JP2009100558A - モータ駆動用インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型・軽量・低コスト化を実現しつつ、電源電流の高調波規制も満足するモータ駆動用インバータ制御装置を提供する。
【解決手段】極めて小容量のリアクタとインバータの直流母線間には極めて小容量のコンデンサが設けられたモータ駆動用インバータで、指示電圧をＰＷＭ信号に変換する際に、インバータ印加電圧値を基に変換演算する第一のモードと、任意に設定された電圧値を基に変換演算する第二のモードとを、インバータ母線における回生電流が発生している期間であるか否かで切替えることにより、小型・軽量・低コストの装置でありながら、モータ駆動性能を劣化させることなく運転領域の拡大が図れるとともに、モータからの回生電圧を抑制することで過電圧による部品破壊を防止できるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、小容量のリアクタおよびコンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図８に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。

図８において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１とから構成されている。

一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成するＰＷＭ信号生成部９と、ＰＷＭ信号生成部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図９に示す。

図９はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため、特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図１０に示すような直流電源装置が提案されている。

図１０において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。

この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧の
ゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる（例えば、特許文献１、非特許文献１参照）。
特開平９−２６６６７４号公報 インバータドライブハンドブック編集委員会編「インバータドライブハンドブック」日刊工業新聞社出版、１９９５年初版

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明は上記従来の課題を解決するものであり、小型・軽量・低コストでありながら、モータの駆動性能も悪化させることのない高品位なモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線には母線電流検出手段と、前記インバータの直流母線間にはコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記母線電流検出手段で得られる母線電流から前記モータの回生電流が流れている期間を判別する回生期間判別部と、前記モータが所定の回転数にて動作するのに必要な指示電圧を演算する指示電圧演算部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第一のモードと任意に設定された電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第二のモードを前記回生期間判別部での結果に応じて切替えるＰＷＭ信号生成部を設けたものである。

これによって、小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現するとともに、モータからの回生電圧を抑制することで部品の過電圧による破壊を回避しつつ、モータ動作領域の拡大が図れる。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置によれば、小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

さらに母線電流検出手段としてシャント抵抗などを利用すれば高価な電流センサなどを用いなくてもモータ相電流を認識できるため、ブラシレスモータのセンサレスベクトル制御が可能になり、モータ電流を正弦波状に通電させることでシステムの低騒音・低振動化が図れるという効果を奏する。

第１の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線には母線電流検出手段と、前記インバータの直流母線間にはコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記母線電流検出手段で得られる母線電流から前記モータの回生電流が流れている期間を判別する回生期間判別部と、前記モータが所定の回転数にて動作するのに必要な指示電圧を演算する指示電圧演算部と、前記インバータを動作するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を設け、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第一のモードと任意に設定された電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第二のモードを前記回生期間判別部での結果に応じて前記ＰＷＭ信号生成部において切替えるものである。

これにより、小型・軽量・低コストでありながらモータ駆動性能を劣化させることなくコントロールしつつ、モータからの回生電圧を抑制することで過電圧による部品破壊のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第２の発明は、交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間にはコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から交流電源電圧の位相を演算する電源位相演算部と、前記モータが所定の回転数にて動作するのに必要な指示電圧を演算する指示電圧演算部と、前記インバータを動作するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を設け、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第一のモードと任意に設定された電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第二のモードを前記電源位相演算部で得られる交流電源電圧の位相に応じて前記ＰＷＭ信号生成部において切替えるものである。

これにより、インバータの母線電流を検出する手段がない場合においても第１の発明と同様の小型・軽量・低コストでありながら信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第３の発明は、特に、第１または第２の発明のモータ駆動用インバータ制御装置において、リアクタとコンデンサとの共振周波数を電源周波数の４０倍よりも大きくなるように小容量リアクタおよび小容量コンデンサの組み合わせを決定するものであり、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。

モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。

インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。

また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には母線電流検出器１５が配されている。

制御部６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ＰＷＭ信号生成部９、ベースドライバ１０、相電流変換部２０、モータ位相推定部１７、回転子速度検出部１８、指示電圧演算部１９、回生期間判別部２１の各機能ブロックを有している。

相電流変換部２０は母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を観察し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、インバータ印加電圧検出手段１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。

回転子速度検出部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。指示電圧演算部１９では推定されたブラシレスモータ３の速度と目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき指示電圧をＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号生成部９におけるＰＷＭ信号の生成は、例えばインバータ印加電圧が２００Ｖの状況において、Ｕ相の指示電圧が１５０Ｖ、Ｖ相の指示電圧が１００Ｖ、Ｗ相の指示電圧が０Ｖであった場合、各相のＰＷＭ信号のデューティ（ＰＷＭ信号のキャリア周期における上アームスイッチング素子がオンである状態の時間比率）は、Ｕ相が７５％、Ｖ相が５０％、Ｗ相が０％となる。

すなわち、各相の指示電圧をインバータ印加電圧で除算した結果がＰＷＭ信号のデューティとなる。また、各相の指示電圧がインバータ印加電圧を上回る場合には、ＰＷＭ信号のデューティは１００％となる。

上述のように求められたＰＷＭ信号は、最終的にベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。

次に、図２〜図４を用いてインバータ母線に流れる電流においてブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。

図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流れる相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。

また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。ここで、図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１３ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１３ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１３ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１３ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１３ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１３ｚを動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。

図３の場合、インバータ母線には、タイミング（１）では、図４（ａ）に示すように電
流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れる。

タイミング（３）におけるインバータ母線の電流は、コンデンサ１２の低圧側端からインバータ２を介してコンデンサ１２の高圧側端へと流れる方向であり、ブラシレスモータ３において発生した電気エネルギーがコンデンサ１２に戻される回生状態を示している。

なお、タイミング（４）とタイミング（５）は、スイッチング素子の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間におけるインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

図５は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、交流電源１の電源電圧と、ブラシレスモータ３の駆動時におけるインバータ印加電圧と、母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形を示している。

本発明におけるコンデンサ１２は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ３に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周期（＝１０ｍｓｅｃ）で大きく脈動する。

母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形は、インバータ２からコンデンサ１２の低圧側端へと流れる方向を正として、逆に、コンデンサ１２の低圧側端からインバータ２へと流れる方向を負として表示しており、インバータ２内の各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚの動作に応じてパルス状の波形となっている。

インバータ母線電流が負となる期間（図５中のＴ１）は、電気エネルギーがコンデンサ１２に戻される回生状態であり、コンデンサ１２の容量が極めて小さいため、インバータ印加電圧はゼロ付近に落ち込まずに、跳ね上っている。

ここで、回生状態である図５中Ｔ１期間のＰＷＭ信号生成部９におけるＰＷＭ信号の生成について説明する。

前述したように、ＰＷＭ信号生成部９におけるＰＷＭ信号の生成は、各相の指示電圧をインバータ印加電圧で除算することによって求められるが、回生状態である図５中Ｔ１期間においてはインバータ印加電圧が大きいため、ＰＷＭ信号のデューティは少なく演算される。

ところが、この図５中のＴ１期間に関しては、交流電源１の電源電圧はゼロクロス付近であり、交流電源１からの電気エネルギーを有効にブラシレスモータ３へと伝達するには、ＰＷＭ信号のデューティは大きくなければならない期間である。

すなわち、本来であれば交流電源１からの電気エネルギーを十分に確保できず、ＰＷＭ信号のデューティを大きくしなければならない期間において、回生によるインバータ印加電圧の上昇によりＰＷＭ信号のデューティを少なく演算してしまってブラシレスモータ３への励磁を不足させてしまい、トルク不足によって動作領域を狭めてしまうことになる。

そこで、上述した問題を解消すべく制御部６に母線電流検出器１５に流れるインバータ母線電流からブラシレスモータ３の回生電流が流れている期間を判別する回生期間判別部２１を設けて、回生期間においてはＰＷＭ信号生成部９でのＰＷＭ信号の生成を、各相の
指示電圧をインバータ印加電圧で除算する第一のモードではなく、任意に設定した電圧値で除算する第二のモードによって求めるようにした。

この任意に設定した電圧値は、回生によって跳ね上るインバータ印加電圧よりも小さい値としており、具体的に、図５に示した時と同条件で、任意に設定した電圧値を２０Ｖにしたときの動作結果を図６に示す。

図６に示す動作でのインバータ印加電圧は、インバータ母線電流が負となるＴ２の期間が始まるとともに約２０Ｖから約３６０Ｖ付近まで上昇しているが、この期間においては、ＰＷＭ信号生成部９でのＰＷＭ信号の生成を、各相の指示電圧を任意に設定した電圧値２０Ｖで除算することによって求めるようにしたため、ＰＷＭ信号のデューティは図５中Ｔ１期間のときよりも大きいものとなっている。

そのため、回生が発生する状態ではあるが、交流電源１からの電気エネルギーを可能な限りブラシレスモータ３へ伝えることができ、図５に示した動作のときよりもインバータ印加電圧を５０Ｖ程度抑制することができている。

また、回生期間（Ｔ１，Ｔ２）が終了した後も、図５に示した動作に比べて図６に示した動作の方が回生電圧の収束が早く、交流電源１の電源電圧ゼロクロス付近におけるインバータ印加電圧が跳ね上っている全体的な期間を短くすることもできているのが分かる。

上述してきたように、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置によれば、回生期間において各相の指示電圧をインバータ印加電圧よりも小さい任意に設定した電圧値で行うことでＰＷＭ信号のデューティを大きくし、モータへの励磁を可能な限り行い、回生状態を極力少なくすることによって、インバータ印加電圧の跳ね上がりを抑制することができる。

さらに、回生期間後の各相の指示電圧をインバータ印加電圧で除算することによってＰＷＭ信号を生成するモードに切り替わってもインバータ印加電圧の跳ね上がりが少なければ、デューティを大きく演算し、モータへの励磁を最大限引き出せ、トルク不足なく動作領域を拡大することが可能である。

また、モータから回生状態を極力少なくすることによって、インバータ印加電圧の跳ね上がりを抑制することで過電圧による部品破壊のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

なお、上述の回生期間におけるＰＷＭ信号生成部９でのＰＷＭ信号の生成で、任意に設定した電圧値は一定値で説明したが、交流電源１の電源電圧を想定した値をテーブル化し、それを参照するなど変化させた値であってもよい。

（実施の形態２）
本発明の第２の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図７に示す。

モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付
けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５と、回転子５の位置情報を検出する位置センサ２４からなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。

インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。

また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。

制御部６は、マイクロコンピュータやシステムＬＳＩ等により構成可能なもので、ＰＷＭ信号生成部９、ベースドライバ１０、モータ位相演算部２２、回転子速度検出部１８、指示電圧演算部１９、電源位相演算部２３の各機能ブロックを有する。

電源位相演算部２３では、インバータ印加電圧検出手段１６で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から交流電源電圧の位相を演算する。具体的には、インバータ印加電圧検出手段１６で得られるインバータ印加電圧値のピーク値の時間間隔から交流電源１の電源周波数を求め、以降は、インバータ印加電圧値のピーク値からの経過時間を０〜３６０°までの位相情報に変換演算するようにした。

モータ位相演算部２２は、位置センサ２４で検出された位置情報によりブラシレスモータ３の位相を演算する。

さらに、回転子速度検出部１８は、演算された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。

指示電圧演算部１９では、推定されたブラシレスモータ３の速度と目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき指示電圧をＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

ＰＷＭ信号生成部９では、第１の実施の形態にも示した各相の指示電圧をインバータ印加電圧で除算した結果がＰＷＭ信号のデューティとなる第一のモードと、各相の指示電圧
をインバータ印加電圧よりも小さい任意に設定した電圧値で除算した結果がＰＷＭ信号のデューティとなる第二のモードの切替えを、電源位相演算部２３で得られる交流電源電圧の位相に応じて行う。

具体的には、交流電源電圧のゼロクロス付近における位相においては第二のモードで、それ以外は第一のモードで動作するようにしている。

ＰＷＭ信号は、最終的にベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。

これによって、インバータ母線電流の回生期間を検出することができないようなシステムにおいても、容易に第１の実施の形態に示したような効果を得ることができる。

以下、本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆ_ＬＣ（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_ＬＣは次式のように表される。

即ち、ｆ_ＬＣ＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。

以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。

なお、実施の形態１から実施の形態３で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。

例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。

いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストのモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、モータ駆動性能を劣化させることなくコントロールしつつ、過電圧による部品破壊のない信頼性の高い装置とすることが可能で、小型のモータ駆動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）等にも広く用いることができる。

本発明の実施の形態１を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す図 （ａ）図３のタイミング（１）における電流の状態を表す図、（ｂ）図３のタイミング（２）における電流の状態を表す図、（ｃ）図３のタイミング（３）における電流の状態を表す図 本発明の実施の形態１における第１の動作結果を示す図 本発明の実施の形態１における第２の動作結果を示す図 本発明の実施の形態２を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 従来のモータ駆動用インバータ制御装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図 装置の大型化を抑制したままで高調波成分の低減と高力率化を達成することのできる従来の直流電源装置のブロック構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ｕ〜１３ｗ 上アームスイッチング素子
１３ｘ〜１３ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ〜１４ｗ、１４ｘ〜１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ 母線電流検出器
１６ インバータ印加電圧検出手段
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 指示電圧演算部
２０ 相電流変換部
２１ 回生期間判別部
２２ モータ位相演算部
２３ 電源位相演算部
２４ 位置センサ
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置
Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード
Ｌｉｎ、Ｌｄｃ リアクトル
Ｃ 中間コンデンサ
ＣＤ 平滑コンデンサ
Ｑ１ トランジスタ
Ｇ１ ベース駆動回路
Ｉ１、Ｉ２ パルス発生回路
ＲＬ 負荷抵抗
Ｒｄｍ ダミー抵抗

Claims (3)

1. 交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線には母線電流検出手段と、前記インバータの直流母線間にはコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記母線電流検出手段で得られる母線電流から前記モータの回生電流が流れている期間を判別する回生期間判別部と、前記モータが所定の回転数にて動作するのに必要な指示電圧を演算する指示電圧演算部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第一のモードと任意に設定された電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第二のモードを前記回生期間判別部での結果に応じて切替えるＰＷＭ信号生成部を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 交流電源を入力とする整流回路と直流電力から交流電力に変換するインバータとモータと前記インバータの動作をコントロールする制御演算部とを備え、前記整流回路はダイオードブリッジと、前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続されるリアクタで構成され、前記インバータの直流母線間にはコンデンサとインバータ印加電圧検出手段を配し、前記制御演算部には、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値の時系列変化から交流電源電圧の位相を演算する電源位相演算部と、前記モータが所定の回転数にて動作するのに必要な指示電圧を演算する指示電圧演算部と、前記インバータ印加電圧検出手段で得られるインバータ印加電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第一のモードと任意に設定された電圧値を基に前記指示電圧演算部で得られる指示電圧から前記インバータを動作するＰＷＭ信号に変換する第二のモードを前記電源位相演算部で得られる交流電源電圧の位相に応じて切替えるＰＷＭ信号生成部を設けたモータ駆動用インバータ制御装置。
3. 前記リアクタと前記コンデンサとの共振周波数を前記電源周波数の４０倍よりも大きくなるように前記リアクタおよび前記コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。