JP2017077061A - 制御器および交流電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】零相電流の低減を図る。
【解決手段】本発明に係る制御器１３は、永久磁石同期電動機１の複数相の巻線の一端および他端にそれぞれ接続された各インバータの出力電圧を制御する印加電圧指令を生成するものであり、永久磁石同期電動機１に流れる零相電流を検出する零相電流検出部２１と、印加電圧指令の零相成分である零相電圧指令と零相電流とに基づき永久磁石同期電動機１により生じる零相電圧を推定する零相電圧推定部２５と、零相電流と零相電流指令との偏差が零になるように各インバータの出力電圧を制御する調整零相電圧指令を生成する零相電流調整部２３と、推定された零相電圧と調整零相電圧指令とを加算して零相電圧指令を生成する加算器２４と、生成された零相電圧指令が多相の電圧指令に変換された第１の電圧指令と、永久磁石同期電動機１に所定のトルクを発生させる第２の電圧指令とを加算して印加電圧指令を生成する加算器２７とを備える。
【選択図】図２

Description

本発明は、電気的に分離した複数相の巻線を有する交流電動機を制御する制御器および交流電動機駆動装置に関する。

電動機に供給する電力の大容量化などを目的として、電気的に分離した複数相の巻線を有する交流電動機（以下、オープン巻線交流電動機と称する）の複数相の巻線の一端と他端とにそれぞれインバータを接続して、オープン巻線交流電動機を駆動する技術が特許文献１に開示されている。

図６は、オープン巻線交流電動機の複数相の巻線の一端と他端とにそれぞれ接続された第１のインバータおよび第２のインバータ（不図示）を制御する制御器６０の構成例を示す図である。ここで、第１のインバータおよび第２のインバータはそれぞれ、例えば、複数のスイッチング素子を備え、複数のスイッチング素子の制御により直流電力を交流電力に変換する多相電圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータである。

図６に示す制御器６０は、零相電流検出部６１と、減算器６２と、零相電流調整部６３と、加算器６４と、ＰＷＭ信号生成部６５とを備える。

零相電流検出部６１は、オープン巻線交流電動機のＵ相に流れるＵ相電流ｉ_u、Ｖ相に流れるＶ相電流ｉ_v、Ｗ相に流れるＷ相電流ｉ_wの総和から零相電流ｉ₀を検出し、検出結果を減算器６２に出力する。

減算器６２は、零相電流指令ｉ₀ ^*から零相電流検出部６１により検出された零相電流ｉ₀を減算して偏差（ｉ₀ ^*−ｉ₀）を求め、零相電流調整部６３に出力する。

零相電流調整部６３は、減算器６２から出力された偏差（ｉ₀ ^*−ｉ₀）が０となるようなオープン巻線交流電動機への出力電圧を指示する零相電圧指令ｖ₀ ^*を生成し、加算器６４に出力する。

加算器６４は、零相電流調整部６３から出力された零相電圧指令ｖ₀ ^*とオープン巻線交流電動機に所望のトルクを発生させるための各相の電圧を指示する電圧指令ｖ^*とを加算して、インバータ出力電圧指令ｖ_INV ^*を生成し、ＰＷＭ信号生成部６５に出力する。

ＰＷＭ信号生成部６５は、第１のインバータおよび第２のインバータからオープン巻線交流電動機に印加される電圧がインバータ出力電圧指令ｖ_INV ^*に一致するように、第１のインバータおよび第２のインバータそれぞれのスイッチング素子を制御するＰＷＭ信号ＰＷＭ₁およびＰＷＭ信号ＰＷＭ₂を生成する。そして、ＰＷＭ信号生成部６５は、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ₁を第１のインバータに出力し、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ₂を第２のインバータに出力する。

特許第４７８８９４９号

特許文献１においては、オープン巻線交流電動機として誘導電動機を用いることが前提となっている。ここで、オープン巻線交流電動機として永久磁石同期電動機を用いた場合に、特許文献１に開示されている技術においては、零相電流の抑制が困難であるという問題がある。以下では、この問題が生じる原因について説明する。

オープン巻線交流電動機として永久磁石同期電動機を用いた場合、特に、スター結線の永久磁石同期電動機のロータ構造をそのまま用いてオープン巻線交流電動機を構成した場合、オープン巻線交流電動機を駆動すると、誘起電圧の零相成分として３ｎ次の高調波成分が表れやすい。この高調波成分は、図６に示す零相電流調整部６３にとっての外乱電圧に相当する。

通常、零相電流調整部６３は、一般的な比例積分制御により、偏差（ｉ₀ ^*−ｉ₀）が０となるような零相電圧指令ｖ₀ ^*を生成する。ここで、比例積分制御では、高周波領域では高い制御性能（ゲイン）が得られないという特性がある。そのため、高周波領域に現れる３ｎ次の高調波成分による外乱電圧を、特許文献１に開示されている技術では補償することができず、零相電流を零相電流指令ｉ₀ ^*どおりに制御できない。外乱電圧によって３ｎ次の高調波成分を含む零相電流が流れると、零相電流による損失が発生し、オープン巻線交流電動機の駆動時の損失増加につながり、効率が低下する。この外乱電圧は、電動機の回転数に比例して周波数が上昇し大きさも大きくなるので、特に高速駆動するオープン巻線の永久磁石同期電動機では上述した問題が顕著となる。

また、零相電流はトルクに直接は影響を与えないが、オープン巻線交流電動機のトルク制御に用いるトルク電流や磁束電流と零相電流とには干渉関係があり、ロータ構造によっては零相電流のリップルによってトルク電流や磁束電流にリップルが生じ、トルクリップルが大きくなる要因となる。

本発明の目的は、上述した課題を解決し、零相電流の低減を図ることができる制御器および交流電動機駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る制御器は、互いに電気的に分離した複数相の巻線を有する永久磁石同期電動機の前記複数相の巻線の一端および他端にそれぞれ接続された第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧を制御する印加電圧指令を生成する制御器であって、前記永久磁石同期電動機に流れる零相電流を検出する零相電流検出部と、前記印加電圧指令の零相成分である零相電圧指令と前記零相電流検出部により検出された零相電流とに基づき前記永久磁石同期電動機により生じる零相電圧を推定する零相電圧推定部と、前記零相電流検出部により検出された零相電流と零相電流指令との偏差が零になるように前記第１のインバータおよび前記第２のインバータの出力電圧を制御する調整零相電圧指令を生成する零相電流調整部と、前記零相電圧推定部により推定された零相電圧と、前記零相電流調整部により生成された前記調整零相電圧指令とを加算して前記零相電圧指令を生成する第１の加算器と、前記第１の加算器により生成された前記零相電圧指令が多相の電圧指令に変換された第１の電圧指令と、前記永久磁石同期電動機に所定のトルクを発生させるための多相の電圧指令である第２の電圧指令とを加算して前記印加電圧指令を生成する加算器と、を備える。

また、本発明に係る制御器において、前記零相電圧推定部は、零相電圧を入力とし、零相電流を出力とする前記永久磁石同期電動機を零相で表現した零相モデルの逆モデルである零相逆モデルに基づき、前記零相電流検出部により検出された零相電流に対応する推定零相電圧を演算する零相逆モデル部と、前記印加電圧指令の零相成分である零相電圧指令と前記零相逆モデル部により演算された推定零相電圧との偏差を演算する第１の減算器と、複数の低域通過フィルタと、前記複数の低域通過フィルタの中から、前記永久磁石同期電動機の電気角に応じていずれかの低域通過フィルタを選択し、前記第１の減算器により演算された偏差を前記選択した低域通過フィルタに入力させる選択部と、前記複数の低域通過フィルタそれぞれの出力の平均値を記憶する記憶部と、前記選択部により選択された低域通過フィルタの出力から、前記記憶部に記憶されている平均値を減算して、前記零相電圧として出力する第２の減算器と、を備えることが望ましい。

また、本発明に係る制御器において、前記選択部は、位相の１周期を前記複数の低域通過フィルタの数で分割し、前記分割した位相の各領域に前記複数の低域通過フィルタのいずれかを割り当て、前記永久磁石同期電動機の電気角に前記零相電流を発生させる抑制対象高調波の次数を乗算して前記抑制対象高調波の位相を演算し、該演算した抑制対象高調波の位相が含まれる領域に割り当てられた低域通過フィルタを選択することが望ましい。

また、本発明に係る制御器において、前記永久磁石同期電動機の動作周波数が所定値以下の場合には、一定の周波数のキャリア信号を生成し、前記永久磁石同期電動機の動作周波数が前記所定値より大きくなると、前記永久磁石同期電動機の動作周波数に比例する周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部をさらに備え、前記キャリア信号の周波数に応じた動作周波数で動作することが望ましい。

また、上記課題を解決するため、本発明に係る交流電動機駆動装置は、互いに電気的に分離した複数相の巻線を有する永久磁石同期電動機の前記複数相の巻線の一端および他端それぞれに接続された第１のインバータおよび第２のインバータと、上述したいずれかの制御器と、を備える。

本発明に係る制御器および交流電動機駆動装置によれば、零相電流の低減を図ることができる。

本発明の一実施形態に係る交流電動機駆動装置の構成を示す図である。 図１に示す制御器の構成を示す図である。 図２に示す零相電圧推定部の構成を示す図である。 図３に示すフィルタ群の出力の一例を示す図である。 図１に示す制御器の動作周波数について説明するための図である。 従来の制御器の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係る交流電動機駆動装置１０の構成を示す図である。本実施形態に係る交流電動機駆動装置１０は、電気的に分離した（中性点が分離された）複数相の巻線を有するオープン巻線交流電動機１に、直流電源２から供給された直流電力を交流電力に変換して供給することで、オープン巻線交流電動機１を駆動するものである。本実施形態においては、オープン巻線交流電動機１は、永久磁石同期電動機であるとする。

図１に示す交流電動機駆動装置１０は、インバータ１１−１，１１−２（第１のインバータ、第２のインバータ）と、電流検出器１２と、制御器１３とを備える。

インバータ１１−１，１１−２は、直流電源２に並列に接続されており、例えば、三相電圧型ＰＷＭインバータである。直流電源２としては、バッテリのような２次電源や、交流電源をブリッジダイオードなどで整流したものを用いることができる。

インバータ１１−１は、出力端子がオープン巻線交流電動機１の巻線の一端に接続され、直流電源２からの直流電圧を交流電圧（Ｕ相電圧Ｕ１、Ｖ相電圧Ｖ１、Ｗ相電圧Ｗ１）に変換して、オープン巻線交流電動機１に印加する。

具体的には、インバータ１１−１は、直流電源２の出力を平滑化するための平滑コンデンサＣ１と、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などのスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６とを備える。直流電源２の正極と負極との間に、スイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２とが直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１３とスイッチング素子Ｓ１４とが直列に接続され、スイッチング素子Ｓ１５とスイッチング素子Ｓ１６とが直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ１１とスイッチング素子Ｓ１２との接続点の電圧、スイッチング素子Ｓ１３とスイッチング素子Ｓ１４との接続点の電圧、スイッチング素子Ｓ１５とスイッチング素子Ｓ１６との接続点の電圧がそれぞれ、Ｕ相電圧Ｕ１、Ｖ相電圧Ｖ１、Ｗ相電圧Ｗ１として、オープン巻線交流電動機１に印加される。スイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６のオン、オフを制御することで、所望の出力電圧を得ることができる。

インバータ１１−２は、出力端子がオープン巻線交流電動機１の巻線の他端に接続され、直流電源２からの直流電圧を交流電圧（Ｕ相電圧Ｕ２、Ｖ相電圧Ｖ２、Ｗ相電圧Ｗ２）に変換して、オープン巻線交流電動機１に印加する。

具体的には、インバータ１１−２は、直流電源２の出力を平滑化するための平滑コンデンサＣ２と、ＩＧＢＴなどのスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２６とを備える。直流電源２の正極と負極との間に、スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２とが直列に接続され、スイッチング素子Ｓ２３とスイッチング素子Ｓ２４とが直列に接続され、スイッチング素子Ｓ２５とスイッチング素子Ｓ２６とが直列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２との接続点の電圧、スイッチング素子Ｓ２３とスイッチング素子Ｓ２４との接続点の電圧、スイッチング素子Ｓ２５とスイッチング素子Ｓ２６との接続点の電圧がそれぞれ、Ｕ相電圧Ｕ２、Ｖ相電圧Ｖ２、Ｗ相電圧Ｗ２として、オープン巻線交流電動機１に印加される。スイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２６のオン、オフを制御することで、所望の出力電圧を得ることができる。

電流検出器１２は、オープン巻線交流電動機１のＵ相に流れるＵ相電流ｉ_u、Ｖ相に流れるＶ相電流ｉ_v、Ｗ相に流れるＷ相電流ｉ_wを検出し、検出結果を制御器１３に出力する。

制御器１３は、電流検出器１２により検出されたＵ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、Ｗ相電流ｉ_wなどに基づき、インバータ１１−１のスイッチング素子Ｓ１１〜Ｓ１６を制御するＰＷＭ信号ＰＷＭ₁とインバータ１１−２のスイッチング素子Ｓ２１〜Ｓ２６を制御するＰＷＭ信号ＰＷＭ₂とを生成する。そして、制御器１３は、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ₁をインバータ１１−１に出力し、生成したＰＷＭ信号ＰＷＭ₂をインバータ１１−２に出力する。

次に、制御器１３の構成について図２を参照して説明する。

図２に示す制御器１３は、零相電流検出部２１と、減算器２２と、零相電流調整部２３と、加算器２４，２７と、零相電圧推定部２５と、零相三相変換部２６と、乗算器２８，２９と、キャリア信号生成部３０と、ＰＷＭ信号生成部３１−１，３１−２とを備える。加算器２４は第１の加算器であり、加算器２７は第２の加算器である。

零相電流検出部２１は、電流検出器１２の検出結果（Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v、Ｗ相電流ｉ_w）が入力され、その検出結果に基づき零相電流ｉ₀を検出する。具体的には、零相電流検出部２１は、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_vおよびＷ相電流ｉ_wから、式１によって零相電流ｉ₀を検出する。零相電流検出部２１は、検出した零相電流ｉ₀を減算器２２と零相電圧推定部２５とに出力する。

減算器２２は、零相電流指令ｉ₀ ^*から零相電流検出部２１により検出された零相電流ｉ₀を減算して零相電流偏差ｉ_0err（＝ｉ₀ ^*−ｉ₀）を求め、零相電流調整部２３に出力する。

零相電流調整部２３は、減算器２２から出力された零相電流偏差ｉ_0errが０となるように（零相電流ｉ₀が零相電流指令ｉ₀ ^*に近づくように）、零相電流偏差ｉ_0errをフィードバック制御（例えば、比例積分増幅）してフィードバック制御による零相電圧指令ｖ_0pi ^*（調整零相電圧指令）を生成する。零相電流調整部２３は、生成した零相電圧指令ｖ_0pi ^*を加算器２４に出力する。

加算器２４は、零相電流調整部２３から出力された零相電圧指令ｖ_0pi ^*と、後述する零相電圧推定部２５から出力された零相電流ｉ₀の交流成分ｉ_0ripを発生させている零相電圧ｖ_0rip ^*とを加算して、零相電圧指令ｖ₀ ^*を生成し、零相電圧推定部２５と零相三相変換部２６に出力する。

零相電圧推定部２５は、零相電流検出部２１から出力された零相電流ｉ₀、加算器２４から出力された零相電圧指令ｖ₀ ^*などに基づき、オープン巻線交流電動機１により生じる零相電圧（零相電流ｉ₀の交流成分ｉ_0ripを発生させている零相電圧ｖ_0rip）を推定し、加算器２４に出力する。なお、上述したように、オープン巻線交流電動機１により生じる零相電圧は、誘起電圧の零相成分として表れる３ｎ次の高調波成分に起因するものであるため、零相電圧ｖ_0ripは、オープン巻線交流電動機１の電気角に応じて変化する。

零相三相変換部２６は、式２より加算器２４から出力された零相電圧指令ｖ₀ ^*からＵ相電圧ｖ_u0とＶ相電圧ｖ_u0とＷ相電圧ｖ_u0の配列構造を持つ三相電圧指令Ｖ_uvw ^*を生成し、加算器２７に出力する。

加算器２７は、零相三相変換部２６から出力された三相電圧指令Ｖ_uvw ^*と、オープン巻線交流電動機１に所望のトルクを発生させるためのＵ相電圧指令とＶ相電圧指令とＷ相電圧指令の配列構造を持つ三相電圧指令ｖ^*を加算して、インバータ出力電圧指令ｖ_m ^*（印加電圧指令）を生成し、乗算器２８に出力する。このように、インバータ出力電圧指令ｖ_m ^*（印加電圧指令）は、加算器２４により生成された零相電圧指令ｖ₀ ^*が、零相三相変換部２６により多相（三相）の電圧指令（第１の電圧指令）に変換された三相電圧指令Ｖ_uvw ^*と、三相電圧指令ｖ^*（第２の電圧指令）とを加算することで生成される。したがって、加算器２４が生成する零相電圧指令ｖ₀ ^*は、インバータ出力電圧指令ｖ_m ^*の零相成分に相当する。

乗算器２８は、加算器２７から出力されたインバータ出力電圧指令ｖ_m ^*に１／２を乗算し、乗算器２９に出力するとともに、インバータ１１−１に対するインバータ出力電圧指令ｖ_m1 ^*としてＰＷＭ信号生成部３１−１に出力する。

乗算器２９は、乗算器２８の出力に対して−１を乗算して、インバータ１１−２に対するインバータ出力電圧指令ｖ_m2 ^*としてＰＷＭ信号生成部３１−２に出力する。インバータ出力電圧指令ｖ_m2 ^*は、インバータ出力電圧指令ｖ_m ^*に−１／２を乗算したものである。

キャリア信号生成部３０は、オープン巻線交流電動機１の電気角Ｆ_eが入力され、入力された電気角Ｆ_eに応じた周波数のキャリア信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部３１−１，３１−２に出力する。

ＰＷＭ信号生成部３１−１は、乗算器２８から出力されたインバータ出力電圧指令ｖ_m1 ^*と、キャリア信号生成部３０から出力されたキャリア信号とに基づき、ＰＷＭ信号ＰＷＭ₁を生成し、インバータ１１−１に出力する。

ＰＷＭ信号生成部３１−２は、乗算器２９から出力されたインバータ出力電圧指令ｖ_m2 ^*と、キャリア信号生成部３０から出力されたキャリア信号とに基づき、ＰＷＭ信号ＰＷＭ₂を生成し、インバータ１１−２に出力する。

次に、零相電圧推定部２５の構成について図３を参照して説明する。

図３に示す零相電圧推定部２５は、零相逆モデル部３２と、減算器３３（第１の減算器）と、切替器３４ａ，３４ｂと、複数（Ｎｆ個）の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓs Ｆｉｌｔｅｒ）からなるフィルタ群３５と、記憶部３６と、減算器３７（第２の減算器）と、比例器３８と、切替信号生成器３９とを備える。比例器３８および切替信号生成器３９は、選択部４０を構成する。

零相逆モデル部３２は、零相電圧を入力とし、零相電流を出力とするオープン巻線交流電動機１を零相で表現した零相モデルの逆モデル（零相モデルの伝達関数の逆数となる関数を有するモデル）である零相逆モデルを保持している。ここで、零相逆モデルは、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_e（＝Ｆ_e）に依存しないモデルである。零相逆モデル部３２は、図２に示す零相電流検出部２１から零相電流ｉ₀が入力され、保持している零相逆モデルに基づき、入力された零相電流ｉ₀に対応する零相電圧の推定値ｖ_0p（推定零相電圧）を演算し、減算器３３に出力する。

減算器３３は、図２に示す加算器２４から出力された零相電圧指令ｖ₀ ^*から零相逆モデル部３２から出力された零相電圧の推定値ｖ_0pを減算して外乱零相電圧ｖ_0dを演算する。上述したように、零相逆モデル部３２が保持する零相逆モデルは、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eに依存しないモデルで表わされている。そのため、零相電圧指令ｖ₀ ^*から零相電圧の推定値ｖ_0pを減算することで、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eによって変化する零相電圧が外乱零相電圧ｖ_0dとして得られる。

切替器３４ａは、後述する切替信号生成器３９から出力される切替信号に応じて、フィルタ群３５に含まれる複数の低域通過フィルタ（ＬＰＦ₁、ＬＰＦ₂、・・・、ＬＰＦ_Nf）のうち、いずれかの低域通過フィルタと減算器３３とを接続する。切替器３４ａを介して減算器３３と低域通過フィルタとが接続されることで、減算器３３から出力された外乱零相電圧ｖ_0dが接続された低域通過フィルタに入力される。

切替器３４ｂは、後述する切替信号生成器３９から出力される切替信号に応じて、フィルタ群３５に含まれる複数の低域通過フィルタ（ＬＰＦ₁、ＬＰＦ₂、・・・、ＬＰＦ_Nf）のうち、いずれかの低域通過フィルタと減算器３７とを接続する。切替器３４ｂを介して低域通過フィルタと減算器３７とが接続されることで、低域通過フィルタの出力が減算器３７に入力される。

フィルタ群３５に含まれる低域通過フィルタはそれぞれ、切替器３４ａを介して減算器３３と接続されると、減算器３３から入力された外乱零相電圧ｖ_0dの高周波成分を除去し、外乱零相電圧ｖ_0dを平均化して、切替器３４ｂを介して減算器３７に出力する。なお、フィルタ群３５を構成する低域通過フィルタはそれぞれ、所定の演算を行うことでフィルタ処理を行うデジタルフィルタであり、切替器３４ａ，３４ｂと接続されていない場合は、切替器３４ａ，３４ｂとの接続時に演算で用いたデータを保持しておく。

記憶部３６は、フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタの出力の平均値を演算して記憶し、記憶している平均値を減算器３７に出力する。各低域通過フィルタの出力の平均値は、零相電圧の直流成分に相当する。

減算器３７は、フィルタ群３５に含まれる低域通過フィルタの出力から記憶部３６から出力された平均値を減算し、零相電圧Ｖ_0rip ^*として図２に示す加算器２４に出力する。上述したように、記憶部３６に記憶されている平均値は、零相電圧の直流成分に相当する。したがって、低域通過フィルタの出力からその平均値を減算することで、零相電圧の交流成分（零相電圧ｖ_0rip）を推定することができる。

なお、零相電流調整部２３によるフィードバック制御（例えば、比例積分制御）では、低周波領域では高い制御性能が得られるが、高周波領域では高い制御性能が得られない。したがって、零相電流調整部２３によるフィードバック制御により、零相電圧の直流成分（低周波成分）は補償することができる。そのため、零相電圧推定部２５は、零相電圧の交流成分（零相電圧ｖ_0rip）を推定し、加算器２４に出力する。そして、加算器２４により、零相電圧指令ｖ_0pi ^*と零相電圧ｖ_0rip ^*を加算して零相電圧指令ｖ₀ ^*を生成することで、零相電圧の交流成分を補償し、零相電流の発生を抑制することができる。

比例器３８は、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eが入力され、入力された電気角θ_eに零相電圧を発生させている抑制対象の高調波（抑制対象高調波）の次数を乗算して、抑制対象高調波の位相θ_hを演算し、切替信号生成器３９に出力する。

切替信号生成器３９は、位相θ_hの１周期をフィルタ群３５に含まれる低域通過フィルタの数Ｎｆで分割し、分割した抑制対象高調波の位相の各領域にフィルタ群３５に含まれる低域通過フィルタのいずれかを割り当てる。例えば、抑制対象高調波の次数を３次とし、低域通過フィルタの数Ｎｆを４とすると、切替信号生成器３９は、０°≦θ_h＜９０°の領域には低域通過フィルタＬＰＦ₁を割り当て、９０°≦θ_h＜１８０°の領域には低域通過フィルタＬＰＦ₂を割り当て、１８０°≦θ_h＜２７０°の領域には低域通過フィルタＬＰＦ₃を割り当て、２７０°≦θ_h＜３６０°の領域には低域通過フィルタＬＰＦ₄を割り当てる。

そして、切替信号生成器３９は、比例器３８から出力された抑制対象高調波の位相θ_hが含まれる領域に割り当てられた低域通過フィルタを選択する。したがって、位相の１周期において、フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタが少なくとも１回は選択される。切替信号生成器３９は、選択した低域通過フィルタと切替器３４ａ、３４ｂとが接続されるような切替信号を切替器３４ａ、３４ｂに出力する。

上述したように、比例器３８および切替信号生成器３９は、選択部４０を構成する。したがって、選択部４０は、フィルタ群３５に含まれる複数の低域通過フィルタの中から、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eに応じていずれかの低域通過フィルタを選択し、減算器３３により演算された外乱零相電圧ｖ_0dを選択した低域通過フィルタに入力させる。ここで、選択部４０は、位相の１周期において、フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタが少なくとも１回は選択されるようにする。

位相の１周期の間に選択されない低域通過フィルタがあると、フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタの重みがアンバランスとなり、零相電圧推定部２５の出力がひずんでしまい、十分に零相電流を抑制することができない。本実施形態のように、抑制対象高調波の位相の１周期において、フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタが少なくとも１回は選択されるようにすることで、零相電流の抑制を図ることができる。

図４は、図３に示すフィルタ群３５からの出力の一例を示す図である。図４においては、抑制対象高調波４１の位相の１周期が４つの領域（領域１〜領域４）に分割され、領域１〜領域４にそれぞれ、低域通過フィルタＬＰＦ₁〜ＬＰＦ₄が割り当てられているものとする。

抑制対象高調波の位相θ_hが領域１に含まれる場合には、低域通過フィルタＬＰＦ₁が選択される。低域通過フィルタＬＰＦ₁は、外乱零相電圧ｖ_0dの高周波成分を除去し、外乱零相電圧ｖ_0dを平均化した信号４２を出力する。同様に、抑制対象高調波の位相θ_hが領域２に含まれる場合には、低域通過フィルタＬＰＦ₂が選択され、抑制対象高調波の位相θ_hが領域３に含まれる場合には、低域通過フィルタＬＰＦ₃が選択され、抑制対象高調波の位相θ_hが領域４に含まれる場合には、低域通過フィルタＬＰＦ₄が選択される。そして、選択された低域通過フィルタそれぞれにより、外乱零相電圧ｖ_0dの高周波成分が除去され、外乱零相電圧ｖ_0dを平均化した信号が出力される。その結果、図４に示すように、フィルタ群３５（フィルタ群３５に含まれる各低域通過フィルタ）の出力は、抑制対象高調波の位相θ_h（オープン巻線交流電動機１の電気角θ_e）に応じた離散的な値となる。

上述したように、オープン巻線交流電動機１により生じる零相電圧は、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eに応じて変化する。本実施形態においては、複数の低域通過フィルタを設け、オープン巻線交流電動機１の電気角θ_eに応じて、外乱零相電圧ｖ_0dを異なる低域通過フィルタを通過させて零相電圧ｖ_0ripを推定しているため、各電気角θ_eに応じて発生している零相電圧ｖ_0ripを高い精度で推定することができる。その結果、零相電流の抑制を図ることができる。

なお、オープン巻線交流電動機１が高速動作する場合、零相電流を高精度に抑制するためには、制御器１３の動作周波数を上げる必要がある。しかしながら、制御器１３の動作周波数と同期してキャリア周波数（キャリア信号の周波数）を上げると、インバータのスイッチング損が増加する。そこで、本実施形態においては、オープン巻線交流電動機１への入力周波数が所定値Ｆ以下である場合には、キャリア信号生成部３０は、キャリア周波数Ｆ_cを一定（例えば、６ｋＨｚ）とし、制御器１３は、動作周波数Ｆ_sをキャリア周波数Ｆ_cの２倍とする。

一方、オープン巻線交流電動機１への入力周波数が所定値Ｆより大きい場合には、キャリア信号生成部３０は、オープン巻線交流電動機１の動作周波数（オープン巻線交流電動機１への入力周波数）に応じて、キャリア周波数を上げる。具体的には、フィルタ群３５に含まれる低域通過フィルタの数をＮ_fとし、抑制対象高調波の次数をN_hとし、オープン巻線交流電動機１の電気角の周波数をＦ_eとすると、キャリア信号生成部３０は、キャリア周波数Ｆ_cをＮ_f×Ｎ_h×Ｆ_e／２とし、制御器１３は、動作周波数Ｆ_sをキャリア周波数Ｆ_cの２倍（Ｎ_f×Ｎ_h×Ｆ_e）とする。

したがって、図５に示すように、オープン巻線交流電動機１への入力周波数が所定値Ｆ以下の領域では、制御器１３は、一定の動作周波数Ｆ_sで動作し（非同期運転領域）、オープン巻線交流電動機１への入力周波数が所定値Ｆより大きい領域では、オープン巻線交流電動機１の動作周波数に同期して変化する動作周波数Ｆ_sで動作する（同期運転領域）。こうすることで、オープン巻線交流電動機１の低速動作時には、インバータ１１−１，１１−２のスイッチング損の増加を抑制し、オープン巻線交流電動機１の高速動作には、零相電流を高精度に抑制することができる。

なお、本発明は、インバータ１１−１，１１−２の零相電圧が任意に制御可能な運転範囲で適用するのが望ましい。つまり、直流電源２の電圧よりもインバータ１１−１，１１−２のインバータ出力電圧指令ｖ_m1 ^*、ｖ_m2 ^*が大きくなるような過変調運転領域では、零相電流を制御するための零相電圧の余裕がなくなるだけでなく、インバータ１１−１，１１−２の出力電圧波形がひずむことで出力電圧に意図しない零相電圧成分が含まれてしまい、零相電流が増大してしまう。このような零相電流の増大への対策としては、インバータ１１−１およびインバータ１１−２の入力側または出力側に、零相インダクタンスを挿入することで、零相電流を抑制することができる。

本発明を図面および実施形態に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形または修正を行うことが容易であることに注意されたい。したがって、これらの変形または修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。例えば、各ブロックなどに含まれる機能などは論理的に矛盾しないように再配置可能であり、複数のブロックを１つに組み合わせたり、或いは分割したりすることが可能である。

１ オープン巻線交流電動機
２ 直流電源
１０ 交流電動機駆動装置
１１−１，１１−２ インバータ
１２ 電流検出器
１３ 制御器
２１ 零相電流検出部
２２ 減算器
２３ 零相電流調整部
２４，２７ 加算器
２５ 零相電圧推定部
２６ 零相三相変換部
２８，２９ 乗算器
３０ キャリア信号生成部
３１−１，３１−２ ＰＷＭ信号生成部
３２ 零相逆モデル部
３３，３７ 減算器
３４ａ，３４ｂ 切替器
３５ フィルタ群
３６ 記憶部
３８ 比例器
３９ 切替信号生成器
４０ 選択部

Claims (5)

1. 互いに電気的に分離した複数相の巻線を有する永久磁石同期電動機の前記複数相の巻線の一端および他端にそれぞれ接続された第１のインバータおよび第２のインバータの出力電圧を制御する印加電圧指令を生成する制御器であって、
   前記永久磁石同期電動機に流れる零相電流を検出する零相電流検出部と、
   前記印加電圧指令の零相成分である零相電圧指令と前記零相電流検出部により検出された零相電流とに基づき前記永久磁石同期電動機により生じる零相電圧を推定する零相電圧推定部と、
   前記零相電流検出部により検出された零相電流と零相電流指令との偏差が零になるように前記第１のインバータおよび前記第２のインバータの出力電圧を制御する調整零相電圧指令を生成する零相電流調整部と、
   前記零相電圧推定部により推定された零相電圧と、前記零相電流調整部により生成された前記調整零相電圧指令とを加算して前記零相電圧指令を生成する第１の加算器と、
   前記第１の加算器により生成された前記零相電圧指令が多相の電圧指令に変換された第１の電圧指令と、前記永久磁石同期電動機に所定のトルクを発生させるための多相の電圧指令である第２の電圧指令とを加算して前記印加電圧指令を生成する第２の加算器と、
   を備えることを特徴とする制御器。
2. 請求項１記載の制御器において、
   前記零相電圧推定部は、
   零相電圧を入力とし、零相電流を出力とする前記永久磁石同期電動機を零相で表現した零相モデルの逆モデルである零相逆モデルに基づき、前記零相電流検出部により検出された零相電流に対応する推定零相電圧を演算する零相逆モデル部と、
   前記印加電圧指令の零相成分である零相電圧指令と前記零相逆モデル部により演算された推定零相電圧との偏差を演算する第１の減算器と、
   複数の低域通過フィルタと、
   前記複数の低域通過フィルタの中から、前記永久磁石同期電動機の電気角に応じていずれかの低域通過フィルタを選択し、前記第１の減算器により演算された偏差を前記選択した低域通過フィルタに入力させる選択部と、
   前記複数の低域通過フィルタそれぞれの出力の平均値を記憶する記憶部と、
   前記選択部により選択された低域通過フィルタの出力から、前記記憶部に記憶されている平均値を減算して、前記零相電圧として出力する第２の減算器と、
   を備えることを特徴とする制御器。
3. 請求項２記載の制御器において、
   前記選択部は、位相の１周期を前記複数の低域通過フィルタの数で分割し、前記分割した位相の各領域に前記複数の低域通過フィルタのいずれかを割り当て、前記永久磁石同期電動機の電気角に前記零相電流を発生させる抑制対象高調波の次数を乗算して前記抑制対象高調波の位相を演算し、該演算した抑制対象高調波の位相が含まれる領域に割り当てられた低域通過フィルタを選択することを特徴とする制御器。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の制御器において、
   前記永久磁石同期電動機の動作周波数が所定値以下の場合には、一定の周波数のキャリア信号を生成し、前記永久磁石同期電動機の動作周波数が前記所定値より大きくなると、前記永久磁石同期電動機の動作周波数に比例する周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号生成部をさらに備え、
   前記キャリア信号の周波数に応じた動作周波数で動作することを特徴とする制御器。
5. 互いに電気的に分離した複数相の巻線を有する永久磁石同期電動機の前記複数相の巻線の一端および他端それぞれに接続された第１のインバータおよび第２のインバータと、
   請求項１から４のいずれか一項に記載の制御器と、を備えることを特徴とする交流電動機駆動装置。

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