JP6462821B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。

交流電源の電圧をコンバータで直流に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。

このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。

この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータが採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。

特開２００４−２６３８８７号公報

しかしながら、高調波抑制装置は高額であるという問題がある。また、ＰＷＭコンバータはスイッチングによる電力損失が大きいため、ＰＷＭコンバータを採用した場合は電力変換効率の低下を招くという問題がある。また、駆動するモータが例えば空調装置の圧縮機モータである場合には、高い空調能力が求められる場合に圧縮機モータを高回転まで運転させる必要がある、しかしながら、圧縮機モータとして高効率のブラシレスＤＣモータを採用すると、ブラシレスＤＣモータ内の巻線に誘起する電圧が回転数が高まるにつれて上昇し、その誘起電圧とモータ駆動装置内の直流電圧とが釣り合ったところでそれ以上回転数を上げることができなくなるという問題がある。

本実施形態の目的は、コストの上昇や電力変換効率の低下を生じることなく高調波電流を抑制できるとともに、モータを高回転まで駆動することができるモータ駆動装置を提供することである。

請求項１のモータ駆動装置は、三相ＰＷＭコンバータ、インバータ、電流検出部、および制御部を備える。三相ＰＷＭコンバータは、三相交流電源の電圧を、スイッチングにより昇圧および直流変換し、スイッチング停止により全波整流する。インバータは、三相ＰＷＭコンバータの出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力する。電流検出部は、三相ＰＷＭコンバータから流出する高調波電流を検出する。制御部は、運転開始から前記電流検出部の検出結果が制限値に達しないうちは前記三相ＰＷＭコンバータのスイッチングを停止し、その後、前記電流検出部の検出結果が前記制限値に達した場合に、第１電圧値を昇圧の目標値として前記三相ＰＷＭコンバータのスイッチング動作を開始し同三相ＰＷＭコンバータの出力電圧が前記第１電圧値まで上昇したところで同三相ＰＷＭコンバータの昇圧レベルを保つ。第１電圧値は、前記三相ＰＷＭコンバータが無負荷状態で全波整流する場合にその三相ＰＷＭコンバータから出力される電圧の近傍の値である。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態におけるコンバータの出力電圧と高調波電流との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの負荷と高調波電流との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態における弱め界磁制御の進み角との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態のコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

図１に示すように、商用三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続される。そして、モータ駆動装置３の出力端に、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ５が接続される。受電設備２には、商用三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するもので、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。

モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、コントローラ（ＭＣＵ）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続される。

ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して商用三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含み、商用三相交流電源１の電圧をＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流変換する。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、商用三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。この出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。

インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続しそのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、ＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含み、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。

インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路に、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置される。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設される。これら電流センサ６１〜６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。なお、ここでは、電流センサ６１〜６３を各相ごとに設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出してもよい。

コントローラ７０は、電圧検出部７１、コンバータ制御部７２、インバータ制御部７３、負荷検出部７４、高調波電流検出部（電流検出部）７５、制限値設定部７６、昇圧値設定部７７を含む。

電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを検出する。コンバータ制御部７２は、電圧検出部７１の検出電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６を制御する。高調波電流検出部７５は、電流センサ６１〜６３の検知電流の変化をフーリエ展開することにより、制限が必要な次数の高調波電流の値を算出する。

インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５の回転数（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数が目標回転数となるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、目標回転数が低い低速度運転域ではオン，オフデューティを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではオン，オフデューティを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。また、インバータ制御部７３は、オン，オフデューティが制御の上限に達した場合、負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇する。

負荷検出部７４は、インバータ制御部７３における弱め界磁制御の制御量である進み角θに基づき、ブラシレスＤＣモータ５の負荷（大きさ）Ｌを検出する。モータの負荷は、一般的にモータトルクとモータ回転数との積で表わされる動力（＝トルク・回転数）に相当し、圧縮機モータであれば上記進み角θのほかにモータ回転数およびモータ電流（相巻線電流）とほぼ比例関係にある。したがって、負荷検出部７４は、電流センサ５１，５２，５３で検知されるモータ電流に基づいて負荷Ｌを検出してもよいし、電流センサ５１，５２，５３の検知結果などからモータ回転数を捕らえそのモータ回転数に基づいて負荷Ｌを検出してもよい。さらに、過渡期を除けば、モータの回転数は、モータの目標回転数とほぼ一致するため、モータの目標回転数に基づき負荷Ｌを検出することも可能である。高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１〜６３の検知結果に基づいて検出する。なお、図示省略したが、この電流センサ６１〜６３の検知電流は、後述するＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。

制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための制限値Ｉｈｓを記憶する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるもので、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であってもよいし、設置時に設備業者が手動で設定してもよい。昇圧値設定部７７には、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２が記憶される（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、詳細を後述する高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値である。

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃは、ＰＷＭコンバータ１０への入力交流電圧が200Vで、かつＰＷＭコンバータ１０が無負荷状態でスイッチング停止により全波整流した場合に、約283Vとなる。この283Vの近傍の例えば280Vを、第１電圧値Ｖｃ１としている。より具体的には、第１電圧値Ｖｃ１は、ＰＷＭコンバータ１０が無負荷状態で全波整流した場合の出力電圧Ｖｃの値を基準値Ｖｆとした場合に、その基準値Ｖｆの９５％〜１０１％の範囲において選定することが望ましい。第２電圧値Ｖｃ２は、基準値Ｖｆの1.05倍以上であってできるだけ低い値である例えば300Vに設定される。

受電設備２を介してＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が400Vの場合、基準値Ｖｆは約566Vとなる。この場合、第１電圧値Ｖｃ１は基準値Ｖｆの近傍の例えば565Vに設定され、第２電圧値Ｖｃ２は基準値Ｖｆの1.05倍以上かつできるだけ低い例えば595Vに設定される。ＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が200Vであるか400Vであるかを検出し、その検出結果に応じて第1および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２を切替えて使用する構成としてもよい。あるいは、交流電圧200V用の第１および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２が設定されたモータ駆動装置と、交流電圧400V用の第１および第２電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２が設定されたモータ駆動装置とを、別々に用意する構成としてもよい。

以下、受電設備２を介してＰＷＭコンバータ１０へ入力される交流電圧が200Vである場合を例に説明する。

上記コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部７２ａ、第１制御部７２ｂ、第２比較部７２ｃ、第２制御部７２ｄを含む。

第１制御部７２ｂは、コントローラ７０に入力される運転制御信号に応じたモータ駆動装置３の運転開始に際しては、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない。すなわち、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチングしない場合、ＰＷＭコンバータ１０は全波整流を行う。

第１比較部７２ａは、運転開始後、高調波電流検出部７５の検出電流Ｉｈと制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。この第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”の場合、第１制御部７２ｂは、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。

ある程度、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇して負荷Ｌが増加してくると、ＰＷＭコンバータ１０への入力電流が上昇し、これに伴い高調波電流Ｉｈが増加する。第２比較部７２ｃは、第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ＞Ｉｈｓ”となった場合に、負荷検出部７４で検出される負荷Ｌと所定値Ｌ2とを比較する。所定値Ｌ2は、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の制御量である進み角θが上限の所定値θｓに達するときの負荷Ｌの値である。

第２制御部７２ｄは、第２比較部７２ｃの比較結果が“Ｌ≦Ｌ2”の場合に、昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。第２比較部７２ｃの比較結果が“Ｌ＞Ｌ2”の場合、第２制御部７２ｄは、昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図２に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って先ず減少し、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力である約280V（基準値Ｖｆ）に達したところで増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが約290Vに達したところでピークとなって再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力（約280V）の1.05倍程度である約300Vに達したところで、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃが無負荷時の全波整流出力である約280Vの場合と同じレベルまで低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈのピーク値は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１（＝280V）と第２電圧値Ｖｃ２（＝300V）との間にあるときに、現われる。

また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ブラシレスＤＣモータ５が中負荷より高い定格負荷の領域もしくは定格負荷より高い領域で運転し且つＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に電力変換効率が最も良くなる値に、選定されている。この選定の結果、高調波電流Ｉｈは、負荷Ｌが定格負荷の領域もしくは定格負荷より高い領域にある場合に低下するとともに、負荷Ｌが中負荷より低い低負荷荷の領域にある場合に最も小さくなる。

さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを基準値Ｖｆの近傍まで昇圧した場合に、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域（後述する弱め界磁制御での進み角θが上限の所定値θｓを超える場合を除く）にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に、設定されている。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上昇させる場合、ＰＷＭコンバータ１０におけるＩＧＢＴ２１〜２６のオン,オフデューティを増大させることになるが、ＰＷＭコンバータ１０の消費電力が増大する。ＰＷＭコンバータ１０の消費電力は、出力電圧Ｖｃが高いほど、大きくなる。このため、ＰＷＭコンバータ１０の消費電力を抑えながら高調波電流Ｉｈを抑制するためには、出力電圧Ｖｃをなるべく低い値にすべきであり、280V程度に制御することが望ましい。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃに対する第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さくなって、かつ昇圧が小さい無負荷時の全波整流出力である280Vが設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが基準値Ｖｆの近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで上昇すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回るため、以後は、弱め界磁制御の進み角θが上限の所定値θｓを超える場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧レベルを変更する必要はない。

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図３に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低速度（低負荷）運転領域では、ＰＷＭコンバータ１０の全波整流だけでも、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達することはない。よって、負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうが、ＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。

また、負荷Ｌと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図４に示す。負荷Ｌの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになると、インバータ制御部７３が弱め界磁制御を実行する。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な所定値θｓ以上になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、そのときの負荷Ｌに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。

この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃをさらに上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。つまり、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することができる。これにより、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができる。ひいては、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合の電力変換効率の低下と、弱め界磁制御の進み角θを増すことで生じる電力変換効率の低下とを比較すると、弱め界磁制御の進み角θを増すことの方が、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合よりも、電力変換効率の低下が少ない。

したがって、進み角θが所定値θｓ以上となる前の段階でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる方法が、最も効率的であり、かつブラシレスＤＣモータ５の回転数を高い値まで到達させることができるようになる。

以上の点を考慮しながら、コンバータ制御部７２が実行する制御を、図５を参照しながら説明する。

インバータ４０の運転開始時、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、ＰＷＭコンバータ１０の全波整流のみで運転を開始する。その後、インバータ４０の出力周波数が上昇するのに伴って、インバータ４０の出力電流が増加する。図５中の負荷ＬがＬ0未満の低速度（低負荷）運転領域では、インバータ４０の出力電流が増えるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、これに伴い直流電圧（ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧）Ｖｃが低下していく。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転領域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。つまり、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の増加等により負荷Ｌが増加して、インバータ４０の出力電流がある程度大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。

コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転領域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を開始する。こうして、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１へと上昇することにより、中速度（中負荷）運転領域において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。

負荷Ｌが所定値Ｌ1以上となる高速度（高負荷）運転領域では（Ｌ≧Ｌ1）、インバータ制御部７３において弱め界磁制御が実行される。そして、負荷Ｌが所定値Ｌ2以上となり、進み角θが所定値θｓに達する状況（弱め界磁制御が頭打ちとなる状況）において、コンバータ制御部７２は、第２電圧値Ｖｃ２を目標値として、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。ここで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へとシフトすることにより、図２のように出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間にあるときにピーク値となる高調波電流Ｉｈの発生を回避するようにしている。

なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、実際には、出力電圧Ｖｃを徐々に上昇させることになる。このため、出力電圧Ｖｃは第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間を通過することになるが、出力電圧Ｖｃを早い変化速度で上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は極めて短時間に限定することができ、その高調波電流Ｉｈの影響を排除できる。

このように、出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることにより、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。

また、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の上昇幅に余裕が生じ、進み角θを低減することができる。この点から、さらに、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させるに伴い、再び、進み角θを増加させていく。

その後、負荷Ｌが所定値Ｌ3以上に増加した場合、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させても、かつ進み角θを上限の所定値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができなくなることがある。この場合、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように制御する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５を所望の高回転数に至らせることができる。

以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータの回転数を上げるための弱め界磁による進み角が大きくなったところで、昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。

負荷検出部７４では、インバータ制御部７３における弱め界磁制御の制御量である進み角θ、またはブラシレスＤＣモータ５に流れる電流に基づいて負荷Ｌを検出したが、ブラシレスＤＣモータ５の回転数に基づいて負荷Ｌを検出してもよい。

なお、上記実施形態では、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓを受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定める構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく独自に設定してもよい。また、モータ駆動装置の電源として商用三相電源を用いた場合を例にとって説明したが、三相電源であれば、自家発電設備を用いた電源に対しても適用が可能である。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…商用三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１〜６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…電圧検出部、７２…コンバータ制御部、７３…インバータ制御部、７４…負荷検出部、７５…高調波電流検出部、７６…制限値設定部、７７…上限値設定部

Claims (3)

1. 三相交流電源の電圧をスイッチングにより昇圧および直流変換しスイッチング停止により全波整流する三相ＰＷＭコンバータと、
   前記三相ＰＷＭコンバータの出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力するインバータと、
   前記三相ＰＷＭコンバータから流出する高調波電流を検出する電流検出部と、
   運転開始から前記電流検出部の検出結果が制限値に達しないうちは前記三相ＰＷＭコンバータのスイッチングを停止し、その後、前記電流検出部の検出結果が前記制限値に達した場合に、第１電圧値を昇圧の目標値として前記三相ＰＷＭコンバータのスイッチング動作を開始し同三相ＰＷＭコンバータの出力電圧が前記第１電圧値まで上昇したところで同三相ＰＷＭコンバータの昇圧レベルを保つ制御部と、
   を備え、
   前記第１電圧値は、前記三相ＰＷＭコンバータが無負荷状態で全波整流する場合にその三相ＰＷＭコンバータから出力される電圧の近傍の値である、
   ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制限値を可変設定する制限値設定手段、をさらに備えることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記第１電圧値は、三相交流電源の電圧が200Vの場合に280Vであることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。

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