JP7391130B2 - インバータ駆動法 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ駆動法に関し、特に可変速モータを駆動するための３相インバータのパルス幅変調法に関する。

可変速モータ用途及びパワーコンディショナー用途のような大電力用途において、３相正弦波電流を供給可能なパルス幅変調（PWM）３相インバータを採用するのが一般的である。３つのレグからなる３相PWMインバータはシングルインバータと呼ばれる。３つのHブリッジをもつ３相PWMインバータはデュアルインバータと呼ばれる。モータ用途において、シングルインバータは一般的に星形接続３相コイルに接続され、デュアルインバータの２つの３相インバータはオープンエンド３相コイル（ダブルエンデッド３相コイル）に接続される。電圧型インバータの各レグは、直列接続された上アームスイッチおよび下アームスイッチからなる。各アームスイッチは、トランジスタと逆並列ダイオードとをもつ。

パルス幅変調法により制御される３相インバータの各レグは、それぞれキャリヤ信号の１周期に相当する各PWMサイクル期間毎に制御される。各PWMサイクル期間は、パルス状の電源電流が直流電源と電気負荷との間を流れる電流供給期間をもつ。電流供給期間は主電圧ベクトルと呼ばれる。電流供給期間以外のPWMサイクル期間はフリーホィーリング期間と呼ばれる。フリーホィーリング期間はゼロベクトルと呼ばれる。ほぼ正弦波波形電圧に相当する回転合成電圧ベクトルは、６個の主電圧ベクトル及び２個のゼロベクトルを用いて形成される。この合成電圧ベクトルは、互いに隣接する２つの主電圧ベクトルのベクトル和に相当する。したがって、各PWMサイクル期間は、２種類の電流供給期間を含む。

特許文献１は、６個の主電圧ベクトルと６個の副電圧ベクトルとを用いて合成電圧ベクトルを形成する矩形波パルス幅変調を記載する。この矩形波パルス幅変調によれば、各PWMサイクル期間は、１つの主電圧ベクトル及び１つの副電圧ベクトルのどちらか1つだけを含む。言い換えれば、各PWMサイクル期間は、１種類の電流供給期間だけを含む。副電圧ベクトルは、星形３相コイルの２つの相コイルにだけ電源電圧を印加する。したがって、電源電流は残りの１つのレグに供給されない。

特許文献２は、短絡回路を含むデュアルインバータを用いるモータの巻数切替技術を記載する。デュアルインバータは、それぞれPWM制御される２つの３相インバータからなる。１つの３相インバータの３つの交流出力端子は短絡回路により短絡される。これにより、ステータコイルの巻数が切替えられる。

特許文献３は、ダブルエンデッド３相コイルに接続されるデュアル３相インバータを記載する。デュアル３相インバータは、３つのHブリッジからなる。互いに逆動作する２つの３相インバータからなるこのデュアル３相インバータは、パルス幅変調モード及びパルス駆動モードをもつ。パルス幅変調モードにおいて、２つの３相インバータは、PWMモードにおいて互いに反対のパルス幅変調３相電圧を出力する。パルス駆動モードにおいて、２つの３相インバータは、互いに反対波形の矩形波電圧を出力する。言い換えれば、Hブリッジの２つのレグは、パルス幅変調モードにおいてそれぞれPWMレグとなり、パルス駆動モードにおいて、それぞれ固定電位レグとなる。

特許文献４は、２個のモータを別々に駆動する第１、第２のシングル３相インバータを提案する。第１のインバータは第１キャリア信号でPWM制御され、第２のインバータは第２キャリア信号でPWM制御される。第１キャリア信号は、第２キャリア信号から半周期シフトしている。これにより、直流電源が第１のインバータへ供給するパルス状の電源電流が、直流電源が第２のインバータへ供給するパルス状の電源電流とオーバーラップしないケースが生じる。

特許文献１の問題が説明される。特許文献１は、主電圧ベクトル及び副電圧ベクトルのどちらだけを用いて合成電圧ベクトルを形成する。このため、モータの振動、騒音、及び鉄損が増加する。言い換えれば、特許文献１は、主電圧ベクトル相当電流供給期間と、副電圧ベクトル相当電流供給期間とを１つのPWMサイクル期間内に配置しないため、合成電圧ベクトルは円滑に回転することができない。

特許文献２の問題が説明される。３つのHブリッジはそれぞれ、互いに異なる独立の単相電気負荷をPWM制御する。各Hブリッジはそれぞれ、第１PWMレグ及び第２PWMレグからなる。Hブリッジは、４つの出力状態（００、０１、１０、及び１１）をもつ。出力状態（００）及び（１１）は、ゼロベクトルに相当するフリーホィーリング期間である。出力状態（０１）は、第１PWMレグから第２PWMレグへ電源電流を供給する電流供給期間に相当する。出力状態（１０）は、第２PWMレグから第１PWMレグへ電源電流を供給する電流供給期間である。

したがって、各PWMサイクル期間は、互いに反対の方向へ電源電流を供給するための２つの電流供給期間（０１、１０）の両方を含む。実質的な電流供給期間は、第１電流供給期間と第２電流供給期間との差値となり、デユーティ比は、差値/PWMサイクル期間に等しくなる。結局、電圧印加方向が互いに反対である２つの電流供給期間が各PWMサイクル期間内に形成される結果、電流及び電圧のリップルが増加する。この問題は、逆電圧印加問題と呼ばれる。

特許文献３の問題が説明される。特許文献３は、１つのPWMレグ及び１つの固定電位レグによりHブリッジを形成し、固定電位レグを電気角１８０度毎に切り替えることを全く記載していない。

特許文献４の問題が説明される。直流電源が１つの３相モータに供給するパルス状の電源電流の振幅を低減することは、特許文献４にとって不可能である。

特許第４０５３９６８号公報 特許第４９０６８３６号公報 特開２００６-１４９１４５号公報 特許第６１８４７１２号公報

本発明の一つの目的は、熱発生及び電力損失を低減可能な３相PWMインバータ駆動法を提供することである。

本発明によれば、デュアル３相PWMインバータの３つのHブリッジはそれぞれ、１つのPWMレグ及び１つの固定電位レグからなる。固定電位レグの上アームスイッチ及び下アームスイッチのどちらか１つは常にオンされる。固定電位レグは、電気角１８０度毎に切り替えられる。言い換えれば、各Hブリッジの半分のレグはPWMスイッチングされない。その結果、このデュアル３相インバータは、Hブリッジが２つのPWMレグからなる従来のデュアル３相インバータと比べて、半分のスイッチング損失を実現することができる。さらに、このデュアルインバータは、既述された逆電圧印加問題を発生しない。

なお、２つの３相インバータを必要とするデュアル３相インバータは、製造コストの増加が心配される。しかし、デュアル３相インバータはシングル３相インバータと比べてほぼ２倍の電圧利用率をもつことができる。したがって、このデュアル３相インバータは、従来のシングル３相インバータとトータル的に等しいトータル半導体チップ面積をもつことができる。

第１の態様によれば、３つのHブリッジの電流供給期間は、できるだけオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間内に配置される。これにより、直流電源の電力損失を低減することができる。この態様は、従来のテ゛ユアル３相インハ゛ータにも適用することができる。

第２の態様によれば、３つのHブリッジの相対的に短い２つの電流供給期間は優先的にオーバーラップされる。電流供給期間の長さは電流振幅にほぼ比例する。したがって、電流供給期間のオーバーラップによる固定電位レグの上アームスイッチ及び直流電源の電力損失の増加を抑制することができる。この態様は、従来のテ゛ユアル３相インハ゛ータにも適用することができる。

第３の態様によれば、発電電流を直流電源に供給する１つのHブリッジの電流供給期間は、モータ駆動電流を誘導性単相電気負荷に供給するもう１つのHブリッジの電流供給期間とオーバーラップされる。これにより、直流電源がインバータへ供給する電源電流の振幅値を低減することができる。その結果、直流電源の電力損失を低減することができる。この態様は、従来のテ゛ユアル３相インハ゛ータにも適用することができる。

第４の態様によれば、直流電源及びインバータを接続する一対の電源線はそれぞれ、金属管により個別に被覆される。さらに、２つの金属管の各一端部は第１の渡り線で接続され、２つの金属管の各他端部は第２の渡り線で接続される。これにより、電源線のサージ電圧を低減することができる。この態様は、従来のインバータにも適用することができる。

第５の態様によれば、インバータ及びモータのステータコイルを接続する３本以上のモータケーブルはそれぞれ、金属管により個別に被覆される。さらに、各金属管の一端部は第１の渡り線で接続され、各金属管の他端部は第２の渡り線で接続される。これにより、モータ-ケーブルのサージ電圧を低減することができる。この態様は、従来のインバータにも適用することができる。

第６の態様によれば、固定電位レグは常にオンされる上アームスイッチをもつ。電源電流はPWMレグの下アームスイッチのスイッチングにより制御される。したがって、PWMレグの下アームスイッチのオフにより電源電流が減少する時、固定電位レグの上アームスイッチがオンしている。その結果、上アームスイッチに接続される+電源線に誘導される電圧が低減される。固定電位レグの上アームスイッチが常にオンしている本発明の３相インバータは、上アーム導通式３相インバータと呼ばれる。

第７の態様によれば、固定電位レグの切替えのために実行される固定電位レグの上アームスイッチのオフ動作は、フリーホィーリング期間の直後に実行される。言い換えれば、固定電位レグの上アームスイッチは、固定電位レグの切替のために、電源電流ではなく、フリーホィーリング電流を遮断する。フリーホィーリング電流は、Hブリッジの２つの上アームスイッチを接続する+バスバーを通じて流れる。電源電流が流れる+電源線と比べて遙かに短いこの+バスバーは低いインダクタンス値をもつ。結局、固定電位レグの切替のための上アームスイッチのオフにより生じる電圧を大幅に低減することができる。

電圧がさらに説明される。+電源線のサージ電圧である電圧の低減は、インバータの半導体素子や平滑キャパシタの耐圧低減を実現する。その結果、製造コスト及び抵抗損失を低減することができる。+電源線の電圧は、外部サージ電圧と内部サージ電圧とに分類される。外部サージ電圧は、直流電源及びインバータを接続する+電源線のインダクタンスを流れる電源電流の急激な減少により発生する。内部サージ電圧は、インバータの各上アームスイッチを接続する+バスバーを流れるフリーホィーリング電流の急激な減少により発生する。結局、固定電位レグの上アームスイッチのオフ動作をフリーホィーリング期間に実行することにより、高い外部サージ電圧の代わりに低い内部サージ電圧を発生することができる。

図１は、実施例のデュアルインバータを示す模式配線図でてある。 図２は、１つのHブリッジの出力電圧波形及び出力電流波形を示すタイミングチャートである。 図３は、正半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図４は、負半波期間のPWMサイクル期間における１つのHブリッジの状態を示すタイミングチャートである。 図５は、第１位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図６は、第１位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図７は、第２位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図８は、第２位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図９は、第３位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１０は、第３位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１１は、第４位相期間の電流供給期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１２は、第４位相期間のフリーホィーリング期間における１つのHブリッジの状態を示す模式配線図である。 図１３Aは、電気角３６０度における６つのレグの動作を示すタイミングチャートである。図１３Bは、電気角３６０度におけるHブリッジの２つのレグの出力電圧の基本波成分を示す波形図である。 図１４は、デュアルインバータの配線例を示す模式配線図である。 図１５は、図１４に示されるデュアルインバータの正面図である。 図１６は、図１５に示されるデュアルインバータの平面図である。 図１７は、図１６に示されるデュアルインバータの側面図である。 図１８は、デュアルインバータの電流分散方式を説明するためのタイミングチャートである。 図１９は、電流分散方式を採用するモータ装置を示す模式配線図である。 図２０Aは、Hブリッジの上アームスイッチのオフにより生じるサージ電圧を説明するための模式配線図である。図２０Bは、Hブリッジの下アームスイッチのオフにより生じるサージ電圧を説明するための模式配線図である。

図１は、EVトラクションモータ駆動用のデュアルインバータを示す配線図である。このデュアルインバータは、それぞれ電圧型３相インバータからなるインバータ１及びインバータ２をもつ。さらに、このデュアルインバータは短絡回路９をもつ。EVトラクションモータのステータコイルは、U相コイル３U、V相コイル３V、及びW相コイル３Wからなるダブルエンデッド３相コイルからなる。

インバータ１は、U相レグ１U、V相レグ１V、およびW相レグ１Wからなる。レグ１Uは、直列接続された上アームスイッチ１１及び下アームスイッチ１２からなる。レグ１Vは、直列接続された上アームスイッチ１３及び下アームスイッチ１４からなる。レグ１Wは、直列接続された上アームスイッチ１５及び下アームスイッチ１６からなる。インバータ２は、U相レグ２U、V相レグ２V、およびW相レグ２Wからなる。３つの上アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各一端を+バスバー８１０に接続する。３つの下アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各一端を-バスバー８２０に接続する。

レグ２Uは、直列接続された上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ２２からなる。レグ２Vは、直列接続された上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ２４からなる。レグ２Wは、直列接続された上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ２６からなる。３つの上アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各他端を+バスバー８１０に接続する。３つの下アームスイッチは、相コイル３U、３V、及び３Wの各他端を-バスバー８２０に接続する。各アームスイッチは、逆並列ダイオード及びトランジスタからなる。

レグ１Uは、U相電圧VU1を相コイル３Uに印加する。レグ２Uは、U相電圧VU２を相コイル３Uに印加する。これにより、U相電圧VU（＝VU1-VU２）が相コイル３Uに印加される。レグ１Vは、V相電圧VV1を相コイル３Vに印加する。レグ２Vは、U相電圧VV２を相コイル３Vに印加する。これにより、V相電圧VV（＝VV1-VV２）が相コイル３Vに印加される。レグ１Wは、W相電圧VW1を相コイル３Wに印加する。レグ２Wは、W相電圧VW２を相コイル３Wに印加する。これにより、W相電圧VW（＝VW1-VW２）が相コイル３Wに印加される。３つの相電圧（VU、VV、及びVW）の間の位相差は電気角１２０度である。

短絡回路９は、３相ダイオードブリッジ及び短絡スイッチからなる。３相ダイオードブリッジからなる整流器は、３相インバータ２の３相電圧（VU２、VV２、VW２）を整流する。３相ダイオードブリッジの一対の直流端子は短絡スイッチにより短絡可能となっている。コントローラ１０は、３相インバータ１及び２をPWM制御する。さらに、コントローラ１０は、短絡スイッチを開閉する。短絡スイッチがオフされる時、３つの相コイル３U、３V、３Wは、３つのHブリッジにより個別に制御される。この制御は、オープンデルタモードと呼ばれる。短絡スイッチがオンされる時、３つの相コイル３U、３V、３Wは、星形接続３相コイルとなる。３相インバータ１が、この星形接続３相コイルを制御する。３相インバータ２は休止される。この制御は、スターモードと呼ばれる。

オープンデルタモードが説明される。オープンデルタモードにおいて、３つのHブリッジは本質的に同じ制御動作を行う。各Hブリッジの制御動作の間の位相差は、電気角１２０度である。以下において、レグ１U及び２UからなるU相HブリッジのPWM制御が説明される。この制御は、上アーム導通式片側PWMと呼ばれる。

図２は、U相Hブリッジから相コイル３Uに与えられるU相電圧VU及びU相電流IUの各基本波成分を示す波形図である。U相電流IUはU相電圧VUよりも所定の位相角だけ遅れる。相電圧VUの１周期（＝電気角３６０度）は正半波期間PAと負半波期間PBとからなる。期間PAは位相期間P1及びP２に分割される。期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。レグ１U及び２Uはパルス幅変調（PWM）制御される。パルス幅変調として、電流供給期間を自由に配置可能な空間ベクトルパルス幅変調が好適である。

コントローラ１０は、制御周期であるPWMサイクル期間TC毎に適切な長さの電流供給期間TXを設定する。したがって、PWMデユーティ比は、TX/TCとなる。電流供給期間TXを除くPWMサイクル期間TCは、フリーホィーリング期間TFとなる。電流供給期間TXにおいて、直流電源がステータコイルに電源電流IPを供給する。フリーホィーリング期間Tfにおいて、フリーホィーリング電流IFがインバータとステータコイルとを循環する。

図３及び図４はそれぞれ、１つのPWMサイクル期間TCにおけるレグ１U及び２Uの状態を示す。図３は期間PAにおけるレグ１U及び２Uの状態例を示し、図４は期間PBにおけるレグ１U及び２Uの状態例を示す。期間PAは位相期間P1及びP2に分割され、期間PBは位相期間P３及びP４に分割される。位相期間P1及びP３は相コイル３Uから直流電源へ電源電流を回生する期間であり、位相期間P２及びP４は直流電源が相コイル３Uへ電源電流IPを供給する期間である。

この実施例の上アーム導通式片側PWMによれば、レグ１U及び２UからなるHブリッジは、固定電位レグ及びPWMレグからなり、固定電位レグの上アームスイッチは常にオンされる。期間PAにおいて、レグ１Uは固定電位レグとなり、レグ２UはPWMレグとなる。期間PBにおいて、レグ１UはPWMレグとなり、レグ２Uは固定電位レグとなる。固定電位レグ及びPWMレグは、電気角１８０度毎に交代される。

図３は、期間PAにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。上アームスイッチ１１がオンされる固定電位レグ１Uはハイレベル（１）を出力する。電流供給期間TXにおいて、下アームスイッチ２２はオンされ、PWMレグ２Uはローレベル（０）を出力する。フリーホィーリング期間TFにおいて、下アームスイッチ２２はオフされ、PWMレグ２Uはハイレベル（１）を出力する。

図４は、期間PBにおける１つのPWMサイクル期間TCを示すタイミングチャートである。上アームスイッチ２１がオンされる固定電位レグ２Uはハイレベル（１）を出力する。電流供給期間TXにおいて、下アームスイッチ１２はオンされ、PWMレグ１Uはローレベル（０）を出力する。フリーホィーリング期間TFにおいて、下アームスイッチ１２はオフされ、PWMレグ１Uはハイレベル（１）を出力する。

図５-図１２は位相期間P1-P４におけるレグ１U及び２Uの状態を示す模式配線図である。相コイル３Uは逆起電力Vaをもつ。図５は位相期間P１の電流供給期間TXを示し、図６は位相期間P１のフリーホィーリング期間TFを示す。負の電源電流IPである回生電流IRが電流供給期間TXにおいて直流電源４へ流れる。フリーホィーリング期間TFにおいて流れるフリーホィーリング電流Ifは磁気エネルギーを相コイル３Uに蓄積する。図７は位相期間P２の電流供給期間TXを示し、図８は位相期間P２のフリーホィーリング期間TFを示す。電源電流IPが電流供給期間TXにおいて相コイル３Uへ流れる。

図９は位相期間P３の電流供給期間TXを示し、図１０は位相期間P３のフリーホィーリング期間TFを示す。回生電流IRが電流供給期間TXにおいて直流電源４へ流れる。フリーホィーリング期間TFにおいて流れるフリーホィーリング電流Ifは磁気エネルギーを相コイル３Uに蓄積する。図１１は位相期間P４の電流供給期間TXを示し、図１２は位相期間P４のフリーホィーリング期間TFを示す。電源電流IPが電流供給期間TXにおいて相コイル３Uへ流れる。図１３Aは、６個のレグ（１U-２W）の状態を示すタイミングチャートである。図１３Bは、U相Hブリッジの２つのレグ１U及び２Uが出力する出力電圧（VU１、VU２）の基本波成分を示す波形図である。

図１４は、図１に示されるデュアル３相インバータの配線例を示す模式配線図である。短絡回路９の図示は省略されている。３相インバータ１の３つの交流端子は、交流バスバー６１-６３により相コイル３U-３Wの各一端に接続されている。３相インバータ２の３つの交流端子は、交流バスバー７１-７３により相コイル３U-３Wの各他端に接続されている。+バスバー８１０は+電源線８１により図略の直流電源の正極端子に接続されている。-バスバー８２０は-電源線８２により図略の直流電源の負極端子に接続されている。

図１５-図１７は、図１４に示されるデュアルインバータの構造を示す。図１５はデュアルインバータの正面図である。図１６はデュアルインバータの水平断面を示す平面図であり、図１７はデュアルインバータの垂直側面を示す側面図である。-バスバー８２０は、２つの側面が省略された箱形状をもつ。+バスバー８１０、バスバー６１-６３及び７１-７３は-バスバー８２０から水平に突出している。箱状の-バスバー８２０の１つの開口は、樹脂カバー９により覆われている。

上アームスイッチ１１及び下アームスイッチ１２はバスバー６１を挟んでいる。上アームスイッチ１３及び下アームスイッチ１４はバスバー６２を挟んでいる。上アームスイッチ１５及び下アームスイッチ１６はバスバー６３を挟んでいる。上アームスイッチ２１及び下アームスイッチ２２はバスバー７１を挟んでいる。上アームスイッチ２３及び下アームスイッチ２４はバスバー７２を挟んでいる。上アームスイッチ２５及び下アームスイッチ２６はバスバー７３を挟んでいる。各下アームスイッチは-バスバー８２０に接してる。各上アームスイッチは+バスバー８１０に接している。図１５-図１７において、各アームスイッチは、並列接続された２つの半導体素子からなる。半導体素子の１つはトランジスタであり、他の１つは逆並列ダイオードである。

+バスバー８１０はU相の上アームスイッチ１１及び２１により挟まれている。+バスバー８１０はV相の上アームスイッチ１３及び２３により挟まれている。+バスバー８１０はW相の上アームスイッチ１５及び２５により挟まれている。これにより、上アームスイッチ１１及び２１の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。上アームスイッチ１３及び２３の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。上アームスイッチ１５及び２５の間の+バスバー８１０の距離は+バスバー８１０の厚さにほぼ等しくなる。

+バスバー８１０を流れるフリーホィーリング電流Ifが上アームスイッチのオフにより減少する時、+バスバー８１０のラインインダクタンスがサージ電圧を発生する。しかし、+バスバー８１０の長さが極めて短いため、このサージ電圧は非常に低くなる。さらに、箱状の-バスバー８２０は電磁波ノイズを低減する。

既述されたように、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM)を採用するこの実施例によれば、各相の電流供給期間TXは、PWMサイクル期間TC内に自由に配置することができる。図１８は、３相の電流供給期間TXの好適な配置例を示すタイミングチャードである。コントローラ１０は、計算された相電圧指令値により３つの電流供給期間TXの長さを決定する。コントローラ１０は、各相の電流供給期間TXの開始時点及び終了時点を決定するために、６個のタイマーをもつ。各タイマーは、PWMサイクル期間TCの開始時点t０からスタートし、所定の時点（t１-t３）にて終了する。

図１８に示されるように、各相の電流供給期間TXは互いに重ならないようにPWMサイクル期間TC内に配置される。この方式は電流分散方式と呼ばれる。この電流分散方式は、モータの部分負荷条件において採用される。モータ負荷が増加する時、各相の電流供給期間TXは互いに重なる。この実施例において、相対的に短い２つの電流供給期間TXが優先的にオーバーラップされる。これは、相対的に長い電流供給期間TXは、相電流の振幅が高いことを意味するからである。これにより、直流電源の抵抗損失を低減することができる。

この抵抗損失低減効果が図１９を参照して説明される。図１９はデュアル３相インバータ１Xを用いるトラクションモータ装置を示すブロック図である。電源抵抗値（r）をもつ直流電源４は+電源線８１及び-電源線８２を通じてインバータ１Xに電源電流IPを供給する。インバータ１Xは、相コイル３UにU相電源電流IUPを供給し、相コイル３VにV相電源電流IVPを供給し、相コイル３WにW相電源電流IWPを供給する。したがって、電源電流IPは３つの相電源電流（IUP、IVP、及びIWP）の和に等しい。インバータ１Xがステータコイル３に供給する各相の電源電流IUP、IVP、及びIWPはパルス電流形状をもつ。したがって、電源電流IPはパルス形状をもつ。

各相の電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は、（r)(IUP+IVP+IWP）(IUP+IVP+IWP）となる。各相の電源電流（IUP、IVP、及びIWP）が互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は、（r)（(IUP）（IUP)+（IVP）（IVP)+（IWP）(IWP）となる。

たとえば、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもつ時、U相電源電流IUPが相対振幅値（２）をもつ。電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は(１６r)となる。電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は(６r)となる。したがって、電流分散方式は、部分負荷条件において直流電源４の抵抗損失を大幅に低減する。

たとえば、U相電源電流IUPの相対振幅値がゼロである時、V相電源電流IVP及びW相電源電流IWPはそれぞれ相対振幅値（１）をもつ。電源電流IUP、IVP、及びIWPが互いに重なる時、直流電源４の抵抗損失は(４r)となる。電源電流UP、IVP、及びIWPが互いに重ならない時、直流電源４の抵抗損失は(２r)となる。したがって、電流分散方式は、部分負荷条件において直流電源４の抵抗損失を大幅に低減する。結局、デュアル３相インバータ１Xに接続される直流電源４の損失は、この電流分散方式の採用により、３７.５％-５０％となる。

３つの電流供給期間TXの和がPWMサイクル期間TCよりも長い時、図３３に示される３相の電流供給期間TXは重なる。このオーバーラッピングが要求される時、相対的に短い２相の電流供給期間TXが優先的にオーバーラップされる。これは、短い電流供給期間TXは、長い電流供給期間TXよりも相電流が低いためである。これにより、直流電源４の抵抗損失の増加を抑制することができる。

けれども、誘導性電気負荷を駆動するHブリッジは、図２に示される位相期間P1及びP３において、回生電流を形成する。したがって、位相期間P1及びP３のHブリッジの電流供給期間は、位相期間P2及びP４のHブリッジの電流供給期間とオーバーラップさせることが好適である。これにより、電源電流IPの振幅を低減することができる。

このオープンデルタモードのデュアルインバータが従来のシングル３相インバータと比較される。片側PWM駆動方式を採用するこのデュアルインバータは、星形接続３相コイルに接続される従来のシングルインバータと比べて約２倍の電圧利用率をもつ。したがって、このデュアルインバータはシングルインバータと比べて２倍の巻数をもつステータコイルを駆動することができる。

したがって、デュアルインバータのインバータ１及び２は、シングルインバータと比べて半分の半導体チップ面積をもつことができる。結局、オープンデルタモードのデュアルインバータは、従来のシングル３相インバータとほぼ等しいトータル半導体チップ面積をもつことができる。その結果、デュアルインバータは従来のシングルインバータとほぼ等しい導通損失及び製造コストをもつことができる。

この実施例のデュアルインバータの効果が説明される。第１に、このデュアルインバータの３つのHブリッジはそれぞれ固定電位レグをもつ。この方式は片側PWM方式と呼ばれる。これにより、このデュアルインバータは、従来のシングルインバータと比べて半分のスイッチング損失をもつことができる。

第２に、このデュアルインバータは既述の逆電圧印加問題を改善することができる。従来の両側PWM方式によれば、Hブリッジが１つのPWMサイクル期間TC内に電圧ベクトル（０１）に相当する電流供給期間と、電圧ベクトル（１０）に相当する電流供給期間をもつ場合がある。この片側PWM方式によれば、互いに反対方向の２つの電圧ベクトルに相当する２つの電流供給期間が１つのPWMサイクル期間内に形成されることがない。

第３に、この片側PWM方式において、固定電位レグの上アームスイッチは常にオンされる。これにより、従来のシングル３相インバータが発生する高い電圧を大幅に低減することができる。

従来の両側PWM方式のデュアルインバータ又は従来のシングルインバータの電圧問題が、図２０Aを参照して説明される。直流電源４は、+電源線８１を通じてU相Hブリッジ１HUの+バスバー８１０に接続され、-電源線８２を通じてU相Hブリッジ１HUの-バスバー８２０に接続される。Hブリッジ１HUは、レグ１U及び２Uからなる。相コイル３Uは、U相ケーブル６１を通じてレグ１Uに接続され、U相ケーブル７１を通じてレグ２Uに接続される。+電源線８１はラインインダクタンス８１Lをもち、-電源線８２はラインインダクタンス８２Lをもつ。+電源線８１の両端は寄生容量C1及びC２をもつ。-電源線８２の両端は寄生容量C３及びC４をもつ。U相ケーブル６１は寄生容量C５もつ。U相コイル３Uは寄生容量C６もつ。U相ケーブル７１は寄生容量C７もつ。

図２０Aは、電源電流IPが流れる上アームスイッチ１１がオフされた直後の状態を示す。ラインインダクタンス８１Lは電源電流IPの遮断故に起電力を発生する。この起電力は、寄生キャパシタC２及びC1、ラインインダクタンス８１Lからなる直列共振回路を通じてサージ電流ISUを供給する。これにより、高い電圧Vrが上アームスイッチ１１に印加される。

図２０Bは、この実施例の上アーム導通式片側PWM方式で駆動されるHブリッジを示す。上アームスイッチ１１は常にオンされ、下アームスイッチ２２がスイッチングされる。図２０Bは、電源電流IPが流れる下アームスイッチ２２がオフされた直後の状態を示す。ラインインダクタンス８１Lを流れる電源電流IPは下アームスイッチ２２のオフ故に低減され、U相ケーブル７１の電位は急速に上昇する。U相ケーブル７１の電位上昇により、上アームスイッチ２１のダイオードがオンされると、フリーホィーリング電流Ifが+バスバー８１０に流入する。このフリーホィーリング電流Ifは、上アームスイッチ１１を通じて循環する。

ラインインダクタンス８１Lを流れる電源電流IPは、下アームスイッチ２２がオフされた直後に急減し、ラインインダクタンス８１Lは起電力を発生する。この起電力は、サージ電流ISUを寄生キャパシタC５-C７及びC１からなる直列共振回路を通じて供給する。その結果、寄生キャパシタC２を流れるサージ電流ISUは非常に低くなる。これにより、電圧Vrは大幅に低減される。

次に、+バスバー８１０が発生する電圧が説明される。図６に示されるPWMレグ２Uの上アームスイッチ２１がオフされる時点において、上アームスイッチ２１は+バスバー８１０から流入するフリーホィーリング電流Ifをオフする。同様に、図１０に示されるPWMレグ１Uの上アームスイッチ１１がオフされる時点において、上アームスイッチ１１は+バスバー８１０から流入するフリーホィーリング電流Ifをオフする。したがって、+バスバー８１０のラインインダクタンスは、PWMレグの上アームスイッチがオフされる時、電圧を発生する。+バスバー８１０は+電源線８１と比べて非常に短い。したがって、+バスバー８１０が発生する電圧は非常に低くなる。

けれども、デュアルインバータは、固定電位レグ切替時に電圧を発生する可能性をもつ。この問題が図２を参照して説明される。固定電位レグがレグ１Uからレグ２Uへ切り替えられる期間PBの各開始時点において、電流IUはゼロではない。同様に、固定電位レグがレグ２Uからレグ１Uへ切り替えられる期間PAの各開始時点において、電流IUはゼロではない。したがって、上アームスイッチ１１は、レグ１Uが固定電位レグからPWMレグに切り替えられる時にオフされる。同様に、上アームスイッチ２１は、レグ２Uが固定電位レグからPWMレグに切り替えられる時にオフされる。その結果、電圧が発生する可能性が生じる。

この問題は、固定電位レグからPWMレグへの切替のための上アームスイッチのオフ動作をフリーホィーリング期間TFにおいて実行することにより解決される。言い換えれば、固定電位レグの上アームスイッチのオフ動作は、フリーホィーリング電流Ifがレグ１U及び２Uを接続する+バスバー８１０を通じて循環する状態にて実行される。これにより、上アームスイッチはフリーホィーリング電流Ifをオフする。既述されたように、+バスバー８１０のラインインダクタンスは非常に低いため、電圧は大幅に低減される。

本発明のインバータ及びその駆動方法は、エレベータ、空調装置、トラクションモータ及び舶用モータのような可変速モータ用途、及び太陽電池ハ゜ワーコンテ゛ィショナーおよびそれを制御するコントローラからなる新規な新規なインバータシステムを開示する。このインバータシステムが以下に要約される。

第１に、コントローラは、３つのHブリッジからなるデュアル３相インバータを制御する。各Hブリッジの１つのPWMレグ及び１つの固定電位レグは電気角１８０度毎に切り替えられ。これにより、スイッチング損失を低減することができる。さらに、互いに逆方向の相電圧を発生する２つの電流供給期間が１つのPWMサイクル期間内に形成される逆電圧印加問題を防止することができる。好適には、コントローラは固定電位レグの上アームスイッチは定常的にオンされる。これにより、上アームスイッチのオフによるサージ電圧を低減することができる。

第２に、コントローラは、デュアル３相インバータの３つの相の電流供給期間をできるだけオーバーラップしないように共通のPWMサイクル期間内に配置する。これにより、直流電源の電力損失を低減することができる。

第３に、デュアル３相インバータは、相電流が相対的に低い２つ相の電流供給期間を優先的にオーバーラップする。これにより、直流電源の電力損失を低減することができる。

第４に、デュアル３相インバータは、発電電流を出力する相の電流供給期間を他の相の電流供給期間と優先的にオーバーラップする。これにより、直流電源の電力損失を低減することができる。

第５に、３つのHブリッジはそれぞれ、直流電源の正極端子に接続される+バスバーを挟む一対の上アームスイッチをもつ。これにより、サージ電圧を低減することができる。

Claims (1)

1. 直流電源から３相可変速モータのステータコイルへ電源電流を供給するための電流供給期間及び前記ステータコイルにフリーホィーリング電流を供給するためのフリーホィーリング期間からなる各PWMサイクル期間毎に３相インバータをパルス幅変調（PWM）法により制御するとともに前記ステータコイルの巻線切替を実施しないインバータ駆動方法において、
   前記３相インバータは、前記ステータコイルをなすとともに互いに独立する３つの相コイルに相電流を別々に供給する３つのHブリッジからなり、
   前記各Hブリッジは、前記PWMサイクル期間にてスイッチングされるPWMレグ及び前記PWMサイクル期間にて定電圧を出力する固定電位レグからなり、
   前記PWMレグ及び前記固定電位レグは、電気角１８０度毎に交代され、
   前記固定電位レグは、常にオンされる上アームスイッチをもち、
   前記固定電位レグの前記上アームスイッチは、前記フリーホィーリング期間又はその直後に、前記PWMレグ及び前記固定電位レグの前記交代のためのオフ動作を実行することを特徴とするインバータ駆動方法。