CN113330680A - 直接型功率转换装置 - Google Patents

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CN113330680A
CN113330680A CN202080010518.7A CN202080010518A CN113330680A CN 113330680 A CN113330680 A CN 113330680A CN 202080010518 A CN202080010518 A CN 202080010518A CN 113330680 A CN113330680 A CN 113330680A
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树大辅
林伸夫
小川卓郎
关本守满
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Daikin Industries Ltd
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Abstract

如果进行下述定义，即，fdc为单相的交流电源(20)的频率的两倍的频率，fL为周期性负载变动的频率，tb＝1/|fdc－n×fL|，其中，n为使tb达到最大的正整数，则在tb期间中的包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期，控制开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。

Description

直接型功率转换装置
技术领域
本公开涉及一种直接型功率转换装置。
背景技术
将所输入的交流电源的交流电转换为规定频率的交流电的功率转换装置根据能量积蓄要素(大容量电容器或大容量电感器)的有无，可大致分为间接型功率转换装置和直接型功率转换装置。前者具有能量积蓄要素(大容量电容器或大容量电感器)，而后者不具有能量积蓄要素。在所述直接型功率转换装置中，有些在直流链路部设有容量相对较小的电容器。专利文献1公开了一种在所述直接型功率转换装置中，在负载扭矩周期性地变动的情况下抑制压缩机的振动的扭矩控制技术。在专利文献1中，进行如下所述的扭矩控制：在该扭矩控制中，通过使交流电源的频率所引起的脉动分量和与电机旋转一周的过程中产生的负载扭矩变动同步的脉动分量叠加至所述电机的输出扭矩，由此，按照所述电机的负载扭矩变动而使所述电机的输出扭矩发生变动。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第4192979号公报
发明内容
－发明要解决的技术问题－
然而，在所述扭矩控制中，交流电源的频率所引起的脉动分量和与负载扭矩变动同步的脉动分量会出现在电机扭矩中。因此，在所述扭矩控制中，有时，两个脉动分量的峰值会彼此重合，导致电机扭矩的峰值过高。因为电机扭矩和电机电流大致成正比例关系，所以电机扭矩的峰值越高，电机电流的峰值就越高。
本公开的目的在于：在功率转换装置中，降低电机电流的峰值。
－用以解决技术问题的技术方案－
本公开的第一方面是一种直接型功率转换装置，通过多个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作，将所输入的单相交的流电源20的交流电转换为规定频率的交流电，并向驱动具有周期性负载变动的负载的电机30供给该交流电，其特征在于：
所述直接型功率转换装置包括控制所述开关动作的控制部40，
如果进行下述定义，即，
fdc为所述交流电源20的频率的两倍的频率，
fL为所述周期性负载变动的频率，
tb＝1/|fdc－n×fL|，
其中，n为使tb达到最大的正整数，
则在tb期间中的包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期，
所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
在第一方面中，在功率转换装置中，能够降低电机电流的峰值。
本公开的第二方面是第一方面的公开的基础上的功率转换装置，其特征在于：
在包括所述负载扭矩的基波达到最大的时刻的电源半周期，
所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
在第二方面中，在包括负载扭矩的基波达到最大的时刻的电源半周期，能够降低电机电流的峰值。
本公开的第三方面是第一方面的公开的基础上的功率转换装置，其特征在于：
在所述负载扭矩的基波超过规定阈值的机械角的相位范围R内所包含的电源半周期，
所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
在第三方面中，在负载扭矩的基波超过规定阈值的机械角的相位范围R内所包含的电源半周期，能够降低电机电流的峰值。
附图说明
图1是功率转换装置的框图。
图2示出电源电压和直流电压的波形的一例。
图3示出压缩机负载扭矩、用压缩机负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、平均扭矩的各波形。
图4用波形示出根据第一表生成的基础数据。
图5用波形示出根据第二表生成的基础数据。
图6示例性地示出现有技术中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
图7示例性地示出第一实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
图8示例性地示出现有技术中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
图9示例性地示出第二实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
图10示例性地示出现有技术中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
图11示例性地示出第三实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
具体实施方式
(第一实施方式)
图1是第一实施方式所涉及的功率转换装置10的框图。功率转换装置10将所输入的交流电压(电源电压vin)转换为规定的交流电压。更详细而言，功率转换装置10是不具有能量积蓄要素(大容量电容器、大容量电感器)的“直接型功率转换装置”。在该例中，从单相的交流电源20向功率转换装置10输入交流电压。功率转换装置10向电机30供给转换后的交流电压。
如图1所示，功率转换装置10包括交直流转换电路11、直流链路部12、直交流转换电路13以及控制部40。电机30例如是IPM电机(Interior Permanent Magnet Motor：内置式永磁电机)。在本实施方式中，电机30驱动空调机的压缩机(省略图示)。在该压缩机中，在流体的压缩冲程中，在电机30旋转一周的过程中，产生负载(压缩机)的扭矩的周期性变动(负载扭矩的变动)。
〈交直流转换电路〉
交直流转换电路11通过电抗器L与交流电源20连接。交直流转换电路11对来自交流电源20的电源电压vin进行全波整流。交直流转换电路11包括四个二极管D1、D2、D3、D4。四个二极管D1、D2、D3、D4连结成桥状。
〈直流链路部〉
直流链路部12具有电容器C。电容器C连接在交直流转换电路11的一对输出节点之间。直流链路部12根据交直流转换电路11的输出(经过全波整流后的电源电压vin)生成直流电压vdc。
电容器C的电容值是几乎无法使交直流转换电路11的输出平滑化的程度的大小。另一方面，电容器C的电容值是能够抑制直交流转换电路13的开关动作(后述)所引起的波纹电压(与开关频率相应的电压变动)的大小。具体而言，电容器C具有一般的功率转换装置中用于使交直流转换电路的输出平滑化的平滑电容器(例如，电解电容器)的电容值的约0.01倍的电容值(例如，数十μF左右)。电容器C例如采用薄膜电容器。
如上所述，依靠电容器C，几乎无法在直流链路部12使交直流转换电路11的输出平滑化。在直流电压vdc中，会残留与电源电压vin的频率相应的脉动分量。
图2示出电源电压vin和直流电压vdc的波形的一例。在该例中，直流电压vdc以其最大值达到其最小值的两倍以上的方式脉动。直流电压vdc中包含脉动分量，该脉动分量具有电源电压vin的频率的两倍的频率。
〈直交流转换电路〉
直交流转换电路13通过开关动作将由直流链路部12生成的直流电压vdc转换为三相交流电压。直交流转换电路13向电机30供给所述三相交流电压。
直交流转换电路13具有六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz和六个续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz。六个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz连结成桥状。详细说明如下，直交流转换电路13包括三个开关臂(switching leg)。开关臂是由两个开关元件互相串联连接而成的。
在三个开关臂中的每个开关臂中，上臂的开关元件Su、Sv、Sw与下臂的开关元件Sx、Sy、Sz之间的中点分别与电机30的各相的线圈(u相、v相、w相线圈)连接。各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz分别与一个续流二极管Du、Dv、Dw、Dx、Dy、Dz反向并联连接。
〈控制部〉
控制部40控制由直交流转换电路13输出的交流电压，以使得电机30的转速ω达到所给出的指令值(以下称为转速指令值ω*)。控制部40在控制转速ω时，通过控制开关动作，使电机30的输出扭矩发生变动。
控制部40包括微型计算机和存储装置。在存储装置中，存储有使微型计算机工作的软件。控制部40通过执行软件，从而作为速度控制部41、坐标转换部43、dq轴电流控制部44、PWM运算部45、扭矩控制部48以及高次谐波分量叠加部50发挥作用(参照图1)。
速度控制部41生成电机30的扭矩的平均值(以下称为平均电机扭矩Tave)的指令值(以下称为平均扭矩指令值Tave*)。具体而言，速度控制部41根据电机30的转速ω与转速指令值ω*的偏差，例如通过进行PID运算(比例、积分、微分)，来生成平均扭矩指令值Tave*。速度控制部41向扭矩控制部48输出平均扭矩指令值Tave*。
扭矩控制部48使平均扭矩指令值Tave*与振动抑制分量相叠加，生成电机30的扭矩的指令值(以下称为第一扭矩指令Tm*)。第一扭矩指令Tm*同步于压缩机的负载变动(扭矩变动)进行脉动。通过进行如上所述的叠加，在电机30的输出扭矩中，会出现与压缩机的负载变动(扭矩变动)同步的脉动分量。振动抑制分量是与压缩机的负载变动(扭矩变动)同步的脉动波形。振动抑制分量是根据电机30的机械角θm进行运算而得到的。需要说明的是，例如，可以设置传感器来检测电机30的机械角θm，也可以根据电机电流iu、iv、iw和电机电压Vu、Vv、Vw来计算电机30的机械角θm。
图3示出压缩机负载扭矩、用压缩机负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、平均扭矩的各波形。如图3所示，在压缩机负载扭矩的波形中包含的频率分量中，振幅最大的频率分量是基波频率分量。此外，压缩机负载扭矩与电机扭矩的偏差为激振扭矩。压缩机因该激振扭矩而进行振动。
为了抑制压缩机负载扭矩的波形中包含的频率分量中振幅最大的频率分量即基波频率分量所引起的压缩机振动，扭矩控制部48生成同步于压缩机负载扭矩的基波进行脉动的第一扭矩指令值Tm*。若第一扭矩指令值Tm*同步于压缩机负载扭矩的基波进行脉动，则电机30的输出扭矩就会同步于压缩机负载扭矩的基波进行脉动。其结果是，导致压缩机振动的激振扭矩减小。
高次谐波分量叠加部50使第一扭矩指令Tm*与高次谐波分量相叠加，生成扭矩指令(以下称为第二扭矩指令T*)。第二扭矩指令T*既与压缩机负载扭矩的基波同步脉动，又与电源电压的绝对值的电压变动同步脉动。进行如上所述的叠加后，在电机的输出扭矩中，出现交流电源的频率所引起的脉动分量。高次谐波分量是与电源电压的绝对值的电压变动同步的脉动波形。高次谐波分量是根据电源相位θin生成的。高次谐波分量叠加部50所进行的高次谐波分量的叠加有两个模式。
在第一个模式(以下称为第一模式M1)下，在规定的电源半周期(后述)，对第一扭矩指令Tm*进行调制，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，出现两个以上极大点。如图2所示，“电源半周期”是指从交流电源20的电压的规定的零交叉点到下一个的零交叉点为止的期间(以下相同)。“电机电流向量”是指控制电机30时的d轴电流id的向量与q轴电流iq的向量的合成向量。
在第二个模式(以下称为第二模式M2)下，在规定的电源半周期(后述)，对第一扭矩指令Tm*进行调制，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成得而到的波形中，出现一个极大点。
为了实现上述模式，控制部40包括选择器46、乘法器47以及数据生成部49。而且，控制部40包括两个表，上述表用于生成进行调制时使用的数据(以下称为基础数据D)。基础数据D是包含高次谐波分量的数据(信号)。
两个表中的一个表是生成用于第一模式M1的基础数据D的表(以下称为第一表Tb1)。另一个表是生成用于第二模式M2的基础数据D的表(以下称为第二表Tb2)。各表中，成对地存储有电源相位θin的值和该电源相位θin下的基础数据D的值。各表构成为将电源相位θin作为参数，输出与该电源相位θin对应的基础数据D。
图4用波形示出根据第一表Tb1生成的基础数据D。在图4中，横轴为电源相位θin。纵轴是示出调制量的值。如图4所示，根据第一表Tb1生成的基础数据D，在电源半周期的前半段和后半段，分别各出现一个极大点。该波形(表的值)是以在电源半周期的前半段和后半段分别各出现一个以上极大点的方式，将相当于电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波的波形合成而制成的。
图5用波形示出根据第二表Tb2生成的基础数据D。如图5所示，根据第二表Tb2生成的基础数据D，在电源半周期内仅出现一个极大点。该波形(表的值)是以在电源半周期仅出现一个极大点的方式，使用电源频率的二次谐波制成的。
数据生成部49生成从两个表Tb1、Tb2中选择任一个表的信号(以下称为选择信号)。关于数据生成部49如何生成选择信号，会在下文详述。数据生成部49向选择器46输出选择信号。
选择器46根据选择信号，将两个表Tb1、Tb2的输出中的一者输出到乘法器47。乘法器47将由选择器46输出的值与第一扭矩指令Tm*相乘。乘法器47将相乘结果作为第二扭矩指令T*输出到dq轴电流控制部44。
坐标转换部43根据u相电流iu、w相电流iw以及电机30的转子(省略图示)的电角(机械角θm)，导出电机30的d轴电流id和q轴电流iq。坐标转换部43为导出d轴电流id和q轴电流iq而进行dq转换。需要说明的是，例如，能够设置电流传感器来检测u相电流iu和w相电流iw的值。
dq轴电流控制部44根据第二扭矩指令T*、d轴电流id、q轴电流iq以及电机电流向量的相位β的指令值β*，导出d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*。具体而言，dq轴电流控制部44根据第二扭矩指令T*，求出为得到与其相对应的扭矩所需要的d轴电流的目标值(称为d轴电流指令值id*)和q轴电流的目标值(称为q轴电流指令值iq*)。dq轴电流控制部44以d轴电流指令值id*与d轴电流id的偏差较小且q轴电流指令值与q轴电流iq的偏差较小的方式，导出d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*。
PWM运算部45通过所谓的PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制来控制开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的导通截止，以便达到由d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*指示的输出电压。PWM运算部45生成用于控制该导通截止的信号(以下称为控制信号G)。
开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz处于导通状态的时间和处于截止状态的时间是由控制信号G的占空比决定的。PWM运算部45根据机械角θm、直流电压vdc、d轴电压指令值vd*、q轴电压指令值vq*、d轴电压vd以及q轴电压vq，设定向各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz供给的控制信号G的占空比。
若输出了控制信号G，则各开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz以与控制信号G相应的占空比进行开关动作(导通截止动作)。PWM运算部45周期性地更新控制信号G。与该更新对应地，在直交流转换电路13中，持续进行开关动作。
〈模式的选择〉
数据生成部49通过输出选择信号，从两个表中选择任一个表。通过该选择，在控制部40中，实现第一模式M1和第二模式M2的选择。下面，为了便于说明，将执行第一模式M1的电源半周期设为第一电源半周期，将执行第二模式M2的电源半周期设为第二电源半周期。具体而言，数据生成部49通过执行以下步骤，从第一表Tb1和第二表Tb2中选择任一个表。
步骤1：
数据生成部49根据电源相位θin求出交流电源20的频率的两倍的频率(以下称为fdc)。此外，数据生成部49根据机械角θm计算周期性负载变动(此处为压缩机的负载变动)的频率(以下称为fL)。
步骤2：
图6示出现有技术中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。因为电机30的输出扭矩是平均扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量的乘积，所以在电机30的输出扭矩中，会出现交流电源的频率所引起的脉动分量和与负载扭矩变动同步的脉动分量。
图6的波形是现有的功率转换装置的波形，示例性地示出在数据生成部49中总是用第二表Tb2生成基础数据D来使功率转换装置10运转的波形。下面，为了便于说明，将总是用第二表Tb2使功率转换装置10运转的例子称为现有例。
如果在直接型功率转换装置中进行扭矩控制，则交流电源的频率所引起的脉动分量和与电机旋转一周的过程中产生的负载扭矩变动同步的脉动分量会相叠加。其结果是，如图6所示，电机的输出扭矩的波形和电机电流的波形为包含拍(beat)的波形。在该拍(beat)的周期(以下称为拍周期tb)，在两个脉动分量的峰值彼此重合的电源半周期，电机的输出扭矩和电机电流的峰值较大(参照用圆圈出来的峰值)。
具体而言，因为电机30的输出扭矩是平均扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量的乘积，所以如图6所示，在振动抑制分量和高次谐波分量的峰值彼此重合的电源半周期，电机的输出扭矩和电机电流的峰值较大。振动抑制分量是与压缩机负载扭矩的基波同步的脉动波形。振动抑制分量在压缩机负载扭矩的基波达到峰值的时刻达到峰值(参照图6)。
高次谐波分量是与电源电压的绝对值的电压变动同步的脉动波形。高次谐波分量在电源电压的绝对值达到峰值的时刻达到峰值(参照图6)。换言之，如果在直接型功率转换装置中进行扭矩控制，则在压缩机负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值重合的电源半周期，电机的输出扭矩和电机电流的峰值较大(参照用圆圈出来的峰)。数据生成部49求出下式所示的拍周期tb。
tb＝1/|fdc－n×fL|，
其中，n是使tb达到最大的正整数。需要说明的是，在该式中，tb＞1时，使tb＝1。
步骤3：
数据生成部49根据机械角θm，求出所有的在拍周期tb负载扭矩的基波达到峰值(θm＝180°)的时刻。
步骤4：
数据生成部49求出由步骤3求出的各时刻的电源相位θin。
步骤5：
数据生成部49求出包括电源相位θin的电源半周期，该电源相位θin是在由步骤4求出的电源相位θin中，最接近电源电压vin的绝对值的峰值(电源相位θin的值中对应的是90°或270°)的电源相位θin。数据生成部49所求出的电源半周期是包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期。在该实施方式中，包括所述负载扭矩的基波的峰值和电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期是第一电源半周期。除第一电源半周期以外的电源半周期是第二电源半周期。
步骤6：
在第一电源半周期，数据生成部49向选择器46输出选择第一表Tb1的选择信号，在第二电源半周期，数据生成部49向选择器46输出选择第二表Tb2的选择信号。
根据该选择信号，在第一电源半周期，从选择器46输出来自第一表Tb1的基础数据D，在第二电源半周期，从选择器46输出来自第二表Tb2的基础数据D。换言之，在第一电源半周期，执行第一模式M1，在第二电源半周期，执行第二模式M2。
〈功率转换装置的动作例〉
若启动功率转换装置10，则交直流转换电路11对电源电压vin进行全波整流。交直流转换电路11的输出供往直流链路部12。直流链路部12生成以电源电压vin的频率的两倍的频率脉动的直流电压vdc。
而且，在功率转换装置10中，速度控制部41、扭矩控制部48、坐标转换部43、dq轴电流控制部44以及高次谐波分量叠加部50进行工作。其结果是，在控制部40中，生成d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*。若生成d轴电压指令值vd*和q轴电压指令值vq*，则PWM运算部45生成控制信号G。其结果是，直交流转换电路13进行与控制信号G相应的开关动作。根据开关动作，从直交流转换电路13向电机30供给规定的交流电。
图7示出本实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。在本实施方式的功率转换装置10中，在第一电源半周期，执行第一模式M1。在第一模式M1下，基于第一表Tb1的基础数据D(参照图4)用于控制。另一方面，在现有例的功率转换装置10中，总是基于第二表Tb2的基础数据D(参照图5)用于控制(参照图6)。
在图6中，在拍周期tb，在输出扭矩中出现较大的峰值(参照用圆圈出来的峰值)。包括用圆圈出来的峰值的电源半周期包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻。换言之，包括用圆圈出来的峰值的电源半周期是第一电源半周期。另一方面，在图7中，在第一电源半周期，在输出扭矩中未出现较大的峰值。换言之，若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则能减小输出扭矩的峰值。
如图4、图5所示，与根据第二表Tb2生成的基础数据D的波形相比，根据第一表Tb1生成的基础数据D的波形是峰值得到了抑制的波形(大致而言是梯形波形)。因为电机30的输出扭矩是平均扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量的乘积，所以通过将高次谐波分量的波形设为峰值得到了抑制的波形，能够减小电机30的输出扭矩的峰值。换言之，为了减小电机30的输出扭矩的峰值，要将基础数据D的波形设为峰值得到了抑制的波形(大致而言是梯形波形)，为此需要将相当于电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波的波形的振幅和相位适当地合成，来生成基础数据D的波形。
因为输出扭矩和电机电流是大致成正比例的关系，所以若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则在第一电源半周期，将输出扭矩和电机电流的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形是出现两个以上极大点的波形(参照图7)。换言之，若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则能减小输出扭矩和电机电流的峰值。
需要说明的是，在执行第二模式M2的第二电源半周期，电机30的输出扭矩和电机电流的峰值不受抑制。在此情况下，将输出扭矩和电机电流的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，极大点为一个。与在第一模式M1下进行控制的情况相比，在向交直流转换电路11输入的输入电流(电源电流iin)中出现的高次谐波的电平较小。
综上所述，本实施方式是一种直接型功率转换装置，通过多个开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的开关动作，将所输入的单相的交流电源20的交流电转换为规定频率的交流电，并向驱动具有周期性负载变动的负载的电机30供给该交流电，其特征在于：所述直接型功率转换装置包括控制所述开关动作的控制部40，如果进行下述定义，即，fdc为所述交流电源20的频率的两倍的频率，fL为所述周期性负载变动的频率，tb＝1/|fdc－n×fL|，其中，n为使tb达到最大的正整数，则在tb期间中的包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期，所述控制部40控制所述开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
〈本实施方式的效果〉
功率转换装置10在第二电源半周期，实施第二模式M2。换言之，功率转换装置10在第二电源半周期，没有积极减小电机电流的峰值。然而，功率转换装置10至少在第一电源半周期，减小电机电流的峰值。在功率转换装置10中，即使在第二电源半周期不积极减小电机电流的峰值，从功率转换装置10的整体运转来看，电机电流的峰值也会降低。
(第二实施方式)
在第二实施方式中，说明控制部40的另一构成例。在包括负载扭矩的基波达到最大的时刻的电源半周期，第二实施方式的控制部40控制开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。为了实现该控制，在本实施方式中，对第一实施方式的控制部40(更具体而言是数据生成部49)做出了变更。
本实施方式的数据生成部49具有检测负载扭矩的基波达到峰值的时刻的功能。具体而言，数据生成部49检测机械角θm达到180°的时刻。求出负载扭矩的基波达到峰值的时刻后，数据生成部49在包括所求出的时刻的电源半周期，生成选择信号以便选择第一表Tb1。
图8示例性地示出现有的功率转换装置中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。在图8的波形图中，在输出扭矩中出现较大的峰值(参照用圆圈出来的峰值)。包括用圆圈出来的峰值的电源半周期包括负载扭矩的基波达到峰值的时刻。图9的波形图中的各波形是本实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
在本实施方式中，在包括负载扭矩的基波的峰值的电源半周期执行第一模式M1。换言之，在本实施方式中，包括负载扭矩的基波的峰值的电源半周期是第一电源半周期，除第一电源半周期以外的电源半周期是第二电源半周期。在第一模式M1下，基于第一表Tb1的基础数据D(参照图4)用于控制。因为输出扭矩和电机电流是大致成正比例的关系，所以若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则在第一电源半周期，将输出扭矩和电机电流的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形是出现两个以上极大点的波形(参照图9)。
换言之，若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则能减小输出扭矩和电机电流的峰值。需要说明的是，在本实施方式中，同样地，在不实施第一模式M1的动作期间，实施第二模式M2。
〈本实施方式的效果〉
如上所述，在本实施方式中，在包括负载扭矩的基波达到最大的时刻的电源半周期，能减小电机电流的峰值。
在本实施方式中，同样地，功率转换装置10在第二电源半周期，实施第二模式M2。换言之，功率转换装置10在第二电源半周期，没有积极减小电机电流的峰值。然而，功率转换装置10至少在第一电源半周期，减小电机电流的峰值。在功率转换装置10中，即使在第二电源半周期不积极减小电机电流的峰值，从功率转换装置10的整体运转来看，电机电流的峰值也会降低。
(第三实施方式)
在第三实施方式中，说明控制部40的再一构成例。在包含于负载扭矩的基波超过规定阈值(后述的扭矩阈值Tth)的机械角的范围内的电源半周期，第三实施方式的控制部40控制开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。为了实现该控制，在本实施方式中，对第一实施方式的控制部40(更具体而言是数据生成部49)做出了变更。
本实施方式的数据生成部49具有求出负载扭矩的基波超过规定阈值的机械角θm的范围(以下称为相位范围R)的功能。数据生成部49在包含于所求出的相位范围R内的电源半周期，输出选择第一表Tb1的选择信号。具体而言，数据生成部49执行以下步骤。
步骤31：
数据生成部49获取输出扭矩的上限值(以下称为扭矩上限值Tmax)。扭矩上限值Tmax的值例如存储(设定)在控制部40的存储装置等中。作为扭矩上限值Tmax的一例，可以考虑根据电机30的抗退磁能力来进行设定或根据开关元件Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz的屈服强度来进行设定。
步骤32：
数据生成部49求出负载扭矩的基波的阈值(以下称为扭矩阈值Tth)。电机扭矩＝第一扭矩指令Tm*×高次谐波分量，第一扭矩指令Tm*是与负载扭矩的基波同步脉动的波形。因此，通过对扭矩上限值Tmax除以第二模式M2的高次谐波分量的峰值而得到的值与用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形进行比较，在总是实施第二模式M2的情况下，能够预测电机扭矩超过扭矩上限值Tmax的机械角θm的范围(相位范围R)。
换言之，通过对扭矩上限值Tmax除以第二模式M2的高次谐波分量的峰值后减去平均扭矩而得到的值与负载扭矩的基波进行比较，在实施了现有例的情况下，能够预测电机扭矩超过扭矩上限值Tmax的机械角θm的范围(相位范围R)。数据生成部49求出扭矩上限值Tmax除以第二模式M2的高次谐波分量的峰值后减去平均扭矩而得到的值来作为扭矩阈值Tth。
步骤33：
数据生成部49决定应实施第一模式M1的机械角θm的范围(相位范围R)。具体而言，数据生成部49求出负载扭矩的基波超过扭矩阈值Tth的相位的范围作为范围R。此处，将由数据生成部49求出的相位范围R设为[θ1，θ2]。
步骤34：
数据生成部49求出电源电压vin的绝对值达到峰值(电源相位θin的值中对应的是90°或270°)的时刻包含于相位范围R内的电源半周期。
图10示例性地示出现有的功率转换装置中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。在图10的波形图中，在输出扭矩中出现较大的峰值(参照用圆圈出来的峰值)。包括用圆圈出来的峰值的电源半周期是包含于负载扭矩的基波超过扭矩阈值Tth的相位范围R内的电源半周期。图11示例性地示出本实施方式中的平均扭矩、用负载扭矩的基波加上平均扭矩而得到的波形、电机扭矩、振动抑制分量、高次谐波分量、电源电压的绝对值的各波形。
在本实施方式中，在包含于负载扭矩的基波超过扭矩阈值Tth的相位范围R内的电源半周期执行第一模式M1。换言之，在本实施方式中，包含于负载扭矩的基波超过扭矩阈值Tth的相位范围R内的电源半周期是第一电源半周期，除第一电源半周期以外的电源半周期是第二电源半周期。
在第一模式M1下，基于第一表Tb1的基础数据D(参照图4)用于控制。因为输出扭矩和电机电流是大致成正比例的关系，所以若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则在第一电源半周期，将输出扭矩和电机电流的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形是出现两个以上极大点的波形(参照图11)。
换言之，若基于第一表Tb1的基础数据D用于控制，则能减小输出扭矩和电机电流的峰值。需要说明的是，在本实施方式中，同样地，在不实施第一模式M1的动作期间，实施第二模式M2。
〈本实施方式的效果〉
如上所述，在本实施方式中，在包含于负载扭矩的基波超过扭矩阈值Tth的机械角θm的相位范围R内的电源半周期，能减小电机电流的峰值。
在本实施方式中，同样地，功率转换装置10在第二电源半周期，实施第二模式M2。换言之，功率转换装置10在第二电源半周期，没有积极减小电机电流的峰值。然而，功率转换装置10至少在第一电源半周期，减小电机电流的峰值。在功率转换装置10中，即使在第二电源半周期不积极减小电机电流的峰值，从功率转换装置10的整体运转来看，电机电流的峰值也会降低。
(其他实施方式)
需要说明的是，在生成基础数据D时，例如也可以使用所述软件内封装的函数来代替表。
因为输出扭矩和电机电流是大致成正比例的关系，所以例如也可以将电机电流向量用于指令值、上限值、阈值，来代替扭矩的指令值、上限值、阈值。
在所述实施方式中说明过的第一模式M1、第二模式M2的切换控制也能够用于矩阵变换器。矩阵变换器也是不具有能量积蓄要素(大容量电容器或大容量电感器)的直接型功率转换装置的一例。
功率转换装置10的用途不限于向压缩机用电机供电。功率转换装置10能够应用于向各种用途的电机供电。
以上对实施方式和变形例进行了说明，但应理解可在不脱离权利要求书的主旨和范围的情况下，对其形态和详情进行各种变更。此外，只要不影响本公开的对象的功能，还可以对上述实施方式和变形例适当地进行组合和替换。
－产业实用性－
综上所述，本公开对功率转换装置很有用。
－符号说明－
10 功率转换装置
20 交流电源
30 电机
40 控制部

Claims (3)

1.一种直接型功率转换装置，通过多个开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)的开关动作，将所输入的单相的交流电源(20)的交流电转换为规定频率的交流电，并向驱动具有周期性负载变动的负载的电机(30)供给所述交流电，其特征在于：
所述直接型功率转换装置包括控制所述开关动作的控制部(40)，
如果进行下述定义，即，
fdc为所述交流电源(20)的频率的两倍的频率，
fL为所述周期性负载变动的频率，
tb＝1/|fdc－n×fL|，
其中，n为使tb达到最大的正整数，
则在tb期间中的包括负载扭矩的基波的峰值与电源电压的绝对值的峰值大致一致的时刻的电源半周期，
所述控制部(40)控制所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
2.根据权利要求1所述的直接型功率转换装置，其特征在于：
在包括所述负载扭矩的基波达到最大的时刻的电源半周期，
所述控制部(40)控制所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
3.根据权利要求1所述的直接型功率转换装置，其特征在于：
在包含于所述负载扭矩的基波超过规定阈值的机械角的相位范围(R)内的电源半周期，
所述控制部(40)控制所述开关元件(Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)，以便在将电机电流向量的绝对值的波形中包含的电源频率的二次谐波、四次谐波、六次谐波合成而得到的波形中，在电源半周期出现两个以上极大点。
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