JP2000092879A

JP2000092879A - 電動機駆動装置

Info

Publication number: JP2000092879A
Application number: JP10258399A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka; 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-09-11
Filing date: 1998-09-11
Publication date: 2000-03-31

Abstract

(57)【要約】【課題】始動低速時の断続転流をなくし、電動機の発
生トルクを増やし、トルクリプルを低減させ、且つ、電
動機力率を向上させ変換器および電動機の容量を低減さ
せ、コスト低減を図れる電動機駆動装置を提供する。【解決手段】同期電動機ＳＭに電機子電流を供給する
直流／交流変換手段ＨＢ−ＩＮＶを、各相アームが、ス
イッチユニットＧｕとそれに直列接続された１つ以上の
サイリスタＳｕで構成し、また当該スイッチユニットＧ
ｕを、逆並列ダイオードを備えた自己消弧素子２個と、
直列ダイオード２個とスナバコンデンサで構成し、前記
サイリスタＳｕを、当該スナバコンデンサの電圧を利用
して転流する。これにより、電動機の速度起電力が小さ
い始動低速時でも、直流／交流変換手段ＨＢ−ＩＮＶの
転流が可能となり、更に、高速運転時でも前記スイッチ
ユニットＧｕのスナバコンデンサ電圧を利用してサイリ
スタＳｕを転流させることが可能となり、転流進み角を
小さくして運転できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自己消弧機能を有
するスイッチユニットとサイリスタを組み合わせて構成
した電力変換器により同期電動機を駆動する電動機駆動
装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２４は、従来の負荷転流形インバータ
を用いた同期電動機の駆動装置の構成を示すものであ
る。図中、ＢＵＳは３相交流電源、ＴＲは電源側変圧
器、ＣＮＶはサイリスタコンバータ、Ｌｄは直流リアク
トル、Ｔｈは還流用サイリスタ、ＩＮＶは負荷転流イン
バータ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは回転子位置検出器、
ＣＴｄは直流電流検出器、ＰＨＣは位相制御回路、ＡＣ
Ｒは直流電流制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、γＣＮ
Ｔは制御進み角制御回路を示す。

【０００３】サイリスタコンバータＣＮＶは、６個のサ
イリスタを用いて３相グレーツ結線されたＡＣ／ＤＣ電
力変換器で、３相交流電力を直流電力に変換する。当該
コンバータを構成するサイリスタは、３相交流電源の電
圧を利用して自然転流し、当該サイリスタの点弧制御角
αを調整することにより、直流出力電圧Ｖｄを制御す
る。点弧制御角α＝０゜〜９０゜の範囲では、Ｖｄ＝＋
Ｖｄｍａｘ〜０となり、α＝９０゜〜１８０゜では、Ｖ
ｄ＝０〜−Ｖｍａｘとなる。コンバータは、電動機の速
度制御回路ＳＰＣからの出力信号（直流電流指令）Ｉｄ
＊に従って、直流リアクトルに流れる電流Ｉｄが当該指
令値Ｉｄ＊に一致するように前記出力電圧Ｖｄを制御す
る。

【０００４】インバータＩＮＶは、６個のサイリスタを
用いて３相グレーツ結線されたＤＣ／ＡＣ電力変換器
で、直流電力を３相交流電力に変換する。当該インバー
タを構成するサイリスタは、３相同期電動機ＳＭの速度
起電力を利用して自然転流する。

【０００５】同期電動機ＳＭには、回転子位置検出器Ｐ
Ｓが設置され、界磁（回転子）の位置に同期した信号を
出力する。この回転子位置検出器ＰＳからの信号に基づ
き、インバータＩＮＶを構成するサイリスタの点弧信号
を作る。

【０００６】図２５は、図２４の装置の動作を説明する
ための簡易等価回路とベクトル図である。図において、
Ｖ１は電動機ＳＭの端子電圧、Ｘは同期リアクタンス、
Ｒは電機子抵抗、Ｅｃは無負荷時の速度起電力、Ｉはイ
ンバータによる電流源、βｏは制御進み角の設定値、ｕ
は重なり角、Φｏは界磁磁束、をそれぞれ示す。界磁磁
束Φｏに対し、無負荷時の速度起電力Ｅｃは図示のよう
に９０゜位相が進んでいる。負荷がかかるとインバータ
から電流Ｉが供給され、同期リアクタンスＸや電機子抵
抗Ｒによる電圧降下が発生し、電動機ＳＭの端子電圧Ｖ
１はＥｃより位相が進んでくる。転流時の重なり期間ｕ
は、電流Ｉの大きさにほぼ比例して増加し、Ｅｃに対す
る電流Ｉの位相は、βｏ−ｕ／２となる。インバータを
構成するサイリスタは電動機ＳＭの端子電圧Ｖ１を利用
して転流するもので、当該電圧Ｖ１と電流Ｉの位相差γ
が必要になる。この位相差γを転流余裕角ともいう。

【０００７】図２６は、図２４の装置の動作を説明する
ための動作波形図である。図２６（ａ）において、Ｖ
ｕ，Ｖｖ，Ｖｗは電動機ＳＭの３相電機子電圧（速度起
電力）、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３相電機子電流、の各波形
を示す。また、図２６（ｂ）は、１個のサイリスタのア
ノード・カソード間の電圧を示す。Ｕ相電流Ｉｕは、１
２０゜通電の矩形波電流で、Ｕ相の電圧Ｖｕに対し、位
相角γだけ進ませている。同様に、Ｖ相、Ｗ相の電流Ｉ
ｖ，Ｉｗも電圧Ｖｖ，Ｖｗに対し、位相角γだけ進ませ
る。このとき、サイリスタの印加電圧は、図２６（ｂ）
のようになり、転流余裕角γの期間だけ、逆バイアス電
圧が印加される。この期間にサイリスタがオフする。転
流余裕角γが小さくなり、サイリスタのターンオフ時間
（通常５００μsec 程度かかる）より短くなると、ター
ンオフを失敗し、次のサイリスタに転流できなくなる。
これを転流失敗と呼んでいる。インバータＩＮＶが転流
失敗すると、必要な交流電流を電動機に供給できなくな
り、電動機に発生トルクも出せなくなる。

【０００８】インバータＩＮＶは、同期電動機の速度起
電力を利用して、サイリスタを転流させるため、電動機
の速度がゼロあるいは低い時は、転流時に直流電流をゼ
ロにする断続転流法を用いている。

【０００９】図２７は、図２４の装置の断続転流動作を
説明するための動作波形図である。図において、Ｉｄは
直流電流、ＩｕはＵ相電機子電流、ＩｖはＶ相電機子電
流の各波形を示す。３相ブリッジインバータでは、電動
機の界磁極の回転位相角（電気角）６０゜毎に転流する
ため、それに同期して、直流電流Ｉｄが一旦ゼロになる
ようにコンバータＣＮＶの出力電圧Ｖｄを制御する。電
流Ｉｄ＝０の期間Δｔの間に、インバータのすべてのサ
イリスタがオフし、時間Δｔ後に再び必要なサイリスタ
２個を点弧して、電動機に電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流
す。

【００１０】この断続転流では、転流の度に電機子電流
がゼロになり、その分電動機の発生トルクが低下してし
まう。また、電機子電流の歪みが大きくなり、トルクリ
プルが大きくなる欠点がある。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このように、従来の負
荷転流形インバータを用いた同期電動機の駆動装置で
は、インバータは同期電動機の速度起電力を利用して転
流させるため、転流余裕角γを確保する必要があり、そ
の分電動機の力率が悪くなり、トルクリプルも大きくな
る。このため、電動機や変換器の容量が増加して、形状
寸法の増加や、装置コストの増大を招くおそれがある。

【００１２】また、転流余裕角γや、転流の重なり期間
は、電動機の定数によるところが大きく、インバータの
設計が電動機に左右され、いきおい、電動機の余裕を大
きくせざるを得ない。その分装置のコストも高くなるお
それがある。

【００１３】また、始動低速時に断続転流を行うため、
電動機の発生トルクが低下し、必要なトルクを得るため
には電動機や変換器の容量の大きいものを用意する必要
がある。また、始動低速時のトルク脈動が大きく、振動
や騒音が大きくなるおそれがある。特に、機械系の共振
周波数と上記振動周波数が近い場合、運転ができなくな
ることもある。

【００１４】本発明は、前記従来の問題点に鑑みてなさ
れたもので、始動低速時の断続転流をなくし、電動機の
発生トルクを増やし、トルクリプルを低減させ、且つ、
電動機力率を向上させ変換器および電動機の容量を低減
させ、コスト低減を図れる電動機駆動装置を提供するこ
とを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載の本発明は、直流電力を交流電力に変
換して同期電動機の各相に電機子電流を供給して当該同
期電動機を駆動させる装置において、一方の出力端子に
対して逆並列ダイオードを具備した第１の自己消弧素子
のアノード端子および第２のダイオードのアノード端子
が並列接続され、また他方の出力端子に対してアノード
端子が第１の自己消弧素子のカソード端子に接続された
第１のダイオードのカソード端子およびアノード端子が
第２のダイオードのカソード端子に接続された逆並列ダ
イオードを具備した第２の自己消弧素子のカソード端子
が並列接続され、且つ、第１の自己消弧素子のカソード
端子と第２のダイオードのカソード端子との間にコンデ
ンサが接続されたスイッチユニットと、このスイッチユ
ニットの出力端子に直列接続され、当該コンデンサの電
圧を用いて転流せしめられる少なくとも１つのサイリス
タとで各相アームが構成される直流／交流変換手段と、
前記同期電動機の回転子の位置を検出する回転子位置検
出手段と、この回転子位置検出手段で検出した回転子の
位置に基づいて直流／交流変換手段からの電機子電流を
制御する制御手段と、を有することを要旨とする。

【００１６】請求項１記載の発明にあっては、同期電動
機に電機子電流を供給する直流／交流変換手段を、各相
アームが、スイッチユニットとそれに直列接続された１
つ以上のサイリスタで構成し、また当該スイッチユニッ
トを、逆並列ダイオードを備えた自己消弧素子２個と、
直列ダイオード２個とスナバコンデンサで構成し、前記
サイリスタを、当該スナバコンデンサの電圧を利用して
転流する。これにより、電動機の速度起電力が小さい始
動低速時（例えば定格速度の５〜１０％の回転速度）で
も、直流／交流変換手段の転流が可能となり、従来必要
とされた断続転流が不要となり、この結果、始動・低速
時のトルク低下やトルク脈動の問題が解決される。更
に、高速運転時（例えば定格速度の１０％（高用周波数
５０Ｈｚ）でも前記スイッチユニットのスナバコンデン
サ電圧を利用してサイリスタを転流させることが可能と
なり、転流進み角γを小さくして運転できるようにな
り、その結果、電動機力率がよくなり、発生トルクの増
大が図れる。

【００１７】請求項２記載の本発明は、直流電力を交流
電力に変換して同期電動機の各相に電機子電流を供給し
て当該同期電動機を駆動させる装置において、一方の出
力端子に対して逆並列ダイオードを具備した第１の自己
消弧素子のアノード端子および第２のダイオードのアノ
ード端子が並列接続され、また他方の出力端子に対して
アノード端子が第１の自己消弧素子のカソード端子に接
続された第１のダイオードのカソード端子およびアノー
ド端子が第２のダイオードのカソード端子に接続された
逆並列ダイオードを具備した第２の自己消弧素子のカソ
ード端子が並列接続され、且つ、第１の自己消弧素子の
カソード端子と第２のダイオードのカソード端子との間
にコンデンサが接続されたスイッチユニットと、このス
イッチユニットの出力端子に直列接続され、当該コンデ
ンサの電圧を用いて転流せしめられる少なくとも１つの
サイリスタとで各相アームが構成される直流／交流変換
手段と、前記同期電動機の速度起電力または空隙磁束を
検出する起電力検出手段と、この起電力検出手段で検出
した速度起電力または空隙磁束に基づいて直流／交流変
換手段からの電機子電流を制御する制御手段と、を有す
ることを要旨とする。

【００１８】請求項２記載の発明にあっては、回転子位
置検出器の代わりに、同期電動機の速度起電力（または
空隙磁束）を検出する手段を用いて、速度起電力を基準
に電機子電流の位相を決めることで、電動機の電機子反
作用の影響で、空隙磁束の位相がずれても常に最適な位
相で運転ができるようにしている。

【００１９】請求項３記載の本発明は、直流電力を交流
電力に変換して同期電動機の各相に電機子電流を供給し
て当該同期電動機を駆動させる装置において、一方の出
力端子に対して逆並列ダイオードを具備した第１の自己
消弧素子のアノード端子および第２のダイオードのアノ
ード端子が並列接続され、また他方の出力端子に対して
アノード端子が第１の自己消弧素子のカソード端子に接
続された第１のダイオードのカソード端子およびアノー
ド端子が第２のダイオードのカソード端子に接続された
逆並列ダイオードを具備した第２の自己消弧素子のカソ
ード端子が並列接続され、且つ、第１の自己消弧素子の
カソード端子と第２のダイオードのカソード端子との間
にコンデンサが接続されたスイッチユニットと、このス
イッチユニットの出力端子に直列接続され、当該コンデ
ンサの電圧を用いて転流せしめられる少なくとも１つの
サイリスタとで各相アームが構成される直流／交流変換
手段と、前記同期電動機の回転子の位置を検出する回転
子位置検出手段と、前記同期電動機の速度起電力または
空隙磁束を検出する起電力検出手段と、前記同期電動機
の回転速度が所定速度より低いときには、回転子位置検
出手段で検出した回転子の位置に基づいて直流／交流変
換手段からの電機子電流を制御し、前記同期電動機の回
転速度が所定速度より高いときには、起電力検出手段で
検出した速度起電力または空隙磁束に基づいて直流／交
流変換手段からの電機子電流を制御する制御手段と、を
有することを要旨とする。

【００２０】請求項３記載の発明にあっては、始動・低
速運転時は、回転子位置検出手段からの信号に基づいて
電機子電流を制御し、回転速度が所定速度より高くなっ
たところで、起電力検出手段からの信号に基づいて電機
子電流を制御することで、始動・低速時は、位置検知誤
差の影響をなくし、また、高速運転時は電動機の電機子
反作用の影響で空隙磁束の位相がずれても常に最適な位
相で運転ができる。

【００２１】請求項４記載の本発明は、請求項１乃至３
のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機が複
数組の電動機巻線を有しているときには、当該電機子巻
線の組数に対応した数の前記直流／交流変換手段を具備
することを要旨とする。

【００２２】請求項４記載の発明にあっては、１つの直
流／交流変換手段が故障しても、他の直流／交流変換手
段により継続して運転することが可能となり、システム
の稼動率を高めることができ、また、電動機の電機子巻
線の位相をずらすことにより、多相化が可能となり、電
動機のトルク脈動を低減できる。

【００２３】請求項５記載の本発明は、請求項１乃至４
のいずれかに記載の発明において、前記直流／交流変換
手段と前記同期電動機との間に変圧器を設けることを要
旨とする。

【００２４】請求項５記載の発明にあっては、電圧・電
流定格が異なる各種同期電動機にも容量がほぼ同じ電動
機なら、変圧器によって電圧・電流を合わせることが可
能となり、同一の電力変換器で対応することが可能とな
る。

【００２５】請求項６記載の本発明は、請求項１乃至５
のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機の回
転速度が前記所定速度より低いときには、前記直流／交
流変換手段を構成するサイリスタを導通状態にしておく
ことを要旨とする。

【００２６】請求項６記載の発明にあっては、始動・低
速時、すべてのサイリスタを導通状態にして、自己消弧
能力があるスイッチユニットによりインバータ動作をさ
せて、転流はスイッチユニット間で行い、サイリスタの
ターンオフを待たないでスイッチの切り替えを行うこと
で、直流／交流変換手段においてサイリスタのターンオ
フ時間に左右されない転流を可能にしている。

【００２７】請求項７記載の本発明は、請求項６記載の
発明において、前記同期電動機の回転速度が前記所定速
度より低いときには、前記直流／交流変換手段を構成す
るスイッチユニットよりパルス幅変調制御を行うことを
要旨とする。

【００２８】請求項７記載の発明にあっては、スイッチ
ユニットの自己消弧能力を活用し、電動機の回転速度が
低い時（始動を含む）、自励式インバータとしてパルス
幅変調制御を行うことで、始動・低速時の電動機のトル
ク脈動を小さくしている。

【００２９】請求項８記載の本発明は、請求項７記載の
発明において、前記スイッチユニットのパルス幅変調制
御のために用いられるオンゲート信号に同期して、前記
サイリスタに点弧信号を与えることを要旨とする。

【００３０】請求項８記載の発明にあっては、パルス幅
変調制御のための前記直流／交流変換手段のスイッチユ
ニットをオン・オフ制御した場合、スイッチユニットが
オフして直流／交流変換手段の各相アームの電流がゼロ
になることで、当該スイッチユニットに直列接続された
サイリスタがオフしてしまい、再びスイッチユニットに
オン信号を与えてもサイリスタがオフとなっているので
必要なパルス幅変調制御ができなくなることを防止する
ため、パルス幅変調制御に使われるスイッチユニットの
オンゲート信号に同期してサイリスタにオン信号（点弧
信号）を与えて、スイッチユニットとそれに直列接続さ
れたサイリスタが同時にオンして、アーム電流を立ち上
げることができるようにしている。

【００３１】請求項９記載の本発明は、請求項１乃至８
のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機の回
転速度が設定速度を越えたときには、前記直流／交流変
換手段を構成するサイリスタを、前記スイッチユニット
のコンデンサの電圧および前記同期電動機の速度起電力
を用いて転流させることを要旨とする。

【００３２】請求項９記載の発明にあっては、回転速度
がある程度高くなってくると、電動機の速度起電力が無
視できなくなり、スイッチユニットのスナバコンデンサ
電圧だけで、任意のタイミングで転流させることができ
なくなることから、電動機の回転速度が設定速度より高
くなった場合、同期電動機の速度起電力およびスイッチ
ユニットのコンデンサ印加電圧の両方を利用してインバ
ータを転流させることにより、電動機の力率を維持して
いる。

【００３３】請求項１０記載の本発明は、請求項１乃至
９のいずれかに記載の発明において、前記直流／交流変
換手段が、前記同期電動機の回転速度が前記所定速度よ
り低いときには、前記同期電動機の空隙磁束とほぼ直交
するように電機子電流を制御することを要旨とする。

【００３４】請求項１０記載の発明にあっては、空隙磁
束と直交するように電機子電流を制御することにより、
電動機力率をほぼ１とし、電動機のトルク係数を最大と
なるようにしている。

【００３５】請求項１１記載の本発明は、請求項１０記
載の発明において、前記直流／交流変換手段が、前記電
力変換器は、前記同期電動機の回転速度が前記所定速度
を越えたときには、前記同期電動機の速度起電力と同相
または少し位相を進ませるように電機子電流を制御する
ことを要旨とする。

【００３６】請求項１１記載の発明にあっては、電動機
力率をほぼ１とすると共に、電機子電流の位相を少し進
ませることにより、スイッチユニットのコンデンサ印加
電圧に加えて、電動機の速度起電力がサイリスタの転流
を助けるように作用する。

【００３７】請求項１２記載の本発明は、請求項１乃至
１１のいずれかに記載の発明において、前記スイッチユ
ニットにおける自己消弧素子の点弧タイミングを、前記
ユニットスイッチのコンデンサの電圧が電機子電流の大
きさに関係なく一定となるように制御することを要旨と
する。

【００３８】請求項１２記載の発明にあっては、スイッ
チユニットのスナバコンデンサに印加される電圧が、電
機子電流の大きさに比例して増減するが、通常、電機子
電流の最大値を基準にして、コンデンサ容量を決定し、
コンデンサに過電圧が印加されないようになっているこ
とから、電機子電流が小さくなると、コンデンサ印加電
圧が小さくなり、その分、サイリスタ印加電圧負担が増
加する。そこで、電機子電流の大きさに応じて、スイッ
チユニットの自己消弧素子の点弧タイミングを調整し、
スナバコンデンサの印加電圧が電機子電流に関係なくほ
ぼ一定になるように制御することで、スイッチユニット
に印加される電圧を一定とし、サイリスタの印加電圧も
電機子電流に左右されないようにしている。

【００３９】請求項１３記載の本発明は、請求項１乃至
１２のいずれかに記載の発明において、前記直流／交流
変換手段を転流させるときには、導通している相アーム
のスイッチユニットの自己消弧素子をオフにしてから所
定時間経過後に、次に転流させる相アームの素子に対し
てオンゲート信号を供給することを要旨とする。

【００４０】請求項１３記載の発明にあっては、電機子
電流が小さいとき、まず、オンしている相アームのスイ
ッチユニットの自己消弧素子をオフさせると、直流リア
クトルのエネルギーがあるため、スイッチユニットのス
ナバコンデンサの印加電圧は、一定電流で充電されてい
き、この電圧上昇は、次のアームをオンさせない限り継
続する。そして、例えばスナバコンデンサの印加電圧が
設定値に近付く程度の所定時間が経過したところで、次
に転流させるアームのすべての素子にオンゲート信号を
与えることで、前記スナバコンデンサの充電電流を減少
させ、コンデンサ印加電圧をほぼ一定値にし、サイリス
タの印加電圧も出力電流に関係なく一定にしている。

【００４１】請求項１４記載の本発明は、請求項１３記
載の発明において、前記所定時間を、前記直流／交流変
換手段からの電機子電流が大きくなるに従って長く設定
することを要旨とする。

【００４２】請求項１４記載の発明にあっては、電機子
電流が小さいときは所定時間を長く設定し、電機子電流
が大きいときは所定時間を短く設定することで、スイッ
チユニットのコンデンサ印加電圧をほぼ一定とし、サイ
リスタの印加電圧も出力電流に関係なく一定にしてい
る。

【００４３】請求項１５記載の本発明は、請求項１乃至
１４のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機
における必要なトルクが規定トルク値より小さくなった
ときには、前記直流／交流変換手段への直流電流を所定
の必要最低値に制御することを要旨とする。

【００４４】請求項１５記載の発明にあっては、直流／
交流変換手段に供給される直流電流が電動機のトルク指
令に比例した電流となるように制御されることから、直
流電流がゼロになると、スイッチユニットのスナバコン
デンサに充電電流が供給されなくなる。そこで、必要な
トルクが小さくなったときでも、直流電流がある必要最
小値だけは流れるように制御して、トルク指令がゼロに
なった場合でも、直流／交流変換手段の上下アームを同
時にオンさせて、直流電流を還流させることで、スイッ
チユニットのコンデンサ印加電圧を確保して、サイリス
タの印加電圧負担を軽減している。

【００４５】請求項１６記載の本発明は、請求項１乃至
１４のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機
における必要なトルクが規定トルク値より小さくなった
ときには、前記直流／交流変換手段への直流電流を所定
の必要最低値に制御すると共に、前記同期電動機の速度
起電力に対する電機子電流の制御進み角を調整すること
を要旨とする。

【００４６】請求項１６記載の発明にあっては、必要な
トルクが小さくなったときでも、直流電流がある必要最
小値だけは流れるように制御すると共に、トルク指令に
比例したトルクを電動機が発生するように、電動機の速
度起電力に対する電機子電流の制御進み角を変えること
で、直流電流が必要最小値以下にならず、スイッチユニ
ットのコンデンサ充電電流を確保して、コンデンサ印加
電圧をほぼ一定に制御することにより、サイリスタの印
加電圧負担を軽減している。

【００４７】請求項１７記載の本発明は、請求項１乃至
１６のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機
の回転速度が前記所定速度に達したときには、電機子巻
線の端子電圧が一定になるように弱め界磁制御が行われ
ることを要旨とする。

【００４８】請求項１７記載の発明にあっては、界磁を
一定とした場合、同期電動機の端子電圧が、回転速度に
比例して増加するので、電動機の最高速度のときの端子
電圧に合わせて直流／交流変換手段の耐圧を用意する必
要がある。そこで、電動機の回転速度が高くなった場
合、界磁電流を減らして弱め界磁制御を行うことで、直
流／交流変換手段の耐圧を下げられるようにしている。

【００４９】請求項１８記載の本発明は、請求項１乃至
１７のいずれかに記載の発明において、前記同期電動機
の回転速度が定格速度近傍に達したときには、前記同期
電動機の電機子巻線を商用電源に接続することを要旨と
する。

【００５０】請求項１８記載の発明にあっては、直流／
交流変換手段を用いて同期電動機をスタートさせて加速
し、回転速度が定格速度（商用周波数）に近付いたとき
には、直流／交流変換手段を同期電動機から切り離し、
商用周波数電源に接続する。ポンプ負荷などでは、ほと
んどが一定速度で回せばよい用途が多いので、直流／交
流変換手段の損失分をなくすことができる利点がある。

【００５１】請求項１９記載の本発明は、請求項１乃至
１８のいずれかに記載の発明において、前記直流／交流
変換手段を構成する前記スイッチユニットは、前記逆並
列ダイオードを具備した自己消弧素子として、逆導通形
自己消弧素子を用いたことを要旨とする。

【００５２】請求項１９記載の発明にあっては、逆導通
形自己消弧素子を用いることで、逆並列ダイオードの外
付け配線を省略している。

【００５３】

【発明の実施の形態】以下、図面を用いて、本発明の実
施の形態を説明する。

【００５４】図１は、本発明の第１の実施の形態に係る
電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳは
３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶはサイリス
タコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＢ−ＩＮＶは
ハイブリッドインバータ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは回
転子位置検出器、ＰＨＣは位相制御回路、ＡＣＲは直流
電流制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＤＦは微分器、
γＣＮＴは制御進み角制御回路、ＰＷＭＣはパルス幅変
調制御回路、ＳＷ１は切り替え器、ＣＴｄは電流検出器
をそれぞれ示す。

【００５５】サイリスタコンバータＣＮＶは、３相交流
を直流に変換するＡＣ／ＤＣ電力変換器で、変換器を構
成するサイリスタは電源電圧を利用して自然転流する。
サイリスタの点弧位相を制御することにより、直流出力
電圧Ｖｄを調整することができる。制御位相角αは、電
源電圧Ｖｓに対するコンバータの入力電流Ｉｓの位相送
れ角を言うもので、直流電圧Ｖｄは、次式のように表わ
される。ただし、Ｖｄｏは、位相角α＝０のときの直流
出力電圧とする。

【００５６】Ｖｄ＝Ｖｄｏ×cos α 制御位相角αは、理論的には０゜＜α＜１８０゜の範囲
で利用可能であるが、実用的には、２０゜＜α＜１５０
゜の範囲で使われる。α＞９０゜では、直流電圧は負の
値になる。

【００５７】コンバータＣＮＶの直流電圧Ｖｄを変える
ことにより、直流リアクトルＬｄに流れる電流Ｉｄを制
御する。直流電流の指令値Ｉｄ＊は、電動機の速度制御
回路ＳＰＣから与えられ、当該指令値Ｉｄ＊と直流電流
検出器Ｉｄを比較する。電流制御回路ＡＣＲは、偏差ε
＝Ｉｄ＊−Ｉｄを増幅し、次の位相制御回路ＰＨＣに電
圧指令値ｖｄ＊を与える。コンバータＣＮＶは、当該電
圧指令値ｖｄ＊に比例した直流電圧Ｖｄを発生させる。

【００５８】Ｉｄ＊＞Ｉｄの場合、ｖｄ＊＞０となり、
直流電圧Ｖｄを増加させて、直流電圧Ｉｄを増やす。逆
に、Ｉｄ＊＜Ｉｄの場合、ｖｄ＊＜０となり、直流電圧
Ｖｄを負の値にして、直流電圧Ｉｄを減少させる。この
ようにして、直流電流Ｉｄは指令値Ｉｄ＊に一致するよ
うに制御される。

【００５９】ハイブリッドインバータＨＢ−ＩＮＶは、
自己消弧素子とサイリスタを組み合わせた変換器で、直
流を３相交流に変換する電力変換器である。

【００６０】同期電動機ＳＭには、回転子位置検出器Ｐ
Ｓが設置され、界磁極の位置に同期した信号を出力す
る。この回転子位置検出器ＰＳからの信号に基づき、イ
ンバータの出力電流を制御し、電動機ＳＭを駆動する。

【００６１】電動機ＳＭの回転数が低いときは切換え器
ＳＷ１はａ側に接続され、ハイブリッドインバータＨＢ
−ＩＮＶの自己消弧能力を活かしてパルス幅変調制御を
行う。

【００６２】また、電動機ＳＭの回転速度がある程度高
くなったところで、切換え器ＳＷ１をｂ側に切換え、イ
ンバータを１２０゜通電して転流進み角γを制御する。

【００６３】位置検出器ＰＳの信号θを微分器ＤＦを介
して速度信号ωｒに変換し、回転速度制御回路ＳＰＣに
フィードバックする。速度制御回路ＳＰＣは、指令値ω
ｒ＊と前記検出値ωｒを比較し、その偏差を増幅して前
記直流の指令値Ｉｄ＊を出力する。

【００６４】図２は、図１の装置のハイブリッドインバ
ータＨＢ−ＩＮＶの具体例を示す主回路構成図である。
３相ブリッジ結線されたインバータＨＢ−ＩＮＶのＵ相
の上側アームは、３個のサイリスタＳｕ１〜Ｓｕ３と、
１つのスイッチユニットＧｕで構成されている。他の相
の各アームも同様に構成されている。

【００６５】図３は、当該ハイブリッドインバータのス
イッチユニットの具体例を示す図である。スイッチユニ
ットＧｕは、自己消弧素子Ｇ１，Ｇ２と、直列ダイオー
ドＤ１，Ｄ２と、逆並列ダイオードｄ１，ｄ２、および
スナバコンデンサＣで構成されている。すなわち、逆並
列ダイオードｄ１を具備する第１の自己消弧素子Ｇ１
と、第１の直列ダイオードＤ１で第１の直列回路を構成
し、第２の直列ダイオードＤ２と、逆並列ダイオードｄ
２を具備する第２の自己消弧素子Ｇ２で第２の直列回路
を構成する。第１の直列回路の自己消弧素子Ｇ１のアノ
ードと第２の直列回路のダイオードＤ２のアノードが接
続され、スイッチユニットＧｕの一方の出力端子Ａとな
る。また、第１の直列回路のダイオードＤ１のカソード
と第２の直列回路の自己消弧素子Ｇ２のカソードとが接
続され、スイッチユニットＧｕのもう一方の出力端子Ｋ
となる。また、当該第１の自己消弧素子Ｓ１と第１のダ
イオードＤ１との接続点と、当該第２の自己消弧素子Ｓ
２と第２のダイオードＤ２との接続点と、の間にスナバ
コンデンサＣが接続される。

【００６６】図４は、図３のスイッチユニットの動作を
説明するための動作モード図である。

【００６７】（ａ）は、オン状態のモードを示すもの
で、電流Ｉは、第１および第２の直列回路に並列に流れ
る。

【００６８】（ｂ）は自己消弧素子Ｇ１とＧ２をターン
オフさせたときのモードを示すもので、電流Ｉは、第２
のダイオードＤ２→スナバコンデンサＣ→第１のダイオ
ードＤ１の経路で流れる。このとき、スナバコンデンサ
は、図示の極性で充電される。ターンオフ時のサージ電
圧はスナバコンデンサＣに吸収され、自己消弧素子Ｇ
１，Ｇ２に過電圧が印加されるのを防止している。スナ
バコンデンサＣの印加電圧Ｖｃは、遮断電流Ｉ off、転
流に関係する配線インダクタンスＬによって、大略次式
のようになる。

【００６９】Ｖｃ＝Ｉ off×√（Ｌ／Ｃ）（ｃ）は、ターンオフが完了し、オフ状態の動作モード
を示す。この状態で、外部から電圧が印加された場合、
次のように動作する。

【００７０】すなわち、出力端子Ａ−Ｋ間に正の電圧Ｖ
ａｋが印加された場合、スナバコンデンサＣの電圧Ｖｃ
に対し、Ｖｃ＞Ｖａｋでは、各素子はオフ状態を保ち、
スナバコンデンサＣの電圧は変化しない。各素子の印加
電圧はスナバコンデンサＣの印加電圧を越えない。Ｖｃ
＜Ｖａｋの電圧が印加された場合、ダイオードＤ２とＤ
１がオンし、Ｖｃ＝Ｖａｋとなるまでスナバコンデンサ
電圧を充電する。

【００７１】また、出力端子Ａ−Ｋ間に負の電圧−Ｖａ
ｋが印加された場合、Ｖｃ＞｜Ｖａｋ｜では、各素子は
オフ状態を保つ。Ｖｃ＜｜Ｖａｋ｜となった場合、逆並
列ダイオードｄ２，ｄ１が導通し、スナバコンデンサＣ
を充電する。このとき、ｄ２，ｄ１が導通状態にあるの
で、自己消弧素子Ｇ２，Ｇ１には逆電圧は印加されな
い。

【００７２】（ｄ）は、自己消弧素子Ｇ１，Ｇ２を再び
ターンオンさせた場合の動作を示すもので、まず、Ｇ１
→Ｃ→Ｇ２の経路に電流が流れ、スナバコンデンサＣの
電圧を主回路に放電させる。すなわち、ターンオフ時に
蓄積されたスナバコンデンサのエネルギーは、ターンオ
ン時に主回路に放出され、有効に利用される。このスイ
ッチユニットは、スイッチングに伴うスナバ回路の損失
がなく、効率のよい電力変換器を構成できる利点があ
る。

【００７３】次に、同期電動機ＳＭを負荷とした場合の
ハイブリッドインバータＨＢ−ＩＮＶの転流動作を説明
する。

【００７４】図５は、本実施形態装置のハイブリッドイ
ンバータＨＢ−ＩＮＶの転流動作を説明するための等価
回路図である。Ｗ相の下側アームがオン状態にあり、Ｕ
相上側アームからＶ相上側アームに転流する場合の等価
回路を示す。

【００７５】図中、Ｌｄは直流リアクトル、ＳｕとＧｕ
はＵ相上側アームサイリスタとスイッチユニット、Ｓｖ
とＧｖはＶ相上側アームサイリスタとスイッチユニッ
ト、Ｌ１，Ｌ２は漏れインダクタンス、ｅｕ，ｅｖは同
期電動機のＵ相とＶ相の速度起電力、ＳｚはＷ相下側ア
ーム（サイリスタとスイッチユニット）をそれぞれ示
す。

【００７６】通常の負荷転流インバータでは、同期電動
機ＳＭの速度起電力ｅｕ，ｅｖが重要な役割をする。す
なわち、スイッチユニットＧｕとＧｖが無い場合を考え
ると、サイリスタＳｕからＳｖに転流させるには、電動
機の速度起電力ｅｕ，ｅｖが図示の極性にある時に行
う。サイリスタＳｖをオンさせると、ｅｕ−ｅｖの電圧
が漏れインダクタンスＬ１とＬ２に印加され、電流Ｉ１
を減少させ、電流Ｉ２を増加させる。最終的にＩ１＝
０，Ｉ２＝Ｉｄとなって転流が完了する。転流が完了す
る前に電動機の速度起電力ｅｕ−ｅｖが負の値になって
しまうと、転流失敗を引き起こす。

【００７７】本実施の形態のハイブリッドインバータで
は、転流動作にスイッチユニットが重要な働きをする。
図５において、転流直前のスイッチユニットＧｖのスナ
バコンデンサ電圧Ｖｃｖは図示の極性に充電された状態
にある。また、スイッチユニットＧｕはオン状態にあ
り、当該Ｇｕのスナバコンデンサの印加電圧Ｖｃｕ＝０
となっている。ここで、説明を簡略化するため、同期電
動機の回転速度が低い場合を想定し、速度起電力ｅｕ，
ｅｖが小さいとして動作を説明する。

【００７８】図６は、図５の動作を説明するためのタイ
ムチャート図である。時刻ｔｏの時点で、スイッチユニ
ットＧｕの自己消弧素子Ｇｕ１，Ｇｕ２をターンオフ
し、同時に、サイリスタＳｖとスイッチユニットＧｖの
自己消弧素子Ｇｖ１，Ｇｖ２をオンさせる。スイッチユ
ニットＧｕのスナバコンデンサＣｕは、電流Ｉ１によっ
て充電され、Ｃｕの電圧Ｖｃｕは、図６のように上昇
し、電流Ｉ１は減少していく。このとき、サイリスタＳ
ｖの電流Ｉ２は、Ｉ２＝Ｉｄ−Ｉ１で増加していく。同
時に、スイッチユニットＧｖのスナバコンデンサ電圧Ｖ
ｃｖは、電流Ｉ２によって放電し、スナバコンデンサＣ
ｖに蓄積されていたエネルギーは主回路に放出される。

【００７９】図６において、電動機の速度起電力ｅｕ，
ｅｖが十分小さい場合、転流時は、コンデンサＣｕ，Ｃ
ｖと漏れインダクタンスＬ１，Ｌ２の共振現象となる。
従って、転流時の重なり期間ｕは、ｕ≒（π／２）√
（ＬＣ）となる。スナバコンデンサＣの容量を小さくす
れば、重なり期間ｕを短くできるが、コンデンサの印加
電圧Ｖｃｏは大きくなる。

【００８０】スイッチユニットを構成する素子には、こ
のスナバコンデンサ電圧Ｖｃが印加されるので、最大電
流を遮断したときに充電されるコンデンサ電圧Ｖｃが、
素子の耐圧を越えないようにスナバコンデンサの容量を
設計する。

【００８１】一方、スイッチユニットＧｕに直列接続さ
れたサイリスタＳｕには、当該アーム全体に印加される
電圧から前記スイッチユニットのコンデンサ電圧Ｖｃｕ
を差し引いた電圧が印加される。従って、電動機の速度
が高くなり、速度起電力が大きくなってきた場合、電動
機の線間電圧から、前記スイッチユニットＧｕのコンデ
ンサ電圧Ｖｃｕを引いた値がサイリスタに印加される。
その分担を考慮して、スイッチユニットのコンデンサ容
量を設計する。

【００８２】次に、同期電動機ＳＭの回転速度が高くな
り、速度起電力が大きくなった場合の動作を説明する。

【００８３】図１の装置において、電動機ＳＭの回転速
度がある設定値以上になった場合、切換え器ＳＷ１をｂ
側に接続して、点弧角制御回路γＣＮＴにより、インバ
ータＨＢ−ＩＮＶの点弧角γを制御する。

【００８４】図７は、上記状態の動作を説明するための
動作波形図である。図７（ａ）において、Ｖｕ，Ｖｖ，
Ｖｗは電動機ＳＭの３相電機子電圧（速度起電力）、Ｉ
ｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３相電機子電流、の各波形を示す。ま
た、同図（ｂ）は、１個のサイリスタのアノード・カソ
ード間に印加される電圧波形を示す。Ｕ相電流Ｉｕは、
１２０゜通電の矩形波電流で、Ｕ相の電圧Ｖｕに対し、
位相角γだけ進ませている。同様に、Ｖ相、Ｗ相の電流
Ｉｖ，Ｉｗも電圧Ｖｖ，Ｖｗに対し、位相角γだけ進ま
せる。このとき、サイリスタの印加電圧は、同図（ｂ）
のようになり、転流進み角γによる逆バイアス電圧に加
えて、スイッチユニットのコンデンサ電圧Ｖｃが印加さ
れる。すなわち、サイリスタの印加電圧は、コンデンサ
電圧Ｖｃ分だけ負側にバイアスされたことになる。

【００８５】図８は、転流進み角γ＝０゜の場合の動作
波形図である。サイリスタＳｕに印加される電圧は、タ
ーンオフ時にスイッチユニットＧｕのコンデンサ電圧Ｖ
ｃだけ逆バイアスされ、転流することができる。このよ
うに本実施形態装置によれば、転流進み角γ＝０゜での
運転も可能となり、電動機の空隙磁束に対して直交する
電機子電流を供給でき、トルク係数最大での運転が可能
となる。この結果、従来装置に比べて、電動機力率が改
善され、その分、電動機の体格を小さくでき、コスト低
減が図れる。また、電動機の回転速度がある程度高くな
った場合、電動機の速度起電力に対して、電動子電流の
位相を同相または少し進ませるように制御する。これに
より、電動機力率がほぼ１となり、電動機の構造を小さ
くできる。また、電流の位相を少し進ませることによ
り、スイッチユニットのコンデンサ印加電圧に加えて、
電動機の速度起電力がサイリスタの転流を助けるように
作用し、結果的に、変換器全体容量に対するスイッチユ
ニットの容量割合を小さくできる。

【００８６】次に、低速運転時のインバータのパルス幅
変調制御（ＰＷＭ制御）について説明する。図１の装置
において、電動機ＳＭの速度が低いとき、切換え器ＳＷ
１をａ側に接続する。図１のＰＷＭ制御回路ＰＷＭＣ
は、回転子位置検出器ＰＳからの位置信号θに同期させ
て、インバータＨＢ−ＩＮＶをパルス幅変調制御する。
始動、低速運転時は同期電動機の速度起電力は小さく、
インバータを構成するサイリスタはスイッチユニットの
コンデンサ電圧を利用して転流させることは既に述べ
た。サイリスタはすべてオン状態のままでも、スイッチ
ユニットをオン・オフ動作させることによりインバータ
をＰＷＭ制御することが可能である。すなわち、低速運
転時には常に全サイリスタにオン信号を与えておき、ス
イッチユニットの自己消弧素子をオン・オフさせること
で、ＰＷＭ制御を行う。インバータはサイリスタのター
ンオフ時間に左右されないスイッチング動作が可能とな
る。

【００８７】図９は、図１の装置の低速運転時のインバ
ータのＰＷＭ制御動作図を示す。図（ａ）は３相インバ
ータを構成する６つのアームの点弧信号を示すもので、
ＵとＸはＵ相の正側アームと負側アームの点弧信号、Ｖ
とＹはＶ相の正側アームと負側アームの点弧信号、Ｗと
ＺはＷ相の正側アームと負側アームの点弧信号を示す。
また、図（ｂ）はＵ相電流波形、図（ｃ）はＶ相電流波
形を示す。また、図（ｄ）はＵ相上側アームのサイリス
タＳｕに与える点弧信号を示す。ここでは、ＰＷＭ制御
をインバータの出力電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの高調波を低
減するために利用する。図９は５パルスのＰＷＭ制御波
形を示す。Ｕ相正側アームのスイッチユニットＧｕは、
電気角６０゜区間をオンとし、その前後の６０゜区間の
２つのパルス幅を変えることにより高調波電流を低減す
る。Ｇｕが６０゜通電の区間では、Ｖ相負側アームＧｙ
とＷ相負側アームＧｚをオン・オフさせることによりＰ
ＷＭ制御を行う。次の６０゜区間では、Ｗ相負側アーム
Ｇｚがオンで、Ｕ相正側アームＧｕとＶ相正側アームを
オン・オフさせることによりＰＷＭ制御を行う。このよ
うにして、ＰＷＭ制御をした結果、インバータ出力電流
はＩｕ，Ｉｖのような波形に制御することができる。Ｗ
相電流Ｉｗは示さなかったが、位相が１２０゜ずれて同
様の波形となる。

【００８８】一方、サイリスタコンバータＣＮＶによ
り、直流電流Ｉｄの大きさを変えて、インバータの出力
電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの大きさを調整する。図（ｄ）
は、スイッチユニットＧｕのパルス幅変調制御のために
用いられるオンゲート信号に同期して、サイリスタＳｕ
に与える点弧信号を示す。パルス幅変調制御のため前記
ハイブリッドインバータＨＢ−ＩＮＶのスイッチユニッ
トをオン・オフ制御した場合、スイッチユニットがオフ
してアーム電流がゼロになったときに、当該スイッチユ
ニットに直列接続されたサイリスタはオフしてしまう。
この状態で、再びスイッチユニットにオン信号を与えて
もサイリスタがオフとなっているので必要なパルス幅変
調制御ができなくなる。そこで、パルス幅変調制御に使
われるスイッチユニットのオンゲート信号に同期してサ
イリスタにオン信号（点弧信号）を与える。その結果、
スイッチユニットとそれに直列接続されたサイリスタが
同時にオンして、アーム電流を立ち上げることができ
る。これにより、ＰＷＭ制御を達成できる。

【００８９】以上のように、スイッチユニットの自己消
弧能力を活用し、電動機の回転速度が低い時（始動を含
む）、自励式インバータとしてパルス幅変調制御を行
う。これにより、始動・低速時の電動機のトルク脈動を
格段に小さくすることができ、従来の問題点を大幅に改
善できる。

【００９０】図１０は、本実施形態装置のインバータを
構成するスイッチユニットの別の動作モードを説明する
ための図である。図中、Ｉ１，Ｉ２は図５の回路におけ
るＵ相上側アーム電流と、Ｖ相上側アーム電流、Ｖｃ
ｕ，Ｖｃｖは当該Ｕ相上側アームのスイッチユニットＧ
ｕのコンデンサ電圧と、Ｖ相上側アームのスイッチユニ
ットＧｖのコンデンサ電圧を示す。前記スイッチユニッ
トのスナバコンデンサに印加される電圧は、インバータ
の出力電流の大きさに比例して増減する。通常、出力電
流の最大値を基準にして、コンデンサ容量を決定し、コ
ンデンサに過電圧が印加されないようにする。従って、
出力電流が小さくなると、コンデンサ印加電圧が小さく
なり、その分、サイリスタの印加電圧負担が増加する。
そこで、出力電流の大きさに応じて、スイッチユニット
の自己消弧素子の点弧タイミングを調整し、スナバコン
デンサの印加電圧が出力電流に関係なくほぼ一定になる
ように制御する。これにより、スイッチユニットに印加
される電圧が一定となり、サイリスタの印加電圧も出力
電流に左右されなくなる。

【００９１】すなわち、インバータを転流させるとき、
まず、オンしているアームのスイッチユニットＧｕの自
己消弧素子をオフさせ、微少時間ｔ１後に、次に転流さ
せるアームのすべての素子Ｓｖ，Ｇｖにオンゲート信号
を与える。

【００９２】出力電流が小さいとき、まず、オンしてい
るアームのスイッチユニットＧｕの自己消弧素子をオフ
させる。すると、直流リアクトルのエネルギーがあるた
め、スイッチユニットＧｕのスナバコンデンサの印加電
圧Ｖｃｕは、一定電流で充電されていく。この電圧上昇
は、次のアームをオンさせない限り継続する。

【００９３】時間ｔ１が経過したところで（スナバコン
デンサの印加電圧が設定値に近付いたところで）、次に
転流させるアームのすべての素子Ｓｖ，Ｇｖにオンゲー
ト信号を与える。時刻ｔ１からｔ２の間にＵ相アームか
らＶ相アームに転流し、電流Ｉ１は減少してゼロに、ま
た、電流Ｉ２は増加して直流電流Ｉｄに落ち着く。この
とき、前記Ｕ相アームのスイッチユニットのコンデンサ
ＣｕはさらにＩ１で充電し、コンデンサ印加電圧Ｖｃｕ
は一定値Ｖｃｏに落ち着く。出力電流が小さいときは、
時刻ｔ１を長く設定し、出力電流が大きいときは、時刻
ｔ１を短く設定する。これにより、スイッチユニットの
コンデンサ印加電圧がほぼ一定となり、サイリスタの印
加電圧も出力電流に関係なく一定にすることができる。

【００９４】ところで、直流電流Ｉｄは、電動機のトル
ク指令に比例した電流となるようにコンバータによって
制御される。直流電流Ｉｄがゼロになると、スイッチユ
ニットのスナバコンデンサに充電電流が供給されなくな
る。そこで、トルク指令が小さくなったときでも、直流
電流がある最小値だけは流れるように制御する。トルク
指令がゼロになった場合、インバータの上下アームを同
時オンさせて、直流電流を還流させる。これにより、前
記同期電動機のトルク指令が小さくなったときでも、直
流電流Ｉｄの大きさをある最小値に保つことができ、ス
イッチユニットのコンデンサ印加電圧を確保することが
できる。結果的に、サイリスタの印加電圧負担が軽減で
きる。

【００９５】図１１は、本実施形態装置における上記制
御動作を説明するための動作特性を示す。前記同期電動
機のトルク指令が、τ＊＜τ１＊となったとき、直流電
流Ｉｄの大きさをある最小値Ｉｄｏに保ち、且つ、前記
電動機の速度起電力に対する電機子電流の制御進み角γ
を変えることにより、前記電動機の発生トルクを制御す
る。直流電流Ｉｄは、電動機のトルク指令に比例した電
流となるようにコンバータによって制御される。直流電
流Ｉｄがゼロになると、スイッチユニットのスナバコン
デンサに充電電流が供給されなくなる。そこで、トルク
指令τ＊が小さくなったときでも、直流電流がある最小
値Ｉｄｏだけは流れるように制御する。トルク指令τ＊
に比例したトルクτを電動機ＳＭが発生するように、電
動機の速度起電力に対する電機子電流の制御進み角γを
変える。電流Ｉｄを一定とした場合、電動機ＳＭの発生
トルクτはcos γに比例する。制御進み角γを９０゜に
すれば、電動機発生トルクはゼロとなる。トルク指令τ
＊に応じて制御進み角γを変えればＩｄ＝一定の条件
で、トルク指令τ＊に比例した発生トルクτを得ること
ができる。これにより、直流電流は最小値以下になら
ず、スイッチユニットのコンデンサ充電電流を確保する
ことができ、コンデンサ印加電圧をほぼ一定に制御する
ことにより、サイリスタの印加電圧負担を軽減できる。

【００９６】図１２は、本実施形態装置のさらに別の動
作を説明するための動作特性を示す。すなわち、前記同
期電動機ＳＭは、その回転速度ωｒが高くなったとき、
電機子巻線端子電圧がほぼ一定になるように、弱め界磁
制御を行うのである。図では、ωｒ＜ω３では界磁電流
Ｉｆ＝一定とし、ωｒ＞ω３では界磁電流Ｉｆを回転速
度ωｒに反比例させて減少させている。界磁を一定とし
た場合、同期電動機ＳＭの端子電圧は、回転速度ωｒに
比例して増加する。従って、電動機の最高速度のときの
端子電圧に合わせて電力変換器の耐圧を用意する必要が
ある。そこで、電動機の回転速度が高くなった場合、界
磁電流を減らして弱め界磁制御を行う。これにより、電
力変換器の耐圧を下げることが可能となり、装置のコス
トを大幅に低減できる。この弱め界磁制御を従来の負荷
転流インバータで行うと、転流余裕角γが小さくなり、
転流失敗を発生してしまう。本発明の装置によってはじ
めて実現できるものである。

【００９７】なお、上述した第１の実施の形態に係る制
御動作については、以下に述べる別の実施の形態におい
ても適用可能である。

【００９８】図１３は、本発明の第２の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳ
は３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶはサイリ
スタコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＢ−ＩＮＶ
はハイブリッドインバータ、ＳＭは同期電動機、ＯＰＳ
速度起電力検出器、ＰＨＣは位相制御回路、ＡＣＲは直
流電流制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＤＦは微分
器、γＣＮＴは制御進み角制御回路、ＰＷＭＣはパルス
幅変調制御回路、ＳＷ１は切り替え器、ＣＴｄは電流検
出器をそれぞれ示す。

【００９９】速度起電力検出器ＯＰＳは、電動機ＳＭの
電機子巻線の端子電圧を検出して、演算により速度起電
力を求めるもので、当該速度起電力に同期した電流をイ
ンバータＨＢ−ＩＮＶから供給する。

【０１００】すなわち、回転子位置検出器ＰＳの代わり
に、同期電動機の速度起電力（または空隙磁束）を検出
する手段ＯＰＳを用いる。インバータＨＢ−ＩＮＶは、
この速度起電力検出手段ＯＰＳからの信号に基づき、電
機子電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御する。電機子電流Ｉ
ｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、電動機の速度起電力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗに同期した電流となり、電動機の発生トルクは、当該
電機子電流の大きさに比例し、直流電動機と同等の外部
特性が得られる。また、速度起電力を基準に電機子電流
の位相を決めているため、電動機の電機子反作用の影響
で、空隙磁束の位相がずれても常に最適な位相で運転が
できる。また、機械的な回転子位置検出器ＰＳが要らな
くなり、当該検出器の保守が不要となる。また、温度変
化や粉塵等、外部環境に影響されない電動機駆動装置を
提供できる。

【０１０１】図１４は、図１３の装置の動作を説明する
ための動作波形図を示す。図中、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは電
動機ＳＭの速度起電力、Ｕ＋，Ｕ−はＵ相電圧Ｖｕから
作った論理信号、Ｖ＋，Ｖ−はＶ相電圧Ｖｖから作った
論理信号、Ｗ＋，Ｗ−はＷ相電圧Ｖｗから作った論理信
号、ＩｕはＵ相電流をそれぞれ示す。転流進み角γ≒３
０゜で運転する場合、インバータＨＢ−ＩＮＶのＵ相上
側アームＳｕ，Ｇｕのゲート信号（オン信号）は、信号
Ｕ−とＶ＋の論理積（ＡＮＤ）から作ることができる。
同様に、他のアームのゲート信号も求められる。転流進
み角γを任意の値に制御するには、電動機ＳＭの速度起
電力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗから、３相の単位正弦波を作成
し、コンバータの位相制御回路と同じ原理で、インバー
タの各アームのゲート信号を作って転流進み角γを制御
することができる。

【０１０２】これにより、機械的な回転子位置検出器な
しで電動機ＳＭを駆動制御でき、特殊環境での運転と、
保守の簡素化が達成できる。

【０１０３】図１５は、本発明の第３の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳ
は３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶはサイリ
スタコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＢ−ＩＮＶ
はハイブリッドインバータ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは
電動機ＳＭの回転子位置検出器、ＯＰＳは速度起電力検
出器、ＰＨＣは位相制御回路、ＡＣＲは直流電流制御回
路、ＳＰＣは速度制御回路、ＤＦは微分器、γＣＮＴは
制御進み角制御回路、ＰＷＭＣはパルス幅変調制御回
路、ＳＷ１，ＳＷ２は切り替え器、ＣＴｄは電流検出器
をそれぞれ示す。

【０１０４】電動機ＳＭの回転速度が低いときは、切換
え器ＳＷ２はａ側に接続され、回転子位置検出器ＰＳか
らの信号に基づきインバータＨＢ−ＩＮＶの点弧信号を
作る。また、電動機ＳＭの回転速度がある程度高くなっ
たところで、切換え器ＳＷ２をｂ側に切換え、速度起電
力検出器ＯＰＳの信号に基づきインバータＨＢ−ＩＮＶ
の点弧信号を作る。

【０１０５】すなわち、始動・低速運転時は、回転子位
置検出器ＰＳからの信号に基づいて電機子電流を制御
し、速度起電力がある程度大きくなったところで、速度
起電力検出手段ＯＰＳからの信号に基づいて電機子電流
を制御する。始動・低速時は、機械的な回転子位置検出
器の信号を用いることにより、位置検知誤差の影響を無
くすことができる。また、高速運転時は速度起電力を利
用した信号を用いて電動子電流の位相を決めることによ
り、電動機の電機子反作用の影響で、空隙磁束の位相が
ずれても常に最適な位相で運転ができる。電機子電流
は、電動機の速度起電力に同期した電流となり、電動機
の発生トルクは、当該電機子電流の大きさに比例し、直
流電動機と同等の外部特性が得られる。

【０１０６】図１６は、図１５の装置の動作を説明する
ための動作モード図を示す。図１５の装置において、切
換え器ＳＷ１とＳＷ２の動作を示すもので、電動機ＳＭ
の回転速度ωｒが、ωｒ＞ω１となったところで、切換
え器ＳＷ１をａからｂに切換え、更に、ωｒ＞ω２とな
ったところで、切換え器ＳＷ２をａからｂに切換えてい
る。すなわち、ωｒ＜ω１のところでは、インバータＨ
Ｂ−ＩＮＶをＰＷＭ制御し、ωｒ＞ω１では転流進み角
γを制御するように設定している。また、ωｒ＜ω２の
ところでは、回転子位置検出器ＰＳからの信号に基づき
電動子電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相を制御し、ωｒ＞ω
２では、速度起電力検出器ＯＰＳからの信号に基づき電
動子電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相を制御している。設定
値ω１とω２は同じでもよいが、別々に設定してもよ
い。すなわち、低速運転時は、機械的な位置検出器ＰＳ
の信号を用い、パルス幅変調制御で同期電動機ＳＭを駆
動制御することにより、確実な回転子位置検知と、トル
ク脈動の低減を図る。また、ある程度速度が高くなった
ところで、速度起電力検出器ＯＰＳからの位置検知信号
を用いて、サイリスタの転流進み角γを制御して電動機
ＳＭを駆動制御する。

【０１０７】図１７は、本発明の第４の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳ
は３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮ
Ｖ２はサイリスタコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、
ＨＢ−ＩＮＶ１，ＨＢ−ＩＮＶ２はハイブリッドインバ
ータ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは電動機ＳＭの回転子位
置検出器、ＰＨＣは位相制御回路、ＡＣＲは直流電流制
御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＤＦは微分器、γＣＮ
Ｔは制御進み角制御回路、ＰＷＭＣはパルス幅変調制御
回路、ＳＷ１は切り替え器、ＣＴｄは電流検出器をそれ
ぞれ示す。

【０１０８】電源変圧器ＴＲｓは、Δ結線とＹ結線の２
つの２次巻線を持ち、それぞれ３相ブリッジ結線された
サイリスタコンバータＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側端子
に接続されている。すなわち、１２パルスのコンバータ
を構成している。

【０１０９】また、同期電動機ＳＭは、位相を３０゜ず
らした３相電動子巻線が２組用意され、それぞれ３相ブ
リッジ結線された２つのハイブリッドインバータＨＢ−
ＩＮＶ１，ＨＢ−ＩＮＶ２に接続されている。これによ
り、１２パルスのインバータを構成している。

【０１１０】図１８は、図１７のインバータの動作を説
明するための動作波形図を示す。図中、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗは電動機ＳＭの１つの電機子巻線に誘起される電圧、
Ｖｕ′，Ｖｖ′，Ｖｗ′は電動機ＳＭのもう１つの電機
子巻線に誘起される電圧、Ｉｕ１，Ｉｕ２は２つのイン
バータから電機子巻線に供給されるＵ相電流を表わす。
転流進み角γ≒０゜の場合を示している。

【０１１１】このように、同期電動機ＳＭの電機子巻線
を複数組に分割し、それぞれの電機子巻線に電流を供給
するインバータＨＢ−ＩＮＶ１，ＨＢ−ＩＮＶ２を用意
する。これにより、１つのインバータが故障しても、他
のインバータにより継続して運転することが可能とな
り、システムの稼動率を高めることができる。また、電
動機の電機子巻線の位相をずらすことにより、多相化が
可能となり、電動機のトルク脈動を低減できる。

【０１１２】図１９は、本発明の第５の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳ
は３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶはサイリ
スタコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、ＨＢ−ＩＮＶ
はハイブリッドインバータ、ＴＲｏは出力変圧器、ＳＭ
は同期電動機、ＰＳは電動機ＳＭの回転子位置検出器、
ＯＰＳは速度起電力検出器、ＰＨＣは位相制御回路、Ａ
ＣＲは直流電流制御回路、ＳＰＣは速度制御回路、ＤＦ
は微分器、γＣＮＴは制御進み角制御回路、ＰＷＭＣは
パルス幅変調制御回路、ＳＷ１，ＳＷ２は切り替え器、
ＣＴｄは電流検出器をそれぞれ示す。

【０１１３】インバータＨＢ−ＩＮＶと同期電動機ＳＭ
の間に出力変圧器ＴＲｏを設置する。これにより、電圧
・電流定格が異なる各種同期電動機にも容量がほぼ同じ
電動機なら、出力変圧器によって電圧・電流を合わせる
ことが可能となり、同一の電力変換器（コンバータ＋イ
ンバータ）で対応することが可能となる。すなわち、電
力変換器の標準化が図れ、システムのコスト低減と信頼
性の向上が図れる。

【０１１４】同期電動機ＳＭに出力変圧器ＴＲｏを介し
て電機子電流を供給する電力変換器（インバータ）は、
各相アームが、スイッチユニットとそれに直列接続され
た１つ以上のサイリスタで構成される。当該スイッチユ
ニットは、逆並列ダイオードを備えた自己消弧素子２個
と、直列ダイオード２個とスナバコンデンサで構成さ
れ、前記サイリスタは、当該スナバコンデンサの電圧を
利用して転流する。これにより、電動機の速度起電力が
小さい始動低速時でも、インバータの転流が可能とな
り、従来必要とされた断続転流が不要となる。この結
果、始動・低速時のトルク低下やトルク脈動の問題が解
決される。更に、高速運転時でも前記スイッチユニット
のスナバコンデンサ電圧を利用してサイリスタを転流さ
せることが可能となり、転流進み角γを小さくして運転
できるようになる。その結果、電動機力率がよくなり、
発生トルクの増大が図れる。ひいては、電動機や変換器
の体格が小さくでき、経済的なシステムを提供できる。

【０１１５】同期電動機ＳＭの回転速度が低いときは、
切換え器ＳＷ２はａ側に接続され、回転子位置検出器Ｐ
Ｓからの信号に基づきインバータＨＢ−ＩＮＶの点弧信
号を作る。また、電動機ＳＭの回転速度がある程度高く
なったところで、切換え器ＳＷ２をｂ側に切換え、速度
起電力検出器ＯＰＳの信号に基づきインバータＨＢ−Ｉ
ＮＶの点弧信号を作る。すなわち、始動・低速運転時
は、回転子位置検出器ＰＳからの信号に基づいて電機子
電流を制御し、速度起電力がある程度大きくなったとこ
ろで、速度起電力検出手段ＯＰＳからの信号に基づいて
電機子電流を制御する。始動・低速時は、機械的な回転
子位置検出器の信号を用いることにより、位置検知誤差
の影響を無くすことができる。また、高速運転時は速度
起電力を利用した信号を用いて電機子電流の位相を決め
ることにより、電動機の電機子反作用の影響で、空隙磁
束の位相がずれても常に最適な位相で運転ができる。電
機子電流は、電動機の速度起電力に同期した電流とな
り、電動機の発生トルクは、当該電機子電流の大きさに
比例し、直流電動機と同等の外部特性が得られる。

【０１１６】図２０は、本発明の第６の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。図中、ＢＵＳ
は３相交流電源、ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶ１，ＣＮ
Ｖ２はサイリスタコンバータ、Ｌｄは直流リアクトル、
ＨＢ−ＩＮＶ１，ＨＢ−ＩＮＶ２はハイブリッドインバ
ータ、ＴＲｏは出力変圧器、ＳＭは同期電動機、ＰＳは
回転子位置検出器、ＯＰＳは速度起電力検出器、ＰＨＣ
は位相制御回路、ＡＣＲは直流電流制御回路、ＳＰＣは
速度制御回路、ＤＦは微分器、γＣＮＴは制御進み角制
御回路、ＰＷＭＣはパルス幅変調制御回路、ＳＷ１は切
り替え器、ＣＴｄは電流検出器をそれぞれ示す。

【０１１７】電源変圧器ＴＲｓは、Δ結線とＹ結線の２
つの２次巻線を持ち、それぞれ３相ブリッジ結線された
サイリスタコンバータＣＮＶ１，ＣＮＶ２の交流側端子
に接続されている。すなわち、１２パルスのコンバータ
を構成している。これにより、電源から供給される入力
電流の高調波が低減され、且つ、直流電流リプルが小さ
くなる。

【０１１８】また、出力変圧器ＴＲｏは、位相を３０゜
ずらした３相巻線が２組用意され、それぞれ３相ブリッ
ジ結線された２つのハイブリッドインバータＨＢ−ＩＮ
Ｖ１，ＨＢ−ＩＮＶ２に接続されている。これにより、
１２パルスのインバータを構成し、電動機ＳＭに供給さ
れる電流は高調波が小さくなり、トルクリプルが低減さ
れる。

【０１１９】このように、電力変換器（インバータ）と
同期電動機ＳＭの間に複数の巻線を持つ出力変圧器ＴＲ
ｏを設置し、それぞれに電力変換器を用意する。これに
より、１つの変換器が故障しても、他の変換器により継
続して運転することが可能となり、システムの稼動率を
高めることができる。また、出力変圧器の位相をずらす
ことにより、電力変換器の多重化が可能となり、電動機
の電機子電流が正弦波に近付き、電動機のトルク脈動を
低減できる。

【０１２０】図２１は、図２０のインバータの動作を説
明するための動作波形図を示す。図中、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖ
ｗは電動機ＳＭの１つの電機子巻線に誘起される電圧、
Ｖｕ′，Ｖｖ′，Ｖｗ′は電動機ＳＭのもう１つの電機
子巻線に誘起される電圧、Ｉｕ１，Ｉｕ２は２つのイン
バータからの出力電流（Ｕ相分）、Ｉｕは電動機ＳＭの
電機子巻線に供給されるＵ相電流を表わす。電動機ＳＭ
に供給される電流Ｉｕは、２つのインバータＨＢ−ＩＮ
Ｖ１とＨＢ−ＩＮＶ２の出力電流Ｉｕ１，Ｉｕ２の和と
なり、正弦波に近い波形とすることができる。これによ
り、電動機ＳＭのトルク脈動が小さくなり、高調波損失
も低減される。

【０１２１】このように、同期電動機ＳＭの電機子巻線
を複数組に分割し、それぞれの電機子巻線に電流を供給
するインバータＨＢ−ＩＮＶを用意する。これにより、
１つのインバータが故障しても、他のインバータにより
継続して運転することが可能となり、システムの稼動率
を高めることができる。また、電動機の電機子巻線の位
相をずらすことにより、多相化が可能となり、電動機の
トルク脈動を低減できる。

【０１２２】図２２は、本発明の第７の実施の形態に係
る電動機駆動装置の構成を示す図である。また、図２３
は、図２２の動作を説明するための動作特性図である。

【０１２３】図２２において、ＢＵＳは３相交流電源、
ＴＲｓは電源変圧器、ＣＮＶはサイリスタコンバータ、
Ｌｄは直流リアクトル、ＨＢ−ＩＮＶはハイブリッドイ
ンバータ、ＴＲｏは出力変圧器、ＳＷｏは出力切換えス
イッチ、ＳＭは同期電動機、ＰＳは電動機ＳＭの回転子
位置検出器、ＯＰＳは速度起電力検出器、ＰＨＣは位相
制御回路、ＡＣＲは直流電流制御回路、ＳＰＣは速度制
御回路、ＤＦは微分器、γＣＮＴは制御進み角制御回
路、ＰＷＭＣはパルス幅変調制御回路、ＳＷ１，ＳＷ２
は切り替え器、ＣＴｄは電流検出器をそれぞれ示す。

【０１２４】インバータＨＢ−ＩＮＶと同期電動機ＳＭ
の間に出力変圧器ＴＲｏを設置する。これにより、電圧
・電流定格が異なる各種同期電動機にも容量がほぼ同じ
電動機なら、出力変圧器によって電圧・電流を合わせる
ことが可能となり、同一の電力変換器（コンバータ＋イ
ンバータ）で対応することが可能となる。すなわち、電
力変換器の標準化が図れ、システムのコスト低減と信頼
性の向上が図れる。

【０１２５】本実施の形態に係る電力変換器（コンバー
タＣＮＶ＋インバータＨＢ−ＩＮＶ）を同期電動機ＳＭ
のスタータとして用い、電動機を定格速度ωｏ付近まで
加速する。図２３において、定格速度（商用周波数）ω
ｏに近付いたとき、電力変換器（コンバータ＋インバー
タ）を同期電動機ＳＭから切り離し、出力切換えスイッ
チＳＷｏにより、商用周波数電源に接続する。ポンプ負
荷などでは、ほとんどが一定速度で回せばよい用途が多
いので、電力変換器の損失分を無くすことができる。

【０１２６】なお、図２２は図１９の構成をベースとし
たが、本実施の形態は他の実施の形態においても適用で
きることは言うまでもない。

【０１２７】なお、上記各実施の形態において、スイッ
チユニットは、前記逆並列ダイオードを具備した自己消
弧素子として、逆導通形自己消弧素子を用いることもで
きる。逆導通形自己消弧素子を使用することにより、逆
並列ダイオードの外付け配線が省略でき、装置の実装が
簡単になり、小型軽量化が図れる。

【０１２８】

【発明の効果】以上、説明したように請求項１記載の発
明によれば、同期電動機に電機子電流を供給する直流／
交流変換手段を、各相アームが、スイッチユニットとそ
れに直列接続された１つ以上のサイリスタで構成し、ま
た当該スイッチユニットを、逆並列ダイオードを備えた
自己消弧素子２個と、直列ダイオード２個とスナバコン
デンサで構成し、前記サイリスタを、当該スナバコンデ
ンサの電圧を利用して転流するようにしたので、電動機
の速度起電力が小さい始動低速時でも、直流／交流変換
手段の転流が可能となり、従来必要とされた断続転流が
不要となり、この結果、始動・低速時のトルク低下やト
ルク脈動の問題が解決され、更に、高速運転時でも前記
スイッチユニットのスナバコンデンサ電圧を利用してサ
イリスタを転流させることが可能となり、転流進み角γ
を小さくして運転できるようになり、その結果、電動機
力率がよくなり、発生トルクの増大を図ることができ、
ひいては、電動機や変圧器の構造を小型化でき、経済的
なシステムを提供することができる。

【０１２９】請求項２記載の発明によれば、回転子位置
検出器の代わりに、同期電動機の速度起電力（または空
隙磁束）を検出する手段を用いて、速度起電力を基準に
電機子電流の位相を決めるようにしたので、電動機の電
機子反作用の影響で、空隙磁束の位相がずれても常に最
適な位相で運転できる。加えて、機械的な回転子位置検
出器が要らなくなり、当該検出器の保守が不要となり、
また、温度変化や粉塵等、外部環境に影響されない電動
機駆動装置を提供できる。

【０１３０】請求項３記載の発明によれば、始動・低速
運転時は、回転子位置検出手段からの信号に基づいて電
機子電流を制御し、回転速度が所定速度より高くなった
ところで、起電力検出手段からの信号に基づいて電機子
電流を制御するようにしたので、始動・低速時は、位置
検知誤差の影響をなくし、また、高速運転時は電動機の
電機子反作用の影響で空隙磁束の位相がずれても常に最
適な位相で運転ができる。

【０１３１】請求項４記載の発明によれば、１つの直流
／交流変換手段が故障しても、他の直流／交流変換手段
により継続して運転することが可能となり、システムの
稼動率を高めることができ、また、電動機の電機子巻線
の位相をずらすことにより、多相化が可能となり、電動
機のトルク脈動を低減できる。

【０１３２】請求項５記載の発明によれば、電圧・電流
定格が異なる各種同期電動機にも容量がほぼ同じ電動機
なら、変圧器によって電圧・電流を合わせることが可能
となり、同一の電力変換器で対応することが可能とな
る。すなわち、直流／交流変換手段の標準化を図ること
ができ、システムのコスト低減と信頼性の向上を図るこ
とができる。

【０１３３】請求項６記載の発明によれば、始動・低速
時、すべてのサイリスタを導通状態にして、自己消弧能
力があるスイッチユニットによりインバータ動作をさせ
て、転流はスイッチユニット間で行い、サイリスタのタ
ーンオフを待たないでスイッチの切り替えを行うように
したので、直流／交流変換手段においてサイリスタのタ
ーンオフ時間に左右されない転流が可能となり、より速
い転流を実現することができる。

【０１３４】請求項７記載の発明によれば、スイッチユ
ニットの自己消弧能力を活用し、電動機の回転速度が低
い時（始動を含む）、自励式インバータとしてパルス幅
変調制御を行うようにしたので、始動・低速時の電動機
のトルク脈動を従来に比べて格段に小さくすることがで
きる。

【０１３５】請求項８記載の発明によれば、パルス幅変
調制御に使われるスイッチユニットのオンゲート信号に
同期してサイリスタにオン信号（点弧信号）を与えるよ
うにしたので、スイッチユニットとそれに直列接続され
たサイリスタが同時にオンして、アーム電流を立ち上げ
ることができる。

【０１３６】請求項９記載の発明によれば、回転速度が
ある程度高くなってくると、電動機の速度起電力が無視
できなくなり、スイッチユニットのスナバコンデンサ電
圧だけで、任意のタイミングで転流させることができな
くなることから、電動機の回転速度が設定速度より高く
なった場合、同期電動機の速度起電力およびスイッチユ
ニットのコンデンサ印加電圧の両方を利用してインバー
タを転流させるようにしたので、電動機の力率を維持で
き、装置の小型軽量化およびコスト低減を図ることがで
きる。

【０１３７】請求項１０記載の発明によれば、空隙磁束
と直交するように電機子電流を制御するようにしたの
で、電動機力率をほぼ１とすることができ、電動機のト
ルク係数を最大とすることができる。これにより、電動
機の構造を小さくでき、直流／交流変換手段の容量を低
減することができる。

【０１３８】請求項１１記載の発明によれば、電動機力
率をほぼ１とすると共に、電機子電流の位相を少し進ま
せることにより、スイッチユニットのコンデンサ印加電
圧に加えて、電動機の速度起電力がサイリスタの転流を
助けるように作用するので、電動機の構造を小さくでき
ると共に、直流／交流変換手段の全体容量に対するスイ
ッチユニットの容量割合を小さくすることができる。

【０１３９】請求項１２記載の発明によれば、電機子電
流の大きさに応じて、スイッチユニットの自己消弧素子
の点弧タイミングを調整し、スナバコンデンサの印加電
圧が電機子電流に関係なくほぼ一定になるように制御す
るようにしたので、スイッチユニットに印加される電圧
が一定となり、サイリスタの印加電圧が電機子電流に左
右されなくなる。

【０１４０】請求項１３記載の発明によれば、例えばス
ナバコンデンサの印加電圧が設定値に近付く程度の所定
時間が経過したところで、次に転流させるアームのすべ
ての素子にオンゲート信号を与えるようにしたので、ス
イッチユニットのスナバコンデンサの充電電流が減少
し、コンデンサ印加電圧をほぼ一定値にすることがで
き、もってサイリスタの印加電圧も出力電流に関係なく
一定にすることができる。

【０１４１】請求項１４記載の発明によれば、電動子電
流が小さいときは所定時間を長く設定し、電機子電流が
大きいときは所定時間を短く設定することで、スイッチ
ユニットのコンデンサ印加電圧をほぼ一定としたので、
サイリスタの印加電圧も出力電流に関係なく一定にする
ことができる。

【０１４２】請求項１５記載の発明によれば、必要なト
ルクが小さくなったときでも、直流電流がある必要最小
値だけは流れるように制御して、トルク指令がゼロにな
った場合でも、直流／交流変換手段の上下アームを同時
にオンさせて、直流電流を還流させるようにしたので、
スイッチユニットのコンデンサ印加電圧を確保すること
ができ、サイリスタの印加電圧負担を軽減することがで
きる。

【０１４３】請求項１６記載の発明によれば、必要なト
ルクが小さくなったときでも、直流電流がある必要最小
値だけは流れるように制御すると共に、トルク指令に比
例したトルクを電動機が発生するように、電動機の速度
起電力に対する電機子電流の制御進み角を変えるように
したので、直流電流が必要最小値以下にならず、スイッ
チユニットのコンデンサ充電電流を確保することがで
き、コンデンサ印加電圧をほぼ一定に制御することによ
り、サイリスタの印加電圧負担を軽減することができ
る。

【０１４４】請求項１７記載の発明によれば、界磁を一
定とした場合、同期電動機の端子電圧が、回転速度に比
例して増加するので、電動機の最高速度のときの端子電
圧に合わせて直流／交流変換手段の耐圧を用意する必要
がある。そこで、電動機の回転速度が高くなった場合、
界磁電流を減らして弱め界磁制御を行うようにしたの
で、直流／交流変換手段の耐圧を下げることが可能とな
り、装置のコストを大幅に低減することができる。特
に、この弱め界磁制御を従来の負荷転流インバータで行
うと、転流余裕角が小さくなり、転流失敗を発生してし
まうが、本発明では、的確な転流を実現することができ
る。

【０１４５】請求項１８記載の発明によれば、直流／交
流変換手段を用いて同期電動機をスタートさせて加速
し、回転速度が定格速度（商用周波数）に近付いたとき
には、直流／交流変換手段を同期電動機から切り離し、
商用周波数電源に接続するようにしたので、特に、ポン
プ負荷などの場合には、ほとんどが一定速度で回せばよ
い用途が多いので、直流／交流変換手段の損失分をなく
すことができる。

【０１４６】請求項１９記載の発明によれば、スイッチ
ユニットの自己消弧素子として逆導通形自己消弧素子を
用いるようにしたので、逆並列ダイオードの外付け配線
を省略することができ、装置の実装が簡単になり、また
小型軽量化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態に係る電動機駆動装
置の構成を示す図である。

【図２】当該電動機駆動装置におけるハイブリッドイン
バータの具体例を示す主回路構成図である。

【図３】当該ハイブリッドインバータのスイッチユニッ
トの具体例を示す図である。

【図４】図３のスイッチユニットの動作を説明するため
の動作モード図である。

【図５】図１の装置のインバータの転流動作を説明する
ための等価回路図である。

【図６】図５の動作を説明するためのタイムチャート図
である。

【図７】図１の装置の電動機駆動動作を説明するための
動作波形図である。

【図８】図１の装置の電動機駆動動作を説明するための
別の動作波形図である。

【図９】図１の装置の低速運転時のインバータのＰＷＭ
制御動作図である。

【図１０】図１の装置のインバータを構成するスイッチ
ユニットの別の動作を説明するための動作モード図であ
る。

【図１１】図１の装置の動作を説明するための動作特性
図である。

【図１２】図１の装置の動作を説明するための動作特性
図である。

【図１３】本発明の第２の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図１４】図１３の装置の動作を説明するための動作波
形図である。

【図１５】本発明の第３の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図１６】図１５の装置の動作を説明するための動作モ
ード図である。

【図１７】本発明の第４の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図１８】図１７の装置の動作を説明するための動作波
形図である。

【図１９】本発明の第５の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図２０】本発明の第６の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図２１】図２０の装置の動作を説明するための動作波
形図である。

【図２２】本発明の第７の実施の形態に係る電動機駆動
装置の構成を示す図である。

【図２３】図２２の動作を説明するための動作特性図で
ある。

【図２４】従来の電動機駆動装置の構成図である。

【図２５】図２４の装置の動作を説明するための簡易等
価回路とベクトル図である。

【図２６】図２４の装置の動作を説明するための動作波
形図である。

【図２７】図２４の装置の断続転流動作を説明するため
の動作波形図である。

【符号の説明】

ＢＵＳ３相交流電源ＴＲｓ電源変圧器ＣＮＶサイリスタコンバータＬｄ直流リアクトルＨＢ−ＩＮＶハイブリッドインバータＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，ＳｚサイリスタＧｕ，Ｇｖ，Ｇｗ，Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚスイッチユニッ
トＳＭ同期電動機ＰＳ回転子位置検出器ＯＰＳ速度起電力検出器ＰＨＣ位相制御回路ＡＣＲ直流電流制御回路ＳＰＣ速度制御回路ＤＦ微分器 γＣＮＴ制御進み角制御回路ＰＷＭＣパルス幅変調制御回路ＳＷ１，ＳＷ２切り替え器ＣＴｄ電流検出器ＴＲｏ出力変圧器ＳＷｏ出力切換えスイッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電力を交流電力に変換して同期電動
機の各相に電機子電流を供給して当該同期電動機を駆動
させる装置において、一方の出力端子に対して逆並列ダイオードを具備した第
１の自己消弧素子のアノード端子および第２のダイオー
ドのアノード端子が並列接続され、また他方の出力端子
に対してアノード端子が第１の自己消弧素子のカソード
端子に接続された第１のダイオードのカソード端子およ
びアノード端子が第２のダイオードのカソード端子に接
続された逆並列ダイオードを具備した第２の自己消弧素
子のカソード端子が並列接続され、且つ、第１の自己消
弧素子のカソード端子と第２のダイオードのカソード端
子との間にコンデンサが接続されたスイッチユニット
と、このスイッチユニットの出力端子に直列接続され、
当該コンデンサの電圧を用いて転流せしめられる少なく
とも１つのサイリスタとで各相アームが構成される直流
／交流変換手段と、前記同期電動機の回転子の位置を検出する回転子位置検
出手段と、この回転子位置検出手段で検出した回転子の位置に基づ
いて直流／交流変換手段からの電機子電流を制御する制
御手段と、を有することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項２】直流電力を交流電力に変換して同期電動
機の各相に電機子電流を供給して当該同期電動機を駆動
させる装置において、一方の出力端子に対して逆並列ダイオードを具備した第
１の自己消弧素子のアノード端子および第２のダイオー
ドのアノード端子が並列接続され、また他方の出力端子
に対してアノード端子が第１の自己消弧素子のカソード
端子に接続された第１のダイオードのカソード端子およ
びアノード端子が第２のダイオードのカソード端子に接
続された逆並列ダイオードを具備した第２の自己消弧素
子のカソード端子が並列接続され、且つ、第１の自己消
弧素子のカソード端子と第２のダイオードのカソード端
子との間にコンデンサが接続されたスイッチユニット
と、このスイッチユニットの出力端子に直列接続され、
当該コンデンサの電圧を用いて転流せしめられる少なく
とも１つのサイリスタとで各相アームが構成される直流
／交流変換手段と、前記同期電動機の速度起電力または空隙磁束を検出する
起電力検出手段と、この起電力検出手段で検出した速度起電力または空隙磁
束に基づいて直流／交流変換手段からの電機子の電流を
制御する制御手段と、を有することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項３】直流電力を交流電力に変換して同期電動
機の各相に電機子電流を供給して当該同期電動機を駆動
させる装置において、一方の出力端子に対して逆並列ダイオードを具備した第
１の自己消弧素子のアノード端子および第２のダイオー
ドのアノード端子が並列接続され、また他方の出力端子
に対してアノード端子が第１の自己消弧素子のカソード
端子に接続された第１のダイオードのカソード端子およ
びアノード端子が第２のダイオードのカソード端子に接
続された逆並列ダイオードを具備した第２の自己消弧素
子のカソード端子が並列接続され、且つ、第１の自己消
弧素子のカソード端子と第２のダイオードのカソード端
子との間にコンデンサが接続されたスイッチユニット
と、このスイッチユニットの出力端子に直列接続され、
当該コンデンサの電圧を用いて転流せしめられる少なく
とも１つのサイリスタとで各相アームが構成される直流
／交流変換手段と、前記同期電動機の回転子の位置を検出する回転子位置検
出手段と、前記同期電動機の速度起電力または空隙磁束を検出する
起電力検出手段と、前記同期電動機の回転速度が所定速度より低いときに
は、回転子位置検出手段で検出した回転子の位置に基づ
いて直流／交流変換手段からの電機子電流を制御し、前
記同期電動機の回転速度が所定速度より高いときには、
起電力検出手段で検出した速度起電力または空隙磁束に
基づいて直流／交流変換手段からの電機子電流を制御す
る制御手段と、を有することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項４】請求項１乃至３のいずれかに記載の電動
機駆動装置において、前記同期電動機が複数組の電機子
巻線を有しているときには、当該電機子巻線の組数に対
応した数の前記直流／交流変換手段を具備することを特
徴とする電動機駆動装置。
【請求項５】請求項１乃至４のいずれかに記載の電動
機駆動装置において、前記直流／交流変換手段と前記同
期電動機との間に変圧器を設けることを特徴とする電動
機駆動装置。
【請求項６】請求項１乃至５のいずれかに記載の電動
機駆動装置において、前記同期電動機の回転速度が前記
所定速度より低いときには、前記直流／交流変換手段を
構成するサイリスタを導通状態にしておくことを特徴と
する電動機駆動装置。
【請求項７】請求項６記載の電動機駆動装置におい
て、前記同期電動機の回転速度が前記所定速度より低い
ときには、前記直流／交流変換手段を構成するスイッチ
ユニットよりパルス幅変調制御を行うことを特徴とする
電動機駆動装置。
【請求項８】請求項７記載の電動機駆動装置におい
て、前記スイッチユニットのパルス幅変調制御のために
用いられるオンゲート信号に同期して、前記サイリスタ
に点弧信号を与えることを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項９】請求項１乃至８のいずれかに記載の電動
機駆動装置において、前記同期電動機の回転速度が設定
速度を越えたときには、前記直流／交流変換手段を構成
するサイリスタを、前記スイッチユニットのコンデンサ
の電圧および前記同期電動機の速度起電力を用いて転流
させることを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項１０】請求項１乃至９のいずれかに記載の電
動機駆動装置において、前記直流／交流変換手段は、前
記同期電動機の回転速度が前記所定速度より低いときに
は、前記同期電動機の空隙磁束とほぼ直交するように電
機子電流を制御することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項１１】請求項１０記載の電動機駆動装置にお
いて、前記直流／交流変換手段は、前記電力変換器は、
前記同期電動機の回転速度が前記所定速度を越えたとき
には、前記同期電動機の速度起電力と同相または少し位
相を進ませるように電機子電流を制御することを特徴と
する電動機駆動装置。
【請求項１２】請求項１乃至１１のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記スイッチユニットにおけ
る自己消弧素子の点弧タイミングを、前記ユニットスイ
ッチのコンデンサの電圧が電機子電流の大きさに関係な
く一定となるように制御することを特徴とする電動機駆
動装置。
【請求項１３】請求項１乃至１２のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記直流／交流変換手段を転
流させるときには、導通している相アームのスイッチユ
ニットの自己消弧素子をオフにしてから所定時間経過後
に、次に転流させる相アームの素子に対してオンゲート
信号を供給することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項１４】請求項１３記載の電動機駆動装置にお
いて、前記所定時間を、前記直流／交流変換手段からの
電機子電流が大きくなるに従って長く設定することを特
徴とする電動機駆動装置。
【請求項１５】請求項１乃至１４のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記同期電動機における必要
なトルクが規定トルク値より小さくなったときには、前
記直流／交流変換手段への直流電流を所定の必要最低値
に制御することを特徴とする電動機駆動装置。
【請求項１６】請求項１乃至１４のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記同期電動機における必要
なトルクが規定トルク値より小さくなったときには、前
記直流／交流変換手段への直流電流を所定の必要最低値
に制御すると共に、前記同期電動機の速度起電力に対す
る電機子電流の制御進み角を調整することを特徴とする
電動機駆動装置。
【請求項１７】請求項１乃至１６のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記同期電動機の回転速度が
前記所定速度に達したときには、電機子巻線の端子電圧
が一定になるように弱め界磁制御が行われることを特徴
とする電動機駆動装置。
【請求項１８】請求項１乃至１７のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記同期電動機の回転速度が
定格速度近傍に達したときには、前記同期電動機の電機
子巻線を商用電源に接続することを特徴とする電動機駆
動装置。
【請求項１９】請求項１乃至１８のいずれかに記載の
電動機駆動装置において、前記直流／交流変換手段を構
成する前記スイッチユニットは、前記逆並列ダイオード
を具備した自己消弧素子として、逆導通形自己消弧素子
を用いたことを特徴とする電動機駆動装置。