JPS5840918B2

JPS5840918B2 - 電動機の運転制御装置

Info

Publication number: JPS5840918B2
Application number: JP54103862A
Authority: JP
Inventors: 茂樹河田; 宏石田
Original assignee: FUANATSUKU KK
Current assignee: FUANATSUKU KK
Priority date: 1979-08-15
Filing date: 1979-08-15
Publication date: 1983-09-08
Also published as: DE3067541D1; US4319177A; EP0026039B1; JPS5629479A; EP0026039A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は交流電動機の運転制御装置、特に回生制動装置
の改良に関する。

交流電動機とりわけ誘導電動機は種々の産業分野に用い
られ、その対象とする負荷もいろいろあり、あるものは
加速・減速を急速に且つ頻繁に行ない、またあるものは
巻上げ、巻下しのように負荷トルクが正、負に変化する
ものもある。

従って駆動源である交流電動機も正トルクを発生したり
、制動トルクを発生するような運転を要求される。

近時、かなり採用されるようになってきた可変電圧可変
周波数インバータを用いるタイプの交流電動機の運転制
御においては電動機としての駆動態様で運転する場合は
左視問題ではないが、減速時の制動態様で運転する時に
回転子の有する回転エネルギーの処理の仕方が問題であ
った。

従来は制動時に交流電動機への通電を断ち、負荷の機械
損による自然減速にまかせたり、また減速時のすべりを
適宜制御して電動機中に消費させている○前者は減速に
時間がかかり制御の応答性が極めて悪く、後者は電動機
が過熱し、頻繁な加減速運転に耐えることができない。

更にインバータ回路中の平滑用コンデンサを充電し、そ
の充電電圧が所定値以上になったら回路に並列に接続さ
れた制動用抵抗に放電して回転子の回転エネルギーを消
費する方法も採用されているが、この方法では平滑用コ
ンデンサの充電電圧が高くなりすぎて装置を破壊する原
因となると共に大型機械を運転する電動機においては制
動用抵抗もそれに伴って大型になり高価なものとなる。

また制動エネルギーも熱損失として浪費されるため効率
上好ましい方法ではなかった。

そこでその改良として第１図に示すように回生制動を適
用するものもあったが、これにも次のような欠点がある
。

即ち第１図において、１は三相誘導電動機等の交流電動
機、２は交流電源Ｕ相、■相、Ｗ相の電圧を整流するダ
イオードＤ１〜Ｄ６で構成された整流器ブリッジ、３は
サイリスク８１〜Ｓ６からなる回生用サイリスクブリッ
ジ、４は平滑用コンデンサＣ２，Ｃ３を有する平滑回路
、５はトランジスタＴＡＩ〜ＴＡ６で構成される可変電
圧可変周波数インバータ、６はＤ１′〜Ｄ６′からなる
フライホイルダイオードブリッジ、７は電源電圧の昇圧
用変圧器である。

かかる構成の従来装置では例えば誘導電動機１を減速さ
せるため指令速度を低下させ可変電圧可変周波数インバ
ータ５の電圧−周波数を制御することにより新たに設定
された周波数に対応した同期速度は電動機の速度より小
となり負のすべり状態となり、回生制動領域で運転する
こととなり、その結果電動機の誘起電圧は整流器ブリッ
ジ６により整流されて直流線側の電圧を上昇させる。

平滑用コンデンサＣ１及びＣ２，Ｃ３は通常の駆動運転
時でも交流電源電圧の１．３〜１．４倍の高さに充電さ
れているのにこれに加えて誘導電動機が回生領域で運転
される際には、特に直流線側のコンデンサＣ２，Ｃ３の
電圧は更に高い電圧に充電保持される。

ちなみに交流電源電圧が２００Ｖのとき、平滑用コンデ
ンサＣ１の充電電圧は２６０Ｖ程度となり、また平滑用
コンデンサＣ２，Ｃ３の充電電圧は２９０Ｖ程度に上昇
する。

このような状態でサイリスク８１〜Ｓ６で構成される回
生用サイリスクブリッジ３を点弧制御しても交流電源電
圧が直流線側電圧よりも低いので転流ができず回生が不
可能となる０そこでかかる不都合を避けるためサイリス
クブリッジ３と交流電源との間に昇圧用変圧器７を介在
させ電源電圧が必ず直流線側電圧よりも高い期間が生じ
るようにしてサイリスタＳ１〜Ｓ６の転流を確保しなが
ら回生制動領域での運転を可能にしていた。

しかしながらこの方式を採用した装置においては昇圧用
変圧器７が必要であり、その容量も大きなものとなり装
置を大きくし、しかも価格を高める原因であった。

本発明は上述の如き従来の欠点を改善する新しい発明で
あり、その目的は昇圧用変圧器を不要とする回生制動装
置を具備した交流電動機の運転制御装置を提供すること
にある。

次に本発明の実施例を図面を用いて詳細に説明する。

、第２図は本発明に係る電動機の運転制御装置の回路図
である。

第２図Ａにおいて、引出線番号１〜６は第１図に示す従
来例のものと同一物であり、ただ回生用ブリッジ３を構
成する素子をサイリスク８１〜Ｓ６に代えてトランジス
タＴＢい〜ＴＢｅを用いたものである。

したがって、両者を区別するために第２図Ａでは回生用
ブリッジを３′として示しである。

８は回生状態判別用ダイオード、９は△−Ｙ結線された
制御用変圧器、１０、１５，１７及び１８は比較回路
、１１は比較回路１０からの３相伝号を６相伝号に分配
する論理回路、１２は論理回路１１の出力信号と論理回
路１６の出力信号を論理積するアンドゲート回路であり
、論理回路１１及び１６の出力が共に１の時６相分配信
号を出力する。

１３はフリップフロップ回路であり、初期条件設定及び
外部よりリセットさせるために設けたものである。

１４は増幅回路であり、フリップフロップ回路１３の出
力信号を増幅して回生用トランジスタブリッジ３′の各
トランジスタＴＢ１〜ＴＢ６に夫々ベース信号を供給す
る。

１７は比較回路であり、回生状態判別用ダイオードの両
端の電圧（Ｖｌ）２〜Ｖｐｔ）と基準電圧ｖＬとを比
較しその出力を論理回路１６に出力する。

比較回路１８は回生電流Ｉｂを検出し基準電流１ｅと比
較し、回生電流が基準値を越えたらフリップフロップ回
路１３をリセットするように信号を供給する。

このように構成された本発明の装置の動作は、通常の駆
動態様においては、交流電源電圧を整流器ブリッジ２で
整流して可変電圧可変周波数インバータ５に供給し、該
可変電圧可変周波数インバータは図示していない点弧回
路により速度指令信号に対応した速度で誘導電動機１を
運転するように順次点弧制御され、各トランジスタＴＡ
１〜ＴＡａの通電期間を調整することにより供給電圧
の制御を行ない、かつ点弧パルスの周期を調整すること
によりインバータの出力周波数を制御して可変電圧可変
周波数動作を行なう。

次に減速するために速度指令値を変化させると、誘導電
動機の今まで回転していた速度より新たに指令された同
期速度が低くなるため該誘導電動機はすべりが負の状態
で回転し固定子巻線から電力が回生される。

この回生電力により平滑用コンデンサＣ２ｔＣ３を充電
し直流線側の電圧を高くする。

その結果、平滑コンデンサＣ２，Ｃ３が接続された側の
線間電圧と平滑用コンデンサＣ１が接続された側の線間
電圧に電位差が生じる。

即ち回生状態判別用ダイオード８の４２点の電圧Ｖｐ２
と１１点の電圧Ｖｐ、との差（Ｖｐｚ−Ｖｐｔ）が正と
なる。

このことにより誘導電動機の運転状態が回生状態にある
ことを検知することができる。

この状態で回生用トランジスタブリッジを構成する各ト
ランジスタＴＢ、〜ＴＢｅのうち交流電源の２相間の電
圧差が最も高い相に接続されたトランジスタに点弧信号
を与えると直流電圧と交流電源電圧の電圧差に基づいて
交流電源に回生電流を流すことができ、誘導電動機は発
電機として作用し急速に新たな速度指令値まで減速され
る。

この点をトランジスタＴＢ１〜ＴＢａの点弧信号の形成
回路を参考にしてもう少し詳細に説明する。

第３図において、電圧Ｖｐ２は回生状態での回生状態判
別用ダイオードの２２点の電圧を示し、正弦波形は交流
電源のＵ相、■相、Ｗ相の線間電圧を表わす。

回生用トランジスタブリッジの各トランジスタには夫々
交流電源の各サイクルに応じて正の半波及び負の半波の
電圧がかかることになる。

再び第２図Ａで、交流電源のＵ相、■相、Ｗ相から制御
用変圧器９を介して各相電圧の脈動に対応した正弦波信
号Ｕ２．ｖ２．Ｗ２を得、この正弦波信号を比較回路１
０で接地電位と比較して第３図のａ、ｂ、ｃで示すよう
な各々１２０度位相がずれた矩形波信号に変換する。

この信号を更に次段の論理回路１１に与えて１２０度ず
つの幅を有する６相伝号に分配する。

このような論理回路としては従来公知の例えば無整流子
電動機の回転子位置信号の形成に用いられるタイプの回
路を利用しても良い。

該論理回路１１の出力信号は第３図のｕ、ｖ、ｗ及びＸ
、ｙ、ｚ信号に対応したものとなる。

同時に回生状態判別用ダイオード８の両端の電位差（Ｖ
Ｆ６Ｖｌ）１）の信号は比較回路１５．１７を介
して第４図に示す（ＶｐｚＶｐｔ）と基準電圧■Ｌと
の大小を比較し、この比較偏差を第２図Ｂのようなヒス
テリシス特性を有する次段の論理回路１６に与えること
により論理出力ｌまたはＯを得る。

そして論理回路１６の出力と先の論理回路１１の出力で
ある分配信号ｕ、ｖ、ｗ及びＸ、ｙ、Ｚの両者の論理積
をアンドゲート回路１２でとることにより回生状態に運
転モードを切替えるに充分な状態になったときにのみ回
生用トランジスタブリッジに点弧信号を送出する。

アンドゲート回路１２の出力は更に次段のフリップフロ
ップ回路１３に与えられて点弧信号の初期条件の設定を
行なう。

同時に該フリップフロップ回路は回生電流Ｉｂと制限電
流■ｌを比較回路１８で比較し回生電流が制限電流を越
えて過大に流れたらフリップフロップ回路１３をリセッ
トし回生用トランジスタブリッジの各トランジスタＴＢ
１〜ＴＢａへのベース信号の送出を停止し、該トランジ
スタブリッジを不導通にして過電流を防止する。

このようにして得られたフリップフロップ回路１３から
の分配信号を増幅回路１４で増幅した後、回生用トラン
ジスタブリッジの各トランジスタＴＢ１〜ＴＢ６にベー
ス電流として与えることにより回生に充分な電圧が確立
しかつ回生電流が過電流とならない状態で回生動作を安
定に行なうものである。

第３図の波形を参照してこの回生動作の状態を説明する
と、時間ｔｏ−ｔｌには交流電源の相間電圧が最大であ
る２相、即ちＷ相と■相に接続されたトランジスタＴＢ
５とＴＢ、が導通するようにベース信号はＷとｙが発生
し、次に時間ｔ。

〜ｔ２ではＵ相と■相に接続されたトランジスタＴＢ１
とＴＢ４が導通するようにベース信号Ｕとｙが形成され
る。

同様に順次回生用トランジスタブリッジのトランジスタ
ＴＢ１とＴＢ６．ＴＢ３とＴＢａ、ＴＢａとＴ
Ｂ２及びＴＢ、とＴＢ、２の対が導通制御されて第４図
の電圧■ｐ２とＶＰｌの差（斜線の部分）が安定に交流
電源へ回生される。

いまもし回生電流が制限電流Ｉｌを超過するか、または
（Ｖｌ）２Ｖｐｔ）が負になれば直ちに回生動作
を停止することはこれまでの説明で明らかであろう。

以上詳細に説明したように、本発明は交流電動機の回生
用ブリッジの素子としてトランジスタを用いたので転流
失敗を起すおそれもなく、そのため従来装置で必要とし
た転流用の昇圧変圧器が不要となり、装置の小型化と経
済性に寄与するものである。

また充分な回生電圧の確立を検知し、過電流防止機構を
設けたので安定な回生運転ができて多種多様な電動機負
荷の運転に即座に応答できる電動機の運転制御装置を提
供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の回生制動可能な交流電動機の運転制御装
置の回路図、第２図Ａは本発明に係る一実施例を示す回
路図、第２図Ｂは論理回路１６の特性図、第３図は回生
動作時の各部の波形図、第４図は回生状態判別と回生電
流の過電流を判別する時の各部の電圧及び電流波形を示
す。図中、１は交流電動機、２は整流器ブリッジ、３は回生
用サイリスクブリッジ、３′は回生用トランジスタブリ
ッジ、４は平滑回路、５は可変電圧可変周波数インバー
タ、６はフライホイルダイオードブリッジ、７は昇圧変
圧器、８は回生状態判別用ダイオード、９は制御用変圧
器、１０は比較回路、１１は論理回路、１２はアンドゲ
ート回路、１３はフリップフロップ回路、１４は増幅回
路、１５は比較回路、１６は論理回路、１７及び１８は比較回路である０

Claims

【特許請求の範囲】

１交流電源に接続された整流器ブリッジと、回生用ト
ランジスタブリッジと平滑用コンデンサよりなる直流リ
ンク部と、可変電圧可変周波数インバータと交流電動機
よりなる交流電動機の運転制御装置において、電源側整
流器ブリッジと回生用トランジスタブリッジの間に交流
電動機が回生制動領域にある時逆バイアスされる極性に
ダイオードを接続し、制動時に該ダイオードの逆バイア
ス電圧を検出し該検出信号により交流電源の相間電圧が
最大である２相に接続された上記回生用トランジスタブ
リッジの各トランジスタを点弧し、交流電源側にエネル
ギーを回生ずることを特徴とする電動機の運転制御装置
。