JP2010098941A - 電力変換器及びその制御方法並びにダイレクトマトリックスコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】誘導性負荷に交流電圧を出力した場合に、当該負荷に流れる電流の奇数次調波成分に起因した有効電力の脈動を低減する。
【解決手段】インバータ４の電圧制御率Ｋｓは、直流成分Ｋｓ１と、交流成分（−Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有している。当該交流成分はインバータ４が出力する交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）を有する。負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの５次調波成分のみならず、７次調波成分が存在しても、交流成分の大きさＫｓ６と直流成分Ｋｓ１の比を適宜に設定し、これらの高調波成分に起因した消費電力の脈動を低減することができる。当該脈動の低減は電源高調波の抑制に資する。
【選択図】図１

Description

この発明は、いわゆる交流電力変換器において、負荷電流の高調波を低減する技術に関する。

交流−交流電力変換器の構成としては、間接形交流電力変換器が一般に用いられている。間接形交流電力変換器では、整流回路によって商用交流を直流に変換し、更に平滑回路を経て電圧形変換器に電力が供給され、当該電圧形変換器から交流出力が得られる。

一方、マトリックスコンバータのように、平滑回路を用いずに交流−交流変換を行う、直接形交流電力変換器も知られている。マトリックスコンバータは、スイッチング素子群における転流を用いることにより、交流−交流変換を行う。

但し、マトリックスコンバータは下掲の特許文献５及び非特許文献３に紹介されているとおり、実際には直流リンクは設けられないものの、平滑回路を伴わない仮想的な直流リンクを介して仮想的な交流−直流変換器と仮想的な直流−交流変換器とが結合された構成の動作に基づいて、上記スイッチング素子群の転流を制御することができる。かかるマトリックスコンバータはダイレクトマトリックスコンバータと称される。

また、非特許文献１に紹介されているように、平滑回路を伴わない直流リンクを介して、交流−直流変換器と直流−交流変換器とが結合された構成も、マトリックスコンバータの一態様として提案されている。かかるマトリックスコンバータはインダイレクトマトリックスコンバータと称される。

更に、特許文献６には、直流リンクにコンデンサが設けられていても、当該コンデンサの容量が平滑回路として機能するよりも小さく選定されたインバータも紹介されている。当該技術において直流リンクの電圧は脈動することが前提となっている。

よって形式上で直流リンクを有しているか否か、あるいはコンデンサが設けられているか否かを問わず、実質的な平滑回路を介することなく交流電力変換を行う回路を、本願では直接形交流電力変換器と称する。

そして直接形交流電力変換器では、商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサ、リアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。

直接形交流電力変換器における脈動エネルギー処理の必要性については非特許文献２において言及されている。

特開２００５−２７４２２号公報 特開２００７−１１０８２７号公報 特開２００７−３１２５８９号公報 特公平６−８１５１４号公報 特開２００４−２２２３３８号公報 特許第４０６７０２１号公報

Lixiang Wei, Thomas.A Lipo,"A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754． 「直接形交流電力変換器とその関連技術の現状と課題」電気学会技術報告、第998号、pp24-25 「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」、伊藤理絵、高橋勲、電気学会半導体電力変換研究会SPC-01-121，IEA-01-64

ところで、直接形交流電力変換器の負荷としてモータが採用される場合、当該モータの電機子巻線の巻回方式として集中巻が採用されることが多い。これは銅損低減による効率向上、銅量削減が要求されているからである。

しかしながら、集中巻が採用された電機子巻線に流れる電流（電機子電流）には、インバータから出力される電圧と回転電機の誘導起電力の差電圧に起因した高調波成分、特に５次成分、７次成分が含有されていることが、上記の特許文献１で指摘されている。

図９は、集中巻で巻回された電機子巻線を有するあるモータをインバータで駆動する際に、電力変換器の出力電圧の周波数を９０Ｈｚから３０Ｈｚ刻みで３３０Ｈｚまで変化させた場合の、入力側電流の高調波含有率を示すグラフである。当該周波数によらず、高調波は５次と７次で顕著に発生していることが示されている。

このような、高調波成分を含む負荷を直接形電力変換器で駆動すると、電源側に高調波電流が発生する問題があった。これは直接形電力変換器においては、たとえそれが直流リンクを有するタイプであったとしてもエネルギー蓄積要素を持たないために、有効電力に脈動が発生するからである。

上記非特許文献２では、直接形電力変換器について電源側と負荷側の有効電力、無効電力の間の関係や、高調波電流が発生する場合における瞬時有効電力の変動について言及されており、直流リンクにおけるエネルギー蓄積要素の必要性を説いている。しかしながら（直流リンクを有している場合であっても平滑コンデンサを有しない）直接形電力変換器においては、その具体的な対処方法について示唆されていない。

特許文献２では単相交流電源を交流−交流変換する装置において、電圧指令値に対して補償信号を重畳する技術を提示する。しかしながら多相交流の変換については具体的な手法が示されていない。そして特許文献２で開示された技術を単純に多相交流に適用しても、後述されるように有効ではない。

そこで、本願の目的は、モータで例示される誘導性負荷に交流電圧を出力した場合に、当該負荷に流れる電流の奇数次調波成分に起因した有効電力の脈動を低減することを目的とする。これは、直流リンクを有している場合であっても、平滑コンデンサを有しない直接形電力変換器において、直流リンクの有効電力の脈動を抑制することに繋がり、引いては電源高調波を抑制することができる。

この発明にかかる電力変換器の制御方法は、第１の交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を入力し、前記第１の交流電圧に基づいて第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を出力する直接形交流電力変換器（９）を制御する方法である。

そしてその第１の態様では、前記直接形電力変換器は、前記第１の交流電圧を入力して整流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（３）と、前記整流電圧を入力して前記第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を出力する電圧形インバータとを有する。前記電圧形インバータの電圧制御率（Ｋｓ）が、直流成分（Ｋｓ１）と、前記第２の交流電圧の基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）の交流成分（Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有することを特徴とする。

またその第２の態様では、第１の態様において、前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する前記電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）の比と等しい。

またその第３の態様では、第１の態様において、前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）と７次調波成分の絶対値（Ｉ_L7）との和の前記電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する比と等しい。

またその第４の態様では、第１乃至第３の態様において、前記第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相であって、前記電圧制御率（Ｋｓ）は前記第２の交流電圧の位相（φ）の６０度区間毎に更新される。

またその第５の態様では、第１乃至第４の態様において、前記電圧形インバータ（４）は、キャリア（Ｃ）と信号波（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）との比較結果に基づいてパルス幅変調で制御され、前記信号波は、前記第２の交流電圧の振幅、位相、周波数のそれぞれの指令値（ｖ^*，φ^*，ｆ^*）と、前記電圧制御率（Ｋｓ）とに基づく空間ベクトル変調に従って決定される。

またその第６の態様では、前記直接形電力変換器は、ダイレクトマトリックスコンバータ（ＭＣＶ）であって、その仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ制御において、前記第１の交流電圧を仮想的に整流して仮想的な整流電圧を得る仮想整流回路（３）と、前記仮想的な整流電圧から前記第２の交流電圧を得る仮想電圧形インバータ（４）とが想定されるものである。そして前記仮想電圧形インバータの電圧制御率（Ｋｓ）が、直流成分（Ｋｓ１）と、前記第２の交流電圧の基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）の交流成分（Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有することを特徴とする。

またその第７の態様では、第６の態様において、前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記仮想電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する前記電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）の比と等しい。

またその第８の態様では、第６の態様において、前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記仮想電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）と７次調波成分の絶対値（Ｉ_L7）との和の前記電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する比と等しい。

またその第９の態様では、第６乃至第８の態様において、前記第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相であって、前記電圧制御率（Ｋｓ）は前記第２の交流電圧の位相（φ）の６０度区間毎に更新される。

またその第１０の態様では、第６乃至第９の態様において、前記仮想電圧形インバータ（４）は、キャリア（Ｃ）と信号波（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）との比較結果に基づいてパルス幅変調で制御され、前記信号波は、前記第２の交流電圧の振幅、位相、周波数のそれぞれの指令値（ｖ^*，φ^*，ｆ^*）と、前記電圧制御率（Ｋｓ）とに基づく空間ベクトル変調に従って決定される。

またこの発明にかかる電力変換器（９）の第１の態様は、上記の電力変換器の制御方法の第１乃至第５の態様のいずれかによって制御され、前記整流回路（３）と電圧形インバータ（４）とを備える直接形交流電力変換器である。

またこの発明にかかる電力変換器（９）の第２の態様は、上記の電力変換器の制御方法の第６乃至第１０の態様のいずれかによって制御されるダイレクトマトリックスコンバータ（ＭＣＶ）である。

この発明にかかる電力変換器の制御方法の第１の態様によれば、第２の交流電圧を誘導性負荷に印加した場合に、当該負荷に流れる電流の奇数次調波成分に起因した有効電力の脈動を低減できる。

この発明にかかる電力変換器の制御方法の第２の態様によれば、負荷に流れる電流の５次調波成分に起因した有効電力の脈動を効果的に低減できる。

この発明にかかる電力変換器の制御方法の第３の態様によれば、負荷に流れる電流の５次調波成分及び７次調波成分に起因した有効電力の脈動を効果的に低減できる。

この発明にかかる電力変換器の制御方法の第４の態様によれば、電圧指令の振幅がキャリアの振幅を越えずに出力できる電圧の基本波成分の最大値を大きくできる。

この発明にかかる電力変換器の制御方法の第５の態様によれば、空間ベクトル変調において第１乃至第４の態様の制御方法の効果が享受される。

この発明にかかる電力変換器によれば、第１乃至第５の態様の制御方法の効果が享受される。

本発明が適用可能な直接形電力変換器の構成を示す回路図である。 インバータ制御部の構成を示すブロック図である。 電圧指令とゲート信号との関係を示すグラフである。 電圧指令を示すグラフである。 電圧、電流を示すグラフである。 線電流のスペクトラムである。 電圧、電流を示すグラフである。 線電流のスペクトラムである。 入力側電流の高調波含有率を示すグラフである。 本発明が適用可能なダイレクトマトリックスコンバータの構成を示す回路図である。 ダイレクトマトリックスコンバータを制御する信号を生成する回路のブロック図である。

Ａ．直接形電力変換器の構成．
図１は、本発明が適用可能な直接形電力変換器９の構成を示す回路図である。直接形電力変換器９は、コンバータ３とインバータ４と、両者を接続する一対の直流電源線Ｌ１，Ｌ２とを有している。

コンバータ３は整流回路として機能し、交流電源１から得られる三相（ここではＲ相、Ｓ相、Ｔ相とする）交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを整流し、一対の直流電源線Ｌ１，Ｌ２に対して整流電圧Ｖｄｃを出力する。

コンバータ３は例えば電流形整流器であって、パルス幅変調で動作する。コンバータ３は直流電源線Ｌ１，Ｌ２の間で相互に並列に接続された複数の電流経路を有する。コンバータ３の電流経路のうちＲ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎを含む。スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｒｎ同士の接続点には電圧Ｖｒが印加される。コンバータ３の電流経路のうちＳ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｓｎを含む。スイッチング素子Ｓｓｐ，Ｓｓｎ同士の接続点には電圧Ｖｓが印加される。コンバータ３の電流経路のうちＴ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｔｐ，Ｓｔｎを含む。スイッチング素子Ｓｔｐ，Ｓｔｎ同士の接続点には電圧Ｖｔが印加される。

スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐは直流電源線Ｌ１側に、スイッチング素子Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎは直流電源線Ｌ２側に、それぞれ接続される。

インバータ４は例えば電圧形インバータであり、瞬時空間ベクトル制御（以下、単に「ベクトル制御」と称す）に従ったパルス幅変調で動作する。インバータ４は三相（ここではＵ相、Ｖ相、Ｗ相とする）交流電圧を出力する。

インバータ４は、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で並列に接続された複数の電流経路を有する。

インバータ４の電流経路のうちＵ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎを含む。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｕが得られる。インバータ４の電流経路のうちＶ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎを含む。スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｖ１が得られる。インバータ４の電流経路のうちＷ相に対応するものは、直流電源線Ｌ１，Ｌ２間で直列に接続された一対のスイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎを含む。スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎ同士の接続点からは出力電圧Ｖｗが得られる。

スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐは直流電源線Ｌ１側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を上アーム側のスイッチング素子として把握する。スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは直流電源線Ｌ２側に接続される。以下ではこれらのスイッチング素子を下アーム側のスイッチング素子として把握する。つまり直流電源線Ｌ１の電位は直流電源線Ｌ２の電位よりも高い。

上述のスイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎ，Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ自体の構成は公知であって、例えば非特許文献１にも例示されている。

インバータ４はベクトル制御の下で動作する。スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎは制御信号たるゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*によってその動作が制御され、これらのゲート信号が論理値“１”／“０”を採るときに対応するスイッチング素子がそれぞれ導通／非導通するとして説明する。いわゆるデッドタイムを除いて考えれば、ゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*は、ゲート信号Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*と相補的な値を採る。即ち添字ｕ，ｖ，ｗを代表して添字ｑを用いれば、信号Ｓｑｐ^*，Ｓｑｎ^*の排他的論理和は“１”である。

このようなベクトル制御において採用されるベクトルＶｘ（ｘ＝０〜７の整数）の添字ｘは、４・Ｓｕｐ^*＋２・Ｓｖｐ^*＋Ｓｗｐ^*で与えられる。例えば上アーム側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全て非導通であれば下アーム側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てが導通する。この場合ｘ＝０であり、インバータ４はベクトルＶ０という零ベクトルの一つの状態にあることになる。

逆に上アーム側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐが全て導通すれば下アーム側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てが非導通である。この場合ｘ＝７であり、インバータ４はベクトルＶ７という、ベクトルＶ０とは異なる零ベクトルの状態にあることになる。

負荷２は誘導性負荷であってインバータ４に接続される。具体的には負荷２は、Ｙ結線されて電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加される三相コイルを有するモータである。回路図上は三相コイルの各々の抵抗成分が、当該コイルに直列接続される抵抗として記載されている。当該コイルの内、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に相当するものにはそれぞれ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが流れる。これらの電流は電流センサ（図示省略）によってモニタリングされる。

図２はインバータ制御部６の構成を示すブロック図である。インバータ制御部６は、ゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*を生成する。

インバータ制御部６は電圧指令生成部６０１と、キャリア生成部６０４と、比較部６０３と、ゲート信号生成部６０９とを備えている。

電圧指令生成部６０１は電圧Ｖｒの位相を示す角度θｒ（これは電源同期信号として機能する）と、インバータ４の運転周波数の指令値ｆ^*、電圧指令値ｖ^*、位相指令値φ^*を入力し、これらに基づいて電圧Ｖｒの位相を基準とするインバータ４の電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を生成する。

比較部６０３は電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*とキャリアＣとを比較する。通常はキャリアＣとして三角波が採用される。この比較結果に基づいて、ゲート信号生成部６０９がゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*を出力する。

図３は電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*とゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*との関係を示すグラフである。ここではキャリアＣには、最小値−１、最大値１をそれぞれ採る三角波が採用される。

キャリアＣの一周期はＴ０であり、期間τ０，τ４，τ６，τ７は、それぞれベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６，Ｖ７がインバータ４のスイッチング態様として採用される期間である。例えばインバータ４のスイッチング態様としてベクトルＶ０が採用されるときには、ゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*がいずれも非活性化される。つまりキャリアＣが電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*のいずれよりも大きい期間が期間τ０となる。

具体的にはキャリアＣが電圧指令Ｖｕ^*以下であればゲート信号Ｓｕｐ^*は活性化し、電圧指令Ｖｖ^*以下であればゲート信号Ｓｖｐ^*は活性化し、電圧指令Ｖｗ^*以下であればゲート信号Ｓｗｐ^*は活性化する。このように電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*はキャリアＣと比較されるので、信号波とも称される。

つまり電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は上記の各指令値ｖ^*，φ^*，ｆ^*に基づく空間ベクトル変調に従って決定される。但し電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*は更に、後述する電圧制御率Ｋｓにも基づいて決定される。

Ｂ．高調波の低減．
まず、負荷２の消費電力における高調波について説明する。負荷２に印加される電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ及び流れる電流（以下「負荷電流」と称す）ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、それぞれ下記の式（１）及び式（２）のように数式化しても一般性を失わない。負荷２は誘導性負荷であり、ここにおいて発生する電力の脈動は負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの高調波が原因であるからである。図９を用いて示したように、５次調波が高調波成分の主たる成分であるので、ここではまず、５次調波のみを考慮する。

但し、インバータ４の出力周波数ω_L／２π、電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれの実効値Ｅ_u，Ｅ_v，Ｅ_w、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれの基本波成分の実効値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_w、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれの５次調波成分の実効値Ｉ_u5，Ｉ_v5，Ｉ_w5、時間ｔを導入した。またここでは簡単のため、電流位相には遅れがないものとしている。

従って相毎の電力Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wは式（３）で表される。

定常状態においては実効値Ｅ_u，Ｅ_v，Ｅ_wは相互に等しい値を採ると考えられるので、その値をＥ_Lとする。同様にして実効値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wはいずれも値Ｉ_Lを採り、実効値Ｉ_u5，Ｉ_v5，Ｉ_w5はいずれも値Ｉ_L5を採るとする。これにより、電力Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wの総和たる電力Ｐ_Lは式（４）で表される。

式（４）の第１項は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの基本波成分による電力であり、第２項は電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの５次調波成分による電力である。式（４）からわかるように、第２項が負荷２の消費電力Ｐ_Lの脈動成分となる。よって本願発明の目的を達成するためには、第２項の３Ｅ_LＩ_L5・cos６ω_Lｔを低減すればよいことになる。

さて、特許文献２に開示された技術では、電動機の極対数と電動機回転数の積を整数倍した周波数の補償信号を、インバータの電圧指令に重畳させることにより、負荷電流の高調波補償を行う方式が示されている。しかしながら、当該高調波と、特許文献１で指摘された５次調波成分、７次調波成分との関係については示されていない。

もし特許文献２で低減の対象とされた高調波と、特許文献１で指摘された５次調波成分、７次調波成分とを同視したと仮定し、更に上述のように特許文献２で開示された技術を単純に多相交流に適用したと仮定すれば、電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに対して個別に５次調波の補正を行い、式（５）で表される値に設定することになろう。

但し、電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれの５次調波の補正値の実効値Ｅ_u5，Ｅ_v5，Ｅ_w5を導入した。

式（５）及び式（２）から、相毎の電力Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wのうち、基本波成分以外を求めると式（６）で表される。

よって、実効値Ｅ_u，Ｅ_v，Ｅ_wはいずれも値Ｅ_Lを、実効値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wはいずれも値Ｉ_Lを、実効値Ｉ_u5，Ｉ_v5，Ｉ_w5はいずれも値Ｉ_L5を採るとすると、電力Ｐ_u，Ｐ_v，Ｐ_wの総和たる電力Ｐ_Lは式（７）で表される。

これにより電力Ｐ_Lの脈動はなくなる。しかし電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに対して相毎に位相のずれをも考慮して補正を行わなければならない。更に７次調波をも低減するためには、更に７次調波の補正をも行わなければならないであろう。このような電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの補正は繁雑である。

そこで本実施の形態では、相毎の位相のずれを考慮する必要がなく電力の脈動を低減する技術を提供する。また脈動の補正が５次調波に関する場合のみならず、更に７次調波に関する場合であっても、その手法が殆ど変わらない処理を提案する。これはまず、下記の知見を得たことに基づく。即ち、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの７次調波成分のみを考慮した場合の電力Ｐ_Lの脈動項は、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの５次調波成分のみを考慮した場合の電力Ｐ_Lの脈動項（式（４）の第２項）と同じ形で示されるということである。

負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの７次調波成分の実効値Ｉ_L7を導入すると、電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの７次調波成分のみを考慮した場合の電力Ｐ_Lは、式（８）で表される。

式（８）は式（４）と比較して、実効値Ｉ_L5を実効値Ｉ_L7で置換した形を呈している。つまり、負荷電流の高調波成分が５次であっても、７次であっても、電力Ｐ_Lの脈動項はインバータ４の出力周波数の６次成分として変動することが明らかとなった。

かかる知見に鑑み、発明者は６次調波を以て電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを補正するという全く新たな技術的思想に想到した。以下、具体的に説明する。

電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのそれぞれに対して個別に６次調波の補正を行い、式（９）で表される値に設定する。

式（５）の補正項は単に逆相の補正項を追加しているのに対し、式（９）では基本周波数の実効値を、６次調波成分を有する補正値で補正している。電圧Ｖｕを例に採れば、基本波成分の実効値Ｅ_uに対して補正することにより、当該実効値は（Ｅ_u−Ｅ_u6・cos６ω_Lｔ）に修正されている。

式（２）で表されたように、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの５次調波成分のみを考慮すると、電力Ｐ_uは式（１０）で表される。

基本波成分の実効値Ｅ_uは電圧指令生成部６０１で電圧指令Ｖｕ^*を設定するときに決定され、負荷電流ｉｕは電流センサでモニタリングすることが可能であるので、値Ｉ_u，Ｉ_u5を知ることができる。そこで、電圧指令生成部６０１において、式（１１）を満足させるように補正値の係数Ｅ_u6を設定する。

これにより式（１０）の脈動項はＥ_u6Ｉ_u5・（１／２）・（１＋cos１２ω_Lｔ）となる。定常状態において実効値Ｉ_u5，Ｉ_v5，Ｉ_w5はいずれも値Ｉ_L5を採るので、係数Ｅ_u6，Ｅ_v6，Ｅ_w6がいずれも値Ｅ_L6を採る。よって消費電力の総和たる電力Ｐ_Lは、式（１２）で表される。

式（１２）における電力Ｐ_Lの脈動項の係数Ｅ_L6，Ｉ_L5は、それぞれ６次調波成分、５次調波成分の大きさを示し、これらは基本波成分の実効値Ｅ_L，Ｉ_Lと比較して小さくなる。よって電圧に補償を行わない場合を示す式（４）の脈動項と比較すると、式（１２）の脈動項は低減される。例えば負荷２に集中巻が採用されたモータを採用した場合、Ｉ_L5／Ｉ_Lは５％程度である。このとき、式（１２）からＥ_L6／Ｅ_Lも＝５％程度であり、脈動項は３×０．０５×０．０５＝０．０７５％となり、その影響を無視することができる。

このように、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを誘導性の負荷２に印加した場合に、負荷電流の奇数次調波成分に起因した有効電力の脈動を低減できる。

しかも、式（９）で示された補償を行うことにより、負荷電流に５次調波成分のみならず、７次調波成分が含まれる場合であっても、脈動項を低減することができる。この利点について以下に説明する。

負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが５次調波成分と７次調波成分の両方を含むとき、負荷電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、式（１３）で表される。

よって、式（９）で示された電圧Ｖｕを用いれば、電力Ｐ_uは式（１４）で表される。

負荷電流ｉｕは電流センサでモニタリングすることが可能であるので、値Ｉ_u，Ｉ_u5，Ｉ_u7を知ることができる。そこで、電圧指令生成部６０１において、式（１５）を満足させるように補正値の係数Ｅ_u6を設定する。

これにより式（１４）の脈動項はＥ_u6（Ｉ_u5＋Ｉ_u7）・（１／２）・（１＋cos１２ω_Lｔ）となる。定常状態において実効値Ｉ_u5，Ｉ_v5，Ｉ_w5はいずれも値Ｉ_L5を採り、実効値Ｉ_u7，Ｉ_v7，Ｉ_w7はいずれも値Ｉ_L7を採るので、係数Ｅ_u6，Ｅ_v6，Ｅ_w6がいずれも値Ｅ_L6を採る。よって消費電力の総和たる電力Ｐ_Lは、式（１６）で表される。

式（１６）における電力Ｐ_Lの脈動項の係数Ｅ_L6，（Ｉ_L5＋Ｉ_L7）は、それぞれ６次調波成分、５次成分高調波成分と７次調波成分の和の大きさを示し、これらは基本波成分の実効値Ｅ_L，Ｉ_Lと比較して小さくなる。よって式（１２）と同様に、式（１６）の脈動項も低減される。

以上のことから、式（９）を採用して電圧指令を設定することにより、負荷電流が５次成分高調波を有する場合のみならず、さらに７次成分高調波をも有する場合にも電力の脈動項を低減することができる。

式（９）の形から明白なように、電圧Ｖｕは、実効値を（Ｅ_u−Ｅ_u6・cos６ω_Lｔ）とし、cosω_Lｔで変調した値を採用している。よって電圧指令生成部６０１における電圧制御率Ｋｓとして（Ｋｓ１−Ｋｓ６・cos６φ）を採用すれば、上記の電圧Ｖｕに対応する電圧指令Ｖｕ^*が得られる。ここでＫｓ６／Ｋｓ１＝Ｅ_u6／Ｅ_uである。

つまり式（９）に則っていえば、電圧制御率の交流成分の絶対値の直流成分に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、負荷電流の基本波成分の絶対値に対する負荷電流の５次調波成分の絶対値の比（Ｉ_L5／Ｉ_L）に等しい。また式（１２）に則っていえば、電圧制御率の交流成分の絶対値の直流成分に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、負荷電流の５次調波成分の絶対値と７次調波成分の絶対値との和の負荷電流の基本波成分の絶対値に対する比（（Ｉ_L5＋Ｉ_L7）／Ｉ_L）と等しい。ただし、電圧制御率Ｋｓの最大値が１以下となるように、Ｋｓ１＋Ｋｓ６は１以下に設定することが望ましい。

つまり、インバータ４の電圧制御率Ｋｓは、直流成分Ｋｓ１と、交流成分（−Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有しており、当該交流成分はインバータ４が出力する交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）を有する。

例えば、交流成分を有しない場合のインバータ４の電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*としては、特許文献３や特許文献４に例示されるように、６０度増加する毎に√３・Ｋｓ・sin（θ−π／６）→Ｋｓ・sin（θ）→Ｋｓ・sin（θ−π／３）→√３Ｋｓ・sin（θ−π／６）→Ｋｓ・sin（θ）→Ｋｓ・sin（θ−π／３）→…を繰り返して呈する波形（以下「疑似台形波形」と称す）を採用することができる（但し位相θは各相同士で２π／３ずれる）。特許文献４で説明されているように、かかる疑似台形波形を採用することにより、電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の振幅がキャリアＣの振幅を越えずに出力できる電圧の基本波成分の最大値を大きくできる。

また、これによりインバータ４で採用されるベクトルは下記のいずれかを繰り返して遷移する。即ち、（ｉ）Ｖ０→Ｖ４→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ４→…、（ｉｉ）Ｖ０→Ｖ２→Ｖ６→Ｖ７→Ｖ６→Ｖ２→…、（ｉｉｉ）Ｖ０→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ２→…、（ｉｖ）Ｖ０→Ｖ１→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ１→…、（ｖ）Ｖ０→Ｖ１→Ｖ５→Ｖ７→Ｖ５→Ｖ１→…、（ｖｉ）Ｖ０→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ７→Ｖ５→Ｖ４→…である。

上述のように、疑似台形波形を有する電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*同士の（つまり相間での）位相ずれは１２０度であるが、これは６０度の整数倍である。よって電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*としては、位相が６０度増加する毎に異なる式で表される波形を呈することになる。換言すれば電圧制御率Ｋｓを、インバータ４が出力する電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの位相φの６０度区間毎に（つまり６つの遷移パターンが更新される毎に）、更新すればよい。しかも高調波成分の三相分を一括して補償することができる。通常、位相φは位相の指令値φ^*と一致するように制御されるので、電圧指令生成部６０１は指令値φ^*に基づいて電圧制御率Ｋｓを更新することができる。

さらに、電圧制御率Ｋｓの交流成分は、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの６（＝３×２）倍の周波数で変動する。よって相互に１２０度（＝２π／３）ずれた三相の疑似台形波形についても位相がずれることなく、電圧制御率Ｋｓの交流成分として同じ値を採用することができる（cos６（φ±２π／３）＝cos６φであるため）。

もちろん、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅、位相、周波数のそれぞれの指令値ｖ^*，φ^*，ｆ^*に基づいて、電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*が生成される。上記の電圧制御率Ｋｓが交流成分を含む以外は公知の方法によって電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*が生成される。

図４は、Ｋｓ１＝０．４５，Ｋｓ＝０．６５とした場合の電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を示すグラフである。位相φが０〜６０度の区間において、Ｖｕ^*＝Ｋｓ・sin（φ＋π／３），Ｖｖ^*＝√３・Ｋｓ・sin（φ−π／６），Ｖｗ^*＝−Ｋｓ・sin（φ＋π／３）を採用している。

図４において、図３で示されたグラフに対応する位相角における期間τ０，τ４，τ６，τ７を、キャリアＣの周期Ｔ０に対する比で示した。図３をも参照して、キャリアＣは−１〜１の間を遷移する三角波であって時間経過と電圧変化とは線形の関係にあるので、信号波同士の大きさの差、若しくはキャリアＣの最大値１，最小値−１との差は、ベクトルが発生する期間に比例する。

ここではベクトルが遷移するパターンは上述の（ｉ）のパターンであるので、キャリアＣの一周期中にはベクトルＶ４，Ｖ６が二回発生し、図４ではこれらのベクトルが発生する期間はそれぞれ２τ４／Ｔ０，２τ６／Ｔ０として示されている。

キャリアＣが信号波の最大相の値乃至キャリアＣ自身の最大値１を採る場合、ベクトルＶ０が採用される。またキャリアＣが信号波の最小相の値乃至キャリアＣ自身の最小値−１を採る場合、ベクトルＶ７が採用される。またキャリアＣが信号波の最大相と中間相の間の値、あるいは信号波の最小相と中間相の間の値を採る場合、ベクトルが遷移するパターン（ｉ）〜（ｖｉ）に応じて異なるベクトルが採用される。図４にはこのようにして採用されるベクトルを記号Ｓｘ（添字ｘはベクトルＶｘの添字と一致）として追記している。

図５及び図７はいずれも、整流電圧Ｖｄｃ、Ｒ相電圧Ｖｒ、Ｒ相の線電流Ｉｒ、Ｕ相の負荷電流ｉｕを示すグラフである。図６及び図８はいずれも、線電流Ｉｒのスペクトラムを示す。図５及び図６は電圧制御率Ｋｓが直流成分Ｋｓ１のみを有する場合を、図７及び図８は電圧制御率Ｋｓが直流成分Ｋｓ１のみならず交流成分（−Ｋｓ６・cos６φ）をも有する場合を、それぞれ示している。

スペクトラムで低次側にピークを呈する周波数ｆ０は入力側の電圧Ｖｒの周波数を示す。ここではｆ０＝５０（Ｈｚ）を採用した。スペクトラムで１〜１．２ｋＨｚにおいてピークを呈する周波数ｆ２，ｆ３は、後述する理由により、出力側の電圧Ｖｕの周波数ｆ１を導入してそれぞれ周波数６・ｆ１−ｆ０，６・ｆ１＋ｆ０に等しい。ここでは，ｆ１＝１８０（Ｈｚ）であり、ｆ２＝１０３０（Ｈｚ），ｆ３＝１１３０Ｈｚとなる。

式（４），（８）を用いて説明したように、発明者の知見により、電力Ｐ_Lの脈動項は、負荷電流の５次調波成分及び７次調波成分のいずれに起因する場合であっても、出力周波数ω_L／２πの６倍の周波数で脈動する。よって整流電圧Ｖｄｃを一定に制御したときですら直流リンクを流れる電流はcos６ω_Lｔで変動する。ところで、コンバータ３として電流形変換器を用いるときには各相の通流比を考慮して、直流リンクを流れる電流を正弦波で変調することにより、入力電流を正弦波にすることができる（例えば非特許文献１や特許文献３参照）。具体的には電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの角周波数ω_Sを導入してcosω_Sｔで変調する。このために入力電流Ｉｒはcosω_Sｔ・cos６ω_Lｔで脈動することになる。この脈動成分については、cosω_Sｔ・cos６ω_Lｔ＝cosω_Sｔ・cos６ω_Lｔ＝（１／２）（cos（６ω_Lｔ−ω_Sｔ）＋cos（６ω_Lｔ＋ω_Sｔ））と表される。よって上述のように、周波数６・ｆ１−ｆ０，６・ｆ１＋ｆ０においてスペクトラムにピークが発生するのである。

整流電圧Ｖｄｃの脈動があるとしても、図８に示された場合の方が、図６に示された場合と比較して負荷電流の５次調波成分及び／又は７次調波成分に起因したスペクトラムのピークは低減している。よって電力Ｐ_Lの脈動項を低減することにより、電源高調波が抑制されることが視認される。

もちろん本実施の形態は、コンバータ３として電流形変換器を用いるときに直流リンクを流れる電流を正弦波で変調する場合には限られない。式（１）（２）で示すように、本実施の形態は負荷電流の高調波に基づいた電力の脈動について考察しており、負荷側での電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗや電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、望ましい制御方法を提案しているからである。換言すればコンバータ３の転流の影響は電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗや電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに組み込まれていると言える。

また、電圧指令Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*が疑似台形波形を有する場合に限定されない。電圧制御率Ｋｓが直流成分Ｋｓ１と交流成分（Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有するのであれば、他の波形を有していても、既に数式を用いて説明した効果を得ることができる。

また、本実施の形態を適用する主回路方式は図１に例示された直流リンクが設けられた場合に限定されない。即ち、特許文献５や非特許文献３で紹介された仮想直流リンク方式の直接形交流電力変換器に適用されてもよい。

図１０は本実施の形態が適用される他の直接形電力変換器の構成を示す回路図である。ここでは直接形電力変換器としてダイレクトマトリックスコンバータＭＣＶが例示される。

ダイレクトマトリックスコンバータＭＣＶは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとを備えている。入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにはそれぞれ交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが入力され、出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗからはそれぞれ三相交流出力電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが出力される。

ダイレクトマトリックスコンバータＭＣＶは、スイッチング素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔを備えている。３つのスイッチング素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｕとの間に接続されている。３つのスイッチング素子Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｖとの間に接続されている。３つのスイッチング素子Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔは、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と出力端Ｐｗとの間に接続されている。

ダイレクトマトリックスコンバータＭＣＶに対して本実施の形態の形態にかかる制御方法を適用する場合、仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ制御が採用される。この仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ制御では、例えば、図１に示すコンバータ３、インバータ４を仮想する。両者を繋ぐ仮想的な直流リンクとして一対の直流電源線Ｌ１，Ｌ２が想定できる。つまり、ダイレクトマトリックスコンバータＭＣＶに対して採用される仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ制御では、交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを仮想的に整流して仮想的な整流電圧Ｖｄｃを得る仮想整流回路としてコンバータ３が、仮想的な整流電圧Ｖｄｃから交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得る仮想電圧形インバータとしてインバータ４が、それぞれ想定される。そして既に説明された事項と同様にして、仮想電圧形インバータの電圧制御率Ｋｓに、直流成分Ｋｓ１と、交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの基本周波数φ／２πｔの６倍の周波数６φ／２πｔの交流成分Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ）を含ませるべく、ゲート信号Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*を生成する。これらのゲート信号の生成方法は記述の通りであり、仮想電圧インバータとしてのインバータ４の動作を制御する。

仮想整流回路としてのコンバータ３のスイッチングについても、実際のコンバータ３のスイッチングと同様に、例えば非特許文献１や特許文献３を参照して、スイッチング素子Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの導通／非導通を制御するゲート信号Ｓｒｐ^*，Ｓｓｐ^*，Ｓｔｐ^*，Ｓｒｎ^*，Ｓｓｎ^*，Ｓｔｎ^*を得る。

図１１はダイレクトマトリックスコンバータを制御する信号を生成する回路のブロック図である。当該回路は、図２で示されたインバータ制御６に対して、コンバータ制御部５を追加した構成を有している。コンバータ制御部５は台形波状電圧指令信号生成部５１と、比較部５２と、キャリア発生部５５と、電流形ゲート論理変換部５３とを有している。

台形波状電圧指令信号生成部５１は電源同期信号θｒに基づいて台形波状電圧指令信号Ｖｒ^*、Ｖｓ^*、Ｖｔ^*を生成し、キャリア発生部５５はキャリアＣ１を生成する。比較部５２において台形波状電圧指令信号Ｖｒ^*、Ｖｓ^*、Ｖｔ^*とキャリアＣ１とが比較される。この比較結果が電流形ゲート論理変換部５３によって変換され、ゲート信号Ｓｒｐ^*，Ｓｓｐ^*，Ｓｔｐ^*，Ｓｒｎ^*，Ｓｓｎ^*，Ｓｔｎ^*が得られる。

電流形ゲート論理変換部５３による変換が必要となるのは、コンバータ３が電流形であるところ、比較器５２に与えられる指令信号は電圧指令信号であることに依る。しかしその詳細は、本実施の形態の制御方法に直接は関係せず、また非特許文献１や特許文献３等によって周知の技法であるので、ここでは割愛する。

ゲート論理合成部５６は、ゲート信号Ｓｒｐ^*，Ｓｓｐ^*，Ｓｔｐ^*，Ｓｒｎ^*，Ｓｓｎ^*，Ｓｔｎ^*，Ｓｕｐ^*，Ｓｖｐ^*，Ｓｗｐ^*，Ｓｕｎ^*，Ｓｖｎ^*，Ｓｗｎ^*から次の式により行列変換して、直接形変換部ＭＣＶのスイッチ信号として出力する。

スイッチ信号Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓ３３は、それぞれスイッチ素子Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｕｔ，Ｓｖｒ，Ｓｖｓ，Ｓｖｔ，Ｓｗｒ，Ｓｗｓ，Ｓｗｔについてのスイッチ信号である。かかる行列変換が妥当であることは、既に特許文献５や非特許文献３から周知である。

また特許文献６で紹介されたように、非常に小さなコンデンサが用いられる変換回路に適用してもよい。あるいは直流リンクへ出力するコンバータ３の入力側が単相入力であっても多相入力であってもかまわない。

２ 負荷
３ コンバータ
４ インバータ
９ 直接形交流電力変換器
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ，Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 交流電圧
Ｃ キャリア
Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^* 電圧指令

Claims (12)

1. 第１の交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を入力し、整流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（３）と、
   前記整流電圧を入力し、第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を出力する電圧形インバータ（４）と
   を備える直接形交流電力変換器（９）を制御する方法であって、
   前記電圧形インバータの電圧制御率（Ｋｓ）は、直流成分（Ｋｓ１）と、前記第２の交流電圧の基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）の交流成分（Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有することを特徴とする、電力変換器の制御方法。
2. 前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する前記電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）の比と等しい、請求項１記載の電力変換器の制御方法。
3. 前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）と７次調波成分の絶対値（Ｉ_L7）との和の前記電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する比と等しい、請求項１記載の電力変換器の制御方法。
4. 前記第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相であり、
   前記電圧制御率（Ｋｓ）は前記第２の交流電圧の位相（φ）の６０度区間毎に更新される、請求項１乃至３のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
5. 前記電圧形インバータ（４）は、キャリア（Ｃ）と信号波（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）との比較結果に基づいてパルス幅変調で制御され、
   前記信号波は、前記第２の交流電圧の振幅、位相、周波数のそれぞれの指令値（ｖ^*，φ^*，ｆ^*）と、前記電圧制御率（Ｋｓ）とに基づく空間ベクトル変調に従って決定される、請求項１乃至４のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
6. 第１の交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）を入力して第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を出力する直接形交流電力変換器たるダイレクトマトリックスコンバータ（ＭＣＶ）を制御する方法であって、
   前記第１の交流電圧を仮想的に整流して仮想的な整流電圧を得る仮想整流回路（３）と、前記仮想的な整流電圧から前記第２の交流電圧を得る仮想電圧形インバータ（４）とが想定される仮想ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ制御において、
   前記仮想電圧形インバータの電圧制御率（Ｋｓ）は、直流成分（Ｋｓ１）と、前記第２の交流電圧の基本周波数（φ／２πｔ）の６倍の周波数（６φ／２πｔ）の交流成分（Ｋｓ６・cos（６ω_Lｔ））とを有することを特徴とする、電力変換器の制御方法。
7. 前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記仮想電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する前記電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）の比と等しい、請求項６記載の電力変換器の制御方法。
8. 前記電圧制御率の前記交流成分の絶対値（Ｋｓ６）の前記電圧制御率の前記直流成分（Ｋｓ１）に対する比（Ｋｓ６／Ｋｓ１）は、前記仮想電圧形インバータ（４）の出力側に流れる電流の５次調波成分の絶対値（Ｉ_L5）と７次調波成分の絶対値（Ｉ_L7）との和の前記電流の基本波成分の絶対値（Ｉ_L）に対する比と等しい、請求項６記載の電力変換器の制御方法。
9. 前記第２の交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）は三相であり、
   前記電圧制御率（Ｋｓ）は前記第２の交流電圧の位相（φ）の６０度区間毎に更新される、請求項６乃至８のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
10. 前記仮想電圧形インバータ（４）は、キャリア（Ｃ）と信号波（Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*）との比較結果に基づいてパルス幅変調で制御され、
    前記信号波は、前記第２の交流電圧の振幅、位相、周波数のそれぞれの指令値（ｖ^*，φ^*，ｆ^*）と、前記電圧制御率（Ｋｓ）とに基づく空間ベクトル変調に従って決定される、請求項６乃至９のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法。
11. 請求項１乃至５のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法によって制御され、
    前記整流回路（３）と電圧形インバータ（４）とを備える電力変換器（９）。
12. 請求項６乃至１０のいずれか一つに記載の電力変換器の制御方法によって制御される、ダイレクトマトリックスコンバータ（ＭＣＶ）。

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