WO2020184285A1 - 直接形の電力変換装置 - Google Patents

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WO2020184285A1
WO2020184285A1 PCT/JP2020/008871 JP2020008871W WO2020184285A1 WO 2020184285 A1 WO2020184285 A1 WO 2020184285A1 JP 2020008871 W JP2020008871 W JP 2020008871W WO 2020184285 A1 WO2020184285 A1 WO 2020184285A1
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power supply
torque
half cycle
waveform
motor
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大輔 樹
伸夫 林
卓郎 小川
関本　守満
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ダイキン工業株式会社
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present disclosure relates to a direct type power conversion device.
  • the power conversion device that converts the input AC power to AC power of a predetermined frequency is an indirect power conversion device and a direct power conversion depending on the presence or absence of an energy storage element (large-capacity capacitor or large-capacity inductor). It is roughly divided into devices. The former has energy storage elements (large-capacity capacitors and large-capacity inductors), and the latter does not.
  • the direct type power conversion devices there is one in which a capacitor having a relatively small capacity is provided in the DC link portion.
  • Patent Document 1 discloses a torque control technique for suppressing vibration of a compressor when the load torque fluctuates periodically in the direct type power conversion device.
  • the load torque fluctuation of the motor is obtained by superimposing the pulsation component caused by the frequency of the AC power source and the pulsation component synchronized with the load torque fluctuation generated during one rotation of the motor on the output torque of the motor. Torque control is performed to fluctuate the output torque of the motor according to the above.
  • a pulsating component caused by the frequency of the AC power supply and a pulsating component synchronized with the load torque fluctuation appear in the motor torque. Therefore, in the torque control, the peaks of the two pulsating components may overlap each other, and the peak of the motor torque may become unnecessarily high. Since the motor torque and the motor current are generally in a proportional relationship, the higher the peak of the motor torque, the higher the peak of the motor current.
  • the purpose of the present disclosure is to reduce the peak of the motor current in the power conversion device.
  • the power of the single-phase AC power supply (20) input by the switching operation of a plurality of switching elements is converted to AC at a predetermined frequency.
  • a direct-type power conversion device that converts electric power into electric power and supplies it to a motor (30) that drives a load having periodic load fluctuations.
  • a control unit (40) for controlling the switching operation is provided.
  • the control unit (40) The frequency of fdc is twice the frequency of the AC power supply (20).
  • fL is the frequency of the periodic load fluctuation
  • tb 1 /
  • n is defined as a positive integer that maximizes tb
  • It is a direct type power conversion device characterized by controlling switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
  • the peak of the motor current can be reduced in the power conversion device.
  • a second aspect of the present disclosure is, in the first aspect,
  • the control unit (40) In the power supply half cycle including the timing when the fundamental wave of the load torque becomes maximum, In the waveform obtained by synthesizing the second-order wave, the fourth-order wave, and the sixth-order wave of the power supply frequency included in the waveform of the absolute value of the motor current vector, so that two or more maximum points appear in the power supply half cycle.
  • It is a direct type power conversion device characterized by controlling switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
  • the peak of the motor current can be reduced in the power supply half cycle including the timing when the fundamental wave of the load torque becomes maximum.
  • a third aspect of the present disclosure is the first aspect.
  • the control unit (40) In the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the phase range (R) of the mechanical angle exceeding a predetermined threshold value.
  • It is a direct type power conversion device characterized by controlling switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz).
  • the peak of the motor current can be reduced in the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the phase range (R) of the mechanical angle exceeding a predetermined threshold value.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power conversion device.
  • FIG. 2 shows an example of waveforms of the power supply voltage and the DC voltage.
  • FIG. 3 shows each waveform of the compressor load torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the compressor load torque, and the average torque.
  • FIG. 4 shows the basic data generated by the first table as a waveform.
  • FIG. 5 shows the basic data generated by the second table as a waveform.
  • FIG. 6 illustrates each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the prior art.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power conversion device.
  • FIG. 2 shows an example of waveforms of the power supply voltage and the DC voltage.
  • FIG. 3 shows each waveform of the compressor load torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the compressor load torque, and the average torque.
  • FIG. 7 illustrates each waveform of the average torque, the fundamental wave of the load torque plus the average torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the first embodiment.
  • FIG. 8 exemplifies each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the prior art.
  • FIG. 9 illustrates each waveform of the average torque, the fundamental wave of the load torque plus the average torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the second embodiment.
  • FIG. 10 illustrates each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the prior art.
  • FIG. 11 illustrates each waveform of the average torque, the fundamental wave of the load torque plus the average torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram of the power conversion device (10) according to the first embodiment.
  • the power converter (10) converts the input AC voltage (power supply voltage (v in )) into a predetermined AC voltage. More specifically, the power converter (10) is a "direct power converter” that does not have an energy storage element (capacitor or inductor). In this example, an AC voltage is input to the power converter (10) from a single-phase AC power supply (20). The power converter (10) supplies the converted AC voltage to the motor (30).
  • the power converter (10) includes a converter circuit (11), a DC link unit (12), an inverter circuit (13), and a control unit (40).
  • the motor (30) is, for example, an IPM motor (Interior Permanent Magnet Motor).
  • the motor (30) drives a compressor (not shown) of an air conditioner. In this compressor, in the fluid compression stroke, periodic fluctuations in torque (fluctuations in load torque) in the load (compressor) occur during one rotation of the motor (30).
  • the converter circuit (11) is connected to the AC power supply (20) via the reactor (L).
  • Converter circuit (11) the power supply voltage from the AC power supply (20) to (v in) for full-wave rectification.
  • the converter circuit (11) includes four diodes (D1, D2, D3, D4). The four diodes (D1, D2, D3, D4) are connected in a bridge shape.
  • the DC link unit (12) has a capacitor (C).
  • the capacitor (C) is connected between a pair of output nodes in the converter circuit (11).
  • the DC link unit (12) generates a DC voltage (v dc ) from the output of the converter circuit (11) (full-wave rectified power supply voltage (v in )).
  • the capacitance value of the capacitor (C) is such that the output of the converter circuit (11) can hardly be smoothed.
  • the capacitance value of the capacitor (C) is large enough to suppress the ripple voltage (voltage fluctuation according to the switching frequency) caused by the switching operation (described later) of the inverter circuit (13).
  • the capacitor (C) has a capacitance value (for example, a number) of about 0.01 times the capacitance value of a smoothing capacitor (for example, an electrolytic capacitor) used for smoothing the output of a converter circuit in a general power conversion device. It has about 10 ⁇ F).
  • a film capacitor is adopted for example.
  • the output of the converter circuit (11) is hardly smoothed in the DC link portion (12).
  • a pulsating component corresponding to the frequency of the power supply voltage (v in ) remains in the DC voltage (v dc ).
  • FIG. 2 shows an example of waveforms of the power supply voltage (v in ) and the DC voltage (v dc ).
  • the DC voltage (v dc ) is pulsating so that its maximum value is more than twice its minimum value.
  • the DC voltage (v dc ) contains a pulsating component that has twice the frequency of the power supply voltage (v in ).
  • the inverter circuit (13) converts the DC voltage (v dc ) generated by the DC link unit (12) into a three-phase AC voltage by a switching operation.
  • the inverter circuit (13) supplies the three-phase AC voltage to the motor (30).
  • the inverter circuit (13) has six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) and six freewheeling diodes (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz).
  • the six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) are bridge-connected. More specifically, the inverter circuit (13) has three switching legs. A switching leg is one in which two switching elements are connected in series with each other.
  • the midpoint between the upper arm switching element (Su, Sv, Sw) and the lower arm switching element (Sx, Sy, Sz) is the coil (u) of each phase of the motor (30). It is connected to each of the phase, v-phase, and w-phase coils).
  • a freewheeling diode (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) is connected to each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) one by one in antiparallel.
  • the control unit (40) outputs the inverter circuit (13) so that the rotation speed ( ⁇ ) of the motor (30) becomes a given command value (hereinafter referred to as a rotation speed command value ( ⁇ * )). Control the AC voltage.
  • the control unit (40) fluctuates the output torque of the motor (30) by controlling the switching operation when controlling the rotation speed ( ⁇ ).
  • the control unit (40) is equipped with a microcomputer and a memory device.
  • the memory device contains software that operates the microcomputer.
  • the control unit (40) has a speed control unit (41), a coordinate conversion unit (43), a dq-axis current control unit (44), a PWM calculation unit (45), and a torque control unit (48). ), And functions as a harmonic component superimposition unit (50) (see FIG. 1).
  • the speed control unit (41) generates a command value (hereinafter, average torque command value (T ave * )) of an average value of torque (hereinafter, average motor torque (T ave )) in the motor (30). Specifically, the speed control unit (41) performs, for example, PID calculation (proportional, integral, differential) based on the deviation between the rotation speed ( ⁇ ) of the motor (30) and the rotation speed command value ( ⁇ * ). Generates an average torque command value ( Tave * ). The speed control unit (41) outputs an average torque command value ( Tave * ) to the torque control unit (48).
  • PID calculation proportional, integral, differential
  • the torque control unit (48) superimposes a vibration suppression component on the average torque command value ( Tave * ) to generate a torque command value (hereinafter, first torque command (Tm * )) of the motor (30). ..
  • the first torque command (Tm * ) pulsates in synchronization with the load fluctuation (torque fluctuation) in the compressor.
  • the vibration suppression component is a pulsating waveform synchronized with the load fluctuation (torque fluctuation) in the compressor.
  • the vibration suppression component is calculated based on the mechanical angle ( ⁇ m) of the motor (30).
  • the mechanical angle ( ⁇ m) of the motor (30) may be detected by providing a sensor, for example, or calculated based on the motor current (iu, iv, iw) and the motor voltage (Vu, Vv, Vw). You may.
  • FIG. 3 shows the compressor load torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the compressor load torque, and the waveforms of the average torque.
  • the frequency component having the largest amplitude is the fundamental wave frequency component.
  • the deviation between the compressor load torque and the motor torque is the excitation torque. The compressor vibrates due to this excitation torque.
  • the torque control unit (48) suppresses compressor vibration due to the fundamental wave frequency component, which is the frequency component having the largest amplitude among the frequency components included in the compressor load torque waveform, so that the fundamental wave of the compressor load torque Generates the first torque command value (Tm * ) that pulsates in synchronization with.
  • the output torque of the motor (30) pulsates in synchronization with the fundamental wave of the compressor load torque. As a result, the exciting torque that causes the compressor vibration is reduced.
  • the harmonic component superimposing unit (50) superimposes a harmonic component on the first torque command (Tm * ) to generate a torque command (hereinafter referred to as a second torque command (T * )).
  • the second torque command (T * ) pulsates in synchronization with the fundamental wave of the compressor load torque, and pulsates in synchronization with the voltage fluctuation of the absolute value of the power supply voltage.
  • the harmonic component is a pulsating waveform synchronized with the voltage fluctuation of the absolute value of the power supply voltage. Harmonic components are generated based on the power supply phase ( ⁇ in). There are two modes for superimposing harmonic components by the harmonic component superimposing unit (50).
  • the second-order tuning and the fourth-order tuning of the power supply frequency included in the waveform of the absolute value of the motor current vector in a predetermined power supply half cycle (described later).
  • the first torque command (Tm * ) is modulated so that two or more maximum points appear in the waveform obtained by synthesizing the sixth-order harmonics.
  • the “power supply half cycle” is the period from a predetermined zero cross to the next zero cross in the voltage of the AC power supply (20) (hereinafter, the same applies).
  • the “motor current vector” is a composite vector of a vector of d-axis current ( id ) and a vector of q-axis current (i q ) when controlling the motor (30).
  • the second-order tuning and the fourth-order tuning of the power supply frequency included in the waveform of the absolute value of the motor current vector in a predetermined power supply half cycle (described later).
  • the first torque command (Tm * ) is modulated so that the maximum point becomes one in the waveform obtained by synthesizing the sixth-order harmonics.
  • control unit (40) is provided with a selector (46), a multiplier (47), and a data generation unit (49). Further, the control unit (40) includes two tables used for generating data used for modulation (hereinafter referred to as basic data (D)).
  • the basic data (D) is data (signal) including harmonic components.
  • One of the two tables is a table that generates basic data (D) for the first mode (M1) (hereinafter referred to as the first table (Tb1)).
  • the other table is a table (hereinafter referred to as a second table (Tb2)) that generates basic data (D) for the second mode (M2).
  • Tb1 the first table
  • Tb2 the second table
  • the value of the power supply phase ( ⁇ in) and the value of the basic data (D) in the power supply phase ( ⁇ in) are stored as a pair.
  • Each table is configured to take the power supply phase ( ⁇ in) as an argument and output the basic data (D) corresponding to the power supply phase ( ⁇ in).
  • FIG. 4 shows the basic data (D) generated by the first table (Tb1) as a waveform.
  • the horizontal axis is the power supply phase ( ⁇ in).
  • the vertical axis is a value indicating the amount of modulation.
  • This waveform corresponds to the second-order tuning, fourth-order tuning, and sixth-order tuning of the power supply frequency so that one or more maximum points appear in each of the first half and the second half of the power supply half cycle. It is made by synthesizing waveforms.
  • FIG. 5 shows the basic data (D) generated by the second table (Tb2) as a waveform.
  • the basic data (D) from the second table (Tb2) as shown in FIG. 5, only one maximum point appears in the power supply half cycle.
  • This waveform value in the table is created by using the secondary tuning of the power supply frequency so that only one maximum point appears in the power supply half cycle.
  • the data generation unit (49) generates a signal for selecting one of the two tables (Tb1, Tb2) (hereinafter, selection signal). The generation of the selection signal by the data generation unit (49) will be described in detail later.
  • the data generation unit (49) outputs the selection signal to the selector (46).
  • the selector (46) outputs one of the outputs of the two tables (Tb1, Tb2) to the multiplier (47) according to the selection signal.
  • the multiplier (47) multiplies the value output by the selector (46) with the first torque command (Tm * ).
  • the multiplier (47) outputs the multiplication result as a second torque command (T * ) to the dq-axis current control unit (44).
  • the coordinate conversion unit (43) is based on the u-phase current (iu), the w-phase current (iw), and the electric angle (mechanical angle ( ⁇ m)) of the rotor (not shown) of the motor (30).
  • the d-axis current ( id ) and q-axis current (i q ) of (30) are derived.
  • the coordinate conversion unit (43) performs dq conversion for deriving the d-axis current ( id ) and the q-axis current (i q ).
  • the values of the u-phase current (iu) and the w-phase current (iw) can be detected by providing, for example, a current sensor.
  • the dq-axis current control unit (44) uses the second torque command (T * ), d-axis current ( id ), q-axis current (i q ), and the command value ( ⁇ * ) of the phase ( ⁇ ) of the motor current vector . ), The d-axis voltage command value (v d * ) and the q-axis voltage command value (v q * ) are derived.
  • dq-axis current controller (44) based on the second torque command (T *), the target value of d-axis current necessary for obtaining the torque (d-axis current command value (i d * ) And the target value of the q-axis current (called the q-axis current command value (i q * )).
  • the deviation between the d-axis current command value ( id * ) and the d-axis current ( id ) and the deviation between the q-axis current command value and the q-axis current (i q ) are The d-axis voltage command value (v d * ) and the q-axis voltage command value (v q * ) are derived so that they become smaller.
  • the PWM calculation unit (45) is switched by so-called PWM (Pulse Width Modulation) control so that the output voltage is the output voltage indicated by the d-axis voltage command value (v d * ) and the q-axis voltage command value (v q * ). Controls the on / off of elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). The PWM calculation unit (45) generates a signal for controlling this on / off (hereinafter, control signal (G)).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the time when the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) are turned on and the time when they are turned off are determined by the duty ratio in the control signal (G).
  • the PWM calculation unit (45) has a mechanical angle ( ⁇ m), DC voltage (v dc ), d-axis voltage command value (v d * ), q-axis voltage command value (v q * ), and d-axis voltage (v d ).
  • the duty ratio of the control signal (G) supplied to each of the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) is set based on the q-axis voltage (v q ).
  • each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) performs a switching operation (on / off operation) with a duty ratio according to the control signal (G).
  • the PWM calculation unit (45) periodically updates the control signal (G). In response to this update, the inverter circuit (13) continuously performs the switching operation.
  • the control unit (40) realizes the selection of the first mode (M1) and the second mode (M2).
  • the power supply half cycle in which the first mode (M1) is executed is referred to as the first power supply half cycle
  • the power supply half cycle in which the second mode (M2) is executed is referred to as the second power supply half cycle. ..
  • the data generation unit (49) selects either the first table (Tb1) or the second table (Tb2) by executing the following steps.
  • Step 1 The data generation unit (49) obtains a frequency (hereinafter referred to as fdc) twice the frequency of the AC power supply (20) from the power supply phase ( ⁇ in). Further, the data generation unit (49) calculates the frequency (hereinafter referred to as fL) of the periodic load fluctuation (here, the load fluctuation of the compressor) from the machine angle ( ⁇ m).
  • fdc a frequency
  • fL the frequency of the periodic load fluctuation
  • Step 2 FIG. 6 shows each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the prior art. Since the output torque of the motor (30) is the product of the average torque, the vibration suppression component, and the harmonic component, the output torque of the motor (30) includes the pulsation component due to the frequency of the AC power supply and the load torque fluctuation. A pulsating component synchronized with appears.
  • the waveform of FIG. 6 is a waveform in a conventional power conversion device, and the data generation unit (49) always generates basic data (D) using the second table (Tb2) to generate the basic data (D) in the power conversion device (10).
  • the waveform obtained by driving the power supply is illustrated.
  • an example in which the power conversion device (10) is always operated by using the second table (Tb2) will be referred to as a conventional example.
  • the pulsating component caused by the frequency of the AC power supply and the pulsating component synchronized with the load torque fluctuation generated during one rotation of the motor are superimposed.
  • the waveform of the output torque of the motor and the waveform of the motor current become waveforms including beats (beats) as shown in FIG.
  • beat cycle (tb) the beat cycle
  • the peaks of the motor output torque and motor current become large (circled) in the power supply half cycle in which the peaks of the two pulsating components overlap each other. See peak).
  • the output torque of the motor (30) is the product of the average torque, the vibration suppression component, and the harmonic component
  • the peaks of the vibration suppression component and the harmonic component overlap each other as shown in FIG.
  • the vibration suppression component is a pulsating waveform synchronized with the fundamental wave of the compressor load torque.
  • the vibration suppression component peaks at the timing when the fundamental wave of the compressor load torque peaks (see FIG. 6).
  • the harmonic component is a pulsating waveform synchronized with the voltage fluctuation of the absolute value of the power supply voltage.
  • the harmonic component peaks at the timing when the absolute value of the power supply voltage peaks (see FIG. 6).
  • the data generation unit (49) obtains the beat period (tb) expressed by the following equation.
  • tb 1 /
  • n is a positive integer having the maximum tb.
  • Step 4 The data generation unit (49) obtains the power supply phase ( ⁇ in) at each timing obtained in step 3.
  • Step 5 The data generation unit (49) has the peak of the absolute value of the power supply voltage (v in ) within the power supply phase ( ⁇ in) obtained in step 4 (90 ° or 270 ° corresponds to the value of the power supply phase ( ⁇ in)).
  • the power supply half cycle obtained by the data generation unit (49) is a power supply half cycle including a timing in which the peak of the fundamental wave of the load torque and the peak of the absolute value of the power supply voltage substantially match.
  • the first power supply half cycle includes the timing at which the peak of the fundamental wave of the load torque and the peak of the absolute value of the power supply voltage substantially coincide with each other.
  • the power supply half cycle excluding the first power supply half cycle is the second power supply half cycle.
  • Step 6 The data generation unit (49) outputs a selection signal for selecting the first table (Tb1) to the selector (46) in the first half cycle of the power supply, and the second table (Tb2) in the second half cycle of the power supply.
  • the selection signal for selecting is output to the selector (46).
  • the selector (46) In response to this selection signal, the selector (46) outputs the basic data (D) from the first table (Tb1) in the first power supply half cycle, and the second table in the second power supply half cycle.
  • the basic data (D) from (Tb2) is output.
  • the first mode (M1) is executed in the first power supply half cycle
  • the second mode (M2) is executed in the second power supply half cycle.
  • the speed control unit (41), the torque control unit (48), the coordinate conversion unit (43), the dq axis current control unit (44), and the harmonic component superimposition unit (50) are included. Operate. As a result, the control unit (40) generates a d-axis voltage command value (v d * ) and a q-axis voltage command value (v q * ). When the d-axis voltage command value (v d * ) and the q-axis voltage command value (v q * ) are generated, the PWM calculation unit (45) generates a control signal (G). As a result, the inverter circuit (13) performs a switching operation according to the control signal (G). A predetermined AC power is supplied to the motor (30) from the inverter circuit (13) according to the switching operation.
  • FIG. 7 shows each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the present embodiment.
  • the first mode (M1) is executed in the first power supply half cycle.
  • the basic data (D) (see FIG. 4) based on the first table (Tb1) is used for control.
  • the basic data (D) (see FIG. 5) based on the second table (Tb2) is always used for control (see FIG. 6).
  • a large peak appears in the output torque in the beat cycle (tb) (see the peak circled).
  • the power supply half cycle including the circled peak includes the timing at which the peak of the fundamental wave of the load torque and the peak of the absolute value of the power supply voltage substantially coincide with each other.
  • the power supply half cycle including the circled peak is the first power supply half cycle.
  • a large peak does not appear in the output torque in the first power supply half cycle. In other words, when the basic data (D) based on the first table (Tb1) is used for control, the peak value of the output torque is reduced.
  • the waveform of the basic data (D) generated by the first table (Tb1) has a peak value as compared with the waveform of the basic data (D) generated by the second table (Tb2). Is a suppressed waveform (roughly speaking, a trapezoidal waveform). Since the output torque of the motor (30) is the product of the average torque, the vibration suppression component, and the harmonic component, the output of the motor (30) is output by making the waveform of the harmonic component a waveform with the peak value suppressed. The peak value of torque can be reduced.
  • the waveform of the basic data (D) should be a waveform with suppressed peak value (roughly speaking, a trapezoidal waveform). It is necessary to appropriately synthesize the amplitude and phase of the waveforms corresponding to the second-order wave, the fourth-order wave, and the sixth-order wave of the power supply frequency to generate the waveform of the basic data (D).
  • the waveform obtained by synthesizing the second-order, fourth-order, and sixth-order tunings of the power supply frequency included in the absolute value waveform is a waveform in which two or more maximum points appear (see FIG. 7).
  • the basic data (D) based on the first table (Tb1) is used for control, the peak values of output torque and motor current are reduced.
  • the peaks of the output torque and the motor current of the motor (30) are not suppressed.
  • the waveform obtained by combining the second-order wave, the fourth-order wave, and the sixth-order wave of the power supply frequency included in the waveforms of the absolute values of the output torque and the motor current has one maximum point.
  • the level of harmonics appearing in the input current (power supply current (i in )) to the converter circuit (11) is smaller than when the control is performed in the first mode (M1).
  • the power of the single-phase AC power supply (20) input by the switching operation of a plurality of switching elements is set to a predetermined frequency.
  • a direct-type power conversion device that converts AC power into AC power and supplies it to a motor (30) that drives a load having periodic load fluctuations, and includes a control unit (40) that controls the switching operation.
  • fdc is a frequency twice the frequency of the AC power supply (20)
  • fL is the frequency of the periodic load fluctuation
  • tb 1 /
  • the switching element (Su, Sv, so that two or more maximum points appear in the half cycle of the power supply in the combined waveform of the second-order, fourth-order, and sixth-order tunes of the power supply frequency included in the waveform. It is a direct type power converter characterized by controlling Sw, Sx, Sy, Sz).
  • the power converter (10) implements the second mode (M2) in the second power supply half cycle. In other words, the power converter (10) does not positively reduce the peak of the motor current in the second power supply half cycle. However, the power converter (10) reduces the peak of the motor current at least in the first half cycle of the power supply. In the power converter (10), even if the peak of the motor current is not positively reduced in the second half cycle of the power supply, the peak of the motor current is lowered when viewed throughout the operation of the power converter (10). ..
  • Embodiment 2 In the second embodiment, another configuration example of the control unit (40) will be described.
  • the control unit (40) of the second embodiment is the second-order tuning and the fourth-order tuning of the power supply frequency included in the waveform of the absolute value of the motor current vector in the power supply half cycle including the timing when the fundamental wave of the load torque is maximized.
  • the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) is controlled so that two or more maximum points appear in the power supply half cycle in the waveform obtained by synthesizing the wave and the sixth-order wave.
  • the control unit (40) (more specifically, the data generation unit (49)) of the first embodiment is modified.
  • the data generation unit (49) of the present embodiment has a function of detecting the timing when the fundamental wave of the load torque peaks. Specifically, the data generation unit (49) detects the timing at which the machine angle ( ⁇ m) becomes 180 °. When the timing at which the fundamental wave of the load torque peaks is obtained, the data generation unit (49) generates a selection signal so that the first table (Tb1) is selected in the power supply half cycle including the obtained timing.
  • FIG. 8 exemplifies each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the conventional power conversion device. ..
  • a large peak appears in the output torque (see the peak circled).
  • the power supply half cycle including the circled peak includes the timing when the fundamental wave of the load torque peaks.
  • Each waveform in the waveform diagram of FIG. 9 is a waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the average torque and the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the present embodiment. It is a waveform.
  • the first mode (M1) is executed in the power supply half cycle including the peak of the fundamental wave of the load torque.
  • the power supply half cycle including the peak of the fundamental wave of the load torque is the first power supply half cycle
  • the power supply half cycle excluding the first power supply half cycle is the second power supply half cycle.
  • the basic data (D) (see FIG. 4) based on the first table (Tb1) is used for control. Since the output torque and the motor current are generally in a proportional relationship, if the basic data (D) based on the first table (Tb1) is used for control, the output torque and the motor current will be in the first power supply half cycle.
  • the waveform obtained by combining the second-order, fourth-order, and sixth-order tunings of the power supply frequency included in the absolute value waveform is a waveform in which two or more maximum points appear (see FIG. 9).
  • the second mode (M2) is carried out during the operation period when the first mode (M1) is not carried out.
  • the peak of the motor current is reduced in the power supply half cycle including the timing when the fundamental wave of the load torque becomes maximum.
  • the power converter (10) implements the second mode (M2) in the second power supply half cycle.
  • the power converter (10) does not positively reduce the peak of the motor current in the second power supply half cycle.
  • the power converter (10) reduces the peak of the motor current at least in the first half cycle of the power supply. In the power converter (10), even if the peak of the motor current is not positively reduced in the second half cycle of the power supply, the peak of the motor current is lowered when viewed throughout the operation of the power converter (10). ..
  • Embodiment 3 In the third embodiment, another configuration example of the control unit (40) will be described.
  • the control unit (40) of the third embodiment is a waveform of the absolute value of the motor current vector in the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the range of the mechanical angle exceeding a predetermined threshold (torque threshold (Tth) described later).
  • Tth torque threshold
  • Switching elements Su, Sv, Sw, so that two or more maximum points appear in the power supply half cycle in the combined waveform of the second-order tuning, fourth-order tuning, and sixth-order tuning of the power supply frequency included in Sx, Sy, Sz
  • the control unit (40) (more specifically, the data generation unit (49)) of the first embodiment is modified.
  • the data generation unit (49) of the present embodiment has a function of obtaining a range of mechanical angles ( ⁇ m) (hereinafter, phase range (R)) in which the fundamental wave of the load torque exceeds a predetermined threshold value.
  • the data generation unit (49) outputs a selection signal for selecting the first table (Tb1) in the power supply half cycle included in the obtained phase range (R). Specifically, the data generation unit (49) executes the following steps.
  • Step 31 The data generation unit (49) acquires an upper limit value of the output torque (hereinafter referred to as a torque upper limit value (Tmax)).
  • the value of the torque upper limit value (Tmax) is stored (set) in, for example, a memory device of the control unit (40).
  • the torque upper limit value (Tmax) is set according to the demagnetization strength of the motor (30) or the strength of the switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) as an example. Can be considered.
  • Step 32 The data generation unit (49) obtains the threshold value of the fundamental wave of the load torque (hereinafter, torque threshold value (Tth)).
  • Motor torque 1st torque command (Tm * ) x harmonic component
  • 1st torque command (Tm * ) is a waveform that pulsates in synchronization with the fundamental wave of load torque. Therefore, by comparing the value obtained by dividing the upper limit torque value (Tmax) by the peak value of the harmonic component of the second mode (M2) with the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the second mode is always used.
  • the range (phase range (R)) of the mechanical angle ( ⁇ m) in which the motor torque exceeds the torque upper limit value (Tmax) can be predicted.
  • the conventional example can be obtained.
  • the data generation unit (49) obtains a value obtained by subtracting the average torque from the value obtained by dividing the torque upper limit value (Tmax) by the peak value of the harmonic component of the second mode (M2) as the torque threshold value (Tth).
  • Step 33 The data generation unit (49) determines the range (phase range (R)) of the mechanical angle ( ⁇ m) at which the first mode (M1) should be executed. Specifically, the data generation unit (49) obtains a range (R) of the phase in which the fundamental wave of the load torque exceeds the torque threshold value (Tth).
  • Tth torque threshold value
  • the phase range (R) obtained by the data generation unit (49) is [ ⁇ 1, ⁇ 2].
  • Step 34 The data generator (49) has a power supply half whose phase range (R) includes the timing when the absolute value of the power supply voltage (v in ) reaches its peak (90 ° or 270 ° corresponds to the value of the power supply phase ( ⁇ in)). Find the cycle.
  • FIG. 10 exemplifies each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the conventional power conversion device. ..
  • a large peak appears in the output torque (see the peak circled).
  • the power supply half cycle including the circled peak is the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the phase range (R) exceeding the torque threshold value (Tth).
  • FIG. 11 exemplifies each waveform of the average torque, the waveform obtained by adding the average torque to the fundamental wave of the load torque, the motor torque, the vibration suppression component, the harmonic component, and the absolute value of the power supply voltage in the present embodiment.
  • the first mode (M1) is executed in the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the phase range (R) exceeding the torque threshold value (Tth).
  • the power supply half cycle included in the phase range (R) in which the fundamental wave of the load torque exceeds the torque threshold value (Tth) is the first power supply half cycle, and the power supply excluding the first power supply half cycle.
  • the half cycle is the second power supply half cycle.
  • the basic data (D) (see FIG. 4) based on the first table (Tb1) is used for control. Since the output torque and the motor current are generally in a proportional relationship, if the basic data (D) based on the first table (Tb1) is used for control, the output torque and the motor current will be in the first power supply half cycle.
  • the waveform obtained by synthesizing the secondary tuning, the fourth tuning, and the sixth tuning of the power supply frequency included in the absolute value waveform is a waveform in which two or more maximum points appear (see FIG. 11).
  • the second mode (M2) is carried out during the operation period when the first mode (M1) is not carried out.
  • the peak of the motor current is reduced in the power supply half cycle in which the fundamental wave of the load torque is included in the phase range (R) of the mechanical angle ( ⁇ m) exceeding the torque threshold value (Tth).
  • the power converter (10) implements the second mode (M2) in the second power supply half cycle.
  • the power converter (10) does not positively reduce the peak of the motor current in the second power supply half cycle.
  • the power converter (10) reduces the peak of the motor current at least in the first half cycle of the power supply. In the power converter (10), even if the peak of the motor current is not positively reduced in the second half cycle of the power supply, the peak of the motor current is lowered when viewed throughout the operation of the power converter (10). ..
  • the motor current vector may be used as the command value, the upper limit value, or the threshold value instead of the torque command value, the upper limit value, or the threshold value.
  • the switching control between the first mode (M1) and the second mode (M2) described in the above embodiment can also be adopted for the matrix converter.
  • the matrix converter is also an example of a direct power conversion device that does not have an energy storage element (large-capacity capacitor or large-capacity inductor).
  • the application of the power converter (10) is not limited to the power supply to the compressor motor.
  • the power converter (10) can be applied to power a motor for various purposes.
  • the present disclosure is useful for power converters.
  • Power converter 20 AC power supply 30 Motor 40 Control unit

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Abstract

ｆｄｃを単相の交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、ｆＬを周期的負荷変動の周波数、ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜、ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数と定義すると、ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。

Description

直接形の電力変換装置
　本開示は、直接形の電力変換装置に関するものである。
　入力される交流電源の電力を所定の周波数の交流電力に変換する電力変換装置は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）の有無により、間接形の電力変換装置と直接形の電力変換装置に大別される。前者はエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有しており、後者は有していない。前記直接形の電力変換装置の中には、直流リンク部に比較的小容量のコンデンサを設けたものがある。特許文献１には、前記直接形の電力変換装置において、負荷トルクが周期的に変動する場合、圧縮機の振動を抑制するトルク制御の技術が開示されている。特許文献１では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分を前記モータの出力トルクに重畳させることで、前記モータの負荷トルク変動に応じて前記モータの出力トルクを変動させるトルク制御が行われる。
特許第４１９２９７９号公報
　しかしながら、前記トルク制御では、交流電源の周波数に起因する脈動成分と負荷トルク変動に同期した脈動成分とがモータトルクに現れる。そのため、前記トルク制御では、２つの脈動成分のピーク同士が重なって、モータトルクのピークが不要に高くなる場合がある。モータトルクとモータ電流は概ね比例の関係にあるので、モータトルクのピークが高くなると、モータ電流のピークも高くなる。
　本開示の目的は、電力変換装置において、モータ電流のピークの低下を図ることにある。
　本開示の第１の態様は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
　前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
　前記制御部（40）は、
　ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
　ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
　ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
　ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
　と定義すると、
　ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、
　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
　第１の態様では、電力変換装置において、モータ電流のピークを低下できる。
　本開示の第２の態様は、第１の態様において、
　前記制御部（40）は、
　前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
　第２の態様では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
　本開示の第３の態様は、第１の態様において、
　前記制御部（40）は、
　前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
　第３の態様では、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークを低下できる。
図１は、電力変換装置のブロック図である。 図２は、電源電圧及び直流電圧の波形の一例を示す。 図３は、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクの各波形を示す。 図４は、第１テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。 図５は、第２テーブルによって生成される基礎データを波形で示す。 図６は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。 図７は、実施形態１における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。 図８は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。 図９は、実施形態２における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。 図１０は、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。 図１１は、実施形態３における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値の各波形を例示する。
　《実施形態１》
　図１は、実施形態１に係る電力変換装置（10）のブロック図である。電力変換装置（10）は、入力された交流電圧（電源電圧（vin））を所定の交流電圧に変換する。より詳しくは、電力変換装置（10）は、エネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない「直接形の電力変換装置」である。この例では、電力変換装置（10）には、単相の交流電源（20）から交流電圧が入力されている。電力変換装置（10）は、変換した交流電圧をモータ（30）に供給する。
　電力変換装置（10）は、図１に示すように、コンバータ回路（11）、直流リンク部（12）、インバータ回路（13）、及び制御部（40）を備えている。モータ（30）は、例えば、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）である。本実施形態では、モータ（30）は、空気調和機の圧縮機（図示を省略）を駆動する。この圧縮機では、流体の圧縮行程において、モータ（30）の一回転中に、負荷（圧縮機）におけるトルクの周期的変動（負荷トルクの変動）が発生する。
　〈コンバータ回路〉
　コンバータ回路（11）は、リアクトル（L）を介して交流電源（20）に接続されている。コンバータ回路（11）は、交流電源（20）からの電源電圧（vin）を全波整流する。コンバータ回路（11）は、４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）を備えている。４個のダイオード（D1,D2,D3,D4）は、ブリッジ状に結線されている。
　〈直流リンク部〉
　直流リンク部（12）は、コンデンサ（C）を有している。コンデンサ（C）は、コンバータ回路（11）の一対の出力ノードの間に接続されている。直流リンク部（12）は、コンバータ回路（11）の出力（全波整流された電源電圧（vin））から直流電圧（vdc）を生成する。
　コンデンサ（C）の容量値は、コンバータ回路（11）の出力をほとんど平滑化することができない程度の大きさである。その一方で、コンデンサ（C）の容量値は、インバータ回路（13）のスイッチング動作（後述）に起因するリプル電圧（スイッチング周波数に応じた電圧変動）を抑制することができる大きさである。具体的にコンデンサ（C）は、一般的な電力変換装置においてコンバータ回路の出力の平滑化に用いられる平滑コンデンサ（例えば、電解コンデンサ）の容量値の約０．０１倍の容量値（例えば、数十μＦ程度）を有する。コンデンサ（C）には、例えば、フィルムコンデンサが採用される。
　以上の通り、コンデンサ（C）では、直流リンク部（12）においてコンバータ回路（11）の出力がほとんど平滑化されない。直流電圧（vdc）には、電源電圧（vin）の周波数に応じた脈動成分が残留する。
　図２に、電源電圧（vin）及び直流電圧（vdc）の波形の一例を示す。この例では、直流電圧（vdc）は、その最大値がその最小値の２倍以上になるように脈動している。直流電圧（vdc）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数を有する脈動成分を含んでいる。
　〈インバータ回路〉
　インバータ回路（13）は、直流リンク部（12）によって生成された直流電圧（vdc）をスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換する。インバータ回路（13）は、前記三相の交流電圧をモータ（30）に供給する。
　インバータ回路（13）は、６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と、６つの還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。６つのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、ブリッジ結線されている。詳しく説明すると、インバータ回路（13）は、３つのスイッチングレグを備えている。スイッチングレグは、２つのスイッチング素子が互いに直列に接続されたものである。
　３つのスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）がひとつずつ逆並列に接続されている。
　〈制御部〉
　制御部（40）は、モータ（30）の回転数（ω）が、与えられた指令値（以下、回転数指令値（ω*）という）となるように、インバータ回路（13）が出力する交流電圧を制御する。制御部（40）は、回転数（ω）の制御の際に、スイッチング動作を制御することによって、モータ（30）の出力トルクを変動させる。
　制御部（40）は、マイクロコンピュータとメモリディバイスを備えている。メモリディバイスには、マイクロコンピュータを動作させるソフトウエアが格納されている。制御部（40）は、ソフトウエアを実行することによって、速度制御部（41）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、ＰＷＭ演算部（45）、トルク制御部（48）、及び高調波成分重畳部（50）として機能する（図１を参照）。
　速度制御部（41）は、モータ（30）におけるトルクの平均値（以下、平均モータトルク（Tave））の指令値（以下、平均トルク指令値（Tave *））を生成する。具体的に速度制御部（41）は、モータ（30）の回転数（ω）と回転数指令値（ω*）との偏差に基づいて、例えばＰＩＤ演算（比例、積分、微分）を行うことによって、平均トルク指令値（Tave *）を生成する。速度制御部（41）は、平均トルク指令値（Tave *）をトルク制御部（48）に出力する。
　トルク制御部（48）は、平均トルク指令値（Tave *）に振動抑制成分を重畳して、モータ（30）のトルクの指令値（以下、第１トルク指令（Tm*））を生成する。第１トルク指令（Tm*）は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期して脈動する。このような重畳を行うことで、モータ(30)の出力トルクには、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動成分が現れる。振動抑制成分は、圧縮機における負荷変動（トルク変動）に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、モータ（30）の機械角（θm）に基づいて演算される。なお、モータ（30）の機械角（θm）は、例えば、センサを設けて検出してもよいし、モータ電流（iu,iv,iw）及びモータ電圧（Vu,Vv,Vw）に基づいて算出してもよい。
　図３に、圧縮機負荷トルク、圧縮機負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、平均トルクのそれぞれの波形を示す。図３に示すように、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で、振幅が最も大きい周波数成分は、基本波周波数成分である。また、圧縮機負荷トルクとモータトルクの偏差は、加振トルクとなる。この加振トルクによって圧縮機は振動する。
　トルク制御部（48）は、圧縮機負荷トルクの波形に含まれる周波数成分の中で最も振幅が大きい周波数成分である基本波周波数成分による圧縮機振動を抑制するため、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する第１トルク指令値（Tm*）を生成する。第１トルク指令値（Tm*）が圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動すると、モータ（30）の出力トルクは圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動する。その結果、圧縮機振動の原因となる加振トルクが低減する。
　高調波成分重畳部（50）は、第１トルク指令（Tm*）に高調波成分を重畳して、トルク指令（以下、第２トルク指令（T*）という）を生成する。第２トルク指令（T*）は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期して脈動しつつ、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期して脈動する。このような重畳を行うと、モータの出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分が現れる。高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源位相（θin）に基づいて生成される。高調波成分重畳部（50）による高調波成分の重畳には、２つのモードがある。
　一つめのモード（以下、第１モード（M1）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が２つ以上出現するように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。「電源半周期」とは、図２に示すように、交流電源（20）の電圧における所定のゼロクロスから次のゼロクロスまでの期間である（以下、同様）。「モータ電流ベクトル」とは、モータ（30）を制御する場合におけるｄ軸電流（id）のベクトルとｑ軸電流（iq）のベクトルの合成ベクトルである。
　二つめのモード（以下、第２モード（M2）という）では、所定の電源半周期（後述）において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、極大点が１つになるように、第１トルク指令（Tm*）を変調する。
　これらのモードを実現するため、制御部（40）は、セレクタ（46）、乗算器（47）、データ生成部（49）を備えている。更に、制御部（40）は、変調に使用するデータ（以下、基礎データ（D）という）の生成に用いるテーブルを２つ備えている。基礎データ（D）は、高調波成分を含むデータ（信号）である。
　２つのテーブルの一方は、第１モード（M1）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第１テーブル（Tb1）という）である。もう一方のテーブルは、第２モード（M2）用の基礎データ（D）を生成するテーブル（以下、第２テーブル（Tb2）という）である。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）の値と、その電源位相（θin）における基礎データ（D）の値とがペアで格納されている。それぞれのテーブルは、電源位相（θin）を引数として、その電源位相（θin）に対応する基礎データ（D）を出力するように構成されている。
　図４に、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。図４において、横軸は電源位相（θin）である。縦軸は、変調量を示す値である。図４に示すように、第１テーブル（Tb1）による基礎データ（D）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つずつ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期の前半と後半のそれぞれに、極大点が１つ以上現れるように、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形を合成して作ったものである。
　図５に、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）を波形で示す。第２テーブル（Tb2）による基礎データ（D）は、図５に示すように、電源半周期において、極大点が１つのみ現れている。この波形（テーブルの値）は、電源半周期において極大点が１つのみ現れるように、電源周波数の２次調波を用いて作ったものである。
　データ生成部（49）は、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の何れかを選択する信号（以下、選択信号）を生成する。データ生成部（49）による選択信号の生成については後に詳述する。データ生成部（49）は、選択信号をセレクタ（46）に出力する。
　セレクタ（46）は、選択信号に応じて、２つのテーブル（Tb1,Tb2）の出力の一方を乗算器（47）に出力する。乗算器（47）は、セレクタ（46）が出力した値と、第１トルク指令（Tm*）とを乗算する。乗算器（47）は、乗算結果を第２トルク指令（T*）としてｄｑ軸電流制御部（44）に出力する。
　座標変換部（43）は、ｕ相電流（iu）、ｗ相電流（iw）、及びモータ（30）の回転子（図示を省略）の電気角（機械角（θm））に基づいて、モータ（30）のｄ軸電流（id）及びｑ軸電流（iq）を導出する。座標変換部（43）は、ｄ軸電流（id）とｑ軸電流（iq）の導出には、ｄｑ変換を行う。なお、ｕ相電流（iu）及びｗ相電流（iｗ）の値は、例えば、電流センサを設けて検出することができる。
　ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）、ｄ軸電流（id）、ｑ軸電流（iq）、及びモータ電流ベクトルの位相（β）の指令値（β＊）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）を導出する。具体的に、ｄｑ軸電流制御部（44）は、第２トルク指令（T*）に基づいて、そのトルクを得るために必要なｄ軸電流の目標値（ｄ軸電流指令値（id *）とよぶ）とｑ軸電流の目標値（ｑ軸電流指令値（iq *）とよぶ）とを求める。ｄｑ軸電流制御部（44）は、ｄ軸電流指令値（id *）とｄ軸電流（id）との偏差、及びｑ軸電流指令値とｑ軸電流（iq）との偏差がそれぞれ小さくなるように、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）を導出する。
　ＰＷＭ演算部（45）は、ｄ軸電圧指令値（vd *）及びｑ軸電圧指令値（vq *）によって指示された出力電圧となるように、いわゆるＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御によってスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフを制御する。ＰＷＭ演算部（45）は、このオンオフを制御するための信号（以下、制御信号（G））を生成する。
　スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）がオンになる時間及びオフになる時間は、制御信号（G）におけるデューティー比によって定まる。ＰＷＭ演算部（45）は、機械角（θm）、直流電圧（vdc）、ｄ軸電圧指令値（vd *）、ｑ軸電圧指令値（vq *）、ｄ軸電圧（vd）、及びｑ軸電圧（vq）に基づいて、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の各々に供給する制御信号（G）のデューティー比を設定する。
　制御信号（G）が出力されると、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）は、制御信号（G）に応じたデューティー比でスイッチング動作（オンオフ動作）を行う。ＰＷＭ演算部（45）は、制御信号（G）を周期的に更新する。この更新に応じて、インバータ回路（13）では、スイッチング動作が継続的に行われる。
　〈モードの選択〉
　データ生成部（49）が選択信号を出力することによって、２つのテーブルの何れかが選択される。この選択により、制御部（40）において、第１モード（M1）と第２モード（M2）の選択が実現される。以下では、説明の便宜のため、第１モード（M1）が実行される電源半周期を第１電源半周期、第２モード（M2）が実行される電源半周期を第２電源半周期とする。具体的には、データ生成部（49）が、以下のステップを実行することによって、第１テーブル（Tb1）および第２テーブル（Tb2）の何れかが選択される。
　ステップ１：
　データ生成部（49）は、交流電源（20）の周波数の２倍の周波数（以下、ｆｄｃとする）を電源位相（θin）から求める。また、データ生成部（49）は、周期的負荷変動（ここでは圧縮機の負荷変動）の周波数（以下、ｆＬとする）を機械角（θm）から計算する。
　ステップ２：
　図６に、従来技術における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、モータ（30）の出力トルクには、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、負荷トルク変動に同期した脈動成分が現れる。
　図６の波形は、従来の電力変換装置における波形であり、データ生成部（49）において、常に第２テーブル（Tb2）を用いて基礎データ（D）を生成して、電力変換装置（10）を運転させた波形を例示している。以下では、説明の便宜のため、常に第２テーブル（Tb2）を用いて電力変換装置（10）を運転させた例を従来例と呼ぶ。
　直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、交流電源の周波数に起因する脈動成分と、モータの一回転中に発生する負荷トルク変動に同期した脈動成分とが重畳する。その結果、モータの出力トルクの波形やモータ電流の波形は、図６に示すように、ビート（うなり）を含んだ波形になる。このビート（うなり）の周期（以下、ビート周期（tb）とする）では、２つの脈動成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。
　具体的には、モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分 との積であるため、図６に示すように、振動抑制成分と高調波成分のピーク同士が重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波に同期した脈動波形である。振動抑制成分は、圧縮機負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。
　また、高調波成分は、電源電圧の絶対値の電圧変動に同期した脈動波形である。高調波成分は、電源電圧の絶対値がピークとなるタイミングでピークとなる（図６参照）。換言すると、直接形の電力変換装置にてトルク制御を行うと、圧縮機負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが重なる電源半周期において、モータの出力トルクやモータ電流のピークが大きくなる（丸で囲んだピークを参照）。データ生成部（49）は、以下の式で表されたビート周期（tb）を求める。
　ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
　ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数である。なお、この式においてｔｂ＞１となった場合には、ｔｂ＝１とする。
　ステップ３：
　データ生成部（49）は、ビート周期（tb）において負荷トルクの基本波がピーク（θｍ＝１８０°）となるタイミングを機械角（θm）に基づいて、全て求める。
　ステップ４：
　データ生成部（49）は、ステップ３で求めた各タイミングにおける電源位相（θin）を求める。
　ステップ５：
　データ生成部（49）は、ステップ４で求めた電源位相（θin）の内で、電源電圧（vin）の絶対値のピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）に最も近い電源位相（θin）を含む電源半周期を求める。データ生成部（49）が求めた電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期である。この実施形態では、前記負荷トルクの基本波のピークと、電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期が第１電源半周期である。第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
　ステップ６：
　データ生成部（49）は、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力し、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）を選択する選択信号をセレクタ（46）に出力する。
　この選択信号に応じて、セレクタ（46）からは、第１電源半周期には、第１テーブル（Tb1）からの基礎データ（D）が出力され、第２電源半周期には、第２テーブル（Tb2）からの基礎データ（D）が出力される。換言すると、第１電源半周期には、第１モード（M1）が実行され、第２電源半周期には、第２モード（M2）が実行される。
　〈電力変換装置の動作例〉
　電力変換装置（10）が起動されると、コンバータ回路（11）が、電源電圧（vin）を全波整流する。直流リンク部（12）には、コンバータ回路（11）の出力が与えられる。直流リンク部（12）は、電源電圧（vin）の周波数の２倍の周波数で脈動する直流電圧（vdc）を生成する。
　更に、電力変換装置（10）では、速度制御部（41）、トルク制御部（48）、座標変換部（43）、ｄｑ軸電流制御部（44）、および高調波成分重畳部（50）が動作する。その結果、制御部（40）では、ｄ軸電圧指令値（vd *）とｑ軸電圧指令値（vq *）が生成される。ｄ軸電圧指令値（vd *）とｑ軸電圧指令値（vq *）が生成されると、ＰＷＭ演算部（45）が制御信号（G）を生成する。その結果、インバータ回路（13）は、制御信号（G）に応じたスイッチング動作を行う。スイッチング動作に応じて、インバータ回路（13）からは、モータ（30）に所定の交流電力が供給される。
　図７に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を示す。本実施形態における電力変換装置（10）では、第１電源半周期において、第１モード（M1）が実行される。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。一方、従来例における電力変換装置（10）では、常に第２テーブル（Tb2）に基づく基礎データ（D）（図５参照）が制御に用いられる（図６参照）。
　図６では、ビート周期（tb）において、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含んでいる。換言すると、丸で囲んだピークを含む電源半周期は、第１電源半周期である。一方、図７では、第１電源半周期において、出力トルクに大きなピークが出現していない。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルクのピーク値が低減される。
　図４，５に示すように、第１テーブル（Tb1）によって生成される基礎データ（D）の波形は、第２テーブル（Tb2）によって生成される基礎データ（D）の波形に比べ、ピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）である。モータ（30）の出力トルクは、平均トルクと振動抑制成分と高調波成分との積であるため、高調波成分の波形をピーク値が抑制された波形にすることで、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減することができる。換言すると、モータ（30）の出力トルクのピーク値を低減するためには、基礎データ（D）の波形をピーク値が抑制された波形（大まかに言えば台形状の波形）にするために、電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波に相当する波形の振幅及び位相を適切に合成して、基礎データ（D）の波形を生成する必要がある。
　出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図７参照）。換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。
　なお、第２モード（M2）が実行される第２電源半周期は、モータ（30）の出力トルク及びモータ電流のピークは抑制されない。この場合、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が１つである。第１モード（M1）で制御が行われている場合に比べ、コンバータ回路（11）への入力電流（電源電流（iin））に現れる高調波のレベルが小さくなる。
　以上をまとめると、本実施形態は、複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、前記制御部（40）は、ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜、ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数と定義すると、ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置である。
　〈本実施形態における効果〉
　電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
　《実施形態２》
　実施形態２では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態２の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するようにスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態1の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
　本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを検出する機能を有する。具体的には、データ生成部（49）は、機械角（θm）が１８０°となるタイミングを検出する。負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングが求まると、データ生成部（49）は、求めたタイミングを含む電源半周期において、第１テーブル（Tb1）が選択されるように選択信号を生成する。
　図８に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図８の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がピークとなるタイミングを含んでいる。図９の波形図における各波形は、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形である。
　本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波のピークを含んだ電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図９を参照）。
　換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
　〈本実施形態における効果〉
　以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
　本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
　《実施形態３》
　実施形態３では、制御部（40）の他の構成例を説明する。実施形態３の制御部（40）は、負荷トルクの基本波が所定閾値（後述のトルク閾値（Tth））を超える機械角の範囲に含まれる電源半周期において、モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御する。この制御を実現するため、本実施形態では、実施形態１の制御部（40）（より具体的にはデータ生成部（49））に変更を加えている。
　本実施形態のデータ生成部（49）は、負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角（θm）の範囲（以下、位相範囲（R））を求める機能を有する。データ生成部（49）は、求めた位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、第１テーブル（Tb1）を選択する選択信号を出力する。具体的にデータ生成部（49）は、以下のステップを実行する。
　ステップ３１：
　データ生成部（49）は、出力トルクの上限値（以下、トルク上限値（Tmax）という）を取得する。トルク上限値（Tmax）の値は、例えば、制御部（40）のメモリディバイス等に格納（設定）される。トルク上限値（Tmax）は、一例として、モータ（30）の減磁耐力に応じて設定したり、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の耐力に応じて設定したりすることが考えられる。
　ステップ３２：
　データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波の閾値（以下、トルク閾値（Tth））を求める。モータトルク＝第１トルク指令（Tm*）×高調波成分であり、第１トルク指令（Tm*）は負荷トルクの基本波に同期して脈動する波形である。そのため、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値と、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形を比較することで、常に第２モード（M2）が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超える機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。
　換言すると、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値と、負荷トルクの基本波を比較することで、従来例が実施された場合に、モータトルクがトルク上限値（Tmax）を超えてしまう機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を予測することができる。データ生成部（49）は、トルク上限値（Tmax）を第２モード（M2）の高調波成分のピーク値で割った値から平均トルクを引いた値をトルク閾値（Tth）として求める。
　ステップ３３：
　データ生成部（49）は、第１モード（M1）を実施すべき機械角（θm）の範囲（位相範囲（R））を決定する。具体的には、データ生成部（49）は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相の範囲を範囲（R）として求める。ここでは、データ生成部（49）が求めた位相範囲（R）が[θ１,θ２]であるとする。
　ステップ３４：
　データ生成部（49）は、電源電圧（vin）の絶対値がピーク（電源位相（θin）の値では９０°または２７０°が対応）となるタイミングが位相範囲（R）に含まれる電源半周期を求める。
　図１０に、従来の電力変換装置における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。図１０の波形図では、出力トルクに大きなピークが出現している（丸で囲んだピークを参照）。丸で囲んだピークを含む電源半周期は、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期である。図１１に、本実施形態における、平均トルク、負荷トルクの基本波に平均トルクを加算した波形、モータトルク、振動抑制成分、高調波成分、電源電圧の絶対値のそれぞれの波形を例示する。
　本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期において第１モード（M1）が実行される。換言すると、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える位相範囲（R）に含まれる電源半周期が、第１電源半周期であり、第１電源半周期を除く電源半周期が第２電源半周期である。
　第１モード（M1）では、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）（図４参照）が制御に用いられる。出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、第１電源半周期には、出力トルク及びモータ電流の絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形は、極大点が２つ以上出現する波形になる（図１１を参照）。
　換言すると、第１テーブル（Tb1）に基づく基礎データ（D）が制御に用いられると、出力トルク及びモータ電流のピーク値が低減される。なお、本実施形態でも、第１モード（M1）が実施されていない動作期間には、第２モード（M2）が実施される。
　〈本実施形態における効果〉
　以上の通り、本実施形態では、負荷トルクの基本波がトルク閾値（Tth）を超える機械角（θm）の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、モータ電流のピークが低減される。
　本実施形態でも電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、第２モード（M2）を実施する。換言すると、電力変換装置（10）は、第２電源半周期には、モータ電流のピークを積極的には低減していない。しかしながら、電力変換装置（10）は、少なくとも第１電源半周期には、モータ電流のピークを低減する。電力変換装置（10）では、第２電源半周期において、モータ電流のピークを積極的には低減しなくても、電力変換装置（10）の運転全体を通して見ると、モータ電流のピークが低下する。
　《その他の実施形態》
　なお、基礎データ（D）の生成には、テーブルに代えて、例えば前記ソフトウエア内に実装された関数を用いてもよい。
　出力トルクとモータ電流とは、概ね比例の関係にあるので、トルクの指令値や上限値、閾値に変えて、例えばモータ電流ベクトルを指令値や上限値、閾値に用いてもよい。
　前記実施形態で説明した第１モード（M1）、第２モード（M2）の切り替え制御は、マトリックスコンバータにも採用できる。マトリックスコンバータもエネルギー蓄積要素（大容量コンデンサや大容量インダクタ）を有していない直接形の電力変換装置の一例である。
　電力変換装置（10）の用途は、圧縮機用モータへの電力供給には限定されない。電力変換装置（10）は、種々の用途のモータへの電力供給に適用できる。
　以上、実施形態および変形例を説明したが、特許請求の範囲の趣旨および範囲から逸脱することなく、形態や詳細の多様な変更が可能なことが理解されるであろう。また、以上の実施形態および変形例は、本開示の対象の機能を損なわない限り、適宜組み合わせたり、置換したりしてもよい。
　以上説明したように、本開示は、電力変換装置について有用である。
　１０　　　電力変換装置
　２０　　　交流電源
　３０　　　モータ
　４０　　　制御部
 

Claims (3)

  1. 　複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチング動作によって、入力される単相の交流電源（20）の電力を所定の周波数の交流電力に変換して、周期的負荷変動を有する負荷を駆動するモータ（30）に供給する直接形の電力変換装置であって、
    　前記スイッチング動作を制御する制御部（40）を備え、
    　前記制御部（40）は、
    　ｆｄｃを前記交流電源（20）の周波数の２倍の周波数、
    　ｆＬを前記周期的負荷変動の周波数、
    　ｔｂ＝１／｜ｆｄｃ-ｎ×ｆＬ｜
    　ただし、ｎは、ｔｂが最大となる正の整数
    　と定義すると、
    　ｔｂの期間における、負荷トルクの基本波のピークと電源電圧の絶対値のピークが略一致するタイミングを含む電源半周期において、
    　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
  2. 　請求項１において、
    　前記制御部（40）は、
    　前記負荷トルクの基本波が最大となるタイミングを含む電源半周期において、
    　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
  3. 　請求項１において、
    　前記制御部（40）は、
    　前記負荷トルクの基本波が所定閾値を超える機械角の位相範囲（R）に含まれる電源半周期において、
    　モータ電流ベクトルの絶対値の波形に含まれる電源周波数の２次調波、４次調波、６次調波を合成した波形において、電源半周期において極大点が２つ以上出現するように、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を制御することを特徴とする直接形の電力変換装置。
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