JP2014068498A - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧の高調波成分を抑制しつつ、その制御の安定性を向上する電力変換装置の制御方法を提供する。
【解決手段】スイッチング信号が入力される一のタイミングの後に、前記電力変換装置における電圧又は電流たる状態量を検出する。当該一のタイミングの後の状態量の検出の後であって、当該一のタイミングの次にスイッチング信号が入力される他のタイミングの前に、リアクトルＬ１の電圧ＶＬを検出する。電圧ＶＬに基づいて、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が大きいほど第１電圧制御率指令を増大して、第２電圧制御率指令を生成する。第２電圧制御率指令に基づいて電力変換器３に当該他のタイミングにおいてスイッチング信号を出力させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置の制御方法に関し、例えばコンデンサレスインバータの制御装置に関する。

特許文献１には電動機制御装置が記載されている。当該電動機制御装置は、コンバータとインバータとを有している。コンバータとインバータとは直流リンクを介して互いに接続される。コンバータは交流電圧を入力し、これを全波整流して直流電圧に変換して直流リンクに出力する。インバータは当該直流電圧を入力し、これを交流電圧に変換して電動機へと出力する。

また直流リンクにはリアクトルとコンデンサとを有するＬＣフィルタが設けられる。より詳細には、コンデンサとリアクトルとはコンバータの一対の出力端の間で互いに直列に接続され、コンデンサの両端電圧が直流電圧としてインバータに入力される。コンデンサの静電容量はいわゆる平滑コンデンサの静電容量よりも小さく、コンデンサの両端電圧は全波整流による脈動成分を有する。

特許文献１では、ＬＣフィルタの共振に起因する直流電圧の高調波成分を低減すべく、リアクトルの両端電圧に基づいてインバータを制御する。これによってコンデンサの両端電圧の高調波成分を低減し、ひいて電動機制御装置に入力する電流のゆがみを低減する。

特許第４０６７０２１号公報

特許文献１とは異なって、平滑コンデンサが直流リンクに設けられる場合には、平滑コンデンサの両端電圧はほぼ一定と見なすことができる。このような場合、インバータは一定の直流電圧を交流電圧に変換する。

一方、特許文献１では、コンデンサの静電容量が小さく、コンデンサの両端電圧はコンバータに入力される交流電圧の全波整流に伴う脈動成分を有する。したがってインバータに入力される直流電圧が脈動する。よって、直流電圧が一定であると仮定した従来の制御を用いてインバータが動作すれば、インバータが出力する交流電圧には直流電圧の脈動成分が重畳する。

そこで、全波整流による直流電圧の脈動に起因した出力交流電圧の振幅の脈動を抑制することが望まれる。

さらに特許文献１の直流電圧の高調波成分の抑制をも達成することが好ましい。つまり直流電圧の高調波成分を抑制しつつ、出力交流電圧の脈動を低減する制御が望まれる。また、その制御の安定性を向上することが望まれる。

そこで、本願は、直流電圧の高調波成分を抑制しつつ、その制御の安定性を向上する電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、入力される交流電圧を全波整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に整流電圧を出力する整流器(1)と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記整流器の全波整流による前記整流電圧の脈動を許容するコンデンサ(C1)と、前記コンデンサとＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、入力されるスイッチング信号に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換する電力変換器(3)とを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、前記スイッチング信号が入力される一のタイミングの以後に、前記電力変換装置における電圧又は電流たる状態量を検出し、前記一のタイミングの後の前記直流電圧の検出の後であって、前記一のタイミングの次に前記スイッチング信号が入力される他のタイミングの前に、前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、前記リアクトルの電圧に基づいて、前記直流電圧の高調波成分が大きいほど前記交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令を増大して、第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、前記他のタイミングにおいて、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換器へと与える。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記状態量は前記直流電圧であって、前記第１電圧制御率指令(ks**)は前記直流電圧が脈動により増大するほど小さくなるように生成される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記第２電圧制御率指令(ks*)は、前記リアクトルの電圧(VL)に所定値(K)を乗算した値を前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算することで求められ、前記一のタイミングと前記他のタイミングとの間の前記リアクトルの電圧の検出タイミングと、前記他のタイミングとの間の無駄時間(T2)は、前記電力変換器に入力される電流(Io)に対する前記リアクトルの電圧の伝達関数(G)と前記所定値とを乗算した関数のゲインが予め設定された所望の値を採るときの周波数(f1)の４倍以上の値の逆数に設定される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記リアクトルの電圧に基づいて、前記直流電圧の高調波成分が大きいほど前記第１電圧制御率指令を増大し、且つ前記電力変換器(3)から出力される交流電流の振幅(Im)が大きいほど前記第１電圧制御率指令を低減するように補正して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、電力変換器(3)から出力される交流電流の実効値(Irms)の逆数と前記リアクトルの電圧(VL)と所定値(K)とを乗算した値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第１又は第２の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記リアクトルの電圧ＶＬと前記所定値Ｋと前記交流電流の実効値Ｉｒｍｓとを用いて、Ｋ・√２／（√３・Ｉｒｍｓ）・ＶＬで表される補正値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)に加えて、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、状態量の検出の前にリアクトルの電圧を検出する場合に比べて、リアクトルの電圧の検出タイミングと、他のタイミングとの間の無駄期間を低減できる。よって制御を安定化できる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、直流電圧が全波整流の脈動により増大するほど、電圧制御率指令が低減するように補正される。よって直流電圧が脈動により増大したときの、電力変換器の出力する交流電圧の振幅の増大を抑制することができる。

一方、直流電圧には例えば電力変換器の動作に起因して高調波成分が生じる。特にＬＣフィルタの共振周波数に近い周波数の高調波成分が高まる。このような高調波成分はＬＣフィルタを構成するリアクトルの電圧に現れる。

このように第２の態様によれば、直流電圧の高調波成分が大きいほど電圧制御率指令が高まるので、直流電圧の高調波成分が高いときに電力変換器の出力電力を増大できる。出力電圧が増大すれば直流電圧は低減するので、直流電圧の高調波成分を低減できる。

しかも、リアクトルの電圧の検出から、当該電圧を用いた補正が制御に反映されるまで、つまり直流電圧を用いた補正が反映された電圧制御率指令に基づいて生成したスイッチング信号が出力されるまで、の無駄期間は、直流電圧についての無駄時間よりも短い。

これによって、無駄時間の大小関係が逆である場合に比して、直流電圧の高調波成分をより適切に低減することができ、また制御を安定化できる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、リアクトルの電圧に基づく制御系のゲイン余裕を所望の値よりも大きく設定することができる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、電力変換器の交流電流の振幅が増大することによるゲイン余裕の低減を抑制することができる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、電力変換器が出力する交流電流の振幅の変動によるゲイン余裕の変動を理論的に回避することができる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、電力変換器が出力する交流電流の振幅の変動によるゲイン余裕の変動を理論的に回避することができ、しかもゲイン余裕のオフセットも解消される。

電力変換装置の概念的な構成の一例を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。 制御のタイミングを示す図である。 等価回路の一例を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 一巡伝達関数のゲインと位相との一例を示す図である。 無駄時間系の伝達関数の位相の一例を示す図である。 等価回路の一例を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 一巡伝達関数のゲインと位相との一例を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 ブロック線図を示す図である。 制御部の概念的な構成の一例を示す図である。

第１の実施の形態．
１．電力変換装置の構成
図１に示すように、本電力変換装置は整流部１とコンデンサＣ１とリアクトルＬ１と電力変換器３とを備えている。

整流部１は交流電源Ｅ１から入力されるＮ（Ｎは自然数）相交流電圧を全波整流して、直流電圧を直流線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。図１の例示では整流部１はダイオード整流回路である。ただし整流部１は全波整流を行うのであれば、ダイオード整流回路に限らず、他励式整流回路であってもよく、あるいは自励式整流回路であってもよい。他励式整流回路としては例えばサイリスタブリッジ整流回路を採用でき、自励式整流回路としては例えばＰＷＭ（Pulse-Width-Modulation：パルス幅変調）方式のＡＣ−ＤＣコンバータを採用できる。

また図１の例示では整流部１は、三相交流電圧が入力される三相の整流回路である。ただし整流部１に入力される交流電圧の相数、即ち整流部１の相数は三相に限らず適宜に設定されればよい。

コンデンサＣ１は直流線ＬＨ，ＬＬの間に設けられている。コンデンサＣ１は例えばフィルムコンデンサである。このようなコンデンサＣ１は電解コンデンサに比べて安価である。一方で、コンデンサＣ１の静電容量は電解コンデンサの静電容量に比べて小さく、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧Ｖｄｃを十分に平滑しない。言い換えれば、コンデンサＣ１は整流部１が全波整流した整流電圧の脈動を許容する。よって直流電圧ＶｄｃはＮ相交流電圧の全波整流による脈動成分（即ちＮ相交流電圧の周波数の２Ｎ倍の周波数を有する脈動成分）を有する。図１の例示では、三相交流電圧を全波整流するので、直流電圧Ｖｄｃは三相交流電圧の周波数の６倍の周波数で脈動することとなる。

リアクトルＬ１はコンデンサＣ１とともにＬＣフィルタを形成する。図１の例示ではリアクトルＬ１はコンデンサＣ１よりも整流部１側で直流線ＬＨ又は直流線ＬＬ（図１の例示では直流線ＬＨ）に設けられる。ただしこれに限らず、リアクトルＬ１は整流部１の入力側に設けられても良い。なお、図１の例示では、交流電源Ｅ１と整流部１との間の電源インピーダンスを、抵抗とインダクタンスとの直列接続体９で示している。

このようなリアクトルＬ１とコンデンサＣ１とは交流電源Ｅ１の一対の出力端の間で互いに直列に接続されることになるので、いわゆるＬＣフィルタを形成する。コンデンサＣ１の静電容量は上述の通り小さいので、このＬＣフィルタの共振周波数は高くなる傾向にある。同様にリアクトルＬ１のインダクタンスを小さくすればするほど、共振周波数は更に高くなる傾向にある。例えば図１においてコンデンサＣ１の静電容量が４０μＦであり、リアクトルＬ１のインダクタンスが０．５ｍＨである場合、共振周波数は約１．１２５ｋＨｚ程度になる。

電力変換器３は例えばインバータであって、直流線ＬＨ，ＬＬの間の直流電圧（コンデンサＣ１が支持する直流電圧）Ｖｄｃを入力する。そして電力変換器３は、制御部４からのスイッチング信号に基づいて直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換し、この交流電圧を誘導性負荷Ｍ１へと出力する。図１では、例えば電力変換器３は直流線ＬＨ，ＬＬの間で互いに直列に接続される一対のスイッチング部を、三相分有している。図１の例示では、一対のスイッチング部Ｓｕｐ，Ｓｕｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｖｐ，Ｓｖｎが互いに直列に接続され、一対のスイッチング部Ｓｗｐ，Ｓｗｎが互いに直列に接続される。そして各相の一対のスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎ（ｘはｕ，ｖ，ｗを代表する、以下同様）の間の接続点が出力線Ｐｘを介して回転機Ｍ１に接続される。これらのスイッチング部Ｓｘｐ，Ｓｘｎが適切なスイッチング信号に基づいて導通／非導通することで、電力変換器３は直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換してこれを誘導性負荷Ｍ１へと出力する。

誘導性負荷Ｍ１は例えば回転機（例えば誘導機又は同期機）であってもよい。また図１の例示では三相の誘導性負荷Ｍ１が例示されているものの、その相数はこれに限らない。換言すれば、電力変換器３は三相の電力変換器に限らない。以下では、電力変換器３が出力する交流電圧を出力電圧とも呼ぶ。

２．制御の考え方
２−１．電圧制御率の導入
ここでは電圧制御率ｋｓを導入して電力変換器３の制御を行う。電圧制御率ｋｓとは直流電圧Ｖｄｃに対する電力変換器３の出力電圧の振幅Ｖｍの比（＝Ｖｍ／Ｖｄｃ）である。つまり電圧制御率ｋｓは、直流電圧Ｖｄｃに対してどの程度の割合で交流電圧を出力するかを示す値となる。

２−２．全波整流による直流電圧の脈動についての電圧制御率の補正
直流電圧Ｖｄｃは上述のように全波整流に伴う脈動成分を含む。よって電圧制御率ｋｓ（＝Ｖｍ／Ｖｄｃ）が一定であれば、直流電圧Ｖｄｃの脈動に応じて出力電圧の振幅Ｖｍ（＝ｋｓ・Ｖｄｃ）が脈動する。より詳細には、直流電圧Ｖｄｃが脈動により増大するほど出力電圧の振幅Ｖｍが増大し、直流電圧Ｖｄｃが脈動により低減するほど出力電圧の振幅Ｖｍは低減する。

そこで、このような振幅Ｖｍの脈動を抑制すべく、電圧制御率ｋｓを補正する。より詳細には、直流電圧Ｖｄｃが脈動により増大するときに電圧制御率ｋｓを低減する補正を行う。振幅Ｖｍはｋｓ・Ｖｄｃで表されることから理解できるように、直流電圧Ｖｄｃが増大したときに電圧制御率ｋｓを低減することで、振幅Ｖｍの変動を低減することができるのである。ただし必ずしも振幅Ｖｍの変動を低減する必要はない。

２−３．直流電圧の高調波成分（共振周波数を含む）についての電圧制御率の補正
電力変換器３はスイッチング動作を行うので、スイッチングに伴って直流電圧Ｖｄｃが変動する。つまり直流電圧Ｖｄｃに高調波成分が生じる。なお、スイッチング周波数は全波整流による脈動の周波数（以下、脈動周波数とも呼ぶ）よりも高いので、ここでいう高調波成分の周波数は脈動周波数よりも高い。また本電力変換装置はコンデンサＣ１とリアクトルＬ１とによって形成されるＬＣフィルタを有する。よってスイッチングの周波数がＬＣフィルタの共振周波数に近いほど、コンデンサＣ１の直流電圧Ｖｄｃの高調波成分の変動幅が増大する。

このような直流電圧Ｖｄｃの高調波成分は、例えば整流部１に入力される交流電流の高調波成分を招くので、好ましくない。

そこで、このような直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減すべく、電圧制御率ｋｓを補正する。より詳細には、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が増大するときに電圧制御率ｋｓを増大する補正を行う。これにより、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が高いときに出力電圧の振幅Ｖｍが増大する。このとき電力変換器３の出力電力が高まるので、直流電圧Ｖｄｃが低減される。したがって直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減できるのである。

このような補正は電圧ＶＬに基づいて行われる。整流部１に入力されるＮ相交流電圧を理想的な電圧源と見なすと、電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が現れる。ただし電圧ＶＬに現れる高調波成分は、電圧ＶＬの基準電位の採り方によって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分と同相または逆相となる。例えば図１のようにリアクトルＬ１の両端の電位のうちコンデンサＣ１側の電位を基準として採用すると、電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分とは逆相の高調波成分が現れる。また反対側の電位を基準として採用すると、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分と同相の高調波成分が電圧ＶＬに現れる。

よって例えばコンデンサＣ１側の電位を基準とした場合、電圧ＶＬが増大するほど電圧制御率ｋｓを低減する補正を行い、反対側の電位を基準とした場合、電圧ＶＬが増大するほど電圧制御率ｋｓを増大する補正を行う。これによって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が増大するときに電圧制御率ｋｓを増大する補正を行うことができる。

このように電圧ＶＬに基づいて補正を行えば次の場合に比して制御を簡易にできる。即ち、直流電圧Ｖｄｃに対して例えばフィルタ処理などを行って直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を抽出し、この高調波成分に基づいて補正を行う場合に比して制御を簡易にできる。この直流電圧Ｖｄｃは全波整流による脈動成分があるので、これを除いて高調波成分を抽出する必要がある。一方、電圧ＶＬは理想的には全波整流による脈動成分を有さないので、電圧ＶＬをそのまま用いることができる。したがって、本補正方法には高調波成分の抽出という処理が不要であり、制御を簡易にすることができる。

２−４．制御部
図１に示すように、本電力変換装置にはコンデンサ電圧検出部５とリアクトル電圧検出部６が設けられる。コンデンサ電圧検出部５はコンデンサＣ１の両端電圧（直流電圧Ｖｄｃ）を検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。コンデンサ電圧検出部５によって検出される直流電圧Ｖｄｃは電圧制御率ｋｓの補正に用いられる。

リアクトル電圧検出部６はリアクトルＬ１の電圧ＶＬを検出し、例えばこれにアナログ／デジタル変換を施して、制御部４に出力する。ここでは一例として、電圧ＶＬはリアクトルＬ１の両端の電位のうちコンデンサＣ１側の電位を基準とした電圧である。リアクトル電圧検出部６によって検出される電圧ＶＬは電圧制御率ｋｓの補正に用いられる。

制御部４は図２に例示するように、電圧指令生成部４１と、電圧制御率補正部４２と、スイッチング信号生成部４３とを備えている。

制御部４は例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部４はこれに限らず、制御部４によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

電圧指令生成部４１は、電力変換器３の出力電圧についての指令を生成し、この指令を例えば制御部４に備わる不図示の記録媒体（以下、バッファメモリと呼ぶ）に書き込む。電圧指令生成部４１は任意の手法を用いて当該指令を生成すればよいものの、以下に一例について説明する。ここでは誘導性負荷Ｍ１として例えば磁石埋め込み形の同期電動機を採用した場合について述べる。

図２では、電圧指令生成部４１は例えば回転速度制御部４１０と、電流制御部４１１とを備えている。回転速度制御部４１０は、回転機Ｍ１の回転速度ωと、その回転速度ωについての回転速度指令ω*とを入力する。回転速度ωは任意の回転速度検出部（不図示）によって検出され、回転速度指令ω*は例えば外部のＣＰＵ（不図示）などによって生成される。

回転速度制御部４１０は減算器４１ＡとＰＩ制御部４１Ｂとを備えている。減算器４１Ａは回転速度指令ω*から回転速度ωを減算して回転速度についての偏差を出力する。ＰＩ制御部４１Ｂは当該偏差を入力し、いわゆる比例積分制御を行って電流振幅指令Ｉａ*を生成する。電流振幅指令Ｉａ*とは電力変換器３が出力する交流電流の振幅についての指令である。

電流制御部４１１は、例えば回転機Ｍ１の回転に同期して回転するｄｑ軸回転座標系における公知の電圧方程式に基づいて、ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを生成する。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とは、電力変換器３が出力する交流電圧をｄｑ軸回転座標系に表したときの電圧のｄ軸成分（ｄ軸電圧）についての指令であり、ｑ軸電圧指令Ｖｑ*とは、当該電圧のｄ軸成分（ｄ軸電圧）についての指令である。

電流制御部４１１は例えばｄ軸電流指令生成部４１Ｃとｑ軸電流指令生成部４１Ｄと減算部４１Ｅ，４１Ｆ，４１ＭとＰＩ制御部４１Ｇ，４１Ｈと乗算部４１Ｊ，４１Ｋ，４１Ｌと加算部４１Ｎ，４１Ｐとを備える。

ｄ軸電流指令生成部４１Ｃは電流振幅指令Ｉａ*を入力し、この電流振幅指令Ｉａ*に−ｓｉｎβを乗算してｄ軸電流指令Ｉｄ*を生成する。ｄ軸電流指令Ｉｄ*とは、電力変換器３が出力する交流電流をｄｑ軸回転座標系に表したときの電流のｄ軸成分（ｄ軸電流）についての指令である。また、ここでいうβはｄｑ軸回転座標系のｑ軸に対する当該電流の位相角であり、例えば外部からｄ軸電流指令生成部４１Ｃに入力される。

ｑ軸電流指令生成部４１Ｄは電流振幅指令Ｉａ*を入力し、この電流振幅指令Ｉａ*にｃｏｓβを乗算してｑ軸電流指令Ｉｑ*を生成する。ｑ軸電流指令は当該電流のｑ軸成分（ｄ軸電流）についての指令である。位相角βはｑ軸電流指令生成部４１Ｄにも入力される。

減算部４１Ｅはｄ軸電流指令Ｉｄ*とｄ軸電流Ｉｄとを入力する。ｄ軸電流Ｉｄは任意の検出部（不図示）によって検出される。例えば回転機Ｍ１を流れる三相の交流電流を任意の手法を用いて検出し、これらに公知の座標変換を行うことでｄ軸電流Ｉｄが検出される。減算部４１Ｅはｄ軸電流指令Ｉｄ*からｄ軸電流Ｉｄを減算してその偏差ΔＩｄを出力する。

減算部４１Ｆはｑ軸電流指令Ｉｑ*とｑ軸電流Ｉｑとを入力する。ｑ軸電流Ｉｑはｄ軸電流Ｉｄと同様に任意の検出部によって検出されるので繰り返しの説明を避ける。減算部４１Ｆはｑ軸電流指令Ｉｑ*からｑ軸電流Ｉｑを減算してその偏差ΔＩｑを出力する。

なお図２の例示では、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑは無駄時間系要素４１Ｑを介してそれぞれ減算部４１Ｅ，４１Ｆに入力される。この無駄時間系要素４１Ｑは、制御部４が例えばデジタル制御を行うことによる離散値系の無駄時間Ｔ０を表現したものである。つまり、交流電流の検出タイミングから、検出された交流電流が電流制御部４１１によって電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*に反映されるタイミングまでの時間差を表現したものである。この無駄時間Ｔ０については後に述べる。

偏差ΔＩｄ，ΔＩｑはそれぞれＰＩ制御部４１Ｇ，４１Ｈに入力される。ＰＩ制御部４１Ｇ，４１Ｈは公知の比例積分制御を行ってその結果を出力する。

乗算部４１Ｊはｄ軸電流Ｉｄと回転速度ωとを入力し、ｄ軸電流Ｉｄと回転速度ωと回転機Ｍ１のｄ軸インダクタンスＬｄとを乗算する。乗算部４１Ｋはｑ軸電流Ｉｑと回転速度ωとを入力し、ｑ軸電流Ｉｑと回転速度ωと回転機Ｍ１のｑ軸インダクタンスＬｑとを乗算する。

乗算部４１Ｌは回転速度ωを入力し、回転速度ωと誘起電圧係数Ｋｅとを乗算する。誘起電圧係数Ｋｅは同期電動機の永久磁石による鎖交磁束に基づく値であって、当該鎖交磁束が高いほど高い値を採る。よって乗算部４１Ｌは誘起電圧の値を出力する、とも理解できる。

減算部４１ＭはＰＩ制御部４１Ｇの出力から乗算部４１Ｋの出力（ω・Ｌｑ・Ｉｑ）を減算してｄ軸電圧指令Ｖｄ*を出力する。加算部４１ＮはＰＩ制御部４１Ｈの出力と乗算部４１Ｊの出力（ω・Ｌｄ・Ｉｄ）とを加算して加算部４１Ｐに出力し、加算部４１Ｐは加算部４１Ｎの出力と乗算部４１Ｌの出力（ω・Ｋｅ）とを加算してｑ軸電圧指令Ｖｑ*を出力する。

以上のようにして電流制御部４１１は例えばｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを出力する。

電圧制御率補正部４２は、第１補正部４２０と第２補正部４２１とを備えている。第１補正部４２０はコンデンサ電圧検出部５によって検出された直流電圧Ｖｄｃと、外部からの電圧制御率指令ｋｓ***とを入力する。電圧制御率指令ｋｓ***は電圧制御率ｋｓについての指令であって、その初期値は例えば１である。第１補正部４２０は直流電圧Ｖｄｃが大きいほど電圧制御率指令ｋｓ***を低減する補正を行って、電圧制御率指令ｋｓ**を生成する。

図２では例えば第１補正部４２０は除算部４２Ａを備える。除算部４２Ａは電圧制御率指令ｋｓ***を、直流電圧Ｖｄｃ（ただし、整流部１に入力される交流電圧の振幅で規格化した値）で除算する補正を行って、電圧制御率指令ｋｓ**を出力する。

なお図２の例示では、直流電圧Ｖｄｃは無駄時間系要素４２Ｄを介して除算部４２Ａに入力されている。この無駄時間系要素４２Ｄは、直流電圧Ｖｄｃの検出のタイミングから、検出された直流電圧Ｖｄｃが制御に反映されるタイミングまでの時間差（無駄時間）Ｔ１を表現したものである。この無駄時間Ｔ１については後に述べる。

第２補正部４２１は電圧制御率指令ｋｓ**とリアクトル電圧検出部６によって検出された電圧ＶＬとを入力する。第２補正部４２１は直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が大きいほど電圧制御率ｋｓ**を増大する補正を、電圧ＶＬを用いて行って、電圧制御率指令ｋｓ*を生成する。第２補正部４２１この電圧制御率指令ｋｓ*をバッファメモリに書き込む。

図２では例えば第２補正部４２１はゲイン部４２Ｂと減算部４２Ｃとを備えている。ゲイン部４２Ｂは電圧ＶＬに所定値Ｋ（＞０）を乗算し、これを補正値として減算部４２Ｃへと出力する。減算部４２Ｃは電圧制御率指令ｋｓ**から当該補正値を減算する。電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分とは逆相の高調波成分が現れるので、電圧制御率指令ｋｓ**から補正値（Ｋ・ＶＬ）を減算することで、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が高いときに電圧制御率指令ｋｓ*を増大させることができる。

なお、電圧ＶＬの基準電位として、リアクトルＬ１の両端のうちコンデンサＣ１側の端の電位を採用しているものの、交流電源Ｅ１側の端の電位を採用してもよい。この場合、電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分と同相の高調波成分が現れる。よって減算部４２Ｃの替わりに加算部を設け、電圧制御率指令ｋｓ**に当該補正値（Ｋ・ＶＬ）を加算すると良い。これによっても、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が高いときに電圧制御率指令ｋｓ*を増大させることができる。

また図２の例示では、電圧ＶＬはゲイン部４２Ｂと無駄時間系要素４２Ｅとを介して減算部４２Ｃに入力されている。この無駄時間系要素４２Ｅは、電圧ＶＬの検出のタイミングから、検出された電圧ＶＬが制御に反映されるタイミングまでの時間差（無駄時間）Ｔ２を表現したものである。この無駄時間Ｔ２については後に述べる。

スイッチング信号生成部４３はｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*と電圧制御率指令ｋｓ*とを入力する。言い換えれば、スイッチング信号生成部４３は、バッファメモリに書き込まれたｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*と電圧制御率指令ｋｓ*を読み出す。そして、スイッチング信号生成部４３はこれらに基づいて電力変換器３に与えるスイッチング信号を生成する。スイッチング信号生成部４３は例えばｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とにそれぞれ電圧制御率指令ｋｓ*を乗算し、乗算した後のｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とに公知の座標変換を行って、三相の電圧指令を生成する。そして例えば、三相の電圧指令と所定のキャリアとの比較に基づいてスイッチング信号を生成する。

２−５．検出タイミング
図３は、直流電圧Ｖｄｃを検出する検出タイミングと、電圧ＶＬを検出する検出タイミングと、制御が更新される更新タイミングとを示している。以下に詳細に説明する。

ここでは一例として、スイッチング信号生成部４３において三相の電圧指令と比較されるキャリアＣ２が最小値を採るタイミングと、キャリアＣ２が最大値を採るタイミングとの各々において、制御を更新する。ここでいう制御の更新とは、電力変換器３に与えられるスイッチング信号の更新を意味する。なおここでは、例えばキャリアＣ２と比較される電圧指令（以下、比較指令と呼ぶ）の更新を制御の更新と把握することもできる。なぜならキャリアＣ２が最小値及び最大値の各々を採るタイミングで比較指令が更新されれば、その直後のキャリアＣ２の半周期において更新されたスイッチング信号が電力変換器３に与えられ、これに基づいた出力電圧が出力されるからである。

図３では、キャリアＣ２が最大値および最小値の各々を採るタイミングを時点ｔ０〜ｔ４で示している。よって時点ｔ０〜ｔ４は電圧指令の（あるいはスイッチング信号の）更新タイミングと把握できる。

また一例として図３では、キャリアＣ２が最小値及び最大値の各々を採るタイミングの直後において、直流電圧Ｖｄｃの検出が開始される。図３では、直流電圧Ｖｄｃの検出を開始する検出タイミングを、キャリアＣ２の最大値及び最小値の各々の近傍を始点とする実線の矢印で示している。ただし、直流電圧Ｖｄｃの検出はキャリアＣ２が最大値及び最大値の各々を採るタイミングで開始されてもよい。図３中の期間ｔ１１は直流電圧Ｖｄｃの検出に要する時間であって、例えばアナログ／デジタル変換に要する時間である。期間ｔ１１に続く期間ｔ１２は、直流電圧Ｖｄｃに基づいた電圧制御率指令ｋｓ***の補正に要する時間であり、この補正により電圧制御率指令ｋｓ**が生成される。期間ｔ１２に続く期間ｔ１３は、バッファメモリに電圧制御率指令ｋｓ**を書き込むのに要する時間である。

リアクトルＬ１の電圧ＶＬは直流電圧Ｖｄｃの検出の後に検出される。一例として、電圧ＶＬの検出は、キャリアＣ２が最大値及び最小値の各々を採る時点から、キャリアＣ２の１／４周期が経過した時点で開始される。図３では、電圧ＶＬの検出を開始する検出タイミングを、点線の矢印で示している。図３中の期間ｔ２１は電圧ＶＬの検出に要する時間であって、例えばアナログ／デジタル変換に要する時間である。期間ｔ２１に続く期間ｔ２２は電圧ＶＬに基づいた電圧制御率指令ｋｓ**の補正に要する時間であり、この補正により電圧制御率指令ｋｓ*が生成される。期間ｔ２２に続く期間ｔ２３は電圧制御率指令ｋｓ*をバッファメモリに書き込むのに要する時間である。

なお直流電圧Ｖｄｃの検出が開始されてから電圧制御率指令ｋｓ*がバッファメモリに書き込まれるまでの期間が、更新タイミングの間隔（時刻ｔ１〜ｔ４の相互間の間隔）よりも短くなるように、更新タイミングの間隔、直流電圧Ｖｄｃの検出タイミング及び電圧ＶＬの検出タイミングを設定することが望ましい。これによって、各更新タイミングにおいて、常に更新された電圧制御率指令ｋｓ*を用いて制御を更新できる。

図３では無駄時間Ｔ１，Ｔ２が示されている。無駄時間Ｔ１は直流電圧Ｖｄｃに基づく制御についての無駄時間であって、直流電圧Ｖｄｃの検出タイミングから次の更新タイミングまでの期間である。無駄時間Ｔ２は電圧ＶＬに基づく制御についての無駄時間であって、電圧ＶＬの検出タイミングから次の更新タイミングまでの期間である。

図２の例示では、この無駄時間Ｔ１，Ｔ２に基づいて、無駄時間系要素４２Ｅ，４２Ｄが示されている。

さて本制御方法によれば、直流電圧Ｖｄｃの検出の後に電圧ＶＬが検出され、その後に、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧ＶＬに基づいて更新された電圧制御率指令ｋｓ*が制御に反映される。したがって、無駄時間Ｔ１は無駄時間Ｔ２よりも長い。これによってより適切に直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減することができ、制御を安定化することができる。その理由は以下の通りである。

全波整流による直流電圧Ｖｄｃの脈動の周波数（脈動周波数）はＮ相交流電圧の周波数（例えば５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の２Ｎ倍の周波数（例えば３００Ｈｚ又は３６０Ｈｚ）である。

一方、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分は例えば電力変換器３のスイッチング動作などに起因して生じるものであり、特にＬＣフィルタの共振周波数に近い周波数成分ほど高くなる。このＬＣフィルタの共振周波数（例えば５００Ｈｚから１ｋＨｚ程度）は、直流電圧Ｖｄｃの脈動を増大させないように、脈動周波数よりも十分に高く設定される。

したがって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分は比較的短期間で変動し、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分は比較的長期間で変動する。よって電圧ＶＬの検出から更新タイミングまでの無駄時間Ｔ２を、直流電圧Ｖｄｃの検出から更新タイミングまでの無駄時間Ｔ１よりも短くすることで、その逆の場合に比べて、適切に高調波成分を低減できる。

また無駄時間Ｔ１，Ｔ２が互いに等しければ、直流電圧Ｖｄｃの脈動成分の１周期に対する無駄時間Ｔ２の割合は、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分の１周期に対する無駄時間Ｔ１の割合よりも大きい。この割合が大きい無駄時間が制御帯域を決定するので、無駄時間の影響が大きい電圧ＶＬに基づく制御についての無駄時間Ｔ２を、無駄時間Ｔ１よりも短くすることで、その逆の同じ場合に比べて、制御帯域を向上でき、制御を安定化することができる。

なお本実施の形態のようにキャリアＣ２に同期して制御する必要はなく、要するに、次のように制御すればよい。即ち、スイッチング信号が入力される一のタイミングの以後に直流電圧Ｖｄｃを検出し、一のタイミングの後の直流電圧Ｖｄｃの検出の後であって、一のタイミングの次にスイッチング信号が入力される他のタイミングの前に、電圧ＶＬを検出し、直流電圧Ｖｄｃに基づいて電圧制御率ｋｓ*を補正して電圧制御率指令ｋｓ**を生成し、電圧ＶＬに基づいて電圧制御率指令ｋｓ**を補正して、電圧制御率指令ｋｓ*を生成し、他のタイミングにおいて電圧制御率指令ｋｓ*に基づいて生成したスイッチング信号を電力変換器３へと与えればよい。

また本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃよりも後に電圧ＶＬを検出しているものの、必ずしも直流電圧Ｖｄｃを比較対象とする必要はない。電力変換装置における電流又は電圧たる状態量を検出し、この状態量に基づいて比較指令を更新する場合、この状態量の検出よりも後に電圧ＶＬを検出すると良い。これによって、電圧ＶＬが状態量の検出よりも前に検出される場合に比して、電圧ＶＬに基づく制御についての無駄時間Ｔ２を低減できるので、制御を安定化することができる。

２−６．電圧制御率を補正することの効果
本実施の形態では、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧ＶＬに基づいて電圧制御率ｋｓに補正を行っているものの、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧ＶＬに基づいて電流振幅指令Ｉａ*（図２参照）に補正を行うことも考えられる。より詳細には、直流電圧Ｖｄｃが脈動によって増大するほど電流振幅指令Ｉａ*を低減させる。これによって、電力変換器３の出力電圧の振幅の脈動を低減できる。また電圧ＶＬに基づいて、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分（電圧ＶＬの逆相）が増大するほど電流振幅指令Ｉａ*を増大させる。これによって電力変換器３からの出力電力が増大するので、直流電圧Ｖｄｃを低減することができる。よって直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減できる。

しかしながら電圧制御率ｋｓを補正することは、電流振幅指令Ｉａ*を補正するよりも、より適切な直流電圧Ｖｄｃの高調波成分の低減に資する。この点について以下に詳述する。

図３の例示では、電力変換器３から出力される交流電流を検出するタイミングが一点差線の矢印で示されている。図３では、直流線ＬＨ，ＬＬを流れる直流電流Ｉｄｃに基づいて交流電流（ひいてはｄ軸電流、ｑ軸電流）が検出される場合が例示されており、直流電流Ｉｄｃも示されている。直流電流Ｉｄｃに基づいて交流電流（ｄ軸電流、ｑ軸電流）を検出する方法は公知技術であって、本発明の本質とは無関係であるので、詳細な説明は省略する。

図３中の期間ｔ３１は直流電流Ｉｄｃの検出に要する時間であり、例えばアナログ／デジタル変換に要する時間である。期間ｔ３１に続く期間ｔ３２は交流電流に基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*を生成するのに要する時間である。期間ｔ３２に続く期間ｔ３３はｄ軸電圧指令Ｖｄ*及びｑ軸電圧指令Ｖｑ*をバッファメモリに書き込むのに要する時間である。ｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とは上述のように比較的多くの演算処理を経て生成されるので、期間ｔ３２は期間ｔ１２，ｔ２２に比べて長く、図３の例示ではキャリアＣ２の半周期よりも長い。

よって更新タイミングのいくつか（例えば時点ｔ２，ｔ４、以下、同様）においては、未更新のｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを用いて比較指令が生成がされる。

したがって、本制御方法とは異なって、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧ＶＬに基づく補正を電流振幅指令Ｉａ*に対して行う場合、その補正は更新タイミングのいくつかにおいて制御に反映されない。

一方、本制御方法では、直流電圧Ｖｄｃおよび電圧ＶＬに基づく補正を電圧制御率ｋｓに対して行う。よって、たとえ更新タイミングのいくつかにおいてｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*が更新されなくても、その更新タイミングにおいて、電圧制御率ｋｓの更新は反映される。

これは特に、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分の低減に資する。なぜなら、上述の通り直流電圧Ｖｄｃの高調波成分は比較的高い周波数を有するので、これを適切に低減するには、比較的短い間隔で電圧ＶＬに基づいた電圧制御率指令ｋｓ*の更新を制御に反映させる必要があるからである。本制御方法によれば、無駄時間Ｔ０の長い電流制御とは無関係に、比較的短い無駄時間Ｔ２で電圧ＶＬに基づいた電圧制御率指令ｋｓ*の更新を制御に反映できるので、適切に直流電圧Ｖｄｃの高調波成分を低減することができる。

３．リアクトルの両端電圧の検出タイミングの決定
電圧ＶＬの検出タイミングを決定する方法について述べる。ここでは、電圧ＶＬに対するＶＬ制御系についての無駄時間Ｔ２を決定する。ただし、無駄時間Ｔ２は無駄時間Ｔ１よりも短く設定されることが前提である。

図４は図１の電力変換装置の等価回路を示している。図４の例示では、誘導性負荷Ｍ１も含めて電力変換器３以降の後段を電流源として把握している。また交流電源Ｅ１と整流部１との間の電源インピーダンスもＬＣフィルタの共振周波数に影響するため、図４の等価回路においては、電源インピーダンスも示されている。

ここで、電源インピーダンスの抵抗値およびインダクタンス、リアクトルＬ１のインダクタンスおよびコンデンサＣ１の静電容量をそれぞれｒ，ｌ，Ｌ，Ｃで示し、またリアクトルＬ１に流れる電流、コンデンサＣ１に流れる電流および電流源に流れる電流をそれぞれＩＬ，Ｉｃ，Ｉｏで示す。これらの諸量は図４において、対応する構成に隣接して示されている。

図５はＶＬ制御系についてのブロック線図を示している。本制御方法では、電圧ＶＬに基づく電圧制御率ｋｓの補正によって、直流電圧Ｖｄｃの高調波成分（電圧ＶＬの逆相）を低減する。よって直流電圧Ｖｄｃの高調波成分、即ち電圧ＶＬを、目標値に近づける制御を行うフィードバックの概念が存在する。ここでは、ＶＬ制御系の安定性を考慮するので、図５において電圧ＶＬのフィードバック制御系のブロック線図が示される。

図５のブロック線図に対して公知の変換を行うと、図６〜図８のブロック線図が導かれる。図７のブロック線図を微分系要素と、無駄時間系要素と、２次遅れ系要素とに分割して示すと、図９のブロック線図が導かれる。図９では微分系要素、無駄時間系要素、２次遅れ系要素をそれぞれＧ１〜Ｇ３で示している。以下では、各要素の伝達関数も同じ符号を用いて表現する。この伝達関数Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３の積は一巡伝達関数Ｇ４を示す。

図１０は、伝達関数Ｇ１〜Ｇ３と一巡伝達関数Ｇ４とについてのボード線図を表している。図１０のボート線図は、インダクタンスＬ、静電容量Ｃ、電源インピーダンスの抵抗値ｒ、インダクタンスｌをそれぞれ０．５ｍＨ、４０μＦ、０．１９Ω、０．２３ｍＨに設定し、減衰係数ξを０．５に設定したときの、シミュレーション結果である。なお減衰係数ξは所定値Ｋを決定する。より詳細には図８の２次遅れ系の伝達関数において、周知の関係式を用いて、減衰係数ξにより所定値Ｋが決定される。また図１０では一例として無駄時間Ｔ２が８３μ秒である場合のシミュレーション結果が示されている。ここではこの無駄時間Ｔ２を決定する方法について説明する。

伝達関数Ｇ２は無駄時間系要素Ｇ２の伝達関数なので、そのゲインは図１０に示されるように周波数ｆによらずにゼロである。つまり一巡伝達関数Ｇ４のゲインは、伝達関数Ｇ１のゲインと伝達関数Ｇ３のゲインとの和で決定され、無駄時間Ｔ２には依存しない。

伝達関数Ｇ１は微分系要素Ｇ１の伝達関数なので、そのゲインは周波数ｆの増大に比例して増大し、その傾斜はいずれも既知の所定値ＫおよびインダクタンスＬに基づいて決定される。伝達関数Ｇ３のゲインは周知の２次遅れ系の波形を有し、いずれも既知の所定値Ｋ、インダクタンスＬ，ｌおよび抵抗値ｒによって決定される。図１０の例示では、伝達関数Ｇ３のゲインは周波数ｆの増大と共に増大し、折点周波数（ここでは８００Ｈｚ付近）においてピークを採った後に低減する。

伝達関数Ｇ１，Ｇ３を既知の諸量に基づいて算出することができるので、ＶＬ制御系の一巡伝達関数Ｇ４のゲインを算出することができる。図１０の例示では、一巡伝達関数Ｇ４のゲインは周波数ｆの増大に伴って増大し、ピークを経た後に、低減する。

ＶＬ制御系を安定させるには、一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度を採るときのゲインが小さいことが望ましい。例えば一巡伝達関数Ｇ４のゲインが−１０ｄＢよりも小さい所望の値を採るときの一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度を採れば、ゲイン余裕を１０ｄＢよりも大きく設定できる。ゲイン余裕とは、一巡伝達関数の位相が−１８０度を採るときのゲインの絶対値であって、これが大きいほど制御が安定する。

そこで、一巡伝達関数Ｇ４のゲインが所望の値を採るときの位相が−１８０度を採るように、無駄時間Ｔ２を決定する。以下に詳細に説明する。

一巡伝達関数Ｇ４のゲインが所望の値（図１０では約−１３ｄＢ）を採るときの周波数として周波数ｆ１を採用する。この周波数ｆ１はＬＣフィルタの共振周波数（ここでは電源インピーダンスも含み、約９３０Ｈｚ）よりも高く、ここでは約３ｋＨｚ程度に選定される。

よって、この周波数ｆ１における一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度を採ればよい。そこでまず伝達関数Ｇ１〜Ｇ３の位相について考慮する。伝達関数Ｇ１の位相は常に９０度をとる。なぜなら微分系要素Ｇ１の周波数応答は実数の項を有さず正の虚数の項を有するからである。よって周波数ｆ１における伝達関数Ｇ１の位相は９０度である。

伝達関数Ｇ３の位相は低周波領域においてほぼ零を採り、折点周波数よりも小さい周波数から低減して折点周波数で−９０度を採り、続けて低減して−１８０度へと漸近する。図１０の例示では、伝達関数Ｇ３の位相は、周波数が１ｋＨｚ程度よりも大きい周波数領域で−１８０度に漸近する程度が高い。よって周波数ｆ１における伝達関数Ｇ３の位相は−１８０度を採ると近似して解することができる。

周波数ｆ１における伝達関数Ｇ１の位相と伝達関数Ｇ３の位相との和は−９０度となるので、周波数ｆ１における伝達関数Ｇ２の位相が−９０度となれば、周波数ｆ１における一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度となる。そこで周波数ｆ１において、伝達関数Ｇ２の位相が９０度を採るように、無駄時間Ｔ２を決定する。伝達関数Ｇ２は無駄時間系要素Ｇ２の伝達関数なので、その位相Ａは以下の式で表される。

Ａ＝−Ｔ２・２π・ｆ ・・・（１）
式（１）から理解できるように、位相Ａは周波数ｆに比例して低減し、その比例係数は無駄時間Ｔ２が大きいほど大きい。図１１は無駄時間Ｔ２を異ならせた場合の伝達関数Ｇ２の位相Ａを示している。図１１では無駄時間Ｔ２が８３μｓ，１６６μｓであるときの位相Ａがそれぞれ実線および破線の曲線で示されている。

ここでは周波数ｆ１において位相Ａが−９０度（−π／２）になればよいので、ｆ１＝−π／２を式（１）に代入すると、無駄時間Ｔ２は以下の式で表される。

Ｔ２＝１／４／ｆ１・・・（２）
つまり周波数ｆ１の逆数を４で除算した値に無駄時間Ｔ２を設定する。これによって、周波数ｆ１における伝達関数Ｇ２の位相を−９０度にすることができる。よって、一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度を採るときのゲインを所望の値にすることができる。

図１０を参照して、周波数ｆが周波数ｆ１よりも大きい周波数では一巡伝達関数Ｇ４のゲインは所望の値よりも小さい。よってこの周波数で一巡伝達関数Ｇ４の位相が−１８０度を採ってもよい。したがって、無駄時間Ｔ２は、周波数ｆ１の４倍以上の値の逆数に設定されればよい。

なお一巡伝達関数Ｇ４のゲインを図７の２次遅れ系要素の伝達関数Ｇを用いて表現することができる。図７を参照して、無駄時間系要素の伝達関数に含まれる所定値Ｋを削除し、この所定値Ｋへと伝達関数Ｇへと盛り込めば、伝達関数Ｇに所定値Ｋを乗算した伝達関数が導かれる。図７，９の比較から理解できるように、この伝達関数のゲインは一巡伝達関数Ｇ４のゲインと等しい。また図７から分かるように、伝達関数Ｇは電流Ｉｏに対する電圧ＶＬの伝達関数であので、一巡伝達関数Ｇ４のゲインは、電力変換器３へと入力される電流Ｉｏに対する電圧ＶＬの伝達関数Ｇに、所定値Ｋを乗算した伝達関数のゲインである、と表現できる。

３−１．補足
ここでは簡単のために図４の等価回路を用いて説明したため、一巡伝達関数Ｇ４のゲインは電力変換器３から出力される交流電流（以下、出力電流とも呼ぶ）に影響されない。しかしながら、実際には第２の実施の形態において図１５を参照して述べるように、一巡伝達関数のゲインは出力電流の振幅が大きいほど大きく、一巡伝達関数の位相は出力電流の振幅に依存しない。

よって無駄時間Ｔ２の決定においても、出力電流の振幅による一巡伝達関数のゲインの増大を考慮して、周波数ｆ１を規定する値（例えば−２０ｄＢ）を選定してもよい。

より詳細には、一巡伝達関数は、第２の実施の形態で述べるように、√（３／２）・Ｉｒｍｓ（ただしＩｒｍｓは出力電流の実効値）と図９の関数Ｇ４との積である。よって、実効値Ｉｒｍｓが最大定格の実効値Ｉｍａｘであるときであっても、ゲイン余裕が所望の値以上となるように周波数ｆ１を規定する値を選定する。つまり予め周波数ｆ１を規定するゲインの値を低めに見積もるのである。例えばゲイン余裕を所望の値ｇ（例えば１０ｄＢ）以上にする場合には、所望の値ｇの負の値（−１０ｄＢ）よりも√（３／２）・Ｉｍａｘのゲインの分低い値を、周波数ｆ１を規定する所望の値として選定する。

或いは、関数Ｇ４に√（３／２）・Ｉｍａｘを乗算した一巡伝達関数のゲインを算出し、このゲインが所望の値ｇを採るときの周波数ｆを周波数ｆ１として採用すればよい。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態にかかる電力変換装置の概念的な構成は図１の電力変換装置と同一である。ここでは、電力変換器３の負荷変動に起因して、ＶＬ制御系が不安定になることを課題とし、これを解決することを目的とする。

第２の実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に直流電圧Ｖｄｃによる電圧制御率ｋｓの補正と、電圧ＶＬによる電圧制御率ｋｓの補正との両方を行う。ただし、第１の実施の形態のように、電圧ＶＬの検出タイミングを直流電圧Ｖｄｃの検出タイミングよりも更新タイミングに近づける必要は必ずしもない。

第１の実施の形態では、説明を簡単にするために、図４の簡易的な等価回路を用いて説明した。ここでは図１２に示すように、電力変換器３を、電流源と電圧源とに分離して把握する。誘導性負荷Ｍ１は電流源として把握される。

かかる等価回路において、電力変換器３に入力される直流電圧Ｖｄｃと、電力変換器３の出力電圧の振幅Ｖｍとは、以下の式を満たす。

Ｖｍ＝ｋｓ・Ｖｄｃ ・・・（３）
また理想的には電力変換器３の入力側の電力と出力側の電力とは互いに等しい。ここでは簡単のために電力変換器３の出力側の力率（いわゆる負荷力率）を１と仮定すると、以下の式が成立する。

√３・Ｖｒｓｍ・Ｉｒｍｓ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ ・・・（４）
Ｖｒｍｓは電力変換器３の出力電圧の実効値であり、Ｉｒｍｓは電力変換器３の出力電流の実効値であり、Ｉｄｃは電力変換器３に入力される直流電流である。ここでは一例として電力変換器３が三相の交流電圧を出力する態様を想定している。よって、式（４）の左辺には√３が因数として存在する。また等価回路の電流Ｉｏ１は実効値として把握され、実効値Ｉｒｍｓと等しいと解される。後に説明するブロック線図では等価回路の電流Ｉｏ１を用いる。

また出力電圧の振幅Ｖｍと実効値Ｖｒｍｓとは次式を満たす。

Ｖｍ＝√２・Ｖｒｍｓ ・・・（５）
式（３）〜式（５）を用いて、実効値Ｖｒｍｓと振幅Ｖｍとを消去すると、以下の式が導かれる。

√（３／２）・ｋｓ・Ｖｄｃ・Ｉｒｍｓ＝Ｖｄｃ・Ｉｄｃ ・・・（６）
両辺にそれぞれ直流電圧Ｖｄｃの逆数を乗算すると以下の式が導かれる。

√（３／２）・ｋｓ・Ｉｒｍｓ＝Ｉｄｃ ・・・(７)
第２の実施の形態においても、電圧ＶＬに基づく補正が行われる。よってｋｓを（ｋｓ−ｋ・ＶＬ）で置き換える。また電圧ＶＬに基づく補正の有無を明確にすべく、当該補正がなされたときの直流電流ＩｄｃをＩｄｃ’で表現すると、以下の式が導かれる。

√(３/２)・ks・Irms−√(３/２)・Irms・(K・VL)=Idc' ・・・（８）
式（８）の左辺の第１項は直流電流Ｉｄｃ’の直流成分であり、式（７）から理解できるように補正をしない場合の直流電流Ｉｄｃである。よって以下の式が導かれる。

Ｉｄｃ−√（３／２）・Ｉｒｍｓ・（Ｋ・ＶＬ）＝Ｉｄｃ’ ・・・（９）
式（９）の左辺の第２項は電圧制御率ｋｓに対する補正値（Ｋ・ＶＬ）を因数として含んでいるので、電圧ＶＬに基づく補正による変動成分である。また電圧ＶＬには直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が現れるので、第２項は直流電圧Ｖｄｃの高調波成分に基づく変動成分と把握することができる。この第２項は出力電流の実効値Ｉｒｍｓも因数として含む。

このように、電圧ＶＬに基づいて電圧制御率ｋｓを補正することは、直流電流Ｉｄｃに対して補正を行うこととなる。そしてそれは必然的に実効値Ｉｒｍｓの影響を受けることとなる。具体的には、電圧ＶＬに基づく補正値（Ｋ・ＶＬ）に実効値Ｉｒｍｓに基づく係数√（３／２）・Ｉｒｍｓを乗じた結果（積）を減算することで直流電流Ｉｄｃに補正を行うこととなる。

値（Ｋ・ＶＬ）に√（３／２）・Ｉｒｍｓを乗じた値が直流電流Ｉｄｃに対する補正量となるので、ＶＬ制御系のブロック線図は図１３で示すとおり、図６のブロック線図に対して√（３／２）・Ｉｒｍｓの要素が追加されることとなる。一巡伝達関数を求めるべく図１３のブロック線図を変換すると、図１４，図１５のブロック線図が導かれる。図１４，図１５のブロック線図はそれぞれ図７，８のブロック線図に対して√（３／２）・Ｉｏ１）＝√（３／２）・Ｉｒｍｓ）の要素Ｇ５が追加された構成を有する。なお以下では要素Ｇ５の伝達関数も同じ符号を用いて説明する。

図１５のブロック線図から理解できるように、この一巡伝達関数Ｇ４’のゲインは伝達関数Ｇ４のゲイン（伝達関数Ｇ１〜Ｇ３のゲインの和）と伝達関数Ｇ５（要素Ｇ５の伝達関数）のゲインとの和である。伝達関数Ｇ５は実効値Ｉｒｍｓ(=Io1)に比例するので、一巡伝達関数Ｇ４のゲインは実効値Ｉｒｍｓに応じて変動する。図１６は、実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときの、一巡伝達関数Ｇ４’のゲインと位相とを示す。図１６では実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときのゲインがそれぞれ一点差線、点線、実線で示されている。実効値Ｉｒｍｓは正であるので、図１６に示すように、実効値Ｉｒｍｓが大きいほどゲインは大きい。

一方、伝達関数Ｇ５は実数であるので、その位相は０度である。よって実効値Ｉｒｍｓが変動しても一巡伝達関数Ｇ４’の位相には影響を与えない。したがって、一巡伝達関数Ｇ４’の位相が−１８０度を採るときの周波数ｆ１は実効値Ｉｒｍｓには依存しない。

以上のように、周波数ｆ１は実効値Ｉｒｍｓによって変動しないものの、ゲインは実効値Ｉｒｍｓが増大するほど増大する。よって実効値Ｉｒｍｓが大きくなるほどゲイン余裕が小さくなり、制御の不安定を招きえる。

そこで、第２の実施の形態では、電圧制御率ｋｓを次のように補正する。即ち、出力電流の実効値Ｉｒｍｓが大きいほど、電圧制御率ｋｓを増大する補正を行う。例えば、実効値Ｉｒｍｓが大きいほど小さい補正値α（＜１）を導入し、電圧ＶＬと所定値Ｋとの積に補正値αを乗算した値を電圧制御率ｋｓから減算する。これを式で表すと以下の式が導かれる。

ｋｓ’＝ｋｓ−α・Ｋ・ＶＬ ・・・（１０）
ただしｋｓ’は補正後の電圧制御率である。補正値αは実効値Ｉｍｓが大きいほど小さいので、式（１０）の右辺の第２項は実効値ｒｍｓが大きいほど小さい。よって実効値Ｉｒｍｓが小さいほど電圧制御率ｋｓ’は増大する。このような補正を採用すれば、式（９）は以下の式に変更される。

Ｉｄｃ−√（３/２）・Ｉｒｍｓ・α・（Ｋ・ＶＬ）＝Ｉｄｃ'・・・（１１）
式（１１）の第２項が補正量となるので、かかる補正を採用したときのＶＬ制御系のブロック線図は図１７に示すように、図１３のブロック線図に対してαの要素が追加される。一巡伝達関数を求めるべく図１７のブロック線図を変換すると、図１８，１９のブロック線図が導かれる。図１８，１９のブロック線図は、それぞれ図１４，１５のブロック線図に対してαの要素Ｇ６が追加された構成を有する。なお以下では要素Ｇ６の伝達関数も同じ符号を用いて説明する。

したがって一巡伝達関数Ｇ４’’のゲインは関数Ｇ４のゲイン（伝達関数Ｇ１〜Ｇ３のゲインの和）に、伝達関数Ｇ５のゲインと伝達関数Ｇ６のゲインとを加えたものとなる。

伝達関数Ｇ５のゲインはＩｒｍｓのゲインが大きいほど大きい。一方、補正値αは１よりも小さいので、伝達関数Ｇ６のゲインは負の値を有する。また補正値αは実効値Ｉｒｍｓが高いほど小さい値を採るので、伝達関数Ｇ６のゲインも実効値Ｉｒｍｓが高いほど小さい。したがって、実効値Ｉｒｍｓの増大に起因する一巡伝達関数Ｇ４’’のゲインの増大を抑制することができる。よって実効値Ｉｒｍｓの増大によるゲイン余裕の低減を抑制することができ、制御の安定に資することができる。

補正値αとして実効値Ｉｒｍｓの逆数を採用することが望ましい。言い換えれば、式（１０）より、電圧ＶＬと所定値Ｋと実効値Ｉｒｍｓの逆数との積を電圧制御率ｋｓから減算する補正を行うことが望ましい。これによって、図１９のブロック線図から理解できるように、補正値αと実効値Ｉｒｍｓとの乗算により実効値Ｉｒｍｓをキャンセルすることができる。よって、この場合、実効値Ｉｒｍｓの変動に起因して一巡伝達関数Ｇ４’’のゲインが変動することを回避できる。したがって、実効値Ｉｒｍｓが増大してもゲイン余裕が低減せず、制御の安定に資することができる。

なお、補正値αとして図１９のブロック線図において実効値Ｉｒｍｓをキャンセルしても、√（３／２）が残る。これはゲインのオフセットと見なすことができる。これもキャンセルする場合、補正値αとしては√（２／３）／Ｉｒｍｓを採用すると良い。これにより、伝達関数Ｇ５，Ｇ６のゲインの和が零となる。

なお、式（１２）の√３は式（４）の√３に起因する。よって電力変換器３が単相交流電圧を出力する場合には、補正値αとして√２／Ｉｒｍｓを採用するとよい。

また補正値αの望ましい値は、第１の実施の形態で述べた電流振幅指令Ｉａ*を補正する制御の考察からも求めることができる。この制御においては、出力電流の振幅Ｉａに対して、所定値Ｋと電圧ＶＬとの積を減算する補正が行われる。

またこの制御において簡単のために電圧制御率ｋｓが１であると仮定すると、図４の等価回路は妥当である。振幅Ｉａはこの等価回路における電流Ｉｏと見なすことができるので、補正後の電流ＩｏをＩｏ’で表すと、以下の式が成立する。

Ｉｏ’＝Ｉｏ−Ｋ・ＶＬ ・・・（１２）
式（１２）の右辺の第２項たる補正値には電流Ｉｏが存在しないので、補正値は電流Ｉｏによらずに一定である。

一方で、本制御方法において補正値αを用いた上述の補正では式（１１）が成立する。この式（１１）と式（１２）とが互いに等価となれば、電流についての補正値が電流によらずに一定となる。

ここで、図４の等価回路においては電力変換器３以降の後段を電流源として把握していることから、電流Ｉｏは、図１２の等価回路における直流電流Ｉｄｃに対応する。よって、式（１１）と式（１２）とを等しくするには、√（３/２）・Ｉｒｍｓ・α＝１を満たせばよい。これを変形すれば、α＝√（２／３）／Ｉｒｍｓが導かれる。

＜制御部の構成＞
図２０は第２の実施の形態にかかる制御部４の具体的な内部構成の一例を示す概念図である。図２０の制御部４は、第２補正部４２１の構成という点で図２の制御部４と相違する。

第２補正部４２１は補正部４２Ｆを更に備えている。補正部４２Ｆは電力変換器３が出力する出力電流の実効値Ｉｒｍｓを入力する。実効値Ｉｒｍｓは例えば実効値算出部４２Ｇによって算出される。図１８の例示では、実効値算出部４２Ｇはｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとを入力し、これらに基づいて実効値Ｉｒｍｓを算出する。

補正部４２Ｆは実効値Ｉｒｍｓが大きいほど電圧制御率指令ｋｓ**を低減する補正を行う。例えば補正部４２Ｆは実効値Ｉｍｓを入力し、実効値Ｉｍｓが大きいほど小さい補正値αを出力する。図１８の例示では補正部４２Ｆは除算部４２Ｈと乗算部４２Ｊとを備える。除算部４２Ｈは√（２／３）に実効値Ｉｒｍｓを除算し、その結果を補正値αとして乗算部４２Ｊに出力する。乗算部４２Ｊはゲイン部４２Ｂの出力（Ｋ・ＶＬ）を入力し、ゲイン部４２Ｂの出力（Ｋ・ＶＬ）に補正値αを乗算し、その結果（α・Ｋ・ＶＬ）を減算部４２Ｃへと出力する。これによって、式（１０）の補正が実行される。

なお電力変換器３の出力電流の振幅に基づく電圧制御率ｋｓの補正を第１の実施の形態に適用しても構わない。

１ 整流部
３ 電力変換器
５，６ 電圧検出部
Ｖｄｃ 直流電圧
ＶＬ リアクトルの電圧

インバータの負荷変動に起因して、ＶＬ制御系が不安定になる。

そこで、本願は、電力変換器の負荷変動に起因して、ＶＬ制御系が不安定になることを解決できる電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、入力される交流電圧を全波整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に整流電圧を出力する整流器(1)と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記整流器の全波整流による前記整流電圧の脈動を許容するコンデンサ(C1)と、前記コンデンサとＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、入力されるスイッチング信号に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換する電力変換器(3)とを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、前記リアクトルの電圧に基づいて、前記直流電圧の高調波成分が大きいほど前記交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令(ks**)を増大し、且つ、前記電力変換器(3)から出力される交流電流の振幅(Im)が大きいほど前記第１電圧制御率指令を低減するように補正して第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換器へと与える。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換器(3)から出力される交流電流の実効値(Irms)の逆数と前記リアクトルの電圧(VL)と所定値(K)とを乗算した値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記リアクトルの電圧ＶＬと前記所定値Ｋと前記電力変換器(3)から出力される交流電流の実効値Ｉｒｍｓとを用いて、Ｋ・√２／（√３・Ｉｒｍｓ）・ＶＬで表される補正値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様は、第１から第３の何れか一つの態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記スイッチング信号が入力される一のタイミングの以後に、前記電力変換装置における電圧又は電流たる状態量を検出し、前記一のタイミングの後の前記状態量の検出の後であって、前記一のタイミングの次に前記スイッチング信号が入力される他のタイミングの前に、前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、前記他のタイミングにおいて、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換器へと与える。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記状態量は前記直流電圧(Vdc)であって、前記第１電圧制御率指令(ks**)は前記直流電圧が脈動により増大するほど小さくなるように生成される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第４又は第５の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記第２電圧制御率指令(ks*)は、前記リアクトルの電圧(VL)に所定値(K)を乗算した値を前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算することで求められ、前記一のタイミングと前記他のタイミングとの間の前記リアクトルの電圧の検出タイミングと、前記他のタイミングとの間の無駄時間(T2)は、前記電力変換器に入力される電流(Io)に対する前記リアクトルの電圧の伝達関数(G)と前記所定値とを乗算した関数のゲインが予め設定された所望の値を採るときの周波数(f1)の４倍以上の値の逆数に設定される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様によれば、電力変換器が出力する交流電流の振幅の変動によるゲイン余裕の変動を理論的に回避することができ、しかもゲイン余裕のオフセットも解消される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様によれば、電力変換器が出力する交流電流の振幅の変動によるゲイン余裕の変動を理論的に回避することができる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様によれば、電力変換器が出力する交流電流の振幅の変動によるゲイン余裕の変動を理論的に回避することができ、しかもゲイン余裕のオフセットも解消される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第４の態様によれば、状態量の検出の前にリアクトルの電圧を検出する場合に比べて、リアクトルの電圧の検出タイミングと、他のタイミングとの間の無駄期間を低減できる。よって制御を安定化できる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第５の態様によれば、直流電圧が全波整流の脈動により増大するほど、電圧制御率指令が低減するように補正される。よって直流電圧が脈動により増大したときの、電力変換器の出力する交流電圧の振幅の増大を抑制することができる。
一方、直流電圧には例えば電力変換器の動作に起因して高調波成分が生じる。特にＬＣフィルタの共振周波数に近い周波数の高調波成分が高まる。このような高調波成分はＬＣフィルタを構成するリアクトルの電圧に現れる。
このように第５の態様によれば、直流電圧の高調波成分が大きいほど電圧制御率指令が高まるので、直流電圧の高調波成分が高いときに電力変換器の出力電力を増大できる。出力電圧が増大すれば直流電圧は低減するので、直流電圧の高調波成分を低減できる。
しかも、リアクトルの電圧の検出から、当該電圧を用いた補正が制御に反映されるまで、つまり直流電圧を用いた補正が反映された電圧制御率指令に基づいて生成したスイッチング信号が出力されるまで、の無駄期間は、直流電圧についての無駄時間よりも短い。
これによって、無駄時間の大小関係が逆である場合に比して、直流電圧の高調波成分をより適切に低減することができ、また制御を安定化できる。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様によれば、リアクトルの電圧に基づく制御系のゲイン余裕を所望の値よりも大きく設定することができる。

第１の実施の形態．
第１の実施の形態は、上述した課題とは別の課題を解決するためのものである。上述した課題については第２の実施の形態で述べる。第１の実施の形態では以下に詳述する課題を解決する。
特許文献１とは異なって、平滑コンデンサが直流リンクに設けられる場合には、平滑コンデンサの両端電圧はほぼ一定と見なすことができる。このような場合、インバータは一定の直流電圧を交流電圧に変換する。
一方、特許文献１では、コンデンサの静電容量が小さく、コンデンサの両端電圧はコンバータに入力される交流電圧の全波整流に伴う脈動成分を有する。したがってインバータに入力される直流電圧が脈動する。よって、直流電圧が一定であると仮定した従来の制御を用いてインバータが動作すれば、インバータが出力する交流電圧には直流電圧の脈動成分が重畳する。
そこで、全波整流による直流電圧の脈動に起因した出力交流電圧の振幅の脈動を抑制することが望まれる。
さらに特許文献１の直流電圧の高調波成分の抑制をも達成することが好ましい。つまり直流電圧の高調波成分を抑制しつつ、出力交流電圧の脈動を低減する制御が望まれる。また、その制御の安定性を向上することが望まれる。
そこで、第１の実施の形態では、直流電圧の高調波成分を抑制しつつ、その制御の安定性を向上する電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
１．電力変換装置の構成
図１に示すように、本電力変換装置は整流部１とコンデンサＣ１とリアクトルＬ１と電力変換器３とを備えている。

第２補正部４２１は電圧制御率指令ｋｓ**とリアクトル電圧検出部６によって検出された電圧ＶＬとを入力する。第２補正部４２１は直流電圧Ｖｄｃの高調波成分が大きいほど電圧制御率ｋｓ**を増大する補正を、電圧ＶＬを用いて行って、電圧制御率指令ｋｓ*を生成する。第２補正部４２１はこの電圧制御率指令ｋｓ*をバッファメモリに書き込む。

よって更新タイミングのいくつか（例えば時点ｔ２，ｔ４、以下、同様）においては、未更新のｄ軸電圧指令Ｖｄ*とｑ軸電圧指令Ｖｑ*とを用いて比較指令が生成される。

値（Ｋ・ＶＬ）に√（３／２）・Ｉｒｍｓを乗じた値が直流電流Ｉｄｃに対する補正量となるので、ＶＬ制御系のブロック線図は図１３で示すとおり、図６のブロック線図に対して√（３／２）・Ｉｒｍｓの要素が追加されることとなる。一巡伝達関数を求めるべく図１３のブロック線図を変換すると、図１４，図１５のブロック線図が導かれる。図１４，図１５のブロック線図はそれぞれ図７，８のブロック線図に対して√（３／２）・Ｉｏ１（＝√（３／２）・Ｉｒｍｓ）の要素Ｇ５が追加された構成を有する。なお以下では要素Ｇ５の伝達関数も同じ符号を用いて説明する。

図１５のブロック線図から理解できるように、この一巡伝達関数Ｇ４’のゲインは伝達関数Ｇ４のゲイン（伝達関数Ｇ１〜Ｇ３のゲインの和）と伝達関数Ｇ５（要素Ｇ５の伝達関数）のゲインとの和である。伝達関数Ｇ５は実効値Ｉｒｍｓ(=Io1)に比例するので、一巡伝達関数Ｇ４’のゲインは実効値Ｉｒｍｓに応じて変動する。図１６は、実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときの、一巡伝達関数Ｇ４’のゲインと位相とを示す。図１６では実効値Ｉｒｍｓが５Ａ，１０Ａ，２０Ａであるときのゲインがそれぞれ一点差線、点線、実線で示されている。実効値Ｉｒｍｓは正であるので、図１６に示すように、実効値Ｉｒｍｓが大きいほどゲインは大きい。

第２補正部４２１は補正部４２Ｆを更に備えている。補正部４２Ｆは電力変換器３が出力する出力電流の実効値Ｉｒｍｓを入力する。実効値Ｉｒｍｓは例えば実効値算出部４２Ｇによって算出される。図２０の例示では、実効値算出部４２Ｇはｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとを入力し、これらに基づいて実効値Ｉｒｍｓを算出する。

補正部４２Ｆは実効値Ｉｒｍｓが大きいほど電圧制御率指令ｋｓ**を低減する補正を行う。例えば補正部４２Ｆは実効値Ｉｍｓを入力し、実効値Ｉｍｓが大きいほど小さい補正値αを出力する。図２０の例示では補正部４２Ｆは除算部４２Ｈと乗算部４２Ｊとを備える。除算部４２Ｈは√（２／３）に実効値Ｉｒｍｓを除算し、その結果を補正値αとして乗算部４２Ｊに出力する。乗算部４２Ｊはゲイン部４２Ｂの出力（Ｋ・ＶＬ）を入力し、ゲイン部４２Ｂの出力（Ｋ・ＶＬ）に補正値αを乗算し、その結果（α・Ｋ・ＶＬ）を減算部４２Ｃへと出力する。これによって、式（１０）の補正が実行される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第１の態様は、第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、入力される交流電圧を全波整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に整流電圧を出力する整流器(1)と、前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記整流器の全波整流による前記整流電圧の脈動を許容するコンデンサ(C1)と、前記コンデンサとＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、入力されるスイッチング信号に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換する電力変換器(3)とを備える電力変換装置を制御する制御方法であって、前記コンデンサ側の電位を基準電位とする前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、前記交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令(ks**)から補償量を減算して第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換器へと与え、前記補償量は前記リアクトルの電圧が大きいほど大きく、前記補償量の絶対値は、前記電力変換部(3)から出力される交流電流の振幅(Im)が大きいほど大きい。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記補償量は、前記交流電流の実効値(Irms)の逆数と前記リアクトルの電圧(VL)と所定値(K)とを乗算した値である。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記補償量は、前記リアクトルの電圧ＶＬと所定値Ｋと前記交流電流の実効値Ｉｒｍｓとを用いて、Ｋ・√２／（√３・Ｉｒｍｓ）・ＶＬで表される。

本発明にかかる電力変換装置の制御方法の第６の態様は、第４又は第５の態様にかかる電力変換装置の制御方法であって、前記補償量は、前記交流電流の振幅が大きいほど小さい値（α）と前記リアクトルの電圧(VL)と所定値(K)とを乗算した値であり、前記一のタイミングと前記他のタイミングとの間の前記リアクトルの電圧の検出タイミングと、前記他のタイミングとの間の無駄時間(T2)は、前記電力変換器に入力される電流(Io)に対する前記リアクトルの電圧の伝達関数(G)と前記所定値とを乗算した関数のゲインが予め設定された所望の値を採るときの周波数(f1)の４倍以上の値の逆数に設定される。

Claims (6)

1. 第１電源線(LH)及び第２電源線(LL)と、
   入力される交流電圧を全波整流して前記第１電源線と前記第２電源線との間に整流電圧を出力する整流器(1)と、
   前記第１電源線と前記第２電源線との間に設けられ、前記整流器の全波整流による前記整流電圧の脈動を許容するコンデンサ(C1)と、
   前記コンデンサとＬＣフィルタを形成するリアクトル(L1)と、
   入力されるスイッチング信号に基づいて、前記コンデンサが支持する直流電圧(Vdc)を交流電圧に変換する電力変換器(3)と
   を備える電力変換装置を制御する制御方法であって、
   前記スイッチング信号が入力される一のタイミングの以後に、前記電力変換装置における電圧又は電流たる状態量を検出し、
   前記一のタイミングの後の前記状態量の検出の後であって、前記一のタイミングの次に前記スイッチング信号が入力される他のタイミングの前に、前記リアクトルの電圧(VL)を検出し、
   前記リアクトルの電圧に基づいて、前記直流電圧の高調波成分が大きいほど前記交流電圧の振幅の前記直流電圧の平均値に対する比たる第１電圧制御率指令を増大して、第２電圧制御率指令(ks*)を生成し、
   前記他のタイミングにおいて、前記第２電圧制御率指令に基づいて生成した前記スイッチング信号を前記電力変換器へと与える、電力変換装置の制御方法。
2. 前記状態量は前記直流電圧(Vdc)であって、
   前記第１電圧制御率指令(ks**)は前記直流電圧が脈動により増大するほど小さくなるように生成される、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。
3. 前記第２電圧制御率指令(ks*)は、前記リアクトルの電圧(VL)に所定値(K)を乗算した値を前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算することで求められ、
   前記一のタイミングと前記他のタイミングとの間の前記リアクトルの電圧の検出タイミングと、前記他のタイミングとの間の無駄時間(T2)は、前記電力変換器に入力される電流(Io)に対する前記リアクトルの電圧の伝達関数(G)と前記所定値とを乗算した関数のゲインが予め設定された所望の値を採るときの周波数(f1)の４倍以上の値の逆数に設定される、請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御方法。
4. 前記リアクトルの電圧に基づいて、前記直流電圧の高調波成分が大きいほど前記第１電圧制御率指令を増大し、且つ前記電力変換器(3)から出力される交流電流の振幅(Im)が大きいほど前記第１電圧制御率指令を低減するように補正して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する、請求項１から３の何れか一つに記載の電力変換装置の制御方法。
5. 前記電力変換器(3)から出力される交流電流の実効値(Irms)の逆数と前記リアクトルの電圧(VL)と所定値(K)とを乗算した値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)から減算して、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する、請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御方法。
6. 前記リアクトルの電圧ＶＬと前記所定値Ｋと前記交流電流の実効値Ｉｒｍｓとを用いて、Ｋ・√２／（√３・Ｉｒｍｓ）・ＶＬで表される補正値を、前記第１電圧制御率指令(ks**)に加えて、前記第２電圧制御率指令(ks*)を生成する、請求項１に記載の電力変換装置の制御方法。

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