JPH10146093A - スイッチドリラクタンスモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 スイッチドリラクタンスモータを、トルクの
減少を抑制しながら高速で運転する。 【解決手段】 電源装置２をＰＷＭコンバータを用いて
構成し、スイッチドリラクタンスモータ４を３００００
ｒｐｍまで加速して運転する場合に、電源装置２の制御
回路は、回転数ωが６０００ｒｐｍに達すると、スイッ
チドリラクタンスモータ４に駆動用電源として供給され
るＰＷＭコンバータの直流出力電圧Ｖdcを回転数ωの平
方根に比例して上昇させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流し
て得た直流出力をスイッチドリラクタンスモータに駆動
用電源として供給することにより駆動する、スイッチド
リラクタンスモータの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、スイッチドリラクタンスモータ
（以下、ＳＲモータと称す）を駆動する場合は、単相１
００Ｖ若しくは三相２００Ｖの交流電源を整流して直流
出力を得て、駆動用電源として供給することが行われて
いた。

【０００３】ここで、図５に示すＳＲモータの等価回路
に基づいて、ＳＲモータのトルクＴと回転数ωとの関係
を求める。トルクＴ及び電流ｉ（ｔ）は、次式となる。 Ｔ＝（ｉ^２／２）・（ｄＬ／ｄθ） …（１） ｉ（ｔ）＝（Ｖ−ｅ）／Ｒ …（２） ｅはＳＲモータ側に生じる起電力であり、 ｅ＝ｄφ／ｄｔ＝ｄ（Ｌ・ｉ）／ｄｔ ＝Ｌ・（ｄｉ／ｄｔ）＋ｉ・（ｄＬ／ｄθ）・（ｄθ／ｄｔ） …（３） ｄθ／ｄｔ＝ωであり、（２）及び（３）式から、初期
条件ｔ＝０→ｉ＝０でｉ（ｔ）を求めると次式となる。

【数１】

【０００４】図６は、ＳＲモータのロータが回転する場
合の１電気周期におけるインダクタンスＬ及び電流ｉの
変化の一例を示すものである。ロータの歯の中心が、ス
テータの隣り合う歯と歯の中間にある位置を電気角θ＝
０度としている。電気角θ＝１８０度の場合は、ロータ
の歯の中心がステータの歯の中心に一致する（アライン
メント）場合である。尚、この場合、ステータの歯幅＞
ロータの歯幅、となっている。

【０００５】電気角θ＝０〜１８０度の範囲で考えた場
合、０≦θ≦θ１（ロータの歯がステータの歯と全く重
ならない位置）の範囲と、θ２≦θ≦１８０度（ロータ
の歯がステータの歯と全て重なっている位置）の範囲と
ではインダクタンスＬは夫々Ｌmin ，Ｌmax でフラット
であり変化せず、ｄＬ／ｄθ＝０であるから（１）式よ
りトルクＴ＝０である。

【０００６】トルクＴが発生するθ１＜θ＜θ２の範囲
については、ｄＬ／ｄθ＝ｋとすると、（４）式は、
（５）式のようになる。

【数２】 従って、θ１＜θ＜θ２の範囲で発生するトルクＴは、
（１）及び（５）式より（６）式となる。

【数３】

【０００７】ここで、ＳＲモータが高速で回転する場合
は、Ｒ＋ｋω＝ｋωであるから、（６）式は（７）式の
ように近似できる。但し、Ｋは比例定数である。

【数４】

【０００８】この（７）式から、ＳＲモータが高速回転
する領域では、トルクＴは回転数ωの２乗に反比例する
ことが分かる（図７参照）。従って、従来のＳＲモータ
では高速領域でトルクＴが急激に減少するため、高速で
運転することができなかったり、高速領域での立上がり
特性が悪いなどの問題があった。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】モータの高速運転を可
能とするには、一般に、コイルの巻数を少なくするなど
の手段がある。しかしながら、斯様な手段によると最大
電流値が制限されるため、結局は最大トルクを上げるこ
とができないという制約を受けることになってしまう。

【００１０】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、その目的は、スイッチドリラクタンスモ
ータを、トルクの減少を抑制しながら高速で運転するこ
とができるスイッチドリラクタンスモータの制御装置を
提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１記載のスイッチドリラクタンスモータの制
御装置は、交流電源を整流して得た直流出力をスイッチ
ドリラクタンスモータに駆動用電源として供給する電源
回路と、前記スイッチドリラクタンスモータの速度を検
出する速度検出手段と、この速度検出手段が検出する速
度の増加に応じて、前記電源回路から前記スイッチドリ
ラクタンスモータに供給される駆動用電源の電圧を増加
関数的に変化させるように制御する制御手段とを備えた
ことを特徴とする。

【００１２】斯様に構成すれば、制御手段は、スイッチ
ドリラクタンスモータの速度の増加に応じて駆動用電源
の電圧を増加関数的に変化させ、速度の増加によるトル
クの減少を抑制する。従って、スイッチドリラクタンス
モータを高速で運転させた場合に、従来よりも大きいト
ルクを維持することができる。

【００１３】請求項２記載のスイッチドリラクタンスモ
ータの制御装置は、交流電源を整流して得た直流出力を
スイッチドリラクタンスモータに駆動用電源として供給
する電源回路と、前記駆動用電源の電流若しくは前記ス
イッチドリラクタンスモータの相電流を検出する電流検
出手段と、この電流検出手段が検出する前記駆動用電源
の電流の最大値若しくは前記スイッチドリラクタンスモ
ータの相電流の最大値の低下に応じて、前記電源回路か
ら前記スイッチドリラクタンスモータに供給される駆動
用電源の電圧を増加関数的に変化させるように制御する
制御手段とを備えたことを特徴とする。

【００１４】斯様に構成すれば、制御手段は、駆動用電
源の電流の最大値若しくはスイッチドリラクタンスモー
タの相電流の最大値が低下すると、その低下に応じて駆
動用電源の電圧を増加関数的に変化させるので、請求項
１と同様の作用効果が得られる。

【００１５】この場合、請求項３に記載したように、前
記制御手段を、前記速度検出手段が検出する速度の平方
根に比例して前記駆動用電源の電圧を増加させるように
制御する構成としても良く、斯様に構成すれば、トルク
と速度との積が一定となり、定出力特性を得ることがで
きる。

【００１６】また、請求項４に記載したように、前記電
源回路を、ＰＷＭコンバータを用いて構成しても良く、
斯様に構成すれば、交流電源が多相交流の場合であって
も相間に不平衡を生じること無く昇圧を行うことができ
る。

【００１７】更に、請求項５に記載したように、前記電
源回路を、倍電圧整流回路を用いて構成しても良く、斯
様に構成すれば、電源電圧の昇圧制御を容易に行うこと
ができる。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１実施例につい
て図１乃至図３を参照して説明する。図１は、本発明の
電気的構成を示す機能ブロック図である。この図１にお
いて、三相２００Ｖの交流電源１からの交流電源出力
は、電源装置２に与えられて直流電源に変換される。変
換された直流出力は、駆動用電源としてドライブ回路３
に与えられ、ドライブ回路３は、ＳＲモータ４に正転若
しくは逆転方向のトルクを生じる励磁タイミングとなる
ように、ＳＲモータ４の各相巻線に対して通電切替えを
行うと共に、負荷電流値を制御するためにＰＷＭ制御を
行うようになっている。

【００１９】ＳＲモータ４には、そのロータの詳細な回
転位置検出を行うためのエンコーダ（速度検出手段）５
が設けられており、そのパルス状の回転位置検出信号
は、ドライブ回路３の制御部（速度検出手段）３ａに与
えられるようになっている。この制御部３ａは、エンコ
ーダ５が出力する回転位置検出信号に基づいてＳＲモー
タ４に対する通電タイミングを決定すると共に、その回
転位置検出信号の単位時間当たりの出力信号数をカウン
トすることによりＳＲモータ４の回転数ω（速度）を検
出し、その速度検出信号を電源装置２に出力するように
なっている。電源装置２は、上記速度検出信号と共に、
自身の出力電圧を参照することにより、後述するように
電源電圧制御を行うようになっている。以上が制御装置
を構成している。

【００２０】図２は、電源装置２の詳細な電気的構成を
示す図である。この図２において、６個のＮＰＮ形のト
ランジスタ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗ，６Ｘ，６Ｕ，６Ｚが三相
ブリッジ接続されて主回路７が構成されている。この主
回路７の直流出力端子、即ち、正側アームのトランジス
タ６Ｕ乃至６Ｗのコレクタ側，負側アームのトランジス
タ６Ｘ乃至６Ｚのエミッタ側は、直流母線８ａ，８ｂに
夫々接続されている。

【００２１】これらの各トランジスタ６Ｕ乃至６Ｚのコ
レクタ−エミッタ間にはフリーホイールダイオード（以
下、ＦＷダイオードと称す）９Ｕ乃至９Ｚが接続されて
いる。直流母線８ａ，８ｂ間には、平滑コンデンサ１０
が接続されており、直流母線８ｂには、電流制限用の抵
抗Ｒが設けられている。また、直流母線８ａ，８ｂは、
ドライブ回路３の入力端子３ｂ，３ｃに夫々接続されて
いる。

【００２２】主回路７の交流入力端子、即ち、トランジ
スタ６Ｕ及び６Ｘ，６Ｖ及び６Ｙ，６Ｗ及び６Ｚの共通
接続点である７Ｕ，７Ｖ，７Ｗは、リアクトル１１Ｕ，
１１Ｖ，１１Ｗを介して交流電源１の各相出力端子１
Ｕ，１Ｖ，１Ｗに夫々接続されている。以上は、所謂Ｐ
ＷＭコンバータ（電源回路）１２を構成している。

【００２３】位相検出回路１３の入力端子は、交流電源
１の各相出力端子１Ｕ，１Ｖ，１Ｗに接続されており、
各相電源電圧の位相を検出して制御回路（制御手段）１
４に与えるようになっている。尚、制御回路１４は、マ
イクロコンピュータを中心として構成されているもので
ある。

【００２４】リアクトル１１Ｕ及び１１Ｖと主回路７の
交流入力端子７Ｕ及び７Ｖとの間には、電流検出器１５
Ｕ及び１５Ｖが設けられており、その電流検出器１５Ｕ
及び１５Ｖは、主回路７に入力されるＵ相及びＶ相電流
に応じたレベルの検出信号を制御回路１４に与えるよう
になっている。また、直流母線８ａ，８ｂ間には電圧検
出器１６が設けられており、その電圧検出器１６は、主
回路７が出力する直流出力電圧Ｖdcに応じた検出信号を
制御回路１４に与えるようになっている。

【００２５】制御回路１４には、前述したＳＲモータ４
の回転数ωの検出信号が与えられるようになっている。
そして、制御回路１４の出力端子は、主回路７の各トラ
ンジスタ６Ｕ乃至６Ｚのベースに接続されており、制御
回路１４は、上記各検出信号を参照することによって、
各トランジスタ６Ｕ乃至６ＺのベースにＰＷＭ信号を与
えるようになっている。

【００２６】次に、本実施例の作用について図３をも参
照して説明する。ＰＷＭコンバータ１２における主回路
７の各トランジスタ６Ｕ乃至６Ｚが全てオフの場合、主
回路７は、ＦＷダイオード９Ｕ乃至９Ｚが三相全波整流
回路として交流電圧を整流するので、交流電源１の２０
０Ｖの三相交流電圧を整流して得られる直流電圧は約２
８０Ｖとなる。

【００２７】ドライブ回路３は、具体的には図示しない
が、外部より例えばＳＲモータ４の正転始動信号及び３
００００ｒｐｍの速度指定信号が与えられると、電源装
置２から供給される駆動用電源によりＳＲモータ４の各
相巻線に順次通電することによって、正転トルクを発生
させてＳＲモータ４を始動させ、ＳＲモータ４をその回
転数ωが速度指定信号に応じた値になるまで加速させ
る。尚、ＳＲモータ４の最大定格電流は、例えば１５０
Ａであり、ＳＲモータ４の運転時に流す電流値は１００
Ａに設定されているとする。

【００２８】この時、制御回路１４は、ドライブ回路３
が出力する速度検出信号を参照して、ＳＲモータ４の始
動時から比較的低速の領域においては、ＰＷＭコンバー
タ１２の直流出力電圧Ｖdcが２８０Ｖの例えば１１５％
に相当した３２２Ｖ程度となるように、位相検出回路１
３，電流検出器１５Ｕ，１５Ｖ及び電圧検出器１６の各
検出信号を参照しながら、主回路７の各トランジスタ６
Ｕ乃至６Ｚにベース信号を与えてスイッチング制御を行
う。

【００２９】例えば、Ｕ相が（＋），Ｖ相が（−）の場
合は、トランジスタ６Ｖをオンすると、交流電源電流
は、交流出力端子１Ｕ，リアクトル１１Ｕ，ＦＷダイオ
ード９Ｕ，トランジスタ６Ｖ，リアクトル１１Ｖ及び交
流出力端子１Ｖの経路で流れ、リアクトル１１Ｕ及び１
１Ｖに電磁エネルギが蓄積される。

【００３０】この状態からトランジスタ６Ｖをオフする
と、交流電源電流は、交流出力端子１Ｕ，リアクトル１
１Ｕ，ＦＷダイオード９Ｕ，平滑コンデンサ１０，抵抗
Ｒ，ＦＷダイオード９Ｙ，リアクトル１１Ｖ及び交流出
力端子１Ｖの経路で流れ、リアクトル１１Ｕ及び１１Ｖ
に蓄積された電磁エネルギが電流として流れ、平滑コン
デンサ１０を２８０Ｖ以上の電位に充電する。

【００３１】ＳＲモータ４の回転数ωを上昇させて行く
と、図３に示すように、その上昇に応じてトルクＴは下
降する。そして、制御回路１４は、回転数ωが例えば６
０００ｒｐｍに達すると、ＰＷＭコンバータ１２の直流
出力電圧Ｖdcを３２２Ｖから上昇させるように（増加関
数的に変化させるように）主回路７をスイッチング制御
する。

【００３２】ここで、回転数６０００ｒｐｍを臨界値と
したのは、回転数ωを上昇させて行く場合に、直流出力
電圧Ｖdcを３２２Ｖに保持したままでは１００Ａの電流
を流し切れなくなる領域に至るのが、６０００ｒｐｍ付
近であることが実験的に得られたことによる。

【００３３】この時、制御回路１４は、直流出力電圧Ｖ
dcをＳＲモータ４の回転数ωの平方根に比例して上昇す
るように制御する。斯様に制御することによって、
（７）式より Ｔ＝Ｋ′・（１／ω） …（８） となり、Ｔ・ω＝一定となる。但し、Ｋ′は比例定数で
ある。

【００３４】即ち、従来は、図３中破線で示すように、
回転数ωが上昇しても直流出力電圧Ｖdcが一定であった
ことにより、トルクＴは回転数ωの２乗に反比例して急
速に低下していた。これに対して、本実施例では、図３
中実線で示すように、直流出力電圧Ｖdcを回転数ωの平
方根に比例して上昇させるよう制御したことにより、ト
ルクＴの低下が回転数ωに反比例するように抑制するこ
とができ、その結果、従来では得ることができなかった
ＳＲモータ４の定出力特性（Ｔ・ω＝一定）を得ること
を可能とした。

【００３５】また、制御回路１４は、外部より減速指令
が与えられたことによりＳＲモータ４を減速させる場合
には、主回路７の各トランジスタ６Ｕ乃至６Ｚに所定の
ベース信号を与えて、ＳＲモータ４により発電されて流
れる電流を交流電源１側に回生させるようにＰＷＭ制御
する。

【００３６】ＳＲモータ４側からドライブ回路３を介し
て逆流した電流は、一旦平滑コンデンサ１０に充電され
る。そして、例えばＵ相が（＋），Ｖ相が（−）の場合
はトランジスタ６Ｕ及び６Ｙをオンすると、回生電流
は、平滑コンデンサ１０，直流母線８ａ，トランジスタ
６Ｕ，交流電源１のＵ相→Ｖ相，トランジスタ６Ｙ，直
流母線８ｂ，平滑コンデンサ１０の経路で流れる。

【００３７】この時、制御回路１４は、電圧検出器１６
の検出信号を参照して、直流電源電圧Ｖdcが交流電源１
の電圧よりも高い場合には、両者が略一致するように降
圧作用となるＰＷＭ制御を行う。また、制御回路１４
は、位相検出回路１３及び電流検出器１５Ｕ，１５Ｖの
検出信号を参照して、回生電流の位相を交流電源電圧の
位相に対して逆相とすることにより、回生時の力率が
“１”となるように制御する。

【００３８】以上のように本実施例によれば、電源装置
２をＰＷＭコンバータ１２を用いて構成し、ＳＲモータ
４を３００００ｒｐｍまで加速して運転する場合に、制
御回路１４は、回転数ωが６０００ｒｐｍに達すると、
それ以降の回転数ωの上昇に応じてＳＲモータ４に駆動
用電源として供給されるＰＷＭコンバータ１２の直流出
力電圧Ｖdcを増加関数的に上昇させるようにした。

【００３９】従って、ＳＲモータ４の回転数ωの上昇に
伴うトルクＴの下降を抑制し得るので、ＳＲモータ４を
高速で運転する場合に従来よりも大きなトルクを維持す
ることが可能となり、高速運転領域での加速トルクを確
保して、ＳＲモータ４の始動からの立上がり時間を短縮
することができる。

【００４０】また、制御回路１４は、直流出力電圧Ｖdc
を増加関数的に上昇させる場合に、具体的には、ＳＲモ
ータ４の回転数ωの平方根に比例して上昇させるように
したので、トルクＴと回転数ωとの積が一定となる定出
力特性を得ることができる。

【００４１】更に、ＰＷＭコンバータ１２を用いたこと
によって、交流電源１が三相交流の場合でも相間に不平
衡を生じること無く昇圧を行い得て、また、ＳＲモータ
４を減速させる場合には、交流電源１側に電流を回生さ
せることができるので、従来とは異なり、大容量の抵抗
を設けて回生電流を消費させる必要がなく、消費電力を
低減することもできる。

【００４２】図４は、本発明の第２実施例における電源
装置２の詳細な電気的構成図である。第２実施例では、
図１に示す交流電源１が単相１００Ｖの場合に、電源装
置２を電源回路たる倍電圧整流回路１７を用いて構成し
たものである。交流電源１の出力端子１ａ，１ｂには、
ダイオード１８ａ，１８ｂのアノードが夫々接続されて
いると共に、ダイオード１８ｃ，１８ｄのカソードが夫
々接続されている。

【００４３】ダイオード１８ａ，１８ｂのカソードは直
流母線８ａに接続され、ダイオード１８ｃ，１８ｄのア
ノードは直流母線８ｂに接続されている。直流母線８
ａ，８ｂ間には、第１実施例と同様の電圧検出器１６が
接続されていると共に、同一容量のコンデンサ１９ａ及
び１９ｂの直列回路が接続されている。そのコンデンサ
１９ａ及び１９ｂの共通接続点と出力端子１ｂとの間に
は、トライアック２０及びコイル２１の直列回路が接続
されている。以上が倍電圧整流回路１７を構成してい
る。

【００４４】この倍電圧整流回路１７の制御回路（制御
手段）２２には、電圧検出器１６の検出信号及びドライ
ブ回路３の制御部３ａが出力する回転数ωの検出信号が
与えられるようになっている。そして、制御回路２２
は、トライアック２０のゲートに制御信号を与えるよう
になっている。

【００４５】次に、第２実施例の作用について説明す
る。ＳＲモータ４の回転数ωが低く昇圧を行わない場
合、制御回路２２は、トライアック２０のゲートに制御
信号を与えない。すると、交流電流は、出力端子１ａが
（＋）の場合は、出力端子１ａ，ダイオード１８ａ，直
流母線８ａ，コンデンサ１９ａ及び１９ｂ，直流母線８
ｂ，ダイオード１８ｄ及び出力端子１ｂの経路で流れ
る。

【００４６】また、出力端子１ｂが（＋）の場合は、出
力端子１ｂ，ダイオード１８ｂ，直流母線８ａ，コンデ
ンサ１９ａ及び１９ｂ，直流母線８ｂ，ダイオード１８
ｃ，出力端子１ａの経路で流れる。従って、倍電圧整流
回路１７は通常の全波整流を行い、コンデンサ１９ａ及
び１９ｂを略１４０Ｖに充電する。

【００４７】そして、第１実施例のように、ＳＲモータ
４の回転数ωが上昇して直流出力電圧Ｖdcを昇圧する場
合、制御回路２２は、トライアック２０のゲートに制御
信号を与える。すると、交流電流は、出力端子１ａが
（＋）の場合は、出力端子１ａ，ダイオード１８ａ，直
流母線８ａ，コンデンサ１９ａ，トライアック２０，コ
イル２１及び出力端子１ｂの経路で流れる。

【００４８】また、出力端子１ｂが（＋）の場合は、出
力端子１ｂ，コイル２１，トライアック２０，コンデン
サ１９ｂ，直流母線８ｂ，ダイオード１８ｃ及び出力端
子１ａの経路で流れる。従って、トライアック２０をフ
ルにオン状態にした場合は、コンデンサ１９ａ，１９ｂ
は夫々略１４０Ｖに充電されるため、駆動用電源電圧Ｖ
dcは略２８０Ｖまで昇圧される。

【００４９】制御回路２２は、第１実施例と同様に、Ｓ
Ｒモータ４の回転数ωが６０００ｒｐｍを超えると、電
圧検出器１６の検出信号を参照しながらトライアック２
０のオン時間を制御することにより、直流出力電圧Ｖdc
を略１４０〜２８０Ｖの間に制御して、トルクＴの低下
を抑制する。

【００５０】尚、コイル２１は、倍電圧整流回路１７が
全波整流動作から昇圧動作に移行する時に、トライアッ
ク２０に大電流が流れて破壊に至ることを防止するため
に保護用として設けられている。以上のように構成した
第２実施例によれば、直流出力電圧Ｖdcの昇圧制御を容
易に行うことができる。

【００５１】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。ＰＷＭコンバータを単相で構成し
て、交流電源１が単相１００Ｖである場合に適用しても
良い。また、倍電圧整流回路を、交流電源１が三相２０
０Ｖである場合に適用しても良い。この場合は、整流部
を三相ブリッジ接続されたダイオードで構成し、トライ
アック及びコイルの直列回路を、２個の同一容量のコン
デンサからなる直列回路の中点端子と交流電源１の出力
端子１Ｕ，１Ｖ，１Ｗの内何れか一相との間に接続すれ
ば良い。

【００５２】直流出力電圧Ｖdcを、ＳＲモータ４の回転
数ωに比例して上昇させても良い。斯様に制御すれば、
トルクＴが一定となり、定トルク特性を得ることができ
る。直流出力電圧Ｖdcを昇圧する回転数ωの臨界値は６
０００ｒｐｍに限ること無く、ＳＲモータの定格や運転
条件などに応じて適宜変更して良い。また、直流出力電
圧Ｖdcを昇圧する場合の変化の態様は、増加関数的であ
ればどのようなものでも良く、例えば、第１実施例にお
いて、回転数ωが６０００ｒｐｍを超えたら、直流出力
電圧Ｖdcを４００Ｖまでステップ的に昇圧するようにし
ても良い。

【００５３】ＳＲモータ４の回転数ωがある程度上昇す
ると、前述のように、ＳＲモータ４に供給すべき最大電
流値（電流制限値）の低下が生じる。従って、回転数ω
を検出する代わりに、駆動用電源電流として電源装置２
のＡＣライン電流またはＤＣライン電流のどちらか一方
を検出したり、若しくはＳＲモータ４の相電流を検出す
ることにより、以下のように制御を行っても良い。電源
装置２のＡＣライン電流若しくはＳＲモータ４の相電流
を検出して、例えば最大電流値１００Ａで運転する場合
には、ＡＣライン電流若しくは相電流の最大値が低下す
ることにより、ドライブ回路３における１００Ａの電流
値を維持するためのＰＷＭ制御が不能となる時点から直
流出力電圧Ｖdcを昇圧させる。また、電源装置２のＤＣ
ライン電流を検出する場合は、ＳＲモータ４において通
電されている２相の電流波形が合成されたものと相関を
有する波形の直流電流が検出されるので、その直流電流
の最大値が低下して上記と同様にＰＷＭ制御が不能とな
る時点から直流出力電圧Ｖdcを昇圧させるように制御す
る。

【００５４】

【発明の効果】本発明は以上説明した通りであるので、
以下の効果を奏する。請求項１記載のスイッチドリラク
タンスモータの制御装置によれば、制御手段は、スイッ
チドリラクタンスモータの速度の増加に応じて駆動用電
源の電圧を増加関数的に変化させ、速度の増加によるト
ルクの減少を抑制するので、従来よりも大なるトルクを
維持しながら、スイッチドリラクタンスモータを高速で
運転させることができ、また、始動からの立上り時間を
短縮することができる。

【００５５】請求項２記載のスイッチドリラクタンスモ
ータの制御装置によれば、制御手段は、駆動用電源の電
流の最大値若しくはスイッチドリラクタンスモータの相
電流の最大値が低下すると、その低下に応じて駆動用電
源の電圧を増加関数的に変化させるので、請求項１と同
様の効果が得られる。

【００５６】請求項３記載のスイッチドリラクタンスモ
ータの制御装置によれば、制御手段は、速度検出手段が
検出する速度の平方根に比例して駆動用電源の電圧を増
加させるように制御するので、トルクと速度との積が一
定となり、定出力特性を得ることができる。

【００５７】請求項４記載のスイッチドリラクタンスモ
ータの制御装置によれば、電源回路をＰＷＭコンバータ
を用いて構成したので、交流電源が多相交流の場合であ
っても相間に不平衡を生じること無く昇圧を行い得ると
共に、スイッチドリラクタンスモータの減速時には、電
源側に対して回生を行うことができ消費電力を低減する
ことができる。

【００５８】請求項５記載のスイッチドリラクタンスモ
ータの制御装置によれば、電源回路を倍電圧整流回路を
用いて構成したので、電源電圧の昇圧制御を容易に行う
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例における電気的構成を示す
機能ブロック図

【図２】電源回路の詳細な電気的構成を示す図

【図３】スイッチドリラクタンスモータの回転数ωとト
ルクＴとの関係を示す図

【図４】本発明の第２実施例を示す図２相当図

【図５】従来技術を示すスイッチドリラクタンスモータ
の等価回路図

【図６】スイッチドリラクタンスモータの回転位置に対
する、ステータとロータとの間に生じるインダクタンス
Ｌ及び電流ｉとの関係を示す図

【図７】図３相当図

【符号の説明】

１は交流電源、２は電源装置、３ａは制御部（速度検出
手段）、４はスイッチドリラクタンスモータ、５はエン
コーダ（速度検出手段）、１２はＰＷＭコンバータ（電
源回路）、１４は制御回路（制御手段）、１７は倍電圧
整流回路（電源回路）、２２は制御回路（制御手段）を
示す。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流して得た直流出力をスイ
   ッチドリラクタンスモータに駆動用電源として供給する
   電源回路と、 前記スイッチドリラクタンスモータの速度を検出する速
   度検出手段と、 この速度検出手段が検出する速度の増加に応じて、前記
   電源回路から前記スイッチドリラクタンスモータに供給
   される駆動用電源の電圧を増加関数的に変化させるよう
   に制御する制御手段とを備えたことを特徴とするスイッ
   チドリラクタンスモータの制御装置。
2. 【請求項２】 交流電源を整流して得た直流出力をスイ
   ッチドリラクタンスモータに駆動用電源として供給する
   電源回路と、 前記駆動用電源の電流若しくはスイッチドリラクタンス
   モータの相電流を検出する電流検出手段と、 この電流検出手段が検出する前記駆動用電源の電流の最
   大値若しくは前記スイッチドリラクタンスモータの相電
   流の最大値の低下に応じて、前記電源回路から前記スイ
   ッチドリラクタンスモータに供給される駆動用電源の電
   圧を増加関数的に変化させるように制御する制御手段と
   を備えたことを特徴とするスイッチドリラクタンスモー
   タの制御装置。
3. 【請求項３】 前記制御手段は、前記速度検出手段が検
   出する速度の平方根に比例して前記駆動用電源の電圧を
   増加させるように制御することを特徴とする請求項１記
   載のスイッチドリラクタンスモータの制御装置。
4. 【請求項４】 前記電源回路は、ＰＷＭコンバータを用
   いて構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の
   何れかに記載のスイッチドリラクタンスモータの制御装
   置。
5. 【請求項５】 前記電源回路は、倍電圧整流回路を用い
   て構成されていることを特徴とする請求項１乃至３の何
   れかに記載のスイッチドリラクタンスモータの制御装
   置。