JP4067021B2 - インバータ装置 - Google Patents

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Description

この発明は、インバータ装置に関し、詳しくはダイオードブリッジとインバータ部との間の直流リンク部にインバータのキャリヤ電流成分のみを抑制するＬＣフィルタを有するインバータ装置に関する。
従来、インバータの代表的な主回路構成としては、整流回路、平滑回路を介して商用交流を一旦直流電圧に変換し、電圧形インバータ部により交流電圧を得る構成が一般に用いられている。ここで、平滑回路においては商用周波数による電圧脈動を平滑化するために大型のコンデンサやリアクトルが必要となることから、インバータ部の体積増やコスト増を招いている。このため、ＬＣフィルタを小型化し、インバータのキャリヤ電流成分のみを抑制する主回路構成が提案されている。(例えば、電気学会技術報告第998号の「３．直流リンク付き直接形交流電力変換回路(直接形交流電力変換回路技術とその関連技術の現状と課題)」(非特許文献１)参照)。
一方、直流リンク部にＬＣフィルタを持つインバータ装置においては負荷変動、出力周波数変動に対して、ＬＣフィルタの共振周波数で直流電圧が脈動する場合があることが、知られており、ＨＰＦ(ハイパスフィルタ)にて直流電圧の振動成分を検出し、インバータ側の電流制御系にて振動を抑制するインバータ装置が提案されている。(例えば、特開平９−１７２７８３号公報(特許文献１)参照)。
上記直流リンク部に小型化ＬＣフィルタを有するインバータ装置では、直流電圧を電源周波数の６倍で脈動させることを前提としており、上記の振動抑制法では電源脈動成分の高調波周波数とフィルタの共振周波数が近くなるために両者の分離が困難となり、直流電圧が平滑化されることにより、入力電流に低次の歪を発生させるという問題がある。
特開平９−１７２７８３号公報 道平雅一著、「３．直流リンク付き直接形交流電力変換回路(直接形交流電力変換回路技術とその関連技術の現状と課題)」、電気学会技術報告第998号、2005年2月25日、ｐ．１０−１９
そこで、この発明の課題は、直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置において、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制できるインバータ装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、この発明のインバータ装置は、
入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジと、
上記ダイオードブリッジにより変換された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力する特定の周波数を有するキャリアを用いたＰＷＭ制御のインバータ部と、
上記ダイオードブリッジの一方の出力端と上記インバータ部の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子と、上記インバータ部の入力端間に接続されたキャパシタンス素子とを有するＬＣフィルタと、
上記ＬＣフィルタの上記インダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部と、
上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように上記インバータ部を制御する制御部と
を備え、
上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記ダイオードブリッジに入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部のキャリアの上記特定の周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記インダクタンス素子のインダクタンスと上記キャパシタンス素子のキャパシタンスが設定されていることを特徴とする。
上記構成によれば、直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置において、特定の周波数を有するキャリアを用いたＰＷＭ制御のインバータ部の入出力電圧の伝達特性が直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記制御部がインバータ部を制御することによって、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制できる。また、インダクタンス素子の両端電圧に基づいて振動抑制を行うため、ダイオードブリッジの出力電流目標値が直流となり、ＬＣフィルタの共振周波数と干渉することなく、制御が可能となる。
また、一実施形態のインバータ装置では、上記制御部は、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が、上記直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように上記インバータ部の入力電流を制御する。
上記実施形態によれば、上記電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、インバータ部の入出力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記制御部がインバータ部の入力電流を制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善する。
また、一実施形態のインバータ装置では、上記制御部は、上記電圧検出部により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部の入出力電圧の伝達特性が、上記直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、
Ｄ＝１−ｋＶL
(ただし、ＶLは上記インダクタンス素子の両端電圧)
で表される上記インバータ部(２２)の電圧制御率Ｄを制御する。
上記実施形態によれば、上記電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、インバータ部の入出力電圧の伝達特性が、上記直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記制御部がインバータ部の電圧制御率Ｄを制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善する。また、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。
また、一実施形態のインバータ装置では、上記インバータ部は、上記制御部によりベクトル制御される。
上記実施形態によれば、上記インバータ部は制御部によりベクトル制御されるので、安定した動作で速度制御が容易にできる。
以上より明らかなように、この発明のインバータ装置によれば、直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置において、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制することができると共に、インダクタンス素子の両端電圧に基づいて振動抑制を行うため、ダイオードブリッジの出力電流目標値が直流となり、ＬＣフィルタの共振周波数と干渉することなく、制御が可能となる。
また、一実施形態のインバータ装置によれば、電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記制御部がインバータ部の入力電流を制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善する。
また、一実施形態のインバータ装置によれば、上記電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記制御部がインバータ部の電圧制御率を制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善すると共に、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。
また、一実施形態のインバータ装置によれば、上記インバータ部は制御部によりベクトル制御されるので、安定した動作で速度制御が容易にできる。
この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する前に、この発明のインバータ装置の動作原理について説明する。
図１は非特許文献１(「３．直流リンク付き直接形交流電力変換回路(直接形交流電力変換回路技術とその関連技術の現状と課題)」、電気学会技術報告第998号、2005年2月25日)に示された直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置の主回路構成を示している。このインバータ装置は、図１に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１〜Ｄ６からなるダイオードブリッジ１１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６からなるインバータ部１２とを備えている。また、上記インバータ装置は、ダイオードブリッジ１１の正極側出力端とインバータ部１２の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのインダクタＬと、上記インバータ部１２の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣとを備えている。上記インダクタＬとコンデンサＣでＬＣフィルタを構成している。上記ダイオードブリッジ１１により三相交流電源１０からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部１２により所定の三相交流電圧に変換してモータ１３に出力する。
この図１に示すインバータ装置の構成要素は、通常の直流リアクトル付き電圧形インバータ装置と同様である。ただし、直流リンク部のＬＣフィルタのコンデンサＣの容量は従来の１／１００以下と小さく、ＬＣフィルタの共振周波数もインバータ装置のキャリヤ電流成分を減衰させるべく、数ｋＨz程度と従来の一桁以上高く設定されており、リアクトルＬのインダクタンスも小さな値に設定されている。例えば、通常の直流リアクトル付き電圧形インバータ装置の直流リンク部のＬＣフィルタのコンデンサの容量は２０００μＦ、リアクトルのインダクタンスは１ｍＨ、共振周波数は１１３Ｈz程度に設定されるのに対して、図１に示すインバータ装置の直流リンク部のＬＣフィルタのコンデンサＣの容量は４.４μＦ、リアクトルＬのインダクタンスは０.５ｍＨ、共振周波数は３.４ｋＨzである。
このため、直流リンク部のリアクトルＬ、コンデンサＣは商用周波数成分を平滑させる作用がなく、図２(A)の直流電圧(Ｖdc)の波形に示すように、直流リンク部には相電圧の最小相を基準とした最大相の電位が発生し、商用周波数の６倍周波数で脈動することとなる。また、入力電流についても同様に、最大相と最小相との線間に直流電流が通流することから、インバータ部の入力電流が一定の場合、図２(B)の線電流の波形に示すような１２０°通電波形となる。
ここで、上記インバータ装置において、ＬＣフィルタの脈流電圧に対する出力電圧の伝達特性は、一般に良く知られた次式の二次系で表すことができる。
図３は図１のインバータ装置の等価回路にインバータ部側にダンピング抵抗Ｒdを挿入したものを示しており、図３において、１４はインバータ部を簡易的に表す電流源である。
図３に示すように、ダンピング抵抗Ｒdを挿入することにより、インバータ装置の伝達関数Ｇ(s)は次のとおりに表され、ダンピング抵抗Ｒdの設定によってＬＣフィルタの減衰特性ξを改善できる。
Figure 0004067021
ここで、Ｖsはダイオードブリッジから出力される直流電圧、Ｖoはインバータ部の出力電圧、Ｌはインダクタンス、Ｃはキャパシタンス、ｓはラプラス変数である。
上記特許文献１(特開平９−１７２７８３号公報)では、インバータ部の出力電圧を検出して、電流制御系にて負荷電流ｉoを変化させることにより、次式のように等価的にダンピング抵抗を挿入したものとしている。
Figure 0004067021
また、ここではダイオードブリッジの出力電圧Ｖsが直流であるから、フィードバック経路にＨＰＦ(ハイパスフィルタ)を挿入して、共振に起因する電圧のみを検出することで、共振を抑制している。
図４は[背景技術]で説明した特許文献１(特開平９−１７２７８３号公報)のインバータ装置のブロック線図を示している。
次に、図５(A)〜(D),図６(A)〜(D)を用いてインバータ装置に対して従来方式を適用した結果について示す。図５(A)〜(D),図６(A)〜(D)はＨＰＦの遮断周波数を６００Ｈz、ゲインＧを０、０.２，０.４、０.６に変えた場合の過渡解析結果を示したものである。また、インバータ部は簡易的に電流源とし、電流指令に図４に示したＨＰＦとゲインＧを介して電圧共振成分を加算している。
上記インバータ装置は、直流電圧が商用周波数の６倍の周波数の脈流状とする必要があるが、脈流成分は、図６(A)〜(D)の波形に示すように高調波を含む歪波であるため、直流電圧検出により共振抑制制御を図った場合、ＬＣフィルタによる共振成分と高調波成分の分離が困難となり、電流波形に歪が生じる。
図５(B)に示すように、ゲインが０.２の場合、共振電流は抑制されているが、図６(A)〜(D)に示すように電圧波形の補償により、脈流電圧に歪が生じるため、結果として相の切り替わりのタイミングで波形に振動が生じている。さらに、ゲインを上げて抑制を試みた場合、図７のボード線図に示すように、ＨＰＦの遮断周波数付近(ＨＰＦと共振系の特性は図８参照)に極が生じて逆に波形を悪化させる結果となる。
このように、直流電圧検出による振動抑制は、脈流電圧を必要とするインバータ装置において適用は困難となる。
以上の結果は、直流電位と線間電圧波形の電位差によりリアクトルＬに歪電流が流れることを示しており、共振が無い場合においてはリアクトルＬに流れる電流は直流となることから、本発明では、リアクトルＬへの印加電圧を検出することで共振を抑制した。
図９はこの発明のリアクトルＬの両端電圧ＶLを共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための構成図を示しており、図９において、１５はインバータ部を簡易的に表す電流源である。
図１０(A)〜(D)はリアクトルＬの両端電圧を共振抑制に用いた場合について共振系の特性を求めたブロック線図であり、図１０(A)から図１０(D)の順に制御系を等価変換していくと、最終的には図１０(D)に示す二次系と位相進みからなる直列の系となることが分かる。
また、図１１は図１０のブロック線図を伝達関数で示したものであり、二項目は二次系であるからゲインｋにより減衰特性を改善でき、一項目は位相進みであるから、両者により安定な一次遅れ系に近い特性に近い特性とすることができる。
図１３はゲイン０.０３〜０.０９とした場合の二次系、位相進みの伝達特性を示すボード線図であるが、極、遮断周波数はほぼ一致することが分かる。
図１２は振動抑制系の伝達特性を示すボード線図であるが、ゲインが低い場合には減衰特性が改善され、さらに、ゲインを上げると一次遅れ系に近い安定な特性とすることができる。
図１４(A)〜(D),図１４(A)〜(D)はゲインＧを０、０.０３，０.０６、０.０９に変えた場合の過渡解析結果を示したものである。図１４(A)〜(D),図１５(A)〜(D)はリアクトルＬの両端電圧ＶLを共振抑制に用いたインバータ装置の過渡解析結果を示している。図１４(A)〜(D),図１５(A)〜(D)に示すように、ゲインが低い場合において僅かに入力電流、直流電圧とも歪が観測されるが、一次遅れ系に近い特性が得られるようゲインを上げると、電流は共振の無い１２０°通電波形が得られ、電圧についても線間電圧による脈流成分と一致する結果となる。
なお、図１４(A)〜(D),図１５(A)〜(D)の過渡解析結果では、インバータ部を電流源により模擬したが、入力平均電流が直流となる場合に適用可能であり、図１８に示した同期電動機の電流制御系はもとより誘導電動機のベクトル制御にも適用でき、直流のチョッパであっても良い。
次に、図１６(A)はこの発明の電圧制御率を共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための構成図を示しており、図１６(A)において、１６は入力側の電流源と出力側の直流電源とを有するインバータ部を表し、１７はそのインバータ部１６の直流電源に接続された電流源(負荷)を表している。ここで、負荷電流をＩLdとし、インバータ部１６の電圧制御率をＤとする。
図１６(A)に示す電圧制御率による振動抑制系において、電圧制御率の初期値Ｄ*＝１すると、図１６(B)に示すようにインバータ部の入力側の電流源が、
Ｄ＝１−ｋＶL
ＤＩLd＝ＩLd−ＩLdｋＶL
で示す関係となる。このため、図１６(B)に示す回路を図１６(C)に示す等価回路に置き換えることができる。
このため、図１６(c)は図１７に示すブロック線図で表され、インバータ部の二次側の電流源を一定とすると、図１０(A)に示すブロック線図の構成において抵抗Ｒ、抑制ゲインｋに相当する定数が与えられることがわかる。したがって、この図１６,図１７に示すインバータ装置の電圧制御率に抑制値を加える方式は、図９,図１０に示すインバータ装置の電流制御系に抑制値を加える方式と制御ゲインが異なるものの、図１１に示す伝達関数に相当する伝達関数となることが分かる。
図１７に示すブロック線図は、電流制御系が高速に制御されている前提で電圧源とＬＣＲで簡易的に表現しているため、同じ形となる。
図９,図１０に示すインバータ装置の電流制御は、ｑ軸制御系を用いて交流負荷の有効電流分を制御し、直流電流を変動させることで、ＬＣフィルタに対するダンピング抑制を行うのに対して、図１６,図１７に示すインバータ装置の電圧制御率は、交流負荷と直流負荷の電圧(電流)の関係を制御する。このように電圧制御率を変動させることによって、同様に直流電力を変動させることができる。
したがって、図９,図１０に示すインバータ装置では、電流制御系帯域の制約により、応答に遅れが生じるが、図１６,図１７に示す電圧制御率を共振抑制に用いたインバータ装置では、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を制御できるため高速である。
この発明のインバータ装置によれば、直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置において、振動を抑制しつつ入力電流の歪を抑制することができる。
また、ＬＣフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部を備えて、その電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、制御部がインバータ部の入力電流を制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善することができる。
または、ＬＣフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出する電圧検出部を備えて、その電圧検出部により検出されたインダクタンス素子の両端電圧に基づいて、制御部がインバータ部の電圧制御率を制御することによって、減衰係数を高めると共に、ＬＣフィルタのリアクタンス素子の定数に応じたゲイン設定により、制御系を一次遅れ系に近い特性とし安定性を改善すると共に、直接的に交流負荷電流と直流負荷電流の関係を電圧制御率により制御できるため、高速な応答ができ、より安定した動作が可能となる。
また、インバータ部が制御部によりベクトル制御されるインバータ装置にこの発明を適用することによって、安定した動作で速度制御が容易にできる。
次に、この発明のインバータ装置を図示の実施の形態により詳細に説明する。
〔第１実施形態〕
図１８はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図を示している。
このインバータ装置は、図１８に示すように、三相ダイオードブリッジ回路を構成する６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６からなるダイオードブリッジ２１と、三相ブリッジ回路を構成する６つのスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６からなるインバータ部２２と、上記インバータ部２２を制御する制御部１００を備えている。また、上記インバータ装置は、ダイオードブリッジ２１の正極側出力端とインバータ部２２の正極側入力端との間に接続されたインダクタンス素子の一例としてのインダクタＬdcと、上記インバータ部２２の入力端間に接続されたキャパシタンス素子の一例としてのコンデンサＣdcと、上記インダクタＬdcの両端電圧ＶLを検出する電圧検出部２４とを備えている。上記インダクタＬdcとコンデンサＣdcでＬＣフィルタを構成している。上記ダイオードブリッジ２１により三相交流電源(図示せず)からの三相交流電圧を直流に整流し、整流された直流電圧をインバータ部２２により所望の三相交流電圧に変換してモータ２３に出力する。
また、このインバータ装置の制御部１００は、
回転角速度目標値ωre *から回転角速度ωreを減算して差信号を出力する加減算器１０１と、
上記加減算器１０１からの差信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１０２と、
上記電圧検出器２４により検出されたインダクタＬdcの両端電圧ＶLにゲインｋを乗算する乗算器１０３と、
上記ＰＩ制御器１０２からの信号から減算して電流目標値Ｉa *を出力する加減算器１０４と、
上記加減算器１０４からの電流目標値Ｉa *に−ｓｉｎβ*(β*：電流位相目標値)を乗算して、ｄ軸電流目標値Ｉd *を出力する変換部１０５と、
上記変換部１０５からのｄ軸電流目標値Ｉd *からｄ軸電流値Ｉdを減算する加減算器１０６と、
上記加減算器１０４からの電流目標値Ｉa *にｃｏｓβ*(β*：電流位相目標値)を乗算して、ｑ軸電流目標値Ｉq *を出力する変換部１０７と、
上記変換部１０７からのｑ軸電流目標値Ｉq *からｑ軸電流値Ｉqを減算する加減算器１０８と、
上記加減算器１０６からの信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１０９と、
上記ｄ軸電流値ＩdにωreＬd(Ｌd：ｄ軸インダクタンス)を乗算する乗算部１１０と、
上記ｑ軸電流値ＩqにωreＬq(Ｌq：ｑ軸インダクタンス)を乗算する乗算部１１１と、
上記加減算器１０８からの信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１１２と、
上記ＰＩ制御器１０９からの信号と乗算部１１１からの信号を減算してｄ軸電圧を出力する加減算器１１３と、
上記ＰＩ制御器１２３からの信号に乗算部１１０からの信号を加算する加減算器１１４と、
上記回転角速度ωreに誘起電圧係数ｋeを乗算する乗算器１１５と、
上記加減算器１１４からの信号に乗算器１１５からの信号を加算してｑ軸電圧を出力する加減算器１１６と、
上記加減算器１１３からのｄ軸電圧と加減算器１１６からのｑ軸電圧に基づいて、インバータ部２２にＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ変調部１１７とを有する。
上記構成のインバータ装置は、電流制御系に抑制値を加える方式であり、交流負荷の有効電流分を制御し、直流電流を変動させることにより、ＬＣフィルタに対するダンピング抑制を行う。
〔第２実施形態〕
図１９はこの発明の第２実施形態のインバータ装置の構成図を示している。このインバータ装置は、制御部を除いて第２実施形態のインバータ装置と同一の構成をしている。
また、このインバータ装置の制御部２００は、
回転角速度目標値ωre *から回転角速度ωreを減算して差信号を出力する加減算器１０１と、
上記加減算器１０１からの差信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１０２と、
上記電圧検出器２４により検出されたインダクタＬdcの両端電圧ＶLにゲインｋを乗算する乗算器１０３と、
上記ＰＩ制御器１０２からの電流目標値Ｉa *に−ｓｉｎβ*(β*：電流位相目標値)を乗算して、ｄ軸電流目標値Ｉd *を出力する変換部１０５と、
上記変換部１０５からのｄ軸電流目標値Ｉd *からｄ軸電流値Ｉdを減算する加減算器１０６と、
上記加減算器１０４からの電流目標値Ｉa *にｃｏｓβ*(β*：電流位相目標値)を乗算して、ｑ軸電流目標値Ｉq *を出力する変換部１０７と、
上記変換部１０７からのｑ軸電流目標値Ｉq *からｑ軸電流値Ｉqを減算する加減算器１０８と、
上記加減算器１０６からの信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１０９と、
上記ｄ軸電流値ＩdにωreＬd(Ｌd：ｄ軸インダクタンス)を乗算する乗算部１１０と、
上記ｑ軸電流値ＩqにωreＬq(Ｌq：ｑ軸インダクタンス)を乗算する乗算部１１１と、
上記加減算器１０８からの信号についてＰＩ制御を行うＰＩ制御器１１２と、
上記ＰＩ制御器１０９からの信号と乗算部１１１からの信号を減算してｄ軸電圧Ｖidを出力する加減算器１１３と、
上記ＰＩ制御器１２３からの信号に乗算部１１０からの信号を加算する加減算器１１４と、
上記回転角速度ωreに誘起電圧係数ｋeを乗算する乗算器１１５と、
上記加減算器１１４からの信号に乗算器１１５からの信号を加算してｑ軸電圧Ｖiqを出力する加減算器１１６と、
電圧制御率の初期値ｋsから乗算器１０３からの信号(ｋＶ)を減算して、電圧制御率目標値ｋs *を出力する加減算器１２１と、
上記加減算器１１３からのｄ軸電圧Ｖidと加減算器１１６からのｑ軸電圧Ｖiqおよび加減算器１２１からの電圧制御率目標値ｋs *に基づいて、インバータ部２２にＰＷＭ制御信号を出力するＰＷＭ変調部１２０とを有する。
上記構成のインバータ装置は、電圧制御率に抑制値を加える方式であり、電圧制御率を変動させることによって、同様に直流電力を変動させて、ＬＣフィルタに対するダンピング抑制を行う。
上記第１,第２実施形態の直流リンク部にＬＣフィルタを有するインバータ装置において、ＬＣフィルタのインダクタンス素子の両端電圧を検出することにより、電源脈動成分および電源基本波成分を含むことなく、共振抑制制御を可能とし、制御系の安定化による信頼性向上(過電流、過電圧回避)と電流波形を改善することができる。
また、上記第１,第２実施形態では、ＤＣモータのベクトル制御のインバータ装置について説明したが、ＡＣモータを負荷とするインバータ装置でもよい。また、この発明のインバータ装置の負荷側がモータでなくともよく、有効電力を送り込む負荷であればよい。
図１は従来のインバータ装置の構成図である。 図２(A)は上記インバータ装置の直流電圧を示す図である。図２(B)は上記インバータ装置の線電流を示す図である。 図３は上記インバータ装置にダンピング抵抗を挿入したときの伝達特性を説明するための図である。 図４は上記インバータ装置のブロック線図である。 図５(A)〜(D)は上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。 図６(A)〜(D)は上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。 図７は上記インバータ装置のボード線図である。 図８は共振系とＨＰＦ特性を示す図である。 図９はこの発明のインバータ装置に振動抑制制御を行った場合の伝達特性を説明するための図である。 図１０は上記インバータ装置のブロック線図である。 図１１は上記インバータ装置の伝達関数を示す図である。 図１２は上記インバータ装置の振動抑制系の伝達特性を示すボード線図である。 図１３は上記インバータ装置の二次系、位相進みの伝達特性を示すボード線図である。 図１４(A)〜(D)は上記インバータ装置の入力電流の過渡解析結果を示す図である。 図１５(A)〜(D)は上記インバータ装置の直流電圧の過渡解析結果を示す図である。 図１６はこの発明の電圧制御率による共振抑制に用いたインバータ装置の伝達特性を説明するための図である。 図１７は上記インバータ装置のブロック線図である。 図１８はこの発明の第１実施形態のインバータ装置の構成図である。 図１９はこの発明の第２実施形態のインバータ装置の構成図である。
符号の説明
１０…三相交流電源
１１,２１…ダイオードブリッジ
１２,１６,２２…インバータ部
１３,２３…モータ
１４,１５,１７…電流源
Ｌ,Ｌdc…インダクタ
Ｃ,Ｃdc…コンデンサ
２４…電圧検出部
１００,２００…制御部
１０１,１０４,１０６,１０８,１１３,１１４,１１６…加減算器
１０２…ＰＩ制御器
１０３,１１０,１１１,１１５…乗算器
１０５,１０７…変換部
１０９…ＰＩ制御器
１１２…ＰＩ制御器
１１７,１２０…ＰＷＭ変調部

Claims (4)

  1. 入力された三相交流電圧を直流電圧に整流するダイオードブリッジ(１１,２１)と、
    上記ダイオードブリッジ(１１,２１)により変換された上記直流電圧を交流電圧に変換して出力する特定の周波数を有するキャリアを用いたＰＷＭ制御のインバータ部(１２,２２)と、
    上記ダイオードブリッジ(１１,２１)の一方の出力端と上記インバータ部(１２,２２)の一方の入力端との間に接続されたインダクタンス素子(Ｌ,Ｌdc)と、上記インバータ部(１２,２２)の入力端間に接続されたキャパシタンス素子(Ｃ,Ｃdc)とを有するＬＣフィルタと、
    上記ＬＣフィルタの上記インダクタンス素子(Ｌdc)の両端電圧を検出する電圧検出部(２４)と、
    上記電圧検出部(２４)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(１２,２２)の入出力電圧の伝達特性が、直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように上記インバータ部(１２,２２)を制御する制御部(１００,２００)と
    を備え、
    上記ＬＣフィルタの共振周波数が、上記ダイオードブリッジ(１１,２１)に入力される上記三相交流電圧の商用周波数の６倍以上の周波数であり、かつ、上記インバータ部(１２)のキャリアの上記特定の周波数と同じ周波数を有する電流を減衰させる周波数になるように、上記インダクタンス素子(Ｌ,Ｌ dc )のインダクタンスと上記キャパシタンス素子(Ｃ,Ｃ dc )のキャパシタンスが設定されていることを特徴とするインバータ装置。
  2. 請求項１に記載のインバータ装置において、
    上記制御部(１００)は、上記電圧検出部(２４)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(２２)の入出力電圧の伝達特性が、上記直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、上記インバータ部(２２)の入力電流を制御することを特徴とするインバータ装置。
  3. 請求項１に記載のインバータ装置において、
    上記制御部(２００)は、上記電圧検出部(２４)により検出された上記インダクタンス素子の両端電圧に基づいて、上記インバータ部(２２)の入出力電圧の伝達特性が、上記直列接続された位相進み要素と二次遅れ要素による減衰特性になるように、
    Ｄ＝１−ｋＶL
    (ただし、ＶLは上記インダクタンス素子の両端電圧)
    で表される上記インバータ部(２２)の電圧制御率Ｄを制御することを特徴とするインバータ装置。
  4. 請求項１乃至３のいずれか１つに記載のインバータ装置において、
    上記インバータ部(１２,２２)は、上記制御部(１００,２００)によりベクトル制御されることを特徴とするインバータ装置。
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