JP5161985B2 - 電力変換装置および電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置、および該電力変換装置を用いた電動パワーステアリングの制御装置に関するものである。

直流を交流に変換する電力変換装置は交流回転機に交流電圧を印加することで、該交流回転機にトルクを発生させることができる。交流回転機のトルクは交流回転機の回転子磁束と電機子電流のベクトル積に比例するので、交流回転機のトルクを制御する上で、電機子電流の把握、即ち交流回転機の電流検出は重要である。交流回転機の電流検出法としてホール効果素子を用いた絶縁型検出器を用いる方法があるが、絶縁型検出器は高価である。

そこで、特許文献１に記載される従来の電力変換装置では、ＰＷＭインバータを構成するアームの片側のスイッチング素子と直流電源との間に電流検出抵抗を接続し、前記スイッチング素子の通流期間の特定のタイミングに同期して、前記電流検出抵抗の両端の電圧をサンプル・ホールドすることにより、対応する相の相電流を検出するようにしている。このような従来の電力変換装置では、ホール効果素子の代わりに安価な電流検出抵抗を利用しているので、電流検出に高価な絶縁型検出器を利用することなく、交流回転機の制御が可能である。

しかしながら、このような従来の電力変換装置では、スイッチング素子の通流期間の特定のタイミングに同期して、前記電流検出抵抗の両端の電圧をサンプル・ホールドする必要があり、過変調と呼ばれる飽和を伴う振幅の大きな電圧を交流回転機に印加する場合はスイッチング素子の通流期間が不足して、電流検出抵抗の両端の電圧をサンプル・ホールドしても所望の電流検出精度が得られない課題があった。

このスイッチング素子の通流期間が不足し、所望の電流検出精度が得られない課題を解決する方法として、二つの電流を検知しもう一つの電流を計算で突き止めるように制御する電力変換装置が知られている。例えば特許文献２に記載される従来の電力変換装置では、周波数変換装置の内部でインバータの片側に流れる電流を正確に測定できるように、合計三つの部分電流のうち少なくとも二つを検知し、相電流の和は常にゼロであることから、それにより第三の部分電流を少なくとも計算で突き止めるようにしている。

また、例えば特許文献３に記載される従来の電力変換装置では、直流電源の一対の電極電位のうちの多相回転機の各相の電流検出に用いられている電流検出抵抗に対応しない電位側に、指令電圧をオフセットさせ、電流検出に用いられる電流検出抵抗に接続されるスイッチング素子が全相オン状態となる期間が拡大する。これにより、電流検出期間が過度に短くなることを回避することができ、ひいては電流検出をより高精度に行うことができる。

なお、特許文献２および特許文献３に記載されている従来の電力変換装置ではホール効果素子を用いた絶縁型検出器と異なり、電流検出抵抗に電流が通流すると銅損が発生し、電力損失が増加する課題があった。この電流検出抵抗に起因する電力損失増加に関する課題を解決する電力変換装置として、例えば特許文献４に記載される従来の電力変換装置がある。

特許文献４に記載される従来の電力変換装置では、三相の電圧指令波信号のうちの最大のものが搬送波の山の大きさと等しくなるように三相の電圧指令波信号を正の方向に等しくシフトする場合の各スイッチング素子のスイッチング損失と電流検出用抵抗素子の電力損失との総和と、三相の電圧指令波信号のうちの最小のものが搬送波の谷の大きさと等しくなるように三相の電圧指令波信号を負の方向に等しくシフトする場合の各スイッチング素子のスイッチング損失と電流検出用抵抗素子の電力損失との総和とを比較して、総和が小さくなる方を選択して三相の電圧指令波信号を等しくシフトするようにして、両者のうち損失の小さい方を選択することにより、電力変換装置の電力損失という課題を解決し、より小さい電力損失を実現している。

また、スイッチング回数を減少させて、電流の増大に応じて増加するスイッチング損失を減少させることができる電力変換装置として、例えば特許文献５に記載される従来の電力変換装置がある。特許文献５に記載される従来の電力変換装置では、インバータの各相のスイッチングを交番的にかつ所定期間停止するよう、すなわち二相ＰＷＭ制御が実行されるよう、各相ＰＷＭ信号が生成され、インバータのスイッチングが制御される。その際、少なくともいずれかの相について、相電圧及び線電流が検出され、両者の位相差（力率角）が求められる。求めた力率角は、各相ＰＷＭ信号の発生動作の制御に用いられる。この制御は、インバータの各相のスイッチング停止期間がインバータの負荷に流れる線電流のピーク近傍に追従するよう実行される。従って、この従来の電力変換装置においては、スイッチング停止期間が当該電流のピーク近傍に追従するため、電流の増大に伴い増加するスイッチング損失を抑制可能となる。

特開昭６３−８０７７４号公報 特開平６−２０５５８９号公報 特開２０１０−６３２３９号公報 特開２００９−１７６７１号公報 特開平７−０４６８５５号公報

特許文献１記載の従来の電力変換装置では、大きな振幅の電圧を交流回転機に印加する場合、スイッチング素子の通流期間が不足して、電流検出抵抗の両端の電圧をサンプル・ホールドしても所望の電流検出精度が得られないといった問題と、電流検出抵抗の銅損に起因する電力損失という問題があった。

また、特許文献２記載の従来の電力変換装置では、第三の部分電流を計算で突き止めることで、所望の電流検出精度を得るようにしているが、電流検出抵抗の銅損に起因する電力損失について問題があった。

また、特許文献３記載の従来の電力変換装置では、電流検出抵抗に接続されるスイッチング素子が全相オン状態となる期間が拡大するので、所望の電流検出精度を得る反面、電流検出抵抗の銅損に起因する電力損失が拡大するといった問題があった。さらに、過変調と呼ばれる飽和を伴う振幅の電圧を交流回転機に印加する場合は、指令電圧をオフセットさせたことに起因して正負で飽和特性が異なり、歪んだ電圧を発生してしまう問題があった。

また、特許文献１〜３記載の従来の電力変換装置では、電流検出抵抗の銅損に起因する電力損失が電力変換効率の低下要因となったり、装置の発熱に繋がったりするといった問題があった。

また、特許文献４記載の従来の電力変換装置では、三相の電圧指令波信号を正の方向に等しくシフトする場合の各スイッチング素子のスイッチング損失と電流検出用抵抗素子の電力損失との総和と、三相の電圧指令波信号を負の方向に等しくシフトする場合の各スイッチング素子のスイッチング損失と電流検出用抵抗素子の電力損失との総和とを比較して、両者のうち損失の小さい方を選択することにより、電流検出抵抗の銅損に起因する電力損失の問題を解決しているものの、電圧指令波信号を選択するときに電圧指令波信号が時刻に対して不連続になり、電流歪が発生するといった問題があった。また、デジタル処理などに起因して出力電圧の分解能が有限であった場合、三相電圧指令の各相振幅が小さい領域において、三相の電圧指令波信号を正の方向に等しくシフトすると、各相振幅が更に小さくなってしまい電圧の出力精度が低下するといった問題があった。

また、特許文献５記載の従来の電力変換装置では、インバータの各相のスイッチングを交番的にかつ所定期間停止するよう、三相の電圧指令波信号を等しくシフトするようにしているが、このシフト量が矩形波的に変化し、時刻に対する不連続点を持っており、その結果、電圧波形も時刻に対する不連続点を有したものとなる。時刻に対する不連続点が存在すると、電流リプルが発生する要因となり、騒音や振動が増す問題があった。

また、前記従来の電力変換装置を用いて交流回転機を駆動した場合、電圧波形の飽和特性が正負で異なったり、電圧指令波信号が不連続になったりすると、電流歪みが発生しトルクリプルや異音の発生要因となる問題があった。

例えば、電動パワーステアリングの制御装置において、従来の電力変換装置を用いて交流回転機に電圧を印加した場合、電圧波形の飽和特性が正負で異なったり、電圧指令波信号が不連続になったりすると、トルクリプルが発生し、ハンドルを握った手にリプルが伝わり、不快感の要因になる。また、電動パワーステアリングの制御装置が車室内に設置された場合、電力変換装置が出力する電圧波形の飽和特性が正負で異なったり、電圧指令波信号が不連続になったりすると、異音が車室内に現れ、不快感の要因になるといった問題があった。

本発明は、前記のような問題点を解決するためになされたものであり、電流検出抵抗に起因する電力損失を抑えつつ、大きな振幅で、且つ、歪みの少ない電圧を交流回転機に印加できる電力変換装置を得ることを目的としている。

本発明は、三相電圧指令に基づいて直流電圧を三相電圧に変換して出力する電力変換装置において、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じた重畳電圧指令を演算して出力する重畳電圧指令演算手段と、前記重畳電圧指令を前記三相電圧指令のそれぞれの相に加算して修正三相電圧指令を出力する電圧指令修正手段と、前記修正三相電圧指令に基づいて三相の電圧を出力する電圧出力手段とを備え、前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記重畳電圧指令の演算式を切り換えて重畳電圧指令を出力するものである。

本発明によれば、三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じた重畳電圧指令を用いることで、低損失かつ高い電圧が出力できる効果を得ることができる、といった従来にない顕著な効果を奏する。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧出力手段６の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧出力手段６の動作を説明するための図である。 本発明の実施の形態１における重畳電圧指令演算器８の内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*を比較した図である。 本発明の実施の形態１におけるタイムチャートの一例である。 本発明の実施の形態２における重畳電圧指令演算器８ａの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態２における選択部４４ａが、重畳電圧指令を選択し出力する過程を示すフローチャート図である。 本発明の実施の形態４における電力変換装置２ｂの全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態４における重畳電圧指令演算器８ｂの内部構成を示す図である。 本発明の実施の形態５における電動パワーステアリング装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態６における重畳電圧指令演算器８ｃの内部構成を示す図である。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。
図において、三相電圧指令演算手段１は、電力変換装置２にＵ相電圧指令Vu^*と、Ｖ相電圧指令Vv^*と、Ｗ相電圧指令Vw^*と、を出力する。電力変換装置２は前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^* に基づいて三相電圧Vu, Vv, Vwを出力し、該三相電圧は三相交流回転機３に印加される。

電力変換装置２は、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^* に基づいて演算し重畳電圧指令Vx^* として出力する重畳電圧指令演算手段４と、該重畳電圧指令Vx^*を前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^* のそれぞれに加算して修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* として出力する電圧指令修正手段５と、該修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* に従って三相電圧Vu, Vv, Vw を前記三相交流回転機３に印加する電圧出力手段６とを具備する。
重畳電圧指令演算手段４は、電圧比較演算器７と重畳電圧指令演算器８を備え、前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最大値と最小値の差に応じて前記重畳電圧指令Vx^*を出力する。

電圧比較演算器７は（１）式に従い、前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最大値を求め、最大電圧Vmaxとして出力するとともに、（２）式に従い前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最小値を求め、最小電圧Vminとして出力する。

Vmax = max( Vu^*, Vv^*, Vw^* ) ・・・ （１）
Vmin = min( Vu^*, Vv^*, Vw^* ) ・・・ （２）

重畳電圧指令演算器８は前記最大電圧Vmaxと最小電圧Vminの差に応じて前記重畳電圧指令Vx^*を出力する。
電圧指令修正手段５は、前記重畳電圧指令Vx^*を前記Ｕ相電圧指令Vu^*に加算して修正Ｕ相電圧指令Vu0^*として出力する加算器９と、前記重畳電圧指令Vx^*を前記Ｖ相電圧指令Vv^*に加算して修正Ｖ相電圧指令Vv0^*として出力する加算器１０と、前記重畳電圧指令Vx^*を前記Ｗ相電圧指令Vw^*に加算して修正Ｗ相電圧指令Vw0^*として出力する加算器１１とによって構成する。

ここで電圧指令修正手段５の動作について説明しておく。前述した動作より、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*と三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*及び重畳電圧指令Vx^*の間には（３）〜（５）式が成り立つ。

Vu0^*=Vu^*+Vx^* ・・・ （３）
Vv0^*=Vv^*+Vx^* ・・・ （４）
Vw0^*=Vw^*+Vx^* ・・・ （５）

前記三相交流回転機３の各相は、接地電位から絶縁するようにしてあり、三相交流回転機３の電流は各相間の電位差、即ち、線間電圧に応じて発生する。ここで、（３）〜（５）式を用いて、修正三相電圧指令の各相間の電位差を求めると（６）〜（８）式となる。

Vu0^* - Vv0^*= (Vu^*+Vx^*)-(Vv^*+Vx^*) = Vu^*- Vv^* ・・・ （６）
Vv0^* - Vw0^*= (Vv^*+Vx^*)-(Vw^*+Vx^*) = Vv^*- Vw^* ・・・ （７）
Vw0^* - Vu0^*= (Vw^*+Vx^*)-(Vu^*+Vx^*) = Vw^*- Vu^* ・・・ （８）

前記（６）〜（８）式を見て判るように、重畳電圧指令Vx^*の値に関わらず、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の各相間の電位差と、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の各相間の電位差は等しい。換言すると、電圧出力手段６が修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*に従って三相交流回転機３に電圧を印加しても、三相交流回転機３の線間電圧は電圧出力手段６が三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*に従って電圧を印加した場合と同じとなる。
なお、後述するように、電圧出力手段６が電圧飽和を発生した場合は、修正三相電圧指令に従って電圧を印加した場合と三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*に従って電圧を印加した場合では同じ線間電圧になるとは限らない。

図２は、電圧出力手段６の内部構成図を示したものである。図においてＰＷＭ変調器２０はＰＷＭ変調により修正Ｕ相電圧指令Vu0^*をオンオフ信号に変換し、半導体スイッチ２２をオンオフさせるとともに、半導体スイッチ２３を半導体スイッチ２２と逆位相となるようにオンオフさせる。半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３のオンオフ動作によってＵ相電圧は修正Ｕ相電圧指令Vu0^*となるような電圧を出力する。換言すると、直流電圧源２１の直流電圧Vdcが半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３のオンオフ動作によって交流電圧であるＵ相電圧に変換される。また、Ｕ相電流を検出するための電流検出抵抗２４を前記半導体スイッチ２３と前記直流電圧源２１の負極側との間に接続する。

同様に、ＰＷＭ変調器２０はＰＷＭ変調により修正Ｖ相電圧指令Vv0^*をオンオフ信号に変換し、半導体スイッチ２５をオンオフさせるとともに、半導体スイッチ２６を半導体スイッチ２５と逆位相となるようにオンオフさせる。半導体スイッチ２５と半導体スイッチ２６のオンオフ動作によってＶ相電圧は修正Ｖ相電圧指令Vv0^*となるような電圧を出力する。また、Ｖ相電流を検出するための電流検出抵抗２７を前記半導体スイッチ２６と前記直流電圧源２１の負極側との間に接続する。

同様に、ＰＷＭ変調器２０はＰＷＭ変調により修正Ｗ相電圧指令Vw0^*をオンオフ信号に変換し、半導体スイッチ２８をオンオフさせるとともに、半導体スイッチ２９を半導体スイッチ２８と逆位相となるようにオンオフさせる。半導体スイッチ２８と半導体スイッチ２９のオンオフ動作によってＷ相電圧は修正Ｗ相電圧指令Vw0^*となるような電圧を出力する。また、Ｗ相電流を検出するための電流検出抵抗３０を前記半導体スイッチ２９と前記直流電圧源２１の負極側との間に接続する。

電流検出器３１は電流検出抵抗２４の端子間電位差をＵ相電流iuとして検出するとともに、電流検出抵抗２７の端子間電位差をＶ相電流ivとして検出する。同様に電流検出抵抗３０の端子間電位差をＷ相電流iwとして検出する。

図３は電圧出力手段６の動作を説明するための図である。図において、横軸は時刻であり、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*は、期間１から期間４の間、単調増加している場合を扱っている。図３上段の三角波状の信号はＰＷＭ変調器２０の内部信号である搬送波である。ＰＷＭ変調器２０は前記搬送波が修正Ｕ相電圧指令Vu0^*よりも大きい場合は、半導体スイッチ２２をオフさせるとともに半導体スイッチ２３をオンさせる。また、前記搬送波が修正Ｕ相電圧指令Vu0^*よりも小さい場合は、半導体スイッチ２２をオンさせるとともに半導体スイッチ２３をオフさせる。
なお、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３が同時にオンすると直流電圧源２１が短絡してしまうので、半導体スイッチ２２および半導体スイッチ２３がオンする場合の立ち上がりタイミングが所定時間だけ遅延するようにしている。この遅延時間は短絡防止時間またはデッドタイムとして周知である。

電流検出抵抗２４の端子間電位差は、電流検出抵抗２４を通過する電流振幅に比例する。図３の４段目を見て判るように、電流検出抵抗２４を通過する電流は半導体スイッチ２３のオン期間に発生する。半導体スイッチ２３のオンオフ切り替わり前後は電流もオンオフに起因する過渡状態となる。電流検出器３１は、過渡状態を回避するように搬送波の山のタイミング近傍で電流検出抵抗２４の端子間電位差をサンプル・ホールドしてＵ相電流値を検出する。修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が小さい値となる期間１では、半導体スイッチ２３のオン期間が長いので、Ｕ相電流が電流検出抵抗２４を通過する期間も長く、電流検出器３１は容易に過渡状態を回避しながらＵ相電流値を検出できる。しかしながら、電流検出抵抗２４をＵ相電流が通過する期間が長いと電流検出抵抗２４で銅損が発生する期間も長い。期間２、期間３と修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が大きくなるにつれ、半導体スイッチ２３のオン期間が短くなり、Ｕ相電流が電流検出抵抗２４を通過する期間も短くなる。その結果、電流検出抵抗２４で発生する銅損も小さくなる。

なお、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が期間４に示すような大きな値になると、半導体スイッチ２３のオン期間が非常に短くなるので、電流検出抵抗２４を通過する電流もオンオフの過渡状態だけとなり、電流検出器３１は電流検出抵抗２４の端子間電位差からＵ相電流を検出することができなくなる。本実施の形態では、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が0.4×Vdcより大きい場合、電流検出抵抗２４の端子間電位差からＵ相電流を検出することができなくなるものとする。従って、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が0.4×Vdcより小さい範囲で大きな値にしておくと、Ｕ相電流の検出期間を確保し且つ電流検出抵抗で生じる銅損を小さくすることが可能である。ここで、該「0.4×Vdc」という値は、半導体スイッチ２２，２３のオンオフに必要な期間と前記搬送波の周期の比に依存する値であって、電力変換装置毎にその値は異なる。従って、本実施の形態ではこの値を「0.4×Vdc」とするが、電力変換装置毎に異なる値に差し替えてよい。

また、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が0.5×Vdcより大きい場合、半導体スイッチ２２はオンし続けると共に半導体スイッチ２３はオフし続ける。従って、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が0.5×Vdcより大きい場合、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*がどの値であっても、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３の動作はVu0^*が0.5×Vdcの時と同じであり、その結果、出力するＵ相電圧Vuは0.5×Vdcとなる。この状態を電圧飽和、若しくは過変調と呼ぶ。このとき、Ｕ相電流は電流検出抵抗２４を通過しないので、電流検出器３１は電流検出抵抗２４の端子間電位差からＵ相電流を検出することができなくなる。

同様に、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が-0.5×Vdcより小さい場合、半導体スイッチ２２はオフし続けると共に半導体スイッチ２３はオンし続ける。従って、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が-0.5×Vdcより小さい場合、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*がどの値であっても、半導体スイッチ２２と半導体スイッチ２３の動作はVu0^*が-0.5×Vdcの時と同じであり、その結果、出力するＵ相電圧Vuは-0.5×Vdcとなる。この状態を電圧飽和、若しくは過変調である。このとき、Ｕ相電流は電流検出抵抗２４を通過しているので、電流検出器３１は電流検出抵抗２４の端子間電位差からＵ相電流の検出が可能である。このように、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が-0.5×Vdc 〜0.5×Vdcの範囲から外れると、電圧出力手段６は電圧飽和が発生する。そして、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が0.5×Vdcより大きい場合はＵ相の電流検出ができないが、修正Ｕ相電圧指令Vu0^*が-0.5×Vdcより小さい場合はＵ相の電流検出は可能である。図３ではＵ相の場合について説明したが、Ｖ相、Ｗ相についても同様であることは言うまでもない。

以上ように、電圧出力手段６は三相電圧Vu, Vv, Vw が修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* に一致するように、直列接続した半導体スイッチをオンオフ制御する。なお、三相電圧Vu, Vv, Vwの各相の最大振幅は前記直流電圧に比例し、最大振幅を超えた修正三相電圧指令については、その相は最大振幅で飽和する。

図４は重畳電圧指令演算器８の内部構成を示す図である。第１の重畳電圧指令演算部４０は前記最大電圧Vmaxに基づいて第１の重畳電圧指令Vx1^*を演算する。第２の重畳電圧指令演算部４１は前記最小電圧Vminに基づいて第２の重畳電圧指令Vx2^*を演算する。第３の重畳電圧指令演算部４２は、前記最大電圧Vmaxと前記最小電圧Vminに基づいて第３の重畳電圧指令Vx3^*を演算する。減算器４３は前記最大電圧Vmaxと前記最小電圧Vminの差を演算し、選択部４４に出力する。選択部４４は前記最大電圧Vmaxと前記最小電圧Vminの差に応じて、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*の中から一つを選択し、重畳電圧指令Vx^*として出力する。選択部４４が選択する重畳電圧指令は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差に応じて選択し、その過程は後述する図５に従う。

ここで、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*のそれぞれについて説明する。
第１の重畳電圧指令Vx1^*は（９）式の演算によって求める。

Vx1^* = 0.4×Vdc - Vmax ・・・ （９）

該（９）式に用いる直流電圧Vdcの値は、直流電圧源２１の電位差相当値に固定しても良いし、直流電圧源２１の電位を検出して、Vdcをその検出値で与えても良い。第１の重畳電圧指令Vx1^*を三相電圧Vu, Vv, Vwに加算して修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* を得た場合、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最大値は、0.4 × Vdc {= Vmax + (0.4×Vdc - Vmax)}となる。本実施の形態においては（９）式の右辺第１項のVdcに係数0.4を乗算しているが、この係数は0.4でなくても良い。この係数を0.5に近づけると、修正三相電圧指令 Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* の最大値は、0.5 × Vdc となり、最大値となる相の電流は検出できなくなる。そこで、図３に記載したように相電流の検出ができる範囲で係数を選択するようにすれば、三相とも電流検出できる。本実施の形態では（９）式の右辺第１項の係数を0.4で与えたので、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最大値を0.4 × Vdc にすることが可能であり、その結果、三相とも電流検出に必要な期間を確保することができる。そして、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最小値が -0.5 × Vdc 以上であれば電圧出力手段６は電圧飽和することなく、電圧を出力することができる。換言すると、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^* の最大値と最小値の差が0.9×Vdc以内であれば、電圧出力手段６は電圧飽和することなく、電圧を出力することができる。このように、重畳電圧指令Vx^* を第１の重畳電圧指令Vx1^* で与えた場合、三相とも電流検出できる範囲で電圧指令を大きくするので、各相の電流検出期間を確保しつつ、電流検出抵抗で生ずる銅損を抑制することができる。

以上のように重畳電圧指令Vx^*を第１の重畳電圧指令Vx1^*で与えた場合、重畳電圧指令演算手段４は、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*のうちの最大のものが第１の一定値（0.4 × Vdc）となる重畳電圧指令Vx^*を出力するようにしたので、三相の電流検出に必要な期間を確保しつつ、電流検出抵抗に電流が導電する期間を短くできる修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*を得られる効果がある。

第２の重畳電圧指令Vx2^*は（１０）式の演算によって求める。

Vx2^* = -0.5×Vdc - Vmin ・・・ （１０）

直流電圧Vdcは、前記（９）式と同様に、所定値に固定しても良いし、直流電圧源２１の電位を検出して、Vdcをその検出値で与えても良い。第２の重畳電圧指令Vx2^*を三相電圧Vu, Vv, Vwに加算して修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* を得た場合、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最小値は、-0.5 × Vdc {= Vmin + (-0.5×Vdc-Vmin)} となる。本実施の形態においては（１０）式の右辺第１項のVdcに係数0.5にすると、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最小値を -0.5 × Vdc にすることができる。このとき、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最大値が 0.5 × Vdc 以下であれば電圧出力手段６は電圧飽和することなく、電圧を出力することができる。換言すると、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最大値と最小値の差が1.0×Vdc以内であれば、電圧出力手段６は電圧飽和することなく、電圧を出力することができる。

このように重畳電圧指令Vx^*を第２の重畳電圧指令Vx2^*で与えた場合、重畳電圧指令演算手段４は、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*のうちの最小のものが第２の一定値（-0.5 × Vdc）となる重畳電圧指令Vx^*を出力するようにしたので、また、電圧飽和を回避できる範囲で電流検出期間を長くすることができる効果がある。重畳電圧指令Vx^*を第２の重畳電圧指令Vx2^*で与えると、重畳電圧指令が時刻に対して連続的に変化し電流リプルの発生を抑制できる効果がある。

第３の重畳電圧指令Vx3^*は（１１）式の演算によって求める。

Vx3^* = -0.5×(Vmax + Vmin) ・・・ （１１）

第３の重畳電圧指令Vx3^*を三相電圧Vu, Vv, Vwに加算して修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^* を得た場合、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最小値は、-0.5 × (Vmax - Vmin) {= Vmin + (-0.5×(Vmax+Vmin))} となり、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*の最大値は、0.5 × (Vmax - Vmin) {= Vmax + (-0.5×(Vmax+Vmin))} となる。従って、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最大値Vmaxと最小値Vminの差がVdc以内であれば、電圧出力手段６は電圧飽和することなく、電圧を出力することができる。

また、三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*の最大値Vmaxと最小値Vminの差がVdc以上であると、電圧出力手段６は電圧飽和するが、その飽和は正負で等しい。従来の電力変換装置では、飽和を伴う振幅の電圧を交流回転機に印加する場合は、指令電圧をオフセットさせたことに起因して正負で飽和特性が異なり、歪んだ電圧を発生してしまう問題があった。
このように重畳電圧指令Vx^*を第３の重畳電圧指令Vx3^*で与えた場合、重畳電圧指令の大きさが前記三相電圧指令の最大値と最小値の平均値となるようにしたので、飽和特性を正負とも同じにすることができるので、過変調若しくは電圧飽和するような場合、歪みを最小限に抑えた電圧を出力することができる効果を得る。

図５は、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*を比較した図である。
修正三相電圧指令の演算に第１の重畳電圧指令Vx1^*を用いた場合、電流検出抵抗で生ずる銅損を抑制することができるとともに、三相電流を検出する電流検出期間を確保することができる。しかしながら、第１の重畳電圧指令Vx1^*は電圧利用率が第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*より低いので、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差が0.9×Vdcを超えると電圧飽和が発生する。そこで、第１の重畳電圧指令は (Vmax - Vmin)が0.9×Vdcより小さい範囲で利用する。

修正三相電圧指令の演算に第２の重畳電圧指令Vx2^*を用いた場合、(Vmax-Vmin)が1.0 × Vdcより小さければ、0.9×Vdcより大きくても電圧飽和は発生しない。また、第２の重畳電圧指令Vx2^*は電流検出期間が出来るだけ確保できるように作用するので、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcより大きくても、三相中、二相の電流検出は確保できる。なお、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差が1.0×Vdcを超えると電圧飽和が発生するので、 (Vmax-Vmin)が0.9×Vdcから1.0 × Vdcの範囲で第２の重畳電圧指令を利用する。

修正三相電圧指令の演算に第３の重畳電圧指令Vx3^*を用いた場合、飽和特性を正負同じにすることができるので、最大値Vmaxと最小値Vminの差が1.0×Vdcを超えたときの歪みを最小限に抑えた電圧を出力することができる。なお、第３の重畳電圧指令Vx3^*を用いた場合でも、最大値Vmaxと最小値Vminの差が所定値を超えていなければ三相中、二相の電流検出は確保できる。本実施の形態においては、最大値Vmaxと最小値Vminの差が1.04×Vdcを超えなければ三相中、二相の電流検出が確保できる。
従って、図５の最大値Vmaxと最小値Vminの差に従って重畳電圧指令Vx^*を演算するようにすることで、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcより小さい範囲では三相電流の検出期間を確保し、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcより大きい場合は三相中、二相の電流検出期間を確保できる。三相交流回転機３を駆動するためには三相中二相の電流検出ができれば充分であることは周知の通りである。

このように、重畳電圧指令演算手段４は、三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*の最大値Vmaxと最小値Vminの差に応じて、重畳電圧指令の演算式を切り換えて重畳電圧指令Vx^*を出力するようにしたので、電流検出の容易さ、電流検出抵抗の損失、過変調時の電圧歪みといったそれぞれの課題に対応する演算式に切り換えることが可能であり、低損失かつ高い電圧が出力できる効果を得る。

図６は横軸を時刻としたときの、三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*と、最大値Vmaxと最小値Vmin及び (Vmax + Vmin)/2、最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax - Vmin)の関係をプロットしたものである。
第１の重畳電圧指令Vx1^*の演算式（９）式において、Vdcは一定値である。また、Vmaxは図６を見て判るように、途中で途切れたりすることもなく、横軸の時刻に対して連続的に変化する曲線となっている。第１の重畳電圧指令Vx1^*の演算式（９）式は、一定値であるVdcと時刻に対して連続的に変化するVmaxから成る演算式であるので、演算式（９）式も、時刻に対して連続的に変化する重畳電圧指令の演算式となる。

従来の電力変換装置では、インバータの各相のスイッチングを交番的にかつ所定期間停止するよう、重畳電圧指令がを時刻に対して矩形波的に変化させていたので、時刻に対する不連続点で電流リプルが発生し、騒音や振動が増す問題があった。
本実施の形態に記載の第１の重畳電圧指令Vx1^*で重畳電圧指令Vx^*を与えた場合、重畳電圧指令演算手段４は、修正三相電圧指令Vu0^*, Vv0^*, Vw0^*のうちの最大のものが第１の一定値（0.4 × Vdc）となる重畳電圧指令Vx^*を出力するようにしたので、第１の重畳電圧指令Vx1^*は時刻に対して連続的に与えることができ、その結果、修正三相電圧指令も時刻に対して連続的に変化するので、電流リプルの発生を抑制できる効果がある。

同様に、第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式（１０）式において、Vdcは一定値であり、図６を見て判るように、Vminは途中で途切れたりすることもなく、時刻に対して連続的に変化する曲線となっている。従って、第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式（１０）式も、時刻に対して連続的に変化する重畳電圧指令の演算式であり、前記第１の重畳電圧指令Vx2^*の演算式と同様に、電流リプルの発生を抑制できる効果がある。

同様に、第３の重畳電圧指令Vx3^*の演算式（１１）式において(Vmax+Vmin)/2は図６を見て判るように、途中で途切れたりすることもなく、時刻に対して連続的に変化する曲線となっている。従って、第３の重畳電圧指令Vx3^*の演算式（１１）式も、時刻に対して連続的に変化する重畳電圧指令の演算式である。

従来の電力変換装置において、重畳電圧指令が不連続点を持つ場合、不連続点が電流リプルの要因となり、騒音や振動が増す問題があった。本実施の形態における重畳電圧指令演算手段４は、重畳電圧指令Vx^*が時刻に対して連続的に変化する重畳電圧指令の演算式（９）、（１０）、（１１）式を具備するようにしたので、（９）、（１０）、（１１）式のいずれを用いても時刻に対する不連続点は現れない。従って、従来装置のような時刻に対する不連続点に起因する電流リプルを抑制できる効果がある。

また、本実施の形態に記載の選択部４４は図５に記載した最大電圧と最小電圧の差(Vmax-Vmin) に応じて、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*の中から一つを選択し、重畳電圧指令Vx^*として出力するようにしている。
第１の重畳電圧指令Vx1^*から第２の重畳電圧指令Vx2^*に切り替わる境界は最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin) が0.9×Vdcとなったときである。時刻t1に最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin) が0.9×Vdcとなった場合、時刻t1の第１の重畳電圧指令Vx1^*(t1)は（９）式に(Vmax-Vmin=0.9×Vdc)の関係を代入した（１２）式となる。

Vx1^*(t1) = 0.4×Vdc-(Vmin+0.9×Vdc) = -0.5×Vdc-Vmin ・・・ （１２）

（１２）式は第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式（１０）式と同じであり、時刻t1で選択部４４が選択する重畳電圧Vx^*を第１の重畳電圧指令Vx1^*から第２の重畳電圧指令Vx2^*に切り換えても、重畳電圧指令が時刻に対して連続的に変化することができている。これは第１の重畳電圧指令Vx1^*の演算式と第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式を勘案して、第1の重畳電圧指令Vx1^*から第２の重畳電圧指令Vx2^*に切り替わる最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin)の条件を0.9Vdcに設定するようにしているからである。また、時刻t1の第２の重畳電圧指令Vx2^*(t1)は（１０）式に(Vmax-Vmin=0.9×Vdc)の関係を代入した（１３）式となる。

Vx2^*(t1) = -0.5×Vdc - (Vmax-0.9×Vdc) = 0.4×Vdc-Vmax ・・・ （１３）

このように時刻t1で選択部４４が選択する重畳電圧Vx^*を第２の重畳電圧指令Vx2^*から第１の重畳電圧指令Vx1^*に切り換えても、重畳電圧指令を時刻に対して連続的に変化させることができる。

第２の重畳電圧指令Vx2^*から第３の重畳電圧指令Vx3^*に切り替わる境界は最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin) が1.0×Vdcとなったときである。時刻t2に最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin) が1.0×Vdcとなった場合、時刻t2の第２の重畳電圧指令Vx2^*(t2)は（１０）式に(Vmax-Vmin=1.0×Vdc)の関係を代入した（１４）式となる。

Vx2^*(t2) = -0.5×Vdc - (Vmax-1.0×Vdc) = 0.5×Vdc-Vmax ・・・ （１４）

同様に時刻t2に最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin) が1.0×Vdcとなった場合、時刻t2の第３の重畳電圧指令Vx3^*(t2)は（１１）式に(Vmax-Vmin=1.0×Vdc)の関係を代入した（１５）式となる。

Vx3^*(t2) = -0.5×{Vmax+(Vmax-1.0×Vdc)}=0.5×Vdc-Vmax ・・・ （１５）

（１５）式は第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式（１４）式と同じであり、時刻t2で選択部４４が選択する重畳電圧Vx^*を第２の重畳電圧指令Vx2^*から第３の重畳電圧指令Vx3^*に切り換えても、重畳電圧指令が時刻に対して連続的に変化することができている。これは第２の重畳電圧指令Vx2^*の演算式と第３の重畳電圧指令Vx3^*の演算式を勘案して、第２の重畳電圧指令Vx2^*から第３の重畳電圧指令Vx3^*に切り替わる最大電圧と最小電圧の差 (Vmax-Vmin)の条件を1.0Vdcに設定するようにしているからである。

このように時刻t2で選択部４４が選択する重畳電圧Vx^*を第２の重畳電圧指令Vx2^*から第３の重畳電圧指令Vx3^*に切り換えても、逆に、時刻t2で選択部４４が選択する重畳電圧Vx^*を第３の重畳電圧指令Vx3^*から第２の重畳電圧指令Vx2^*に切り換えても、重畳電圧指令を時刻に対して連続的に変化させることができる。

従来の電力変換装置では、各スイッチング素子のスイッチング損失と電流検出用抵抗素子の電力損失との総和を比較して、重畳電圧指令の演算式を選択するようにしていたので、重畳電圧指令が不連続点を持ってしまい、この不連続点が電流リプルの要因となり、騒音や振動が増す問題があった。本実施の形態における重畳電圧指令演算手段４では、重畳電圧指令Vx^*が時刻に対して連続的に変化するように重畳電圧指令の演算式の切り換えを行うようにしたので、重畳電圧指令の演算式が切り替わるタイミングでも電流リプルを抑制できる効果がある。

以上のように、電流検出の容易さ、電流検出抵抗の損失、過変調時の電圧歪みといった条件は、最大値と最小値の差の大きさによって変化するが、本実施の形態１では、三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*に基づいて三相電圧Vu,Vv,Vwを出力する電力変換装置２において、重畳電圧指令Vx^*を演算して出力する重畳電圧指令演算手段４と、重畳電圧指令Vx^*を三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*のそれぞれの相に加算して修正三相電圧指令Vu0^*,Vv0^*,Vw0^*を出力する電圧指令修正手段５と、修正三相電圧指令Vu0^*,Vv0^*,Vw0^*に基づいて三相の電圧を出力する電圧出力手段６とを備え、重畳電圧指令演算手段４は、三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)に応じた重畳電圧指令Vx^*を出力するようにしたので、低損失かつ高い電圧が出力できるといった効果がある。

実施の形態２．
前記実施の形態１において重畳電圧指令演算手段は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax - Vmin)が0.9×Vdcより小さい場合、重畳電圧指令Vx^*として第１の重畳電圧指令Vx1^*を出力していたが、三相電圧指令の振幅が電圧飽和しない範囲の場合、重畳電圧指令Vx^*を零としても良い。
重畳電圧指令を零とすると修正三相電圧指令及び電圧出力手段が出力する三相電圧も正弦波にすることができる。また、デジタル処理などに起因して電圧出力手段が出力できる分解能が有限である場合、三相電圧指令の各相振幅が小さい領域において、重畳電圧指令Vx^*を第１の重畳電圧指令Vx1^*で与えると、修正三相電圧指令の各相振幅が更に小さくなってしまい電圧出力手段の精度が低下するが、三相電圧指令の各相振幅が小さい領域において重畳電圧指令を零にするようにしておけば、修正三相電圧指令の各相振幅が更に小さくなることを防ぐことができる。本実施の形態２では、三相電圧指令の各相振幅が小さい領域において重畳電圧指令を零にするための構成について説明する。
本実施の形態２では、前記実施の形態の重畳電圧指令演算手段４を重畳電圧指令演算手段４ａ（図示せず）に置換する。重畳電圧指令演算手段４ａは図７に記載した重畳電圧指令演算器８ａを具備する。

図７は本発明の実施の形態２における重畳電圧指令演算器８ａの内部構成を示す図であり、実施の形態１と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
零重畳電圧指令演算部４５は重畳電圧指令が零となるように零重畳電圧指令Vx0^*を零で与え出力する。選択部４４ａは前記最大電圧Vmaxと前記最小電圧Vminの差と、第１の重畳電圧指令Vx1^*と、第２の重畳電圧指令Vx2^*とに応じて、零重畳電圧指令Vx0^*、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*の中から一つを選択し、重畳電圧指令Vx^*として出力する。選択部４４ａが選択する重畳電圧指令は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差に応じて選択し、その過程は図８に従う。

図８は、前記選択部４４ａが、零重畳電圧指令Vx0^*、第１の重畳電圧指令Vx1^*、第２の重畳電圧指令Vx2^*、第３の重畳電圧指令Vx3^*の中から重畳電圧指令Vx^*を選択し出力する過程を示すフローチャート図である。

前記選択部４４ａの演算は図８のSTEP100より開始する。
STEP101では『「第１の重畳電圧指令Vx1^*が正」且つ、「第２の重畳電圧指令Vx2^*が負」』であるか否かを判定する。「第１の重畳電圧指令Vx1^*が正」であれば（９）式より（１６）式が成り立つ。

Vmax < 0.4×Vdc ・・・ （１６）

図３で説明したように（１６）式を満たす場合、最大となる相電圧が0.4×Vdcより小さいので、最大となる相が電圧飽和しないとともに、電流検出期間を確保できる。

同様に「第２の重畳電圧指令Vx2^*が負」であれば（１０）式より（１７）式が成り立つ。

Vmin > -0.5×Vdc ・・・ （１７）

（１７）式を満たす場合、最小となる相電圧が-0.5×Vdcより大きいので、最小となる相も電圧飽和しない。

このように、STEP101では『「Vmax < 0.4×Vdc」且つ「Vmin > -0.5×Vdc」』であるか否かを判断しており、この条件を満たしていれば最大値も最小値も電圧飽和しないので、重畳電圧指令が零であっても三相とも電圧飽和することなく、電流検出期間を確保することができる。STEP101がTRUEの場合、STEP102の処理がなされ、STEP101がFALSEの場合、STEP103の処理がなさる。

STEP102では、選択部４４ａが重畳電圧指令Vx^*として零重畳電圧指令Vx0^*を選択して出力する処理を行う。
STEP103では、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超えるか否かを判断し、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超えない場合はSTEP104の処理を実行し、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超える場合はSTEP105の処理を実行する。STEP103の処理では、前述したように第１の重畳電圧指令は (Vmax - Vmin)が0.9×Vdcより小さい範囲で利用するように場合分けしている。

STEP104では、「Vx2^* < 0」であるか否かを判断する。本実施の形態２における重畳電圧指令演算手段４ａも、前記実施の形態１と同様に重畳電圧指令Vx^*が時刻に対して連続的に変化するように重畳電圧指令の演算式の切り換えを行うようにする。STEP101でTRUEからFALSE,若しくはFALSEからTRUEに切り替わる瞬間は、「Vx1^* > 0」若しくは「Vx2^*< 0」の何れかの成否が変化する場合である。また、STEP104の処理が実行される場合、必ずSTEP101の処理を経ており、「Vx1^*> 0」若しくは「Vx2^* < 0」の少なくとも一方が不成立となっている。そこで、STEP104では「Vx2^*< 0」が成立している場合は、STEP101で「Vx1^* > 0」が不成立となりSTEP104の処理が実行されていると判断しSTEP106の処理を実行する。また、STEP104で「Vx2^*< 0」が不成立の場合は、STEP101で「Vx2^* < 0」が不成立となりSTEP104の処理が実行されていると判断し、STEP107の処理を実行する。STEP107では、後述するように第１の重畳電圧指令Vx1^*を重畳電圧指令Vx^*として出力する。

前記実施の形態にて説明したようにSTEP103において(Vmax-Vmin)と0.9×Vdcの大小関係が変化する条件で重畳電圧Vx^*を第１の重畳電圧指令Vx1^*と第２の重畳電圧指令Vx2^*を切り換える条件にしているので、重畳電圧指令Vx^*は時刻に対して連続的に変化することができている。また、STEP106の処理はSTEP101で「Vx1^* > 0」が不成立の場合であり、STEP101でVx1^*と 0の大小関係が変化する条件はVx1^*=0である。即ち、STEP101においてVx1^* と 0の大小関係が変化する条件で、重畳電圧Vx^*も零重畳電圧指令Vx0^*と第１の重畳電圧指令Vx1^*とを切り換える条件にしているので、Vx1^* と 0の大小関係が変化する条件でも重畳電圧指令Vx^*は時刻に対して連続的に変化できる。

STEP105では、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超えるか否かを判断し、(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超えない場合はSTEP107の処理を実行し、(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超える場合はSTEP108の処理を実行する。
STEP107では、第１の重畳電圧指令Vx1^*を重畳電圧指令Vx^*として出力する。前記実施の形態にて説明したように、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)と1.0×Vdcの大小関係に基づいて第２の重畳電圧指令Vx2^*と第３の重畳電圧指令Vx3^*を切り換える条件にしているので、(Vmax-Vmin) と1.0×Vdcの大小関係が変化する条件において重畳電圧指令Vx^*は時刻に対して連続的に変化できる。また、STEP104がFALSEとなった場合もSTEP107の処理を実行する。この場合、STEP101で「Vx2^*< 0」が不成立の場合であり、STEP101でVx2^* と 0の大小関係が変化する条件はVx2^*=0である。即ち、STEP101においてVx2^*と 0の大小関係が変化する条件で重畳電圧Vx^*を零重畳電圧指令Vx0^*と第２の重畳電圧指令Vx2^*を切り換える条件にしているので、Vx2^* と 0の大小関係が変化する条件でも重畳電圧指令Vx^*は時刻に対して連続的に変化できる。

STEP108は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超えているので、前記実施の形態と同様に第３の重畳電圧指令Vx3^*を重畳電圧指令Vx^*として出力する。

従来の電力変換装置では電力損失との総和を比較して、損失の小さい重畳電圧指令の演算式を選択するようにしていたので、演算式の切り替わり時刻で重畳電圧指令が不連続になり、電流歪が発生するといった問題があった。本実施の形態２に記載の電力変換装置では、零重畳電圧指令Vx0^*と第１の重畳電圧指令Vx1^*とを切り換える時点、零重畳電圧指令Vx0^*と第２の重畳電圧指令Vx2^*とを切り換える時点、第１の重畳電圧指令Vx1^*と第２の重畳電圧指令Vx2^*とを切り換える時点、第２の重畳電圧指令Vx2^*と第３の重畳電圧指令Vx3^*とを切り換える時点、のいずれについても重畳電圧指令Vx^*は時刻に対して連続的に変化するようにしたので、前記不連続点に起因する問題を解決できる効果がある。

また、本実施の形態２における重畳電圧指令演算手段４ａは、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminに基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断するようにしたので電圧振幅が小さい場合は、正弦波的に変化する相電圧を出力することができる。また、三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*の振幅が小さい領域において、修正三相電圧指令Vu^*,Vv^*,Vw^*の振幅が更に小さくなることを防ぐことができるので、デジタル処理などに起因して電圧出力手段６が出力できる分解能が有限であっても、分解能の影響を抑えて精度良く電圧が出力できる効果がある。

実施の形態３．
前記実施の形態２の図８に記載のフローチャートにおいて、STEP103は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超えるか否かを判断し、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超えない場合はSTEP104の処理を実行し、(Vmax-Vmin)が0.9×Vdcを超える場合はSTEP105の処理を実行するようにしていた。

ここで、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)の別の表現について考えてみる。（１０）式から（９）式を減算すると（１８）式を得る。

Vx2^* - Vx1^*= (Vmax - Vmin) - 0.9×Vdc ・・・ （１８）

（１８）式を見て判るように、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)と0.9×Vdcに関する不等式として（１９）式の関係が成り立つ。

「Vmax - Vmin < 0.9×Vdc」 ⇔ 「Vx2^*- Vx1^* < 0 」 ・・・ （１９）

即ち、実施の形態２のSTEP103の判定式を「Vmax - Vmin < 0.9×Vdc ?」から「Vx2^*- Vx1^* < 0 ?」に置換しても等価であり、STEP103をこのように与えても、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差に応じた重畳電圧指令演算を行うことができる。

また、前記実施の形態２の図８に記載のフローチャートにおいて、STEP105は、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超えるか否かを判断し、(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超えない場合はSTEP107の処理を実行し、(Vmax-Vmin)が1.0×Vdcを超える場合はSTEP108の処理を実行するようにしていた。
STEP103と同様に、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)の別の表現について考えてみる。（１０）式から（１１）式を減算すると（２０）式を得る。

Vx2^* - Vx3^*= 0.5×{ (Vmax - Vmin) - 1.0×Vdc } ・・・ （２０）

（２０）式を見て判るように、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差(Vmax-Vmin)と1.0×Vdcに関する不等式として（２１）式の関係が成り立つ。

「Vmax - Vmin < 1.0×Vdc」 ⇔ 「Vx2^*- Vx3^* < 0 」 ・・・ （２１）

即ち、実施の形態２のSTEP105の判定式を「Vmax - Vmin < 1.0×Vdc ?」から「Vx2^*- Vx3^* < 0 ?」に置換しても等価であり、STEP105をこのように与えても、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminの差に応じた重畳電圧指令演算を行うことができる。
本実施の形態３に記載の電力変換装置は、前記実施の形態２に記載の電力変換装置を等価変換したものであり、実施の形態２と同じ効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態４．
前記実施の形態２では三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminに基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断するようにしていた。
本実施の形態４では前記実施の形態の重畳電圧指令演算手段４を重畳電圧指令演算手段４ｂに置換し、電圧の周波数に基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断する構成とし、演算量の低減を行う。

図９は本発明の実施の形態４における電力変換装置２ｂの全体構成を示す図であり、前記実施の形態と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
回転位置検出器５０は三相交流回転機３の回転位置を検出し、検出した回転位置を三相電圧指令演算手段１ｂに出力する。三相電圧指令演算手段１ｂは、出力する三相電圧指令の周波数を電力変換装置２ｂへ出力する。該周波数は、三相電圧指令の周波数に相当するものであれば良く、三相電圧指令の生成法として周知である座標変換に用いる位相の変化率や、前記回転位置の変化率、目標とする周波数指令などで与えることができる。
該周波数は、電力変換装置２ｂの重畳電圧指令演算手段４ｂに入力される。重畳電圧指令演算手段４ｂが具備する重畳電圧指令演算器８ｂは、該周波数に基づいて重畳電圧指令Vx^*を演算する。

図１０は本発明の実施の形態４における重畳電圧指令演算器８ｂの内部構成を示す図であり、前記実施の形態と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
第１の選択部４６は前記実施の形態１に記載の選択部４４と同様の作用をするが、出力が重畳電圧指令Vx^*でなく、第２の選択部４７へ入力される選択重畳電圧指令Vy^*である点が異なる。
第２の選択部４７は前記周波数に基づいて零重畳電圧指令演算部４５が出力する零重畳電圧指令Vx0^*と選択重畳電圧指令Vy^*のいずれか一方を選択して、重畳電圧指令Vx^*として出力する。
前記実施の形態２では、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminに基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断するようにしたが、本実施の形態では、周波数に基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断する。

三相交流回転機の誘起電圧は、三相交流回転機内部で生ずる磁束の変化率に比例し、誘起電圧が大きくなるにつれ三相交流回転機に印加すべき電圧も大きくなる。三相交流回転機内部で生ずる磁束の変化率は三相電圧指令の周波数に略比例することを勘案すれば、三相電圧指令の振幅が小さいか否かの判断は、三相電圧指令の周波数で判断しても良い。
三相電圧指令はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の計３種類の値があるが、三相電圧指令の周波数は１種類の値である。従って、重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かの判断を三相電圧指令の周波数の大小で行うと、三相電圧指令の最大値Vmaxと最小値Vminに基づいて判断するよりも簡素な演算にすることができるといった効果を得ることができる。

実施の形態５．
前記実施の形態では電力変換装置について説明したが、該電力変換装置によって操舵トルクを補助するトルクを発生させる電動パワーステアリング装置を構成しても良い。
図１１は本実施の形態５における電動パワーステアリング装置の構成を示す図であり、前記実施の形態と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。運転手がハンドル６０を左右に回転させて前輪６１の操舵を行う。トルク検出手段６２はステアリング系の操舵トルクを検出して検出トルクを三相電圧指令演算手段１ｃに出力する。三相電圧指令演算手段１ｃは該検出トルクに基づいてステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを三相交流回転機３が発生するように三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^* を演算して、電力変換装置２へ出力する。電力変換装置２は前記三相電圧指令Vu^*, Vv^*, Vw^*に基づいて前記三相交流回転機３に三相電圧Vu, Vv, Vwを出力し、該三相電圧によって三相交流回転機３はトルクを発生する。このトルクはギア６３を介してステアリング系の操舵トルクを補助する。

三相交流回転機を高電圧源で駆動する制御装置と比較して、前記直流電圧源２１として例えば低電圧源である１２Ｖクラスのバッテリーを用いる電動パワーステアリングの制御装置は、高出力時に電圧飽和が発生しやすくなる。しかしながら、本実施の形態における電動パワーステアリングの制御装置が具備する電力変換装置２は、前述したように低損失かつ高い電圧が出力できるといった効果があるので、高出力時の電圧飽和が小さく、且つ電圧歪みの小さな三相電圧を三相交流回転機３に印加できる。その結果、運転手がハンドルを握った時に電圧歪みに起因する振動を抑え、運転手への不快感も抑えることができる効果を得る。また、電圧歪みの抑制により、三相交流回転機３が発生する異音を抑制することができ、運転者に対して耳障りな騒音を抑制することができるといった効果を得る。

なお、本実施の形態５における電動パワーステアリングの制御装置では、電力変換装置として実施の形態１に記載の電力変換装置２を用いた場合について扱ったが、他の実施の形態に記載の電力変換装置を用いても同様の効果が得られることは言うまでもない。

実施の形態６．
前記実施の形態４では実施の形態１の重畳電圧指令演算器８を重畳電圧指令演算８ｂに置換し、周波数に基づいて重畳電圧指令Vx^*を零とするか否かを判断するようにしていた。
本実施の形態６では前記実施の形態４の重畳電圧指令演算器８ｂを重畳電圧指令演算器８ｃに置換し、周波数に基づいて重畳電圧指令Vx^*を不連続にならないように保ちつつ、電圧の周波数が低い領域では重畳電圧指令Vx^*を零にする。
図１２は本発明の実施の形態６における重畳電圧指令演算器８ｃの内部構成を示す図であり、前記実施の形態４と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。
重畳係数演算器７０は周波数に基づいて重畳係数を出力する。該重畳係数演算器７０は、入力と成る周波数に対して重畳係数が０〜１の範囲で連続的に変化するように、予め周波数と重畳係数の関係を記憶しており、その関係に基づいて重畳係数を出力する。乗算器７１は重畳係数演算器が出力する重畳係数と第１の選択部４６が出力するVy^*とを乗算し、重畳電圧指令Vx^*として出力する。
本実施の形態６においては、重畳係数演算器７０は周波数が小さい場合は重畳係数を０、周波数が大きい場合は重畳係数を１とするとともに、その間の周波数帯域は連続的に０から１に変化するようにしている。このような構成にすることにより、三相電圧指令の振幅が電圧飽和しない範囲の場合、重畳電圧指令Vx^*を零にすることができる。
以上のように重畳係数演算器７０が出力する重畳係数は、時刻に対して連続的に変化する曲線にすることができる。従って、重畳電圧指令Vx^*も、時刻に対して連続的に変化するので、電流リプルの発生を抑制できる効果がある。

１，１ｂ 三相電圧指令演算手段、２，２ｂ 電力変換装置、３ 三相交流回転機、４，４ｂ 重畳電圧指令演算手段、５ 電圧指令修正手段、６ 電圧印加手段、７ 電圧比較演算器、８，８ａ，８ｂ，８ｃ 重畳電圧指令演算器、９〜１１ 加算器、２０ ＰＷＭ変調器、２１ 直流電圧源、２２，２３，２５，２６，２８，２９ 半導体スイッチ、２４，２７，３０ 電流検出抵抗、３１ 電流検出器、４０ 第１の重畳電圧指令演算部、４１ 第２の重畳電圧指令演算部、４２ 第３の重畳電圧指令演算部、４４，４４ａ 選択部、４５ 零重畳電圧指令演算部、７０ 重畳係数演算器、７１ 乗算器。

Claims (14)

1. 三相電圧指令に基づいて直流電圧を三相電圧に変換して出力する電力変換装置において
   、
   前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じた重畳電圧指令を演算して出力する重畳電圧指令演算手段と、
   前記重畳電圧指令を前記三相電圧指令のそれぞれの相に加算して修正三相電圧指令を出力
   する電圧指令修正手段と、
   前記修正三相電圧指令に基づいて三相の電圧を出力する電圧出力手段とを備え、
   前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記
   重畳電圧指令の演算式を切り換えて重畳電圧指令を出力する
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記重畳電圧指令が連続的に変化する重畳電圧指令の演
   算式を具備することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記重畳電圧指令が連続的に変化するように重畳電圧指
   令の演算式の切り換えを行うことを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記修正三相電圧指令のうちの最大のものが第１の一定
   値となる重畳電圧指令を出力するようにしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一
   つに記載の電力変換装置。
5. 前記電圧出力手段は、直列接続した半導体スイッチをオンオフ制御し、直流電圧を三相
   電圧に変換して出力するとともに、前記半導体スイッチと前記直流電圧の負極側との間に
   電流検出抵抗を接続して電流を検出する電流検出器を備え、
   前記重畳電圧指令演算手段は、前記第１の一定値を前記電流検出器が電流検出可能な通電
   時間の下限値に基づいた値としたことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記修正三相電圧指令のうちの最小のものが第２の一定
   値となる重畳電圧指令を出力するようにしたことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記重畳電圧指令演算手段は、重畳電圧指令の大きさが前記三相電圧指令の最大値と最
   小値の平均値となるようにすることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値に基づいて重畳電圧
   指令を零とするか否かを判断するようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の電力変換装置。
9. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記電圧出力手段が出力する周波数に基づいて重畳電圧
   指令を零とするか否かを判断するようにしたことを特徴とする請求項１〜７のいずれか一つに記載の電力変換装置。
10. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記
    最大値に基づいて演算された第１の重畳電圧指令と、前記最小値に基づいて演算された第
    ２の重畳電圧指令と、前記最大値と前記最小値に基づいて演算された第３の重畳電圧指令
    を選択的に出力する選択部を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
11. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記
    重畳電圧指令が零となる零重畳電圧指令と、前記最大値に基づいて演算された第１の重畳
    電圧指令と、前記最小値に基づいて演算された第２の重畳電圧指令と、前記最大値と前記
    最小値に基づいて演算された第３の重畳電圧指令を選択的に出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
12. 前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記
    最大値に基づいて演算された第１の重畳電圧指令と、前記最小値に基づいて演算された第
    ２の重畳電圧指令と、前記最大値と前記最小値に基づいて演算された第３の重畳電圧指令
    を選択重畳電圧指令として選択的に出力する第１の選択部と、
    前記電圧出力手段が出力する周波数に基づいて、前記重畳電圧指令が零となる零重畳電圧
    指令と、前記選択重畳電圧指令を選択的に出力する第２の選択部を備えたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
13. 三相電圧指令に基づいて直流電圧を三相電圧に変換して出力する電力変換装置において
    、
    前記三相電圧指令に基づいて重畳電圧指令を演算して出力する重畳電圧指令演算手段と、
    前記重畳電圧指令を前記三相電圧指令のそれぞれの相に加算して修正三相電圧指令を出力
    する電圧指令修正手段と、前記修正三相電圧指令に基づいて三相の電圧を出力する電圧出力手段とを備え、
    前記重畳電圧指令演算手段は、前記三相電圧指令の最大値と最小値の差に応じて、前記
    重畳電圧指令の演算式を切り換え、選択重畳電圧指令として選択的に出力するとともに、前記電圧出力手段が出力する周波数に対して連続的に変化する重畳係数を求め、該重畳係数を前記選択重畳電圧指令に乗算することで重畳電圧指令を演算する
    ことを特徴とする電力変換装置。
14. ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを交流回転機が発生するように三相電圧指令を演算する三相電圧指令演算手段と、該三相電圧指令に基づいて前記交流回転機に三相電圧を出力する請求項１〜１３のいずれか一つに記載の電力変換装置とを備えたことを特徴とする電動パワーステアリングの制御装置。

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