JP5815696B2 - 一体型充電を用いたオープンデルタモータ駆動装置 - Google Patents

Description

本開示は、一般には、電動車両用の一体型のインバータ／充電回路に関する。

図１は、電動車両の駆動回路１０を構成する３相ブリッジインバータと３相モータの基本的な組み合わせを示す電気的概略図である。図１の回路１０は、３相ブリッジインバータ１２（直流バス入力コンデンサＣｉを含む）、バッテリ１４、３相モータ１６にて構成される。インバータは、３つのペアのスイッチ（Ｑ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６）として配置された６つのトランジスタから構成されており、それぞれのトランジスタは対応する相ノード（１８ａ、１８ｂ、１８ｃ）を中心にしてスイッチング極を形成する。それぞれの相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）がインバータ１２からの電力をモータ１６に供給し、対応する相ノードに接続されている。

駆動と充電のトランスレスの一体型の既存スキーム３つが、図２、図３、図４に示されたように従来技術として知られている。図１に示されるように、３つのスキームのそれぞれは、３相モータに接続された３相電圧形インバータと組み合わせることをおおもととしている。それぞれのスキームにおいて、モータのタイプは、インダクション型、ブラシレス永久磁石型、またはシンクロナスリラクタンス型である。それぞれのスキームでは、充電中には、昇圧モード操作にてスイッチモード電力変換が用いられる。モータ巻線は、誘導性回路装置として用いられる。よって、これらのスキームのそれぞれについて、入力される充電電圧のピーク値はバッテリ電圧より低くなければならない。

図２は、ダイオードブリッジを用いた一体型充電回路２０を示す電気的概略図である。

図２のスキームでは、ダイオードブリッジ２４と従来のＥＭＩ（電磁干渉）フィルタ／充電ポート２６が図１のインバータ・モータ１０に組み込まれ、充電機能がもたらされている。ダイオードブリッジ２４とフィルタ２６が、線２８と線３０（接地線Ｇ）を用いてインバータ・モータ１０に接続される。駆動モードで運転される場合、ダイオードブリッジ２４のそれぞれのダイオードは常にバックバイアスがかけられており、そのため効果的にフィルタ２６をインバータ・モータの組み合わせから切断でき、駆動モード運転におけるフィルタ２６内の不要な電流を防止できる。

充電モードでの運転において、入力される電力（単相又は３相）がダイオードブリッジ２４により整流されて、脈動ＤＣ（直流）電圧源となる。そして、この電圧源は昇圧され、バッテリ１４に電力を供給する。半導体スイッチＱ３〜Ｑ６の従来のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御に、モータ巻線から提供されるインダクタンスを組み合わせることで、この昇圧操作が行われる。スイッチＱ１とＱ２は充電モードではオフのままでいる。Ｑ３〜Ｑ６を制御して、直流バス内の奇数次の電流高調波をキャンセルし、コンデンサＣｉ内のロスを最小限にする。

電流ｉ_ｘを電圧ｖ_ｘに対して比例するように保つ制御機能を用いることで、充電力率が最適化される。単相電力の場合、おおよそ力率が１に維持されて、３相電力が用いられる場合でも、力率はおおよそ９６％にまでしか劣化しない。

最大充電電力は一般に、モータ定格にて定められる。この手法による単相運転では、最大連続充電電力は、連続駆動モードの定格のおおよそ半分である。３相運転では、連続定格は、連続駆動の定格の約７０％に上昇する。

図２に示されるスキームのメリットとして、接触器を除外でき、単一の方向性（電力はユーティリティに戻ることができない）の保証、ピーク電圧がバッテリ電圧よりも低いＡＣ（交流）電源（ユーティリティなど）に基づいても運転ができることが挙げられる。この手法のいくつかのデメリットとして、ダイオードブリッジによるコストの増加や電力損失、無効電力を操作できないこと、双方向性の運転（電力をユーティリティに戻すこと）ができないこと、３相電力が入力されて運転する場合の力率の低下、線３０（戻り用）と線Ｘ、Ｙ、Ｚの時間平均値との間のコモンモード電圧が高くなることが挙げられる。コモンモードフィルタの大きさがコモンモード電圧に比例するため、適度に大きなコモンモードフィルタを用いて不要なコモンモード線電流を防止する必要がある。

図３は、１つの位相レッグを開くための接触器Ｋ２を用いた一体型充電スキーム３２を示す電気的模式図である。このスキームを用いることで、２つの接触器（Ｋ１、Ｋ２）と従来のＥＭＩフィルタ／充電ポート２６が図１のインバータ・モータ１０に追加されて、充電機能がもたらされた。駆動モードにて運転する場合には、接触器Ｋ１を開き接触器Ｋ２を閉じることで、図１の構造が再現される。

充電モードでは、Ｑ１〜Ｑ４が同期整流をする一方でＫ１を閉じてＫ２を開き、そのモータ固有のモータの漏れインダクタンスが用いられて、必要な相ポートインダクタンスを提供する。様々なＰＷＭ制御スキームが用いられる。あるスキームでは、線電流が線電圧に比例するように瞬間的に維持されるよう制御がなされ、結果として力率１の運転ができる。

上述のとおり、最大充電電力は通常モータ定格により設定される。一般に、この手法における最大連続充電電力は、連続駆動モードの定格のおおよそ半分である。

図３のスキームのメリットとして、半導体部品（例えば、図２のスキームでのダイオーブリッジ２４）の追加が不要であること、ピーク電圧がバッテリ電圧よりも低いユーティリティに基づいて運転できること、双方向性の運転（エネルギーをユーティリティ戻すこと）ができること、独立型の交流電力を出力できること、無効電力を制御できることが挙げられる。この手法のデメリットとしては、モータ１６のＡ相に関連したインダクタンスがないために比較的大きなコモンモードフィルタが必要とされること、駆動モード運転中に最大モータ電流を扱うため、比較的大きな接触器（Ｋ２）が必要とされること、充電ポートへの３相電力の入力に対応できないことが挙げられる。コモンモードフィルタの物理的な大きさは、コモンモード電圧とＲＭＳポート電流との積に比例する。コモンモードインダクタの実際の大きさは、コア材料、熱移動、巻線の詰込み因数などの詳細項目によって決まる。一般的な比例定数は、２５ｇ／ｋＶＡ〜１００ｇ／ｋＶＡの範囲内である。

図４は、モータの中性「接続」を開くための２極接触器Ｋ２を用いた一体型充電スキーム４０を示す電気的模式図である。このスキームでは、モータ内に中性接続が１つもなく、３つのモータ巻線のそれぞれの巻線におけるレッグの両方が引き出されている。２つの接触器（Ｋ１、Ｋ２）と従来のＥＭＩフィルタ／充電ポート２６とが図１のインバータ・モータ１０に追加されて充電機能をもたらしている。駆動モードにて運転する場合、接触器Ｋ１を開き２極接触器Ｋ２を閉じて、図１の構造を再現できる。

充電モードでは、Ｑ１〜Ｑ６が同期整流をする一方で、接触器Ｋ１を閉じて接触器Ｋ２を開き、モータの漏れインダクタンスが用いられて必要な相ポートインダクタンスが提供される。様々なＰＷＭ制御スキームを用いることができる。このようなスキームの１つでは、３つの位相すべてのユーティリティ線電流が、対応する線電圧に比例するように瞬間的に維持されるように制御されて、力率１の運転がもたらされる。

上述の通り、最大充電電力は一般にはモータ定格によって設定される。一般に、この手法による単相充電においては、最大連続充電電力は連続駆動モードの定格のおおよそ５０％である。３相充電においては、連続定格は、駆動モードの連続定格の約８０％に上昇する。

この手法のメリットとして、半導体部品（例：図２のダイオードブリッジ２４）を必要としないこと、モータ中性接続を必要としないこと、ピーク電圧がバッテリ電圧よりも低いユーティリティに基づいて運転できること、単相と３相のユーティリティ電力の両方に適応できること、双方向性の運転ができること、独立型の単相と３相の交流電力を出力できること、無効電力を制御できること、トポロジー対称により充電コモンモード電流を低減できるため、小型のコモンモードフィルタを使用できることが挙げられる。この手法のデメリットとして、駆動モード運転中に最大のモータ電流を扱うため、比較的大きな接触器（Ｋ２）が必要となることと、３つの大きな線のかわりに６本の大きなモータ線が必要であることとが挙げられる。

モータ駆動とバッテリ充電の一体型装置は、バッテリと、第１レッグ(leg)と第２レッグとを有するＮ個の個別のモータ巻線を具備する電気モータと、複数のＭ個の極を有する接触器であって、それぞれの極が第１側と第２側とを有する接触器と、それぞれが前記バッテリと並列に接続されたコンデンサと２Ｎ個のスイッチング極を有するインバータと、前記スイッチング極それぞれの状態を制御するように構成されたＰＷＭ制御回路とを有している。それぞれのモータ巻線のそれぞれのレッグが、対応するインバータのスイッチング極の相ノードに接続されており、少なくとも２つの前記モータ巻線のレッグ（またはモータ巻線のタップ）が、対応する接触器の極の第１側に接続されており、電源／シンクが、対応する接触器の極の第２側に接続されており、１つの側面では、別のコンデンサが接触器の極のそれぞれのペアの間に接続されている。

本明細書に含まれまた本明細書の一部を構成する添付の図面が、実施形態例の説明と共に実施形態の１つ以上の例を説明し、実施形態の原理と実施方法の説明をする。

図には、
図１は、従来技術における３相インバータと３相モータとの基本的な組み合わせを示す電気的概略図である。 図２は、従来技術におけるダイオードブリッジを用いた一体型充電スキームを示す電気的概略図である。 図３は、１つの位相レッグを開くための接触器を用いた従来技術における一体型充電スキームを示す電気的模式図である。 図４はモータ中性「接続」を開くための２極接触器を用いた従来技術における一体型充電スキームを示す電気的模式図である。 図５Ａは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図５Ｂは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図５Ｃは、本発明の実施形態による図５Ａ、図６Ａ、図７Ａの回路とともに用いるためのＥＭＩフィルタ／充電ポートを示す電気的模式図である。 図５Ｄは、本発明の実施形態による図５Ｂ、図６Ｂ、図７Ｂの回路とともに用いるためのＥＭＩフィルタ／充電ポートを示す電気的模式図である。 図６Ａは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図６Ｂは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図７Ａは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図７Ｂは、本発明の一実施形態による一体型充電を用いたオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図８は、本発明の実施形態において、駆動モードで運転した場合の、図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂのオープンデルタ回路へのＰＷＭスイッチのコマンドを示したタイミング図である。 図９は、本発明の実施形態において、充電モードで運転した場合の、図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂのオープンデルタ回路へのＰＷＭスイッチのコマンドを示したタイミング図である。 図１０は、本発明の一実施形態における一体型充電を用いた変形したオープンデルタ駆動を示す電気的模式図である。 図１１は、本発明の一実施形態における、充電モードで運転した場合の、図１０の変形したオープンデルタ駆動回路へのＰＷＭスイッチのコマンドを示したタイミング図である。

実施形態例の説明

本明細書では、電動車両において一体型充電を用いたオープンデルタモータ駆動を提供する方法と装置との文脈にて、実施形態例を説明する。当業者は、以降の説明は単に実例であり、どのようにしても限定する意図がないことを理解するであろう。ここでの開示の恩恵を享受する当業者であれば、他の実施形態を容易に着想することもできるはずである。添付の図面に説明されるように実施形態例を実施できるようにこれから詳述する。図面間や以下の記述において同じ参照符号をできる限り用いて、同様または類似の要素を示す。

明確にするために、本明細書にて説明する実施内容における決まりきった特徴については、そのすべてを示したり、説明したりはしない。もちろん、この実際の実施内容の具現にあたり、具現者の具体的な目標（例：応用範囲やビジネスに関連した制約への適合など）を達成するためには、実施における多数の具体的な決断をしなければならないことがわかる。またこれら具体的な目標は、ある実施内容と別の実施内容において異なり、またある具現者と別の具現者とでも異なることがわかる。さらに、具現するための努力は複雑で時間がかかるが、この開示の恩恵を享受する当業者にとって通常の工学的な仕事であることも理解できる。

現在の最高水準の電気自動車とハイブリッド自動車は、一般に３相電圧形ブリッジインバータと、スター巻線永久磁石モータまたはスター巻線インダクションモータとを組合わせて必要な駆動機能を得ている。代替手法として、３つのモータ位相巻線のそれぞれが２つのインバータ相で駆動される６相インバータにより、３相インバータを入替えることができる。本明細書において「オープンデルタ駆動（open delta drive）」と呼ばれるこの手法は複雑さがあるものの、利点として、直流バスコンデンサでのリップル電流の低減、モータ内でのＰＷＭ損失の削減、モータ中性接続を必要としないことが挙げられる。

新しい電力トポロジーが本明細書では提供され、ここではオープンデルタスキームを拡張して、インバータとモータとが、駆動システムの機能に加えて、高率で力率１のバッテリ充電装置の機能を提供する。

図５Ａは、本発明の一実施形態における一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路５０を示す電気的模式図である。回路５０は、充電ポート５２における３相（Ｘ、Ｙ、Ｚ）充電用に構成されている。図５Ｂは、本発明の他の実施形態における一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路５６を示す電気的模式図である。回路５６は、ＥＭＩフィルタ／充電ポート５８における直流（＋、−）充電用に構成されている。図５Ｃは、回路５０のＥＭＩフィルタ／充電ポート５２（また、回路６０のポート６２と回路７０のポート７２）を示す電気的模式図であり、図５Ｄは、本発明の実施形態における回路５６のＥＭＩフィルタ／充電ポート５８（また、回路６４のポート６６、回路７４のポート７６）を示す電気的模式図である。

図５Ｃでは、コンデンサＣ１ｘ、Ｃ１ｙ、Ｃ１ｚが、インダクタＬ１ｘ、Ｌ１ｙ、Ｌ１ｚと共にディファレンシャルモードフィルタを形成し、ディファレンシャルモード電圧と電流リップルを減衰させる。コンデンサＣ２ｘ、Ｃ２ｙ、Ｃ２ｚは、インダクタＬ２ｘ、Ｌ２ｙ、Ｌ２ｚと共にコモンモードフィルタを形成し、コモンモード電圧リップルを減衰させる。Ｌ１ｘ、Ｌ１ｙ、Ｌ１ｚは別々の部品であり、一方でＬ２ｘ、Ｌ２ｙ、Ｌ２ｚは共通の磁気コアを共有している。

図５Ｄにおいて、コンデンサＣ１はインダクタＬ１ｘ、Ｌ１ｙ、Ｌ１ｚと共にディファレンシャルモードフィルタを形成し、ディファレンシャルモード電圧と電流リップルとを減衰させる。コンデンサＣ２ｘ、Ｃ２ｙ、Ｃ２ｚはインダクタＬ２ｘ、Ｌ２ｙ、Ｌ２ｚと共にコモンモードフィルタを形成してコモンモード電圧リップルを減衰させる。Ｌ１ｘ、Ｌ１ｙ、Ｌ１ｚは別々の部品であり、一方でＬ２ｘ、Ｌ２ｙ、Ｌ２ｚは共通の磁気コアを共有している。

図６Ａは、本発明の一実施形態における、一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路６０を示す電気的模式図である。回路６０は、ＥＭＩフィルタ／充電ポート６２における３相（Ｘ、Ｙ、Ｚ）充電用に構成されている。図６Ｂは、本発明の他の実施形態における、一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路６４を示す電気的模式図である。回路６４は、ＥＭＩフィルタ／充電ポート６６における直流（＋、−）充電用に構成されている。本発明の実施形態において、図５Ｃは、回路６０のＥＭＩフィルタ／充電ポート６２を示す電気的模式図であり、図５Ｄは、回路６４のＥＭＩフィルタ／充電ポート６６を示す電気的模式図である。

図７Ａは、本発明の一実施形態における、一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路７０を示す電気的模式図である。回路７０は、ＥＭＩフィルタ／充電ポート７２における３相（Ｘ、Ｙ、Ｚ）充電用に構成されている。図７Ｂは、本発明の他の実施形態における、一体型充電を用いたオープンデルタ駆動回路７４を示す電気的模式図である。回路７４は、ＥＭＩフィルタ／充電ポート７６における直流（＋、−）充電用に構成されている。本発明の実施形態において、図５Ｃは、回路７０のＥＭＩフィルタ／充電ポート７２を示す電気的模式図であり、図５Ｄは、回路７４のＥＭＩフィルタ／充電ポート７６を示す電気的模式図である。

図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂ、図１０の回路において、６相インバータ５４は３相モータ１６に接続され、バッテリ（または、その他の直流電圧源）１４を動力源としている。直流バス入力コンデンサＣｉ（インバータ５４の一部）はバッテリ１４の両端に接続される。６相インバータ５４は、スイッチ（Ｑ１〜Ｑ１２）として配置された１２個のトランジスタから形成される。インバータ５４からの電力をモータ１６に提供するそれぞれの相（Ａ１相、Ｂ１相、Ｃ１相、Ａ２相、Ｂ２相、Ｃ２相）は、相に対応したスイッチ（スイッチング極）のペア（すなわち、Ｑ１とＱ２（Ａ１相）、Ｑ３とＱ４（Ｂ１相）、など）の中央（相）ノードに接続される。図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂに示されるそれぞれの実施形態のインバータの運転は同様であり、以下に説明される。

図５Ａと図５Ｂの回路では、線Ａ、Ｂ、Ｃはインバータに以下のように接続される。線Ａは、モータ１６の巻線Ｗ１を介してＡ１相の中央ノードに接続され、Ａ２相の中央ノードには直接接続される。線Ｂは、モータ１６の巻線Ｗ２を介してＢ１相の中央ノードに接続され、Ｂ２相の中央ノードには直接接続される。線Ｃは、モータ１６の巻線Ｗ３を介してＣ１相の中央ノードに接続され、Ｃ２相の中央ノードには直接接続される。巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３それぞれは、ほとんど同じインダクタンスＬｓを有している。コンデンサＣ１は、線Ａと線Ｃとの間に接続される。コンデンサＣ２は、線Ｂと線Ｃとの間に接続される。コンデンサＣ３は、線Ａと線Ｂとの間に接続される。コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３は実質的に同じ値である。接触器Ｋ１は、通常の駆動モード運転では開状態に設定され、充電運転では閉状態に設定される。

図５Ａの回路は、図５Ｃで詳述されている３相ＥＭＩフィルタ／充電ポート５２を有しており、図５Ｂの回路は、図５Ｄで詳述されている直流ＥＭＩフィルタ／充電ポート５８を有している（上述のとおり）。

それぞれの相において、Ｌｓはその関連したコンデンサと組み合わさり、Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング操作により発生した電圧と電流高調波とを効果的に低減させるローパスフィルタを形成する。

図６Ａと図６Ｂの回路においては、図５Ａと図５Ｂの回路に示されるように線Ａ、Ｂ、Ｃがインバータに接続される。コンデンサＣ１は線Ａと線Ｃの間に接続される。コンデンサＣ２は線Ｂと線Ｃとの間に接続される。コンデンサＣ３は線Ａと線Ｂとの間に接続される。コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３は、実質的に同じ値である。接触器Ｋ１は、通常の駆動モード運転において開状態に設定され、充電運転において閉状態に設定される。示されたとおり、インダクタＬ１はコンデンサＣ１／Ｃ２のノードと線Ｃの接触器のノードとの間に接続される。インダクタＬ２は、コンデンサＣ２／Ｃ３のノードと線Ｂの接触器のノードとの間に接続される。インダクタＬ３は、コンデンサＣ１／Ｃ３のノードと線Ａの接触器のノードとの間に接続される。

図６Ａの回路は、図５Ｃにおいて詳述される３相ＥＭＩフィルタ／充電ポート６２を有しており、図６Ｂの回路は、図５Ｄにおいて詳述される直流ＥＭＩフィルタ／充電ポート６６を有している（上述のとおり）。

図７Ａと図７Ｂの回路にて、線Ａ、Ｂ、Ｃは図５Ａと図５Ｂの回路にて示されるようにインバータに接続される。線ＤはＡ１相の中央ノードに直接接続され、線ＥはＢ１相の中央ノードに直接接続され、線ＦはＣ１相の中央ノードに直接接続される。線Ａ、Ｂ、Ｃ、Ｄ、Ｅ、Ｆが接触器Ｋ１に接続され、また接触器Ｋ１（閉状態の場合）を介してインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６にそれぞれ接続される。インダクタＬ１とＬ４、インダクタＬ２とＬ５、インダクタＬ３とＬ６における接触器とは反対側が共にＥＭＩフィルタ／充電ポートの対応するノードに接続されている。コンデンサＣ１はＬ１／Ｌ４のノードとＬ２／Ｌ５のノードの間に接続される。コンデンサＣ２は、Ｌ２／Ｌ５のノードとＬ３／Ｌ６のノードとの間に接続される。コンデンサＬ３は、Ｌ１のノードとＬ３のノードの間で、インダクタにおける接触器とは反対側に接続される。

図７Ａの回路は図５Ｃにおいて詳述される３相ＥＭＩフィルタ／充電ポート７２を有しており、図７Ｂの回路は図５Ｄにおいて詳述される直流ＥＭＩフィルタ／充電ポート７６を有している（上述のとおり）。

図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂはこのように、発明の様々な実施形態において、一体型充電を用いたオープンデルタモータ駆動用の電気回路を示している。図８は、一実施形態おける、駆動モード（接触器Ｋ１が開状態）にて運転される場合の、これらオープンデルタ回路用のＰＷＭスイッチのコマンドを示した対応するタイミング図である。図９は、一実施形態における、充電モード（接触器Ｋ１が閉状態）にて運転される場合の、これらオープンデルタ回路用のＰＷＭスイッチのコマンドを示した対応するタイミング図である。

この新たな一体型の駆動・充電スキームでは、オープンデルタインバータ・モータ構造をおおもととして用いている。オープンデルタ構造では、３つのモータ位相巻線のそれぞれが、従来のスター構造の巻数のルート３倍（３^１／２倍）の巻数を有している。それぞれの巻線は、インバータ極のペアにて駆動される。それぞれの極は、従来の３相システムの電流定格のルート３分の１倍（１／３^１／２倍）に等しい電流定格を有している。変調スキームでは、関連した極のペアのそれぞれが中心線にて変調されており、また、３つの極のペアの中心線が相互に１２０度ずれている（例えば、図８参照）。オープンデルタ駆動のメリットは、電流高調波を消去するのレベルが向上したことである。このことは、発生する損失をより少なくしつつ、バス直流バス入力コンデンサＣｉを小型化できることを意味する。その他のメリットとして、特定のスイッチング周波数に対する位相リップル電流が小さくなることが挙げられる。

１つの３極接触器Ｋ１（または、図７Ａと図７Ｂの場合には６極接触器）とＥＭＩフィルタ／充電ポート回路を従来のオープンデルタ駆動に加えることで、新たな電力トポロジーが実現され、駆動モードオープンデルタ駆動構造のメリットをすべて残したまま、バッテリの直流、単相、３相充電がすべて可能となった。

駆動モードにおいては、接触器Ｋ１は開状態であり、充電モードでは、接触器Ｋ１は閉状態である。駆動モードにおいては、すべての１２個の半導体スイッチが用いられる。充電モードでは、半導体スイッチＱ１〜Ｑ６がそれぞれオフのままとされ、半導体スイッチＱ７〜Ｑ１２は、ユーティリティ電力が同期整流されて、バッテリの充電が管理されるように制御される（例えば、図９参照）。

上述の通り、最大充電電力は一般的にモータ定格にて決められる。一般に、単相運転では、図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂの手法の最大連続充電電力は、連続駆動モードの定格のおおよそ４０％である。３相運転の最大連続充電電力は、連続駆動モードの定格のおおよそ７０％である。

これら実施形態のメリットとして、半導体部品（例えば、図２のダイオードブリッジ２４）を追加する必要がないこと、接触器（例えば、図３及び図４のＫ２）を追加する必要がないこと、ピーク電圧がバッテリ電圧よりも低いユーティリティに基づき運転ができること、単相と３相のユーティリティ電力の両方に対応できること、双方向性の運転ができること、独立型の単相と３相の交流電力を出力できること、無効電力を制御できること、従来の３相スキームと比較して、バスコンデンサの大きさを低下できること、従来の３相スキームと比較して、バスコンデンサに関連した損失を低下できること、トポロジー対称による充電コモンモード電流の低減ができ、結果として小型のコモンモードフィルタを利用できること、駆動モードにおいて低いスイッチング周波数を用いることができ、半導体のスイッチング損失が低下すること、モータ中性接続を必要としないため、図３のスキームと比較して座巻の大きさを低減できること、デルタ巻線に関連して増加した巻数により充電時のモータコア損失がかなり低減されることが挙げられる。これら実施形態のデメリットとして、複雑さが増すこと（３相ではなく６相となること）、ゲート駆動数が６から１２に増加すること、位相電流センサの数が２つから３つに増加すること、制御部にいくつかの微少な複雑さが増すこと、デルタ構造に関連してモータ巻線の抵抗が増加するために、図３のスキームと比較して充電電力定格が低くなることが挙げられる。

図１０は、一実施形態における、一体型充電を用いたさらなる変形オープンデルタモータ駆動を示す電気的模式図である。図１１は、一実施形態において、充電モードで運転される場合の、図１０の変形オープンデルタモータ駆動回路へのＰＷＭスイッチのコマンドを示した対応するタイミング図である。図８は、駆動モードでの運転における、この実施形態へのＰＷＭスイッチのコマンドのタイミングに対応している。

図５Ａ、図５Ｂ、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａ、図７Ｂに示されたスキーム（「これまでのスキーム」）の変形例が、図１０に示されており、充電電力がモータ巻線の中間タップに印可される。この変形例では、すべての１２個の半導体スイッチが充電中に用いられ、充電電力定格はそれゆえこれまでのスキームと比較して２倍になる。これまでのスキームのすべての他のメリットは保たれる。この実施形態での駆動モードスイッチのコマンドは図８に示されるものと同じであり、対応する充電モードＰＷＭスイッチのコマンドは図１１に示される。

前に示された一体型充電スキームのそれぞれにおいて、充電中に、あるレベルのモータトルクが発生する。充電が行われる場合にはいつも駐車用歯止めがかみ合っていると推定できるため、一般的に、これは問題にはならないと考える。なお、図１０のスキームでは、それぞれのモータ巻線内の対称電流分割により、充電中にトルクはほとんど発生せず、結果的に、充電中に駐車用歯止めを必要としない。

図１０のスキームでは、リップル電流を制限するために、ディファレンシャルモードインダクタンスを追加する必要があるかもしれない。半導体の極に関連するリップル電流の大きさは、関連したインダクタンスの逆数である。そして、この電流成分の２乗に比例する損失成分が存在する。よって、ＲＭＳリップル電流が基本相電流の約１０％のオーダーで維持されるような最小のインダクタンスが必要とされる。図１０のスキームの場合、一般的に、実効インダクタンス（モータの漏れインダクタンス）は必要とされる閾値よりも低い。このような場合、インダクタンスを巻線タップに直列に加えて、この制約を克服しなければならない。この加えられたインダクタンスはＥＭＩフィルタに組み込まれてもよい（例えば、図５Ｃ、図５Ｄ参照）。

図１０のスキームのメリットとして、半導体部品（例えば、図２のダイオードブリッジ２４）を追加する必要がないこと、接触器（例えば、図３及び図４のＫ２）を追加する必要がないこと、ピーク電圧がバッテリ電圧よりも低いユーティリティに基づき運転ができること、単相と３相のユーティリティ電力に共に対応できること、１２個すべてのインバータスイッチを同時に使用できるために非常に高い充電率を達成できること、モータの中央タップを利用することで、電流路が２倍になること、双方向性の運転ができること、独立型の単相と３相の交流電力を出力できること、無効電力を制御できること、従来の３相スキームと比較して、バスコンデンサの大きさを低減できること、従来の３相スキームと比較して、バスコンデンサに関連した損失を低下できること、トポロジー対称による充電コモンモード電流を低減できることため、小型のコモンモードフィルタが使用できるようになること、フィルタに用いられる電圧と電流のスイッチング部品は、それぞれがスイッチング周波数の２倍の基本周波数を有しているためフィルタの大きさを低減でき、駆動モードにおいて低下したスイッチング周波数を使うことができるため、半導体スイッチング損失が低減されること、モータ中性接続が不要になるため、座巻の大きさを低減できること、が挙げられる。図１０のスキームのデメリットとして、これまでのスキームと比較して、回路の複雑さが増すこと（３相ではなく６相となるため）、ゲート駆動数が６から１２に増えること、位相電流センサの数が２から３に増えること、制御部にいくつかの微少な複雑さが増すこと、中間タップがモータ巻線に追加されること（一般的に、こららの追加された配線の寸法はその他の６本のモータ線よりも小さい）、モータの漏れインダクタンスを実効的に並列化するため、相のリップル電流が増大すること、が挙げられる。しかし、すべての場合において、必要であれば、ＥＭＩフィルタ内の増加したディファレンシャルモードインダクタンスを使うことで、リップル電流増大の欠点が緩和されうる。

なお、図は３相モータと対応するインバータを示しているが、例えば、２、４などのその他の相数としてもよい。よって、特許請求の範囲にて用いられる「多相」という言葉は、２以上の相数を意味する。

実施形態と用途が示されまた説明されてきたが、この開示の恩恵を享受できる当業者にとっては、本明細書で開示された発明のコンセプトから逸脱せずに、上述したものよりもさらに多くの変形例がなされうることは明らかである。そのため、本発明は、特許請求の範囲の精神以外には限定されることがない。

Claims (13)

1. モータ駆動とバッテリ充電の一体型装置は、
   バッテリと、
   第１レッグと第２レッグを有するＮ個の個別のモータ巻線を具備する電気モータと、
   複数のＭ個の極を有する接触器であって、それぞれの極が第１側と第２側とを有する接触器と、
   前記バッテリと並列に接続された第一コンデンサと、
   それぞれが前記バッテリと並列に接続された２Ｎ個のスイッチング極を有する２Ｎ極ブリッジインバータと、
   前記接触器の極の第２側に接続された充電ポートと、
   スイッチング極それぞれの状態を制御するように構成されたＰＷＭ制御回路とを有しており、
   それぞれのモータ巻線のそれぞれのレッグが、対応する前記インバータのスイッチング極の相ノードと接続されており、少なくとも２つの前記モータ巻線が、対応する前記接触器の極の第１側に接続される中間タップを有しており、電源又はシンクが、対応する前記接触器の極の第２側に接続され、
   前記装置は、
   充電モードにおいて、前記接触器を閉じて充電ポートからの電流を前記モータ巻線を介して前記インバータへ流し、そして前記インバータから前記バッテリへと流し、
   駆動モードにおいて、前記接触器を開いて前記バッテリからの電流を前記インバータを介して前記モータ巻線に流し、前記接触器を開くことによって前記充電ポートへの流れを遮断するように構成されることを特徴とする装置。
2. 請求項１に記載の装置であって、
   前記接触器の極のそれぞれのペアの間に接続された第二コンデンサをさらに有する装置。
3. 請求項１に記載の装置であって、
   前記充電ポートは、ＥＭＩフィルタを有する装置。
4. 請求項１に記載の装置であって、Ｍ＝Ｎである装置。
5. 請求項１に記載の装置であって、Ｍ＜Ｎである装置。
6. 請求項３に記載の装置であって、前記充電ポートが直流電源又はシンクに接続されるように構成された装置。
7. 請求項３に記載の装置であって、前記充電ポートが交流電源又はシンクに接続されるように構成された装置。
8. 請求項２に記載の装置であって、インダクタが前記接触器の極のそれぞれの第２側と前記電源又はシンクとの間に接続された装置。
9. 請求項８に記載の装置であって、
   前記充電ポートは、ＥＭＩフィルタを有する装置。
10. 請求項８に記載の装置であって、Ｍ＝Ｎである装置。
11. 請求項８に記載の装置であって、Ｍ＜Ｎである装置。
12. 請求項９に記載の装置であって、前記充電ポートが直流電源又はシンクに接続されるように構成された装置。
13. 請求項９に記載の装置であって、前記充電ポートが交流電源又はシンクに接続されるように構成された装置。