JP2012165631A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】交流電源(6)側からの電力を複数のスイッチング素子(Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ(5)に出力する変換部(20)を設ける。モータ(5)の出力トルクが、交流電源(6)の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つモータ(5)の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、電源脈動成分のピークと負荷トルク変動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、出力トルクの変動幅を低減させる制御部(40)を設ける。
【選択図】図2
Description
本発明に係る電力変換装置(10)は、例えば空気調和装置の冷媒回路に接続される圧縮機の三相交流式のモータ(5)に接続される。圧縮機は、例えば1つのシリンダを有するロータリー式の圧縮機で構成される。つまり、この圧縮機では、駆動軸が1回転する際に、圧縮トルク(即ち、モータ(5)の負荷トルク)が脈動する。また、モータ(5)は、例えば4極6スロットの集中巻きのDCブラシレス式のモータである。後述するように、電力変換装置(10)では、このモータ(5)の発生トルクを制御してモータ(5)の振動を抑制するトルク制御動作を実行可能に構成されている。
図1に示すように、電力変換装置(10)は、コンバータ回路(11)、直流リンク部(15)、インバータ回路(20)、及び制御部(40)を有している。電力変換装置(10)は、単相の交流電源(6)から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ(5)に供給する。
図2に示すように、制御部(40)は、速度制御部(41)、トルク制御部(50)、トルク制御重畳部(42)、トルク指令変調部(43)、2次調波印加部(44)、入力電流指令生成部(45)、増幅器(46)、リミッタ(60)、電流制御部(47)、及びPWM演算部(48)を備えている。
トルク制御部(50)は、モータ(5)の負荷トルク等に基づいて、上述したトルク指令の制御量を決定/出力するためのものである。図3に示すように、トルク制御部(50)は、1次成分抽出器(52)、増幅器(53)、トルク制御量調整部(54)、及びピークホールド部(55)を備えている。
トルク制御動作について、より具体的に説明する。上述した電流制御部(47)の入力指令値には、モータ(5)の負荷トルクを抑制する出力トルクを発生させるためのトルク指令値が合成される。これにより、トルク制御動作時には、例えば図4に示すようにして、モータ(5)の出力トルクが制御される。なお、図4は、交流電源(6)の電源周波数fin=50Hz,モータ(5)の回転速度=30rps、トルク制御量=100%の条件下における、モータ(5)の負荷トルク、直流リンク部(15)から出力される直流リンク電圧(Vdc)、及びモータ(5)の出力トルクの経時変化を表したものである。
上記のようなトルク制御動作においては、モータ(5)の振動の一次成分を抑制するためにトルク制御量が100%以上となる。このため、このトルク制御では、モータ(5)の出力トルクの変動幅(振幅)が大きく成り易い。従って、このようにして出力トルクの振幅が大きくなり、出力トルクがマイナス側に至ると、モータ(5)が回生動作を行ってしまう可能性がある。
上述したトルク制御動作時には、モータ(5)の出力トルクの増大に起因して、モータ(5)の電流(Idq)が高くなる。具体的には、例えば図7に示すように、モータ(5)の負荷トルクのピーク(図7の2点鎖線で示すピーク(Pl))と、直流リンク電圧(Vdc)のピーク(図7の白抜きの点で示すピーク(Pdc))とのタイミングが一致もしくは略一致すると、これに伴いモータ(5)の出力トルクが極めて大きくなる。よって、これらの両者のピーク(Pl,Pdc)のタイミングが一致した場合に、モータ(5)の電流が急上昇する。このようにして、モータ(5)の電流が急峻に上昇すると、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)の電流値が定格の最大許容電流値を越えてスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)の破壊を招いたり、モータ(5)の磁石の減磁を招いたりする。また、このような対策としてデバイスの電流容量を大きくすると、電力変換装置(10)のコストアップを招く。
上述のように、ピークホールド部(55)によって判定期間(Td)毎にモータ電流のピーク電流(Ip)を保持したとしても、この判定期間(Td)をあまりにも長くすると、トルク制御量の制御性が悪化してしまうことがある。具体的には、例えば判定期間(Td)内においてピーク電流(Ip)が保持された後、この判定期間(Td)中に平均トルクが下がった場合、実際にはトルク制御量をもう少し大きくすることができるのに、上記のようにトルク制御量が制限されてしまい、トルク制御性能の悪化を招く。
次いで、ステップS4において、ビート周期演算部(71)は、算出したビート周波数(fb)の逆数を求めてビート周期(Tb)を算出する。算出された直流リンク電圧の周波数(fdc)が100.2Hzであり、モータ(5)の運転周波数(fc)が25Hzであり、整数nは4であったとすると、ビート周波数(fb)は、上記(1)式により100.2Hz−25Hz×4=0.2Hzとなり、ビート周期(Tb)は5secとなる。
例えば直流リンク電圧(Vdc)の脈動の周波数(fdc)が100.2Hzであり、判定期間(Td)が1secであり、整数nが4であったとすると、ビート周期(Tb)と判定期間(Td)とを同じとするための運転周波数(fc*)は、上記(2)式により(100.2Hz-1.0Hz)/4=24.8Hzとなる。そこで、速度指令調整部(72)は、現在の運転周波数(fc、例えば25Hz)を算出後の運転周波数(fc*、例えば24.8Hz)に補正するように、入力された速度指令(ω*)を補正する。これにより、その後の運転では、ビート周期(Tb)と判定期間(Td)とが同じ周期となるため、例えば図13に示すように、各判定期間(Td)毎に、直流リンク電圧(Vdc)のピーク(Pdc)と負荷トルクのピーク(Pl)とのタイミングを必ず一度は一致もしくは略一致させてピーク電流(Ip)を導出することができる。
トルク制御動作時において、交流電源(6)の電源電圧(Vin)が比較的高い条件、あるいは低い条件下において、出力トルクが過剰になると、不具合を招く虞がある。具体的に、電源電圧(Vin)が比較的高く、これに伴い直流リンク電圧(Vdc)も比較的高い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合、リアクタ(12)とコンデンサ(16)との共振が大きくなり、直流リンク電圧(Vdc)が過剰に高くなってしまうことがある(例えば図14を参照)。また、電源電圧(Vin)が比較的低く、これに伴い直流リンク電圧(Vdc)も比較的低い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合にも、所望の出力トルクを得ようとするためにPWM演算部(48)のパルス信号のデューティーが全体的に高くなってしまう。その結果、電流制御の追従性が遅くなりトルク制御動作の制御性が悪化してしまう虞がある。
上記実施形態によれば、トルク制御動作時に、モータ(5)の出力トルクがマイナス側に至らないようにリミッタ(60)が出力トルクを制限している(図6を参照)。このため、モータ(5)の回生動作を確実に防止でき、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)等を確実に保護できる。
図19は、本発明の実施形態2に係るトルク制御部(50)の構成を示すブロック図である。本実施形態のトルク制御部(50)は、実施形態1のトルク制御部(50)におけるピークホールド部(55)に代えて、ピーク電流値推定部(80)を備えている。ピーク電流値推定部(80)には、平均トルク指令値(Tave*)が入力されている。トルク制御部(50)は、ピーク電流値推定部(80)によって上記ピーク電流の値を推定し、推定したピーク電流の値が所定の上限値を超えないように、上記モータ(5)の出力トルクの変動幅を低減させる。
Idq1*= CV ×T* = CV × CT × Tave*
CTは負荷トルク変動に起因する変動成分であり、CVは電圧脈動に起因する変動成分である。上記2つの変動成分により、出力値(Idq1*)の大きさは変化することになる。出力値(Idq1*)はモータ電流の大きさを表しているので、この出力値(Idq1*)のピーク値が分かれば、インバータ回路(20)におけるトルク制御時のピーク電流値を推定することができる。
CT=1+kT×sin(θm)
kT:トルク制御量,θm :モータ位相(機械角)
CV=kV×|sin(θin)|
kV:電圧脈動成分の変動量,θin :電源電圧の位相
のように構成すると、出力値(Idq1*)が最大値をとるのは、位相(θm)、電源位相(θin)それぞれが、90°もしくは270°のときであり、その最大値は、
Idq1*=kV ×(1+kT)×Tave
となる。したがって、kV、kT、Taveが決まれば、ビート状に変動するモータ電流のピーク値を推定することができる。
上記実施形態では、電源として単相の交流電源(6)を用いているが、この限りでなく、図15に示す例(変形例1)のように、三相の交流電源を用いることもできる。図15に示すコンバータ回路(11)は、6つのダイオード(D1〜D6)がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。
6 交流電源
10 電力変換装置
11 コンバータ回路
15 直流リンク部
16 コンデンサ
20 インバータ回路
21 コンデンサ
40 制御部
54 トルク制御量調整部
55 ピークホールド部
60 リミッタ(制限部)
71 ビート周期演算部(周期導出部)
72 速度指令調整部
本発明に係る電力変換装置(10)は、例えば空気調和装置の冷媒回路に接続される圧縮機の三相交流式のモータ(5)に接続される。圧縮機は、例えば1つのシリンダを有するロータリー式の圧縮機で構成される。つまり、この圧縮機では、駆動軸が1回転する際に、圧縮トルク(即ち、モータ(5)の負荷トルク)が脈動する。また、モータ(5)は、例えば4極6スロットの集中巻きのDCブラシレス式のモータである。後述するように、電力変換装置(10)では、このモータ(5)の発生トルクを制御してモータ(5)の振動を抑制するトルク制御動作を実行可能に構成されている。
図1に示すように、電力変換装置(10)は、コンバータ回路(11)、直流リンク部(15)、インバータ回路(20)、及び制御部(40)を有している。電力変換装置(10)は、単相の交流電源(6)から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ(5)に供給する。
図2に示すように、制御部(40)は、速度制御部(41)、トルク制御部(50)、トルク制御重畳部(42)、トルク指令変調部(43)、2次調波印加部(44)、入力電流指令生成部(45)、増幅器(46)、リミッタ(60)、電流制御部(47)、及びPWM演算部(48)を備えている。
トルク制御部(50)は、モータ(5)の負荷トルク等に基づいて、上述したトルク指令の制御量を決定/出力するためのものである。図3に示すように、トルク制御部(50)は、1次成分抽出器(52)、増幅器(53)、トルク制御量調整部(54)、及びピークホールド部(55)を備えている。
トルク制御動作について、より具体的に説明する。上述した電流制御部(47)の入力指令値には、モータ(5)の負荷トルクを抑制する出力トルクを発生させるためのトルク指令値が合成される。これにより、トルク制御動作時には、例えば図4に示すようにして、モータ(5)の出力トルクが制御される。なお、図4は、交流電源(6)の電源周波数fin=50Hz,モータ(5)の回転速度=30rps、トルク制御量=100%の条件下における、モータ(5)の負荷トルク、直流リンク部(15)から出力される直流リンク電圧(Vdc)、及びモータ(5)の出力トルクの経時変化を表したものである。
上記のようなトルク制御動作においては、モータ(5)の振動の一次成分を抑制するためにトルク制御量が100%以上となる。このため、このトルク制御では、モータ(5)の出力トルクの変動幅(振幅)が大きく成り易い。従って、このようにして出力トルクの振幅が大きくなり、出力トルクがマイナス側に至ると、モータ(5)が回生動作を行ってしまう可能性がある。
上述したトルク制御動作時には、モータ(5)の出力トルクの増大に起因して、モータ(5)の電流(Idq)が高くなる。具体的には、例えば図7に示すように、モータ(5)の負荷トルクのピーク(図7の2点鎖線で示すピーク(Pl))と、直流リンク電圧(Vdc)のピーク(図7の白抜きの点で示すピーク(Pdc))とのタイミングが一致もしくは略一致すると、これに伴いモータ(5)の出力トルクが極めて大きくなる。よって、これらの両者のピーク(Pl,Pdc)のタイミングが一致した場合に、モータ(5)の電流が急上昇する。このようにして、モータ(5)の電流が急峻に上昇すると、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)の電流値が定格の最大許容電流値を越えてスイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)の破壊を招いたり、モータ(5)の磁石の減磁を招いたりする。また、このような対策としてデバイスの電流容量を大きくすると、電力変換装置(10)のコストアップを招く。
上述のように、ピークホールド部(55)によって判定期間(Td)毎にモータ電流のピーク電流(Ip)を保持したとしても、この判定期間(Td)をあまりにも長くすると、トルク制御量の制御性が悪化してしまうことがある。具体的には、例えば判定期間(Td)内においてピーク電流(Ip)が保持された後、この判定期間(Td)中に平均トルクが下がった場合、実際にはトルク制御量をもう少し大きくすることができるのに、上記のようにトルク制御量が制限されてしまい、トルク制御性能の悪化を招く。
次いで、ステップS4において、ビート周期演算部(71)は、算出したビート周波数(fb)の逆数を求めてビート周期(Tb)を算出する。算出された直流リンク電圧の周波数(fdc)が100.2Hzであり、モータ(5)の運転周波数(fc)が25Hzであり、整数nは4であったとすると、ビート周波数(fb)は、上記(1)式により100.2Hz−25Hz×4=0.2Hzとなり、ビート周期(Tb)は5secとなる。
例えば直流リンク電圧(Vdc)の脈動の周波数(fdc)が100.2Hzであり、判定期間(Td)が1secであり、整数nが4であったとすると、ビート周期(Tb)と判定期間(Td)とを同じとするための運転周波数(fc*)は、上記(2)式により(100.2Hz-1.0Hz)/4=24.8Hzとなる。そこで、速度指令調整部(72)は、現在の運転周波数(fc、例えば25Hz)を算出後の運転周波数(fc*、例えば24.8Hz)に補正するように、入力された速度指令(ω*)を補正する。これにより、その後の運転では、ビート周期(Tb)と判定期間(Td)とが同じ周期となるため、例えば図13に示すように、各判定期間(Td)毎に、直流リンク電圧(Vdc)のピーク(Pdc)と負荷トルクのピーク(Pl)とのタイミングを必ず一度は一致もしくは略一致させてピーク電流(Ip)を導出することができる。
トルク制御動作時において、交流電源(6)の電源電圧(Vin)が比較的高い条件、あるいは低い条件下において、出力トルクが過剰になると、不具合を招く虞がある。具体的に、電源電圧(Vin)が比較的高く、これに伴い直流リンク電圧(Vdc)も比較的高い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合、リアクタ(12)とコンデンサ(16)との共振が大きくなり、直流リンク電圧(Vdc)が過剰に高くなってしまうことがある(例えば図14を参照)。また、電源電圧(Vin)が比較的低く、これに伴い直流リンク電圧(Vdc)も比較的低い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合にも、所望の出力トルクを得ようとするためにPWM演算部(48)のパルス信号のデューティーが全体的に高くなってしまう。その結果、電流制御の追従性が遅くなりトルク制御動作の制御性が悪化してしまう虞がある。
上記実施形態によれば、トルク制御動作時に、モータ(5)の出力トルクがマイナス側に至らないようにリミッタ(60)が出力トルクを制限している(図6を参照)。このため、モータ(5)の回生動作を確実に防止でき、スイッチング素子(Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)等を確実に保護できる。
図19は、本発明の実施形態2に係るトルク制御部(50)の構成を示すブロック図である。本実施形態のトルク制御部(50)は、実施形態1のトルク制御部(50)におけるピークホールド部(55)に代えて、ピーク電流値推定部(80)を備えている。ピーク電流値推定部(80)には、平均トルク指令値(Tave*)が入力されている。トルク制御部(50)は、ピーク電流値推定部(80)によって上記ピーク電流の値を推定し、推定したピーク電流の値が所定の上限値を超えないように、上記モータ(5)の出力トルクの変動幅を低減させる。
Idq1*= CV ×T* = CV × CT × Tave*
CTは負荷トルク変動に起因する変動成分であり、CVは電圧脈動に起因する変動成分である。上記2つの変動成分により、出力値(Idq1*)の大きさは変化することになる。出力値(Idq1*)はモータ電流の大きさを表しているので、この出力値(Idq1*)のピーク値が分かれば、インバータ回路(20)におけるトルク制御時のピーク電流値を推定することができる。
CT=1+kT×sin(θm)
kT:トルク制御量,θm :モータ位相(機械角)
CV=kV×|sin(θin)|
kV:電圧脈動成分の変動量,θin :電源電圧の位相
のように構成すると、出力値(Idq1*)が最大値をとるのは、位相(θm)、電源位相(θin)それぞれが、90°もしくは270°のときであり、その最大値は、
Idq1*=kV ×(1+kT)×Tave
となる。したがって、kV、kT、Taveが決まれば、ビート状に変動するモータ電流のピーク値を推定することができる。
上記実施形態では、電源として単相の交流電源(6)を用いているが、この限りでなく、図15に示す例(変形例1)のように、三相の交流電源を用いることもできる。図15に示すコンバータ回路(11)は、6つのダイオード(D1〜D6)がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。
6 交流電源
10 電力変換装置
11 コンバータ回路
15 直流リンク部
16 コンデンサ
20 インバータ回路
21 コンデンサ
40 制御部
54 トルク制御量調整部
55 ピークホールド部
60 リミッタ(制限部)
71 ビート周期演算部(周期導出部)
72 速度指令調整部
Claims (6)
- 複数のスイッチング素子(Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)を有し、交流電源(6)側からの電力を前記複数のスイッチング素子(Sr,Ss,St,Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz)のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ(5)に出力する変換部(20)と、
上記モータ(5)の出力トルクが、上記交流電源(6)の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つ上記モータ(5)の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、上記電源脈動成分のピークと上記負荷トルク変動成分のピークとタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記出力トルクの変動幅を低減させる制御部(40)と、
を備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
上記制御部(40)は、所定の判定時間において上記ピーク電流値を保持するピークホールド部(55)と、該ピークホールド部(55)で保持されたピーク電流値が所定の上限値を越えると、上記モータ(5)の出力トルクの変動幅を低減させるトルク制御量調整部(54)とを備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2において、
上記制御部(40)は、上記ピークホールド部(55)の判定期間中に、上記負荷トルクの脈動成分のピークと上記電源脈動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するように、上記モータ(5)の運転周波数(fc)を補正する速度指令調整部(72)を備えていることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項2又は3において、
上記制御部(40)は、上記交流電源(6)の出力電圧の周波数と、上記モータ(5)の運転周波数とに基づいて、上記モータ(5)の負荷トルクのピークと上記交流電源(6)の出力電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングが存在する周期を導出する周期導出部(71)を備え、
上記速度指令調整部(72)は、上記周期導出部(71)で導出される周期が、上記ピークホールド部(55)の判定期間以下となるように、上記モータ(5)の運転周波数を補正することを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1において、
上記制御部(40)は、上記ピーク電流値を推定し、推定したピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記モータ(5)の出力トルクの変動幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1から5のいずれか1つにおいて、
上記交流電源(6)からの電圧を整流するコンバータ回路(11)と、
上記コンバータ回路(11)の出力に並列に接続されるコンデンサ(16)を有する直流リンク部(15)と、
上記直流リンク部(15)からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモータ(5)に上記変換部としてのインバータ回路(20)とを備え、
上記コンデンサ(16)の容量値は、上記インバータ回路(20)の入力電圧が大きく脈動するような値に設定されていることを特徴とする電力変換装置。
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