磁φＦ は、同周波数成分の脈動を生じないとする。
【００６３】
この脈動の周波数２Ｆｓｏ成分における、永久磁石電動機５の特性方程式は、次のような式となる。
ただし、ｄｑ軸電流の脈動の周波数成分を、それぞれΔＩｄ ，ΔＩｑ とする。
【００６４】
【数４】
【００６５】
【数５】
【００６６】
【数６】
直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動がトルクに与える影響ΔＴｍ は、界磁φＦ を一定とすると、次のような式により近似される。
ここで、Ｉｄ ＊ ，Ｉｑ ＊ はｄｑ軸電流の平均値である。
【００６８】
【数７】
【００６９】
【数８】
【００７０】
【数９】
ｄ軸出力電圧の脈動ΔＶｄ とｑ軸出力電圧の脈動ΔＶｑ とが、上記式を満たすことにより、トルクのリプルを抑制できることがわかる。
ここで、ｄ，ｑ軸出力電圧の脈動ΔＶｄ ，ΔＶｑ と、極座標で表わした出力電圧との関係を示す。
【００７２】
例えば、ＰＷＭ制御が、方形波モードないしは１パルスモードで動作し、出力電圧の大きさが直流リンク電圧Ｖｄｃにより一意に決まる場合には、次の（１７）式のような関係になる。
【００７３】
出力電圧のｄｑ軸座標上での大きさＶは（１７）式で表わされる、
同式より、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動することにより、出力電圧の大きさＶにも脈動が生じることがわかる。
【００７４】
【数１０】
上記（１７）式において、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動周波数２Ｆｓｏに関しては、次のような式が成り立つ。
ここで、ΔＶｄｃは直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動成分であり、ΔＰは出力電圧のｄ軸からの位相の脈動成分である。
【００７６】
【数１１】
ここで、トルク脈動を抑制するためのｄｑ軸電圧の条件式（１４）に、上記（１９）式を代入することにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧位相ΔＰの脈動との関係を得る。
【００７８】
【数１２】
【００７９】
【数１３】
従って、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相の脈動ΔＰとの関係が、上記のような式を満たす場合に、トルクのリプルを抑制することが可能である。
【００８１】
ここで、ゲインの補償量Ｋｇ を（２３）式により算出し、位相の補償量Ｋｐ を（２４）式により演算する。
図３に示すように、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の正弦波の振幅をＫｇ 倍し、さらに位相をＫｐ 進めることにより、上記（２２）式を満たす出力電圧の位相への調整量ΔＰを算出することができる。
そして、常に上記（２２）式を満たすことから、永久磁石電動機５のトルクのリプルを抑制することが可能である。
【００８２】
【数１４】
ここで、前述した（１）式は、上記（２３）式に（２）式は（２４）式に、（３）式は（２１）式に、（４）式は（１６）式に、（５）式は（１１）式にそれぞれ対応する。
【００８４】
以上により、直流リンク電圧Ｖｄｃが脈動する条件下において、トルクリプルの脈動を抑制することができる。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、直流リンク電圧 Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃに応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【００８５】
また、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃの周波数が特定できるような場合には、直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃのうち同周波数成分を抽出し、この抽出された脈動の正弦波に対して振幅と位相とをそれぞれ補償し、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、他の周波数成分に影響を与えずに、トルクのリプルを抑制することが可能となる。
【００８６】
さらに、永久磁石電動機５のパラメータが正確に把握できるような場合には、理論的に算出された補償量Ｋｇ ，Ｋｐ を与えるようにしているので、なんら調整を必要とすることなく、トルクのリプルを抑制することが可能となる。
【００８７】
このようにしてトルクのリプルを抑制することにより、より繊細なトルク制御が必要とされる分野への応用を期待することができる。
また、トルクのリプルに起因した機械共振を抑制することが可能となるため、騒音、振動、機械疲労を低減することができる。
【００８８】
（第２の実施の形態：請求項１、請求項５に対応）
図５は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【００８９】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【００９０】
すなわち、図５において、電流検出器１５により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ を検出する。
また、座標系変換器１６により、電流検出器１５により検出された電流Ｉｕ ，Ｉｗ をｄｑ軸座標系上へと変換して、ｑ軸電流Ｉｑ の成分を算出する。
【００９１】
そして、このｑ軸電流Ｉｑ の成分をｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆから差し引いて、ｑ軸電流の偏差を位相調整器１７に入力する。
さらに、位相調整器１７により、このｑ軸電流の偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
【００９２】
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標系変換器８に入力する。
【００９３】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【００９４】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【００９５】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【００９６】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電流検出器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ が検出される。
【００９７】
また、座標系変換器１６では、この電流Ｉｕ ，Ｉｗ に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｑ軸電流Ｉｑ の成分が算出される。
そして、このｑ軸電流Ｉｑ の成分は、ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆから差し引かれて、ｑ軸電流の偏差が位相調整器１７に入力される。
【００９８】
さらに、位相調整器１７では、このｑ軸電流の偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【００９９】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、永久磁石電動機５のトルクＴｍ は、前述した（１０）式で表わされるように、ｑ軸電流Ｉｑ に大きく依存する。特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合には、トルクはｑ軸電流のみに依存する。
【０１００】
出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第１の実施の形態において示していることから、トルクに大きく依存するｑ軸電流の偏差、すなわち脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、トルクのリプルを抑制することが期待できる。
【０１０１】
これは、特に、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合に、トルクはｑ軸電流のみに依存するため、ｑ軸電流Ｉｑ の脈動を抑制する本実施の形態では効果的に作用し、永久磁石電動機５のパラメータが正確に把握できない場合にも有効である。
【０１０２】
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、トルク電流の脈動、すなわちｑ軸電流Ｉｑ の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１０３】
これは、永久磁石電動機５のパラメータが正確にわからない場合や、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合において特に有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【０１０４】
（第３の実施の形態：請求項１、請求項６、請求項７に対応）
図６は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１０５】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態におけるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１０６】
すなわち、図６において、電流検出器１５により、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ を検出する。
また、座標系変換器１６により、電流検出器１５により検出された電流Ｉｕ ，Ｉｗ をｄｑ軸座標系上へと変換して、ｄ軸電流Ｉｄ およびｑ軸電流Ｉｑ の各成分を算出する。
【０１０７】
さらに、トルク推定器１８により、座標系変換器１６により算出されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄ ，Ｉｑ の各成分を基に、前述した（１０）式に従ってトルクの推定値Ｔｍｈを算出する。
【０１０８】
そして、このトルク推定値Ｔｍｈをトルク指令値Ｔｍ Ｒｅｆから差し引いて、トルクの偏差を位相調整器１７に入力する。
さらに、位相調整器１７により、このトルクの偏差に基づいて、上記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰを算出する。
【０１０９】
そして、この位相の調整量ΔＰを、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算し、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、前記座標系変換器８に入力する。
【０１１０】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【０１１１】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【０１１２】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【０１１３】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電流検出器１５では、永久磁石電動機５のＵ相，Ｗ相の電流Ｉｕ ，Ｉｗ が検出される。
【０１１４】
また、座標系変換器１６では、この電流Ｉｕ ，Ｉｗ に基づいて、ｄｑ軸座標系上でのｄ軸電流Ｉｄ およびｑ軸電流Ｉｑ の各成分が算出される。
さらに、トルク推定器１８では、このｄ，ｑ軸電流Ｉｄ ，Ｉｑ の各成分に基づいて、トルクの推定値Ｔｍｈが算出される。
【０１１５】
そして、このトルク推定値Ｔｍｈは、トルク指令値Ｔｍ Ｒｅｆから差し引かれて、トルクの偏差が位相調整器１７に入力される。
さらに、位相調整器１７では、このトルクの偏差に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【０１１６】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【０１１７】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することで、トルクリプルを抑制できることは、前述した第１の実施の形態において示していることから、トルクの偏差に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整することにより、トルクのリプルを抑制することが期待できる。
【０１１８】
これは、特に、永久磁石電動機５が突極性を有する場合においても有効である。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、トルクの偏差、すなわちトルク推定値の脈動に応じて、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、永久磁石電動機５の発生するトルクのリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１１９】
これは、永久磁石電動機５が非突極性を有する場合においても有効に作用する。
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【０１２０】
（第４の実施の形態：請求項８に対応）
図７は、本実施の形態による電力変換装置の概略構成例を示すブロック図であり、前述した図１と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
【０１２１】
本実施の形態による電力変換装置では、前述した第１の実施の形態における座標変換器８に入力するｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の大きさＶの算出を行なう部分の構成のみが異なっている。
【０１２２】
すなわち、本実施の形態では、インバータ４が、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしている。
具体的には、前述した第１の実施の形態では、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、電圧指令演算器７により算出しているが、本実施の形態では、図７に示すように、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧Ｖｄｃを係数変換器１９に入力し、ゲインＫｖ 倍された値を出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算出するようにしている。
このゲインＫｖ は、次のような式のように与えられる。
【０１２３】
【数１５】
次に、以上のように構成した本実施の形態の電力変換装置の作用について説明する。
位置検出器６では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ が検出され、座標系変換器８に入力される。
【０１２５】
一方、電圧指令演算器７では、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ Ｒｅｆとｑ軸電流の指令値Ｉｑ Ｒｅｆとから、ｄ，ｑ軸電流指令値Ｉｄ Ｒｅｆ，Ｉｑ Ｒｅｆにそれぞれの応答値Ｉｄ ，Ｉｑ が追従するように、出力電圧ベクトル指令が算出される。
【０１２６】
また、座標系変換器８では、永久磁石電動機５の磁極の位置θｍ から、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令、すなわち大きさＶとｄ軸からの位相Ｐとから、３相固定座標系上での３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ が算出される。
【０１２７】
そして、図示しないインバータ制御器では、３相出力電圧指令Ｖｕ ＊ ，Ｖｖ ＊ ，Ｖｗ ＊ を基に、インバータ４の出力電圧が制御される。
一方、電圧検出器２６では、直流コンデンサ３の端子電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃが検出される。
【０１２８】
また、位相調整器９では、この直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動に基づいて、ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相の調整量ΔＰが算出される。
【０１２９】
そして、この位相の調整量ΔＰが、電圧指令演算器７から出力されるｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相基準Ｐ＊ と加算され、出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相Ｐとして、座標系変換器８に入力される。
【０１３０】
さらに、係数変換器１９では、電圧検出器２６により検出された直流リンク電圧ＶｄｃをゲインＫｖ 倍した値が、出力電圧ベクトル指令の大きさＶとして算出され、座標系変換器８に入力される。
【０１３１】
以上により、永久磁石電動機５に発生するトルクのリプルを抑制することが可能である。
すなわち、１パルスモードは、出力周期の間に、スイッチが１回だけＯＮ・ＯＦＦを行なうＰＷＭ制御であり、その基本波が最大となることが知られている。従って、インバータ４の出力電圧の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃによって一意に決定される。この場合、直流リンク電圧Ｖｄｃからｄｑ軸座標系上の出力電圧ベクトル指令の大きさＶまでの係数がＫｖ となる。
【０１３２】
以上のように、ＰＷＭ動作が１パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃに比例する。また、ＰＷＭ動作が多パルスモードである場合には、出力電圧ベクトル指令の大きさＶは、直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさに依存せずに制御することが可能である。従って、１パルスモードにおいては、特に直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動の影響を大きく受け、トルクリプルが大きく発生する。
【０１３３】
そして、このような動作モードにおいて、前述した各実施の形態の電力変換装置は、特にその効果を有効に発揮することとなる。
上述したように、本実施の形態の電力変換装置においては、インバータが、定電圧可変周波数（ＣＶＶＦ）モードで動作するようにしているので、インバータのＰＷＭ動作が１パルスモードで、出力電圧が直流電圧に依存する場合においても、有効に作用する。
【０１３４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の電力変換装置によれば、単相ＰＷＭコンバータと３相インバータとにより永久磁石電動機を駆動制御するシステムにおいて、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した状態量を抽出し、この状態量に対して単相交流電源の周波数の２倍成分を取り出し、この状態量の脈動に応じて出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整するようにしているので、単相ＰＷＭコンバータの整流に起因した直流リンク電圧の脈動する条件下においても、また永久磁石電動機が突極性を有する場合においても、永久磁石電動機の発生するトルクリプルを効果的に抑制することが可能となる。
【０１３５】
このトルクリプルを抑制することによって、より繊細なトルク制御を実現することができる。また、トルクのリプルに起因した機械系の共振を抑えることが可能となり、振動、騒音、機械疲労を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図２】ｄｑ軸座標系上での出力電圧のベクトル図。
【図３】同第１の実施の形態の電力変換装置における位相調整器の詳細な構成例を示すブロック図。
【図４】直流リンク電圧Ｖｄｃと直流リンク電圧Ｖｄｃの脈動ΔＶｄｃと出力電圧の位相への調整量ΔＰの関係の一例を示す波形図。
【図５】本発明の第２の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図６】本発明の第３の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図７】本発明の第４の実施の形態による電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【図８】従来の電力変換装置の構成例を示すブロック図。
【符号の説明】
１…単相交流電源、
２…単相ＰＷＭコンバータ、
３…直流コンデンサ、
４…インバータ、
５…永久磁石電動機（ＰＭ）、
６…磁極位置検出器、
７…電圧指令演算器、
８…座標系変換器、
９…位相調整器、
１０…ｄｑ軸座標系上での出力電圧の大きさ、
１１…ｄｑ軸座標系上での出力電圧のｄ軸からの位相、
１２…バンドパスフィルタ、
１３…振幅補償器、
１４…位相補償器、
１５…電流検出器、
１６…座標系変換機、
１７…位相調整器、
１８…トルク推定器、
１９…係数変換器、
２０…周波数調整器、
２１…平均値演算器、
２２…インバータ制御器、
２３…誘導電動機、
２４…速度検出器、
２５…滑り周波数演算器、
２６…電圧検出器。
Claims (4)
- 単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する座標系変換手段と、
前記座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記直流コンデンサの端子電圧である直流リンク電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段により検出された直流リンク電圧から脈動の正弦波を抽出する抽出手段と、
前記抽出手段により抽出された直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅と位相とを調整し、かつこの振幅と位相とが調整された正弦波を、前記ｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令の位相調整量として出力するものであって、前記直流リンク電圧の脈動の正弦波の振幅の補償量Ｋ g を下記（１）式に基づいて算出し、位相の補償量Ｋ p を下記（２）式に基づいて算出する振幅・位相補償手段と、
を備えてなることを特徴とする電力変換装置。
- 単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して非突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流からｑ軸電流の成分を算出して出力する第２の座標系変換手段と、
前記第２の座標系変換手段により算出されたｑ軸電流の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段と、
を備えてなることを特徴とする電力変換装置。 - 単相交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する単相ＰＷＭコンバータと、
前記単相ＰＷＭコンバータから出力される直流電力を平滑化する直流コンデンサと、
前記直流コンデンサにより平滑化された直流電力を任意の周波数の交流電力に変換して突極性を有する永久磁石電動機を駆動制御するインバータと、
前記永久磁石電動機の永久磁石軸の位置を検出する磁極位置検出手段と、
前記磁極位置検出手段により検出された永久磁石軸をｄ軸とし、かつこのｄ軸に直交する軸をｑ軸とするｄｑ軸座標系上で、大きさと位相とを持つ出力電圧ベクトル指令を算出して出力する電圧指令演算手段と、
前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令に基づいて、３相固定座標系上での３相出力電圧指令を算出して出力する第１の座標系変換手段と、
前記第１の座標系変換手段により算出された３相出力電圧指令に基づいて前記インバータの出力を制御するインバータ制御手段と、
前記永久磁石電動機に流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記電流検出手段により検出された電流から、ｄ軸電流の平均値Ｉｄ ＊ 、ｑ軸電流の平均値Ｉｑ ＊ 、ｄ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｄ、ｑ軸電流の脈動の周波数成分ΔＩｑを 算出して出力する出力手段と、
前記出力手段で算出された電流と、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑの差ΔＬ、界磁磁束φＦを、下記（１２）式に入力して前記永久磁石電動機の発生するトルクの推定値を算出して出力するトルク推定手段と、
前記トルク推定手段により算出されたトルク推定値の脈動に基づいて、前記電圧指令演算手段により算出されたｄｑ軸座標系上での出力電圧ベクトル指令のｄ軸からの位相を調整する位相調整手段と、
を備えてなることを特徴とする電力変換装置。
- 前記請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
前記インバータが、定電圧可変周波数モードで動作するようにしたことを特徴とする電力変換装置。
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