JP6729250B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換器の制御装置に関する。

従来から、電動機を駆動する電動機駆動装置が提案されている。例えば電動機駆動装置はコンバータとインバータとコンデンサとを備えている。コンバータは交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を一対の直流母線の間に出力する。コンデンサは一対の直流母線の間に接続されている。インバータは、一対の直流母線の間の直流電圧を交流電圧に変換し、この交流電圧を電動機へと出力する。

一対の直流母線の間の直流電圧は、例えばインバータのスイッチングに起因して、脈動する。つまり、直流電圧は脈動成分を含む。

なお本願に関連する技術として特許文献１を掲示する。

特許第４７５０５５３号公報

直流電圧に含まれる脈動成分を抑制することが望まれている。また高い応答性で制御を行うことも望まれていた。

そこで本願は、高い応答性で直流電圧の脈動成分を抑制できる電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。

電力変換器の制御装置の第１の態様は、脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)が入力され、直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を、電機子巻線を含む電機子および界磁を有する電動機(M1)の電機子巻線に出力する電力変換器(2)を制御する制御装置である。制御装置は、脈動成分検出部(6)と、制御回路(3)とを備える。脈動成分検出部は、脈動成分を検出する。制御回路は、電力変換器を制御して、界磁による電機子巻線への鎖交磁束(［Λa］)と、電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束([λｉ])との合成たる一次磁束(［λ0])の大きさ(λ0)が、脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大するように、一次磁束の大きさを制御する。

電力変換器の制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、制御回路(3)は、一次磁束の大きさ(λ0)についての一次磁束指令(λ0c**)を、脈動成分(Vdch)の瞬時値の増大に応じて増大させる補正を行って、補正後の一次磁束指令(λ0c*)を生成し、電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を補正後の一次磁束指令(λ0c*)に基づいて生成する。

電力変換器の制御装置の第３の態様は、第２の態様にかかる電力変換器の制御装置であって、制御回路(3)は、補正後の一次磁束指令(λ0c*)についてフィードフォワード制御を行って、制御信号(S)を生成する。

電力変換器の制御装置の第４の態様は、第１から第３のいずれか一つの態様にかかる電力変換器の制御装置であって、相互間に直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が電力変換器(2)に接続される。第１直流母線と第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続される。コンデンサに対して電力変換器(2)とは反対側で、第１直流母線または第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられている。脈動成分検出部(6)は、コンデンサ側のリアクトルの一端の電位を基準電位としたリアクトルの電圧(VL)を、脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、リアクトルの他端の電位を基準電位としたリアクトルの電圧を、脈動成分として検出する。

電力変換器の制御装置の第１の態様によれば、一次磁束の大きさが、脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大するように、電力変換器の動作が制御される。よって、脈動成分の瞬時値が大きいときには、電力変換器からの出力電力が増大する。これにより、電力変換器からの出力電流が増大する。よって、電力変換器の入力電圧たる直流電圧の更なる増大、即ち脈動成分の瞬時値の更なる増大が抑制される。逆に、脈動成分の瞬時値が小さいときには、電力変換器からの出力電力が低減する。これにより、電力変換器からの出力電流が低減する。よって、脈動成分の瞬時値の更なる低減が抑制される。

以上のように、直流電圧の脈動成分の瞬時値が大きいときには、脈動成分の瞬時値の更なる増大が抑制され、脈動成分の瞬時値が小さいときには、脈動成分の瞬時値の更なる低減が抑制される。したがって、脈動成分の振幅を低減することができる。

しかも、一次磁束の大きさを制御しているので、例えば電動機の回転速度を制御する場合に比して、応答性が高い。よって、より適切に脈動成分の振幅を低減できる。

また一次磁束の微分が電圧に相当するので、フィードフォワード制御を行いやすい。フィードフォワード制御の応答性は高いので、より適切に脈動成分の振幅を低減できる。

電力変換器の制御装置の第２の態様によれば、一次磁束の大きさについて一次磁束指令を補正しており、簡易に第１の態様にかかる制御を実現できる。

電力変換器の制御装置の第３の態様によれば、応答性が高く、より適切に脈動成分の振幅を低減できる。

電力変換器の制御装置の第４の態様によれば、簡単に脈動成分を検出できる。

電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。 直流電圧の一例を模式的に示す図である。 ベクトル図の一例を示す図である。 制御回路の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。 磁束脈動重畳部の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。 磁束制御部の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。 電動機駆動装置の構成の他の一例を概略的に示す図である。

＜電動機駆動装置の構成＞
図１は、電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示している。電動機駆動装置は例えば電力変換器２と制御回路３０と電圧検出部４を備えている。

電力変換器２はその入力側において直流母線ＬＨ，ＬＬに接続されている。直流母線ＬＨ，ＬＬの間には直流電圧Ｖｄｃが印加されており、電力変換器２には、この直流電圧Ｖｄｃが入力される。直流母線ＬＨに印加される電位は、直流母線ＬＬに印加される電位よりも高い。

図１に示すように、直流母線ＬＨ，ＬＬの間には、コンデンサＣ１が接続されていてもよい。このコンデンサＣ１は、例えば、大きな静電容量を有する平滑コンデンサであってもよく、あるいは、小さな静電容量を有するコンデンサ（例えばフィルタコンデンサ）であってもよい。直流電圧ＶｄｃはこのコンデンサＣ１に印加されている。

図１に示すように、電動機駆動装置には、整流器１が設けられてもよい。整流器１はその入力側において交流電源Ｅ１に接続され、その出力側において直流母線ＬＨ，ＬＬに接続される。整流器１は、交流電源Ｅ１から入力される交流電圧を整流して、整流後の直流電圧を直流母線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。整流器１は、例えばダイオード整流回路である。なお整流器１は、ダイオード整流回路に限らず、他の整流回路（例えば自励式整流回路または他励式整流回路）であってもよい。

図１の例では、交流電源Ｅ１は単相交流電源であり、２本の入力線を介して整流器１に接続されている。また図１に示すように、この入力線の一つの上にリアクトルＬ１が、コンデンサＣ１に対して電力変換器２とは反対側で、設けられていてもよい。このリアクトルＬ１は、入力線を流れる入力電流の高周波を抑制することができる。また、交流電源Ｅ１は単相交流電源に限らず、Ｎ（Ｎは３以上の整数）相交流電源であってもよい。換言すれば、整流器１はＮ相の整流器であってもよい。

電力変換器２は制御回路３０から制御信号Ｓに基づいて、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。そして、電力変換器２はこの交流電圧を電動機Ｍ１へと出力する。電力変換器２は例えばインバータ回路である。図１の例では、電力変換器２として三相のインバータ回路が示されている。この電力変換器２は、例えば、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６とダイオードＤ１〜Ｄ６とを備えている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されており、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６は直流母線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は制御回路３０からの制御信号Ｓに基づいて導通／非導通する。

ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に並列に接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ６の順方向は直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう方向である。

なお、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、直流母線ＬＬから直流母線ＬＨへと向かう順方向の寄生ダイオードを有していてもよい。このようなスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６としては、例えばＭＯＳ(Metal-Oxide-Semiconductor)電界効果トランジスタを挙げることができる。この場合、ダイオードＤ１〜Ｄ６は設けられていなくてもよい。

スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２を接続する接続点は出力線Ｐｕの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４を接続する接続点は出力線Ｐｖの一端に接続され、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６を接続する接続点は出力線Ｐｗの一端に接続される。出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの他端は電動機Ｍ１に接続されている。

スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が適切に制御されることによって、電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃを交流電圧（図１の例では三相交流電圧）に変換し、変換後の交流電圧を、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して電動機Ｍ１へと出力することができる。なお、図１では三相の電動機Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換器２は三相の電力変換器に限らない。

電動機Ｍ１は同期電動機であって、界磁（不図示）および電機子（不図示）を備えている。界磁は例えば永久磁石を有しており、電機子へ鎖交磁束を供給する。電機子は電機子巻線を有している。電力変換器２からの交流電圧が電機子巻線に印加されることにより、当該電機子巻線には交流電流が流れる。この交流電流によって、電機子は界磁へと回転磁界を印加することができる。界磁はこの回転磁界に応じて、電機子に対して相対的に回転する。

制御回路３０は制御信号Ｓを電力変換器２（具体的にはスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６）へ出力して、電力変換器２の出力を制御し、ひいては電動機Ｍ１を制御する。

またここでは、制御回路３０はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ(ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等)、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御回路３０はこれに限らず、制御回路３０によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

＜直流電圧Ｖｄｃの脈動成分＞
例えばスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングに起因して、直流電圧Ｖｄｃは脈動する。つまり直流電圧Ｖｄｃには、高周波たる脈動成分が含まれる。図２は、直流電圧Ｖｄｃの一例を模式的に示す図である。図２の例では、脈動成分の１周期分の直流電圧Ｖｄｃが示されている。本実施の形態では、このような脈動成分の振幅（つまり直流電圧Ｖｄｃの変動幅）の増大を制御によって抑制することを企図する。

ところで、図１の例では、整流器１の入力側のリアクトルＬ１と、整流器１の出力側のコンデンサＣ１とは、交流電源Ｅ１の出力端の間において直列に接続されるので、リアクトルＬ１およびコンデンサＣ１は共振回路を形成し得る。よって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の振幅は、この共振回路による共振に起因して急激に増大する場合がある。本制御では、このような共振による脈動成分の振幅の増大も抑制することを企図する。そこで、以下では、脈動成分の振幅を抑制する本実施の形態の制御を、共振抑制制御と呼ぶことがある。ただし、本制御は必ずしも共振の発生を前提としない。共振がなくとも、大きな振幅を有する脈動成分が発生する場合もあり得るからである。

＜共振抑制制御の基本的な考え方＞
次に、共振抑制制御の基本的な考え方について説明する。共振抑制制御では、電力変換器２の出力電力を制御することで、電力変換器２の入力電圧たる直流電圧Ｖｄｃを制御する。具体的には、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて、電力変換器２の出力電力を増大させる。これにより、脈動成分の瞬時値の増大中において、電力変換器２からの出力電流、ひいては電力変換器２へ入力される直流電流が増大する。この直流電流の増大によって、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の更なる増大を抑制することができる。したがって、脈動成分の振幅を低減することができる。

逆に説明すると、脈動成分の瞬時値の低減に応じて、電力変換器２の出力電力を低減させる。これにより、脈動成分の瞬時値の低減中において、電力変換器２への直流電流が低減する。この直流電流の低減により、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の更なる低減を抑制することができる。これにより、脈動成分の振幅を低減することができる。

さて、電力変換器２の出力電力は理想的には電動機Ｍ１の出力と等しい。そして、この電動機Ｍ１の出力は出力トルクと回転速度との積で表される。よって、回転速度が一定であれば、出力トルクが大きいほど、出力は大きい。また、この出力トルクは電動機Ｍ１の一次磁束（後述）の大きさ、および、負荷角（後述）によって決まる。負荷角が一定であれば、一次磁束の大きさが大きいほど出力トルクは高い。

本実施の形態では、この一次磁束の大きさを直流電圧Ｖｄｃの脈動成分に基づいて制御することにより、上述のように出力電力を制御することを企図する。

＜一次磁束＞
共振抑制制御の具体的な説明の前に、まず、一次磁束について説明する。図３は、電動機Ｍ１における一次磁束［λ０］（記号［］はベクトル量を表す：以下同様）と、界磁による電機子への鎖交磁束［Λａ］との関係を示すベクトル図である。鎖交磁束［Λａ］は例えば電動機Ｍ１が永久磁石を有している場合には当該永久磁石によって発生するし、電動機Ｍ１が界磁巻線を有している場合には当該界磁巻線に電流が流れることによって発生する。

図３では、α−β軸固定座標系、ｄ−ｑ軸回転座標系、Ｍ−Ｔ軸回転座標系およびＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系が、原点を一致させて表示されている。α−β軸固定座標系は、電動機Ｍ１の固定子（例えば電機子）に固定された座標系であり、α軸およびβ軸によって構成されている。β軸はα軸に対して位相が９０度進む。ｄ−ｑ軸回転座標系は、電動機Ｍ１の回転子（例えば界磁）に固定された座標系であり、ｄ軸およびｑ軸によって構成されている。ｄ軸は鎖交磁束［Λａ］と同相に設定され、ｑ軸はｄ軸に対して位相が９０度進む。よって、ｄ−ｑ軸回転座標系は電動機Ｍ１の回転に同期して回転する。Ｍ−Ｔ軸回転座標系は、電動機Ｍ１の回転に応じて回転する座標系であり、Ｍ軸およびＴ軸によって構成されている。Ｍ軸は一次磁束［λ０］と同相に設定され、Ｔ軸はＭ軸に対して位相が９０度進む。Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系は、制御で用いられる座標系（以下、制御座標系とも呼ぶ）であり、理想的にはＭ−Ｔ軸回転座標系と一致する。

一次磁束［λ０］は、電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束［λｉ］と、鎖交磁束［Λａ］との合成である。電機子巻線に流れる電流は、図３においては電流［ｉａ］で示される。電機子反作用による磁束［λｉ］は、周知のように、電機子巻線に流れる電流と、電機子巻線のインダクタンスとで決定される。負荷角はｄ軸とＭ軸との間の角度である。

図３においては、参考のために、電圧［Ｖ］，［Ｖａ］も示されている。電圧［Ｖ］は電動機Ｍ１に印加される電圧であり、電圧［Ｖａ］は電機子巻線のインダクタンス成分に印加される電圧である。よって、電圧［Ｖ］は、電機子巻線の抵抗成分の抵抗値Ｒと、電流［Ｉａ］の積と、電圧［Ｖａ］との合成である。

＜共振抑制制御の具体例＞
制御回路３０は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて、一次磁束［λ０］の大きさが増大するように、一次磁束［λ０］の大きさを当該脈動成分に基づいて制御する。つまり、脈動成分の瞬時値が増大するほど、一次磁束［λ０］の大きさを増大して出力電力を増大させ、これにより、直流電圧Ｖｄｃの更なる増大を抑制するのである。言い換えれば、脈動成分の瞬時値が低減するほど、一次磁束［λ０］の大きさを低減して出力電力を低減し、これにより、直流電圧Ｖｄｃの更なる低減を抑制する。

なお以下では、一次磁束［λ０］の大きさを一次磁束λ０とも言う。また、脈動成分の瞬時値の増大を単に脈動成分の増大とも言い、脈動成分の瞬時値の低減を単に脈動成分の低減とも言う。

図４は、制御回路３０の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。制御回路３０は磁束脈動重畳部３１と一次磁束制御部３２とを備えている。磁束脈動重畳部３１には、一次磁束指令λ０ｃ**および直流電圧Ｖｄｃが入力される。一次磁束指令λ０ｃ**は一次磁束λ０についての指令であって、例えば外部から入力される。直流電圧Ｖｄｃは電圧検出部４によって検出される（図１も参照）。電圧検出部４は例えば電圧検出回路であって、直流電圧Ｖｄｃを検出し、その検出値を制御回路３０へと出力する。磁束脈動重畳部３１は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の瞬時値の増大に応じて、一次磁束指令λ０ｃ**を増大させる補正を行って、補正後の一次磁束指令λ０ｃ*を生成する。

図５も、制御回路３０の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図であり、図５においては、磁束脈動重畳部３１の内部構成の一例が示されている。例えば磁束脈動重畳部３１は、脈動成分抽出部３１１と、一次磁束補正部３１２とを備えている。

脈動成分抽出部３１１には、電圧検出部４から直流電圧Ｖｄｃが入力される。脈動成分抽出部３１１は直流電圧Ｖｄｃからその脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを一次磁束補正部３１２へと出力する。

例えば脈動成分抽出部３１１は、ローパスフィルタ３１３と、減算器３１４とを備えている。ローパスフィルタ３１３には、電圧検出部４からの直流電圧Ｖｄｃが入力される。ローパスフィルタ３１３は、直流電圧Ｖｄｃから脈動成分Ｖｄｃｈを除去して、除去後の直流電圧Ｖｄｃ（つまり、直流電圧Ｖｄｃの低周波、例えば直流成分）を減算器３１４へと出力する。減算器３１４には、電圧検出部４からの直流電圧Ｖｄｃも入力される。減算器３１４は、電圧検出部４が出力する直流電圧Ｖｄｃから、ローパスフィルタ３１３の出力を減算して、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈを算出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを一次磁束補正部３１２へと出力する。

なお脈動成分抽出部３１１は、図５の構成に替えて、ハイパスフィルタを有していてもよい。このハイパスフィルタには、電圧検出部４から直流電圧Ｖｄｃが入力される。ハイパスフィルタは直流電圧Ｖｄｃから低周波を除去して脈動成分Ｖｄｃｈを抽出し、この脈動成分Ｖｄｃｈを一次磁束補正部３１２へと出力する。

一次磁束補正部３１２には、一次磁束指令λ０ｃ**も入力される。一次磁束補正部３１２は、脈動成分Ｖｄｃｈに応じて一次磁束指令λ０ｃ**を補正して、一次磁束指令λ０ｃ*を算出する。具体的には、一次磁束補正部３１２は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて一次磁束指令λ０ｃ*が増大するように、一次磁束指令λ０ｃ**に対して補正を行う。言い換えれば、一次磁束補正部３１２は、脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて一次磁束指令λ０ｃ*が低減するように、一次磁束指令λ０ｃ**に対して補正を行う。

図５に示すように、例えば一次磁束補正部３１２はゲイン部３１５と加算器３１６とを備えている。ゲイン部３１５には、脈動成分抽出部３１１から脈動成分Ｖｄｃｈが入力される。ゲイン部３１５は脈動成分ＶｄｃｈにゲインＫを乗算して、その結果（Ｋ・Ｖｄｃｈ）を加算器３１６へ出力する。ゲインＫは例えば予め設定された正の値であってよく、例えば、制御回路３０に属する所定の記憶媒体に記憶されている。加算器３１６には、一次磁束指令λ０ｃ**も入力される。加算器３１６はゲイン部３１５からの出力と一次磁束指令λ０ｃ**とを加算して、一次磁束指令λ０ｃ*を算出する。以下の式は、図５に例示する一次磁束補正部３１２の演算を示している。

λ０ｃ*＝λ０ｃ**＋Ｋ・Ｖｄｃｈ ・・・（１）

式（１）によれば、一次磁束指令λ０ｃ*は脈動成分Ｖｄｃｈが増大するほど増大し、脈動成分Ｖｄｃｈが低減するほど低減する。より具体的には、一次磁束指令λ０ｃ*は脈動成分Ｖｄｃｈの波形と同様に脈動する。よって、図５の磁束脈動重畳部３１は一次磁束指令λ０ｃ**に脈動成分Ｖｄｃｈを重畳している、とも説明できる。

また式（１）によれば、脈動成分Ｖｄｃｈが正であるときには、一次磁束指令λ０ｃ**よりも大きく一次磁束指令λ０ｃ*が算出され、脈動成分Ｖｄｃｈが負であるときには、一次磁束指令λ０ｃ**よりも小さく一次磁束指令λ０ｃ*が算出される。つまり、磁束脈動重畳部３１は、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも大きいときに、補正前の一次磁束指令λ０ｃ**よりも大きく補正後の一次磁束指令λ０ｃ*を算出し、直流電圧Ｖｄｃがその平均値よりも小さいときに、補正前の一次磁束指令λ０ｃ**よりも小さく補正後の一次磁束指令λ０ｃ*を算出してもよい。

磁束脈動重畳部３１は一次磁束指令λ０ｃ*を一次磁束制御部３２へと出力する。一次磁束制御部３２は、この一次磁束指令λ０ｃ*に基づいて制御信号Ｓを生成し、制御信号Ｓを電力変換器２へ出力する（図１も参照）。電力変換器２は制御信号Ｓに基づいた交流電圧を電動機Ｍ１へと出力する。これにより、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて一次磁束λ０が増大するように、言い換えれば、脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて一次磁束λ０が低減するように、一次磁束λ０が制御される。

次に、一次磁束指令λ０ｃ*に基づく制御信号Ｓの生成方法の一例について述べる。図４を参照して、一次磁束制御部３２は例えば速度制御部３２１と積分器３２２と磁束制御部３２３と座標変換部３２４と制御信号生成部３２５とを備えている。

速度制御部３２１には、回転速度指令ω０ｃ**と電流ｉＭｃ，ｉＴｃとが入力される。回転速度指令ω０ｃ**は、制御座標系の回転速度についての指令であり、例えば外部から速度制御部３２１に入力される。制御座標系はＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系である（図３参照）。なお、この回転速度指令ω０ｃ**は、例えば、電動機Ｍ１の回転速度についての回転速度指令に基づいて算出されればよい。あるいは、例えば回転速度指令ω０ｃ**として、電動機Ｍ１の回転速度指令と同じ値を採用してもよい。

電流ｉＭｃ，ｉＴｃは、電動機Ｍ１に流れる交流電流を、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系で表したものであり、それぞれ電流［ｉａ］のＭｃ軸成分およびＴｃ軸成分である。電動機Ｍ１を流れる交流電流は電流検出部５によって検出される（図１も参照）。電流検出部５は例えば電流検出回路であって、出力線Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗをそれぞれ流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出し、これらを座標変換部３２４へと出力する。座標変換部３２４は、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系の位相角θ０ｃも入力される。位相角θ０ｃはα−β軸固定座標系に対するＭｃ−Ｔｃ軸回転座標系の位相角である（図３も参照）。座標変換部３２４は位相角θ０ｃに基づいて電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに対して座標変換を行って、電流ｉＭｃ，ｉＴｃを算出する。

なお図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出しているものの、いずれか二つを検出してもよい。電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの総和は理想的には零であるので、この二つの電流から残りの一つの電流を算出することができる。また図１の例では、電流検出部５は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを直接に検出しているものの、直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。具体的には、電流検出部５は、コンデンサＣ１と電力変換器２との間において直流母線ＬＨまたは直流母線ＬＬを流れる直流電流を検出してもよい。この直流電流は、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうちスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチパターンに応じた電流と一致する。よってスイッチパターンおよび直流電流に基づいて電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを把握できる。かかる電流検出は、いわゆる１シャント方式と呼ばれる。

速度制御部３２１は、回転速度指令ω０ｃ**を電流ｉＭｃ，ｉＴｃの少なくともいずれか一方に基づいて補正して、回転速度指令ω０ｃ*を算出し、この回転速度指令ω０ｃ*を積分器３２２および磁束制御部３２３へと出力する。具体的な一例として、速度制御部３２１は、電流ｉＴｃの高周波成分を抽出し、この高周波成分に所定の正のゲインを乗算して得られた補正量を、回転速度指令ω０ｃ**から減算することで、回転速度指令ω０ｃ*を算出する。

なお、この回転速度の補正は、電動機Ｍ１の安定的な運転に資するものの、必ずしも必要ではない。例えば速度制御部３２１は回転速度指令ω０ｃ**をそのまま回転速度指令ω０ｃ*として出力してもよい。言い換えれば、速度制御部３２１は設けられなくてもよい。

積分器３２２は回転速度指令ω０ｃ*を積分してＭｃ−Ｔｃ軸回転標系の位相角θ０ｃを算出し、この位相角θ０ｃを座標変換部３２４および制御信号生成部３２５へと出力する。この位相角θ０ｃに対しては、脈動成分Ｖｄｃｈに基づく補正が行われなくてもよい。

磁束制御部３２３は一次磁束指令λ０ｃ*、回転速度指令ω０ｃ*および電流ｉＭｃ，ｉＴｃに基づいて、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成し、これらの電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を制御信号生成部３２５へと出力する。電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*は、電力変換器２が出力する交流電圧についての、Ｍｃ−Ｔｃ軸回転座標系における指令である。より具体的な一例として、磁束制御部３２３は、一次磁束指令λ０ｃ*についてフィードフォワード制御を行って、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を生成してもよい。以下、具体例について説明する。

図６は磁束制御部３２３の内部構成の一例を概略的に示す機能ブロック図である。例えば磁束制御部３２３は演算部３２６と電圧降下算出部３２７と加算器３２８とを備えている。図６の例においては、一次磁束指令λ０ｃ*に替えて一次磁束指令｛λＭｃ*，λＴｃ*｝（ただし｛｝内は、ベクトルの要素を示す）が示されている。一次磁束指令λＭｃ*は一次磁束指令のＭｃ軸成分であり、一次磁束指令λＴｃ*は一次磁束指令のＴｃ軸成分である。この一次磁束指令λＴｃ*は零に設定されてもよい。この場合、一次磁束指令λＭｃ*が一次磁束指令λ０ｃ*に一致する。このように一次磁束指令λＴｃ*を零に設定すれば、後述する演算部３２６の演算を簡易にできる。また、一次磁束指令λＴｃ*が零に設定されていない場合には、磁束脈動重畳部３１は補正前の一次磁束指令λＭｃ**，λＴｃ**の両方に対して、上述と同様の脈動成分Ｖｄｃｈに基づく補正を行って、一次磁束指令λＭｃ*，λＴｃ*を算出すればよい。

演算部３２６は、一次磁束指令｛λＭｃ*，λＴｃ*｝に、次で説明する２行２列の行列を乗算する。即ち、この行列においては、第１行第１列の要素および第２行第２列の要素が「ｓ（微分演算子）」であり、第１行第２列の要素が「−ω０ｃ*」であり、第２行第１列の要素が「ω０ｃ*」である。演算部３２６は算出結果を加算器３２８に出力する。

電圧降下算出部３２７には、電流ｉＭｃ，ｉＴｃが入力される。電圧降下算出部３２７は電流ｉＭｃ，ｉＴｃの各々に電機子巻線の抵抗成分の抵抗値Ｒを乗算し、その結果｛Ｒ・ｉＭｃ，Ｒ・ｉＴｃ｝を加算器３２８に出力する。抵抗値Ｒは、例えば予め設定されて、例えば、制御回路３０に属する所定の記憶媒体に記録されている。加算器３２８は、演算部３２６からの算出結果と、電圧降下算出部３２７からの算出結果とを加算して、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*を算出し、これらを制御信号生成部３２５へ算出する。以下の式は、図６に例示する磁束制御部３２３の演算を示している。

ＶＭｃ*＝Ｒ・ｉＭｃ＋ｓ・λＭｃ*−ω０ｃ*・λＴｃ* ・・・（２）
ＶＴｃ*＝Ｒ・ｉＴｃ＋ｓ・λＴｃ*＋ω０ｃ*・λＭｃ* ・・・（３）

式（２）および式（３）は、電動機Ｍ１の電圧方程式に相当する。これらの式（２）および式（３）によれば、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*がフィードフォワード制御によって算出されていることが理解できる。

なお式（２）および式（３）の第１項はそれぞれの第２項および第３項に比べて小さい場合がある。例えば回転速度指令ω０ｃ*が高い場合、当該第１項は小さい。このような場合には、式（２）および式（３）の第１項を省略してもよい。言い換えれば、電圧降下算出部３２７を設けなくてもよい。

制御信号生成部３２５には、電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*および位相角θ０ｃが入力される。制御信号生成部３２５は電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*および位相角θ０ｃに基づいて制御信号Ｓを生成し、制御信号Ｓを電力変換器２へと出力する。具体的な一例を説明する。例えば制御信号生成部３２５は位相角θ０ｃを用いて電圧指令ＶＭｃ*，ＶＴｃ*に対して座標変換を施して、三相の電圧指令を生成する。そして制御信号生成部３２５はこの三相の電圧指令の各々に対して直流電圧Ｖｄｃを除算して、三相の電圧指令を規格化する。制御信号生成部３２５は規格化後の電圧指令と所定のキャリアとの比較に基づいて、制御信号Ｓを生成する。このような制御信号Ｓの生成方法はパルス幅変調方式で用いられる方法である。

以上のように、本実施の形態によれば、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて一次磁束λ０が増大するように、一次磁束λ０が制御される。言い換えれば、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの低減に応じて一次磁束λ０が低減するように、一次磁束λ０が制御される。よって、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅（つまり直流電圧Ｖｄｃの変動幅）を低減することができる。

比較例として、例えば特許文献１に記載のように、脈動成分Ｖｄｃｈに基づいて回転速度を制御する場合を考慮する。この制御において、回転速度の応答性は、電動機Ｍ１が駆動する負荷（例えば圧縮機）のイナーシャに起因して低くなる。一方で、一次磁束λ０はイナーシャの影響を受けないので、高い応答性で一次磁束λ０を制御できる。そして、高い応答性で一次磁束λ０を制御すれば、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅をより適切に低減することができる。

また、電動機Ｍ１の電圧方程式に鑑みると、磁束の微分が電圧に相当するので、一次磁束λ０について上述のようにフィードフォワード制御を行いやすい。フィードフォワード制御によれば、高い応答性で一次磁束λ０を制御できる。よって、脈動成分Ｖｄｃｈの振幅をより適切に低減することができる。

また、上述の例では、一次磁束λ０についての一次磁束指令λ０ｃ**を補正しており、簡易に制御を実現できる。

なお図５において、電圧検出部４および脈動成分抽出部３１１からなる部分は、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈを検出する脈動成分検出部６を形成する、とも説明できる。また、一次磁束補正部３１２および一次磁束制御部３２からなる部分は、脈動成分Ｖｄｃｈの増大に応じて一次磁束の大きさを増大させるように、一次磁束の大きさを制御する制御回路３を形成する、とも説明できる。脈動成分検出部６と制御回路３とは纏めて、電力変換器２を制御する制御装置として機能する。

＜脈動成分Ｖｄｃｈ＞
コンデンサＣ１は、上述のように、小さい静電容量を有するコンデンサであっても構わない。この場合、直流電圧ＶｄｃはコンデンサＣ１によって十分に平滑されず、整流器１の整流に起因して脈動する。例えば交流電源Ｅ１が単相交流電圧を出力し、整流器１が全波整流を行う場合には、直流電圧Ｖｄｃは単相交流電圧の周波数の２倍の周波数（以下、整流周波数と呼ぶ）で脈動する。また、交流電源Ｅ１がＮ相交流電圧を出力し、整流器１が全波整流を行う場合には、直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数で脈動する。

一方で、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング周波数は整流周波数よりも高いので、これに起因して生じる脈動成分の周波数は、整流周波数よりも高い。

さて、本実施の形態では、例えば、整流成分よりも高い脈動成分を低減の対象としているものの、低減の対象となる周波数成分は任意に設定してもよい。例えば、リアクトルＬとコンデンサＣ１とによる共振回路の共振周波数を低減の対象としてもよい。かかる周波数は、脈動成分抽出部３５のフィルタのカットオフ周波数などによって設定される。

＜電動機駆動装置の他の例＞
図７は、第２の実施の形態にかかる電動機駆動装置の構成の一例を概略的に示す図である。図７の例においては、電動機駆動装置は、図１の電動機駆動装置と比較して、リアクトルＬ２を更に備えている。リアクトルＬ２は、整流器１とコンデンサＣ１との間において、直流母線ＬＨの上に設けられている。なおリアクトルＬ２は、整流器１とコンデンサＣ１との間において、直流母線ＬＬの上に設けられてもよい。

コンデンサＣ１は、小さい静電容量を有するコンデンサである。よって、直流電圧Ｖｄｃは脈動成分Ｖｄｃｈと整流成分とを含む。

この場合、リアクトルＬ１の電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈに相当する。その理由について簡単に述べる。まず、直流電圧Ｖｄｃは整流成分Ｖｒｅｃと脈動成分Ｖｄｃｈとの和（Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈ）である。そして、例えばリアクトルＬ２のコンデンサＣ１側の一端の電位を基準電位とした電圧ＶＬを考慮すると、キルヒホッフの法則により、整流器１の出力電圧は電圧ＶＬと直流電圧Ｖｄｃの和と等しい。整流器１の出力電圧は、整流成分Ｖｒｅｃとほぼ等しいと考えることができるので、Ｖｒｅｃ＝Ｖｄｃ＋ＶＬが成立する。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈをこの式に代入すると、ＶＬ＝−Ｖｄｃｈが成立する。つまり、電圧ＶＬは理想的には脈動成分Ｖｄｃｈの逆相となる。言い換えれば、電圧ＶＬの正負は脈動成分Ｖｄｃｈと正負と相違する。

同様に、リアクトルＬ２の整流器１側の一端の電位を基準電位とした電圧ＶＬを考慮すると、キルヒホッフの法則により、Ｖｒｅｃ＝Ｖｄｃ−ＶＬが成立する。Ｖｄｃ＝Ｖｒｅｃ＋Ｖｄｃｈをこの式に代入すると、ＶＬ＝Ｖｄｃｈが成立する。つまり、この場合、電圧ＶＬは理想的には、脈動成分Ｖｄｃｈと一致する。

以上のように、電圧ＶＬは脈動成分Ｖｄｃｈに相当する。図７の例では、脈動成分検出部６は、電圧検出回路であって、リアクトルＬ２の電圧ＶＬを検出する。より具体的な一例として、脈動成分検出部６は、コンデンサＣ１側のリアクトルＬ２の一端の電位を基準電位としたリアクトルＬ２の電圧ＶＬを、脈動成分Ｖｄｃｈの逆相として検出する。あるいは、脈動成分検出部６は、リアクトルＬ２の他端の電位を基準電位としたリアクトルＬ２の電圧ＶＬを、脈動成分Ｖｄｃｈとして検出する。脈動成分検出部６は、検出した電圧ＶＬを制御回路３へと出力する。

制御回路３は電圧ＶＬに基づいて一次磁束λ０を制御する。例えば電圧ＶＬが脈動成分Ｖｄｃｈと逆相である場合、制御回路３は、電圧ＶＬの瞬時値の増大に応じて、一次磁束λ０を低減するように、言い換えれば、電圧ＶＬの瞬時値の低減に応じて、一次磁束λ０を増大するように、一次磁束λ０を制御する。つまり、電圧ＶＬの正負が脈動成分Ｖｄｃｈの正負と逆であるので、電圧ＶＬの増減と一次磁束λ０の増減との関係を、脈動成分Ｖｄｃｈの増減と一次磁束λ０の増減との関係と逆にするのである。

具体的には、磁束脈動重畳部３１は、以下の式を用いて一次磁束指令λ０ｃ**を算出してもよい。

λ０ｃ*＝λ０ｃ**−Ｋ・ＶＬ ・・・（４）

また、例えば電圧ＶＬが脈動成分Ｖｄｃｈと同相である場合、制御回路３は、電圧ＶＬの瞬時値の増大に応じて、一次磁束λ０を増大するように、言い換えれば、電圧ＶＬの瞬時値の低減に応じて、一次磁束λ０を低減するように、一次磁束λ０を制御する。より具体的には磁束脈動重畳部３１は、以下の式を用いて一次磁束指令λ０ｃ**を算出してもよい。

λ０ｃ*＝λ０ｃ**＋Ｋ・ＶＬ ・・・（５）

これにより、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分Ｖｄｃｈの振幅を低減できる。しかも、図７の脈動成分検出部６においては、直流電圧Ｖｄｃに対してフィルタを施す処理が不要であるので、処理を簡易にできる。言い換えれば、簡易に脈動成分Ｖｄｃｈを検出できる。

他方、図５のようにローパスフィルタ３１３を採用したり、あるいは不図示のハイパスフィルタを採用したりすれば、フィルタのカットオフ周波数を調整することで、脈動成分Ｖｄｃｈの周波数を適宜に調整することができる。つまり、低減の対象となる周波数帯域を容易に調整できる。

本電動機駆動装置および制御回路３では、その発明の範囲内において、相互に矛盾しない限り、上記の種々の実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。例えば図６の例においては、磁束制御部３２３はフィードフォワード制御のみを行っているものの、一次磁束についてのフィードバック制御を併用してもよい。

２ 電力変換器
３ 制御回路
６ 脈動成分検出部
Ｃ１ コンデンサ
Ｌ２ リアクトル
ＬＨ，ＬＬ 直流母線
Ｍ１ 電動機

Claims (4)

1. 脈動成分(Vdch)を含む直流電圧(Vdc)が入力され、前記直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を、電機子巻線を含む電機子および界磁を有する電動機(M1)の前記電機子巻線に出力する電力変換器(2)を制御する制御装置であって、
   前記脈動成分を検出する脈動成分検出部(6)と、
   前記電力変換器を制御して、前記界磁による前記電機子巻線への鎖交磁束(［Λa］)と、前記電機子巻線に交流電流が流れて発生する電機子反作用による磁束([λｉ])との合成たる一次磁束(［λ0])の大きさ(λ0)が、前記脈動成分の瞬時値の増大に応じて増大するように、前記一次磁束の大きさを制御する制御回路(3)と
   を備える、電力変換器の制御装置。
2. 前記制御回路(3)は、
   前記一次磁束の大きさ(λ0)についての一次磁束指令(λ0c**)を、前記脈動成分(Vdch)の前記瞬時値の増大に応じて増大させる補正を行って、補正後の一次磁束指令(λ0c*)を生成し、
   前記電力変換器(2)を制御するための制御信号(S)を前記補正後の一次磁束指令(λ0c*)に基づいて生成する、請求項１に記載の電力変換器の制御装置。
3. 前記制御回路(3)は、前記補正後の一次磁束指令(λ0c*)についてフィードフォワード制御を行って、前記制御信号(S)を生成する、請求項２に記載の電力変換器の制御装置。
4. 相互間に前記直流電圧(Vdc)が印加される第１直流母線(LH)および第２直流母線(LL)が、前記電力変換器(2)に接続され、
   前記第１直流母線と前記第２直流母線との間には、コンデンサ(C1)が接続され、
   前記コンデンサに対して前記電力変換器(2)とは反対側で、前記第１直流母線または前記第２直流母線の上には、リアクトル(L1)が設けられており、
   前記脈動成分検出部(6)は、前記コンデンサ側の前記リアクトルの一端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧(VL)を、前記脈動成分(Vdch)の逆相として検出し、または、前記リアクトルの他端の電位を基準電位とした前記リアクトルの電圧を、前記脈動成分として検出する、請求項１から請求項３のいずれか一つに記載の電力変換器の制御装置。

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