以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図1に示すように、三相交流電源1に受電設備2が接続され、その受電設備2に本実施形態のモータ駆動装置3が接続される。そして、モータ駆動装置3の出力端に、直流モータたとえばブラシレスDCモータ5が接続される。受電設備2には、三相交流電源1側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備2の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスDCモータ5は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するもので、複数の相巻線Lu,Lv,Lwを有するステータ(電機子)5a、および複数たとえば4極の永久磁石が埋設されたロータ(回転子)5bを含む。ロータ5bは、相巻線Lu,Lv,Lwに電流が流れることにより生じる磁界とステータ5aの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。
モータ駆動装置3は、PWMコンバータ(コンバータ)10、平滑コンデンサ30、インバータ40、コントローラ(MCU)70を含む。インバータ40の出力端に、ブラシレスDCモータ5の相巻線Lu,Lv,Lwが接続される。
PWMコンバータ10は、リアクタ11,12,13、これらリアクタ11,12,13(および受電設備2)を介して三相交流電源1に接続されるダイオード21a〜26aのブリッジ回路、これらダイオード21a〜26aに並列接続されたスイッチング素子たとえばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)21〜26を含み、三相交流電源1の電圧をIGBT21〜26のスイッチング(断続的なオン)により昇圧および直流変換する。後述するコンバータ制御部72が、電源電流の位相に同期させてIGBT21〜26のオン、オフデューティを調整することで、昇圧電圧は可変される。また、PWMコンバータ10は、IGBT21〜26のスイッチング停止により、三相交流電源1の電圧をダイオード21a〜26aで全波整流する。この出力電圧が平滑コンデンサ30に印加される。なお、ダイオード21a〜26aは、IGBT21〜26の回生用ダイオードである。
インバータ40は、IGBT41,42を直列接続しそのIGBT41,42の相互接続点がブラシレスDCモータ5の相巻線Luに接続されるU相用直列回路、IGBT43,44を直列接続しそのIGBT43,44の相互接続点がブラシレスDCモータ5の相巻線Lvに接続されるV相用直列回路、IGBT45,46を直列接続しそのIGBT45,46の相互接続点がブラシレスDCモータ5の相巻線Lwに接続されるW相用直列回路を含み、PWMコンバータ10の出力電圧(平滑コンデンサ30の電圧)Vcを各IGBTのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各IGBTの相互接続点から出力する。なお、IGBT41〜46には、回生用ダイオード(フリー・ホイール・ダイオード)41a〜46aが逆並列接続されている。
インバータ40の出力端とブラシレスDCモータ5との間の通電路に、モータ電流(相巻線電流)検知用の電流センサ51,52,53が配置される。受電設備2とリアクタ11,12,13との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ61,62,63が配設される。これら電流センサ61〜63の検知結果がコントローラ70に供給される。なお、ここでは、電流センサ61〜63を各相に設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。同様にモータ電流検知用の電流センサ51,52,53についても、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。さらに電流センサ51,52,53の替わりに、直流ラインに1つのシャント抵抗を設け、インバータ40の通電タイミングとの組み合わせに基づきモータ5の各相電流を検知しても良い。
コントローラ70は、直流電圧検出部(直流電圧検出手段)71、コンバータ制御部(制御手段)72、インバータ制御手段73、負荷検出部(負荷検出手段)74、高調波電流検出部(高調波電流検出手段)75、制限値設定部(制限値設定手段)76、昇圧値設定部(昇圧値設定手段)77、電源電圧検出部(電源電圧検出手段)78、電源電流値記憶部(電源電流値記憶手段)79を含む。
電源電圧検出部78は、受電設備2を介した三相交流電源1の三相電源ラインを入力し、三相交流電源1の電圧値(実効値)Vpを検出する。以下、説明では、「三相交流電源1」は、モータ駆動装置10へ供給される三相交流電源を意味し、本実施形態では、受電設備2を介した後の交流電源となる。この検出電圧値Vpは、昇圧値設定部77に入力され、後述する昇圧値設定部77におけるPWMコンバータ10の昇圧電圧の目標値の設定に用いられる。PWMコンバータ10の出力に接続された直流電圧検出部71は、PWMコンバータ10の出力電圧値Vc(以下、出力電圧Vcという)を検出する。直流電圧検出部71にて検出された出力電圧Vcは、コンバータ制御部72およびインバータ制御部73に供給される。インバータ制御部73ではモータ5を駆動するためのセンサレス・ベクトル制御にこのデータが用いられる。
コンバータ制御部72は、電流センサ61〜63の検知電流及び電圧検出部71の検出電圧Vcを入力とし、検出電圧Vcが目標値となるようにPWMコンバータ10のIGBT21〜26のスイッチングを制御する。ここで、高調波電流検出手段75は、電流センサ61〜63の検知電流変化をフーリエ展開して制御に必要な次数の高調波電流値を算出して、コンバータ制御部72に供給する。一般的に5次高調波電流が最も大きく、規制値に対する許容幅も少ないため、5次高調波が算出される。電源電流値記憶部79は、コンバータ制御部72の指令に基づき、電流センサ61〜63の検知電流の電流値(実効値)を2つ記憶する。
1つ目は、高調波電流検出手段75の検出する高調波電流が規制値を超えた時に、PWMコンバータ10の昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部72から電源電流値記憶部79に対して電源電流値を記憶する指令が出され、電源電流値記憶部79は、その時の電源電流値Ip1(以下、第1電流記憶値Ip1という)を記憶し、保持する。
2つ目として、後述するインバータ40によるモータ速度制御における弱め界磁制御での進み角θが上値θsを超えた時に、PWMコンバータ10のさらなる高電圧への昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部72から電源電流値記憶部79に対して電源電流値を記憶する指令が出され、電源電流値記憶部79は、その時の電源電流値Ip2(以下、第2電流記憶値Ip2という)を記憶し、保持する。電源電流値記憶部79で記憶された電流値Ip1、Ip2はコンバータ制御部72に送られる。
なお、この電源電流値記憶部79の電源電流値の記憶は、対応する昇圧動作が解除された場合及びPWMコンバータ10のスイッチング動作が停止したところで、解除(リセット)される。
インバータ制御部73は、電流センサ51,52,53の検知結果に基づいてブラシレスDCモータ5の回転数(回転速度ともいう)を推定し、その推定回転数が目標回転数となるようにインバータ40におけるIGBT41〜46のオン,オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部73は、低速度運転域ではオン,オフデューティを小さくしてインバータ40の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではオン,オフデューティを大きくしてインバータ40の出力電圧を高める制御を行う。
また、インバータ制御部73は、オン,オフデューティが制御の上限、すなわちフルデューティに達した場合、負の界磁成分電流−Idを注入する弱め界磁制御によりブラシレスDCモータ5のロータ位置に対する通電タイミングを速める(進み角θを増す)。これにより、ブラシレスDCモータ5における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスDCモータ5に電流が流れ込み、ブラシレスDCモータ5の回転数が上昇する。
インバータ制御部73における弱め界磁制御の制御量である進み角θは、コンバータ制御部(制御手段)72に入力される。
高調波電流検出部75は、PWMコンバータ10から受電設備2(および商用三相交流電源1)側に流出する高調波電流Ihを電流センサ61〜63の検知結果に基づいて検出する。なお、この電流センサ61〜63の検知電流は、後述するPWMコンバータのスイッチング制御にも用いられる。
制限値設定部76は、PWMコンバータ10から受電設備2(および商用三相交流電源1)側への高調波電流Ihの流出量を制限するための高調波電流の制限値Ihsを記憶し、その値をコンバータ制御部72に供給する。この制限値Ihsは、受電設備2に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるもので、外部からの指令に応じて制限値設定部76に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であっても良いし、設置時に設備業者が手動で設定しても良い。
昇圧値設定部77には、電源電圧検出部78で検出された三相交流電源1の電圧値(実効値)Vpが入力され、この電圧Vpに基づきPWMコンバータ10の昇圧の目標値である第1電圧値Vc1および第2電圧値Vc2(Vc1<Vc2)が算出されて設定され、コンバータ制御部72に供給される。この昇圧の目標値である第1電圧値Vc1及び第2電圧値Vc2は、高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値となっている。
第1電圧値Vc1および第2電圧値Vc2の設定について説明する。PWMコンバータ10から受電設備2(および三相交流電源1)側へ流出する高調波電流Ihの特性は、図2に示すように、PWMコンバータ10の出力電圧VcおよびブラシレスDCモータ5の負荷Lに応じて変化する。高調波電流Ihは、PWMコンバータ10の出力電圧Vcの上昇に伴って減少し、無負荷時の全波整流での電圧値であるおおよそVp*√2(電源電圧が200Vの場合、283V)付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ihは、出力電圧Vcの上昇に伴って増加し、出力電圧Vcが、おおよそVp*√2*102.5%(電源電圧が200Vの場合、290V)に達したところでピークとなり、さらに出力電圧Vcの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ihは、出力電圧Vcの上昇に伴い減少していく。そして、無負荷時の全波整流での電圧値(Vp*√2)*105%程度の出力電圧(電源電圧が200Vの場合、約300V)となったところで、高調波電流Ihは、無負荷時の全波整流での電圧値である出力電圧Vp*√2の時と同じレベルとなる。
また、PWMコンバータ10の特性上、昇圧電圧を高くすればするほどIGBT21〜26のスイッチングにより効率が低下する。このような特性から、高調波電流を制限値内の低い値に抑えつつ、ロスの少ない運転を行わせるために、第1電圧値Vc1としては、できるだけ低い昇圧電圧で高調波電流を低減できる範囲であるVp*√2*(95%〜101%)が選定される。一方、第2電圧値Vc2は、昇圧しても高調波電流が多くなってしまうピーク値のVp*√2*102.5%付近を使用することなく、出力電圧が第1電圧値Vc1=Vp*√2と同程度に高調波電流を低減できる値となる(Vp*√2)*105%近傍に設定される。
この設定により、PWMコンバータ10の出力電圧Vcが第1電圧値Vc1と第2電圧値Vc2の間に、コンバータから流出する高調波電流のピーク値が存在することになり、このピーク値近傍の出力電圧を使用しない昇圧を行うことで高調波電流の低い運転を可能としている。
また、リアクタ11〜13のリアクタンス値は、モータ負荷(消費電流/電力)が定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域でPWMコンバータ10が昇圧動作した場合に効率が最も良くなる値に選定されている。この結果、高調波電流Ihについては、中負荷の領域を超えて定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域では、高調波電流Ihが低下する。すなわち、高調波電流Ihは、PWMコンバータ10による昇圧動作に対し、モータ負荷が低負荷領域で最も小さく、次いで定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域で大きく、中負荷の領域で最も大きくなる。さらに、リアクタ11〜13のリアクタンス値は、PWMコンバータ10が、無負荷時の全波整流での出力電圧Vcの値近傍まで昇圧した場合、ブラシレスDCモータ5の全負荷領域(後述する弱め界磁制御での進み角θが上値θsを超える場合を除く)にわたり高調波電流Ihが制限値Ihsを下回る値に設定されている。
以下、三相交流電源として200Vの商用三相電源を用いた場合を例にとって説明する。ここでは、第1電圧値Vc1として、高調波電流Ihが小さく、かつ昇圧電圧の低い無負荷時の全波整流での電圧値近傍の280V(Vp*√2*99%)が設定されている。上述のとおり、PWMコンバータ10の無負荷時の全波整流での出力電圧Vcの値近傍である第1電圧値Vc1まで昇圧すれば、ブラシレスDCモータ5の全負荷領域にわたり高調波電流Ihが制限値Ihsを下回るため、以後は、昇圧電圧を弱め界磁制御の進み角θが上値θsを超える場合を除き、PWMコンバータ10の昇圧電圧を変更する必要はない。
PWMコンバータ10から受電設備2(および商用三相交流電源1)側へ流出する高調波電流Ihは、図3に示すように、PWMコンバータ10をスイッチング停止させた、すなわち、全波整流状態では、ブラシレスDCモータ5の負荷Lに応じて変化する。負荷LがL0未満の低負荷(低速度)運転領域では、全波整流だけでも高調波電流Ihが制限値Ihsに達しない。よって、負荷LがL0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ihが制限値Ihsを超えない限りPWMコンバータ10をスイッチング停止により全波整流させるほうがPWMコンバータ10の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置3の電力変換効率が向上する。
なお、負荷がL0を超えた後、さらに負荷が増加していくと、高調波電流Ihは一旦上昇後に徐々に低下してくる傾向にある。これは、モータ側での消費電力が増加し、電流の基本波が増加していくためと考えられる。
続いて、負荷Lと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図4に示す。負荷(回転数)Lの増加に対処するべくインバータ40の出力電圧を高めるためのオン,オフデューティの増大が頭打ちになると、インバータ制御部73が弱め界磁制御を実行する。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な上限値θs以上になると、インバータ制御部73のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、そのときの負荷(回転数)Lに見合う電力を出力できなくなってブラシレスDCモータ5が失速(脱調)する可能性が生じる。
この対策として、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを第2電圧値Vc2であるVp*√2*105%及びそれ以上に上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスDCモータ5を失速させることなくブラシレスDCモータ5の回転数を上昇させることができる。図4中、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを第2電圧値Vc2(=Vp*√2*105%)に上昇させた場合の負荷(回転数)に対する進み角の変化を一点鎖線で示す。昇圧前(第1電圧値Vc1の状態)では負荷(回転数)L1から進み角θが増加し、負荷L2において、進み角の上限値θsに達するが、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを第2電圧値Vc2に増加させると、右方向にシフトし、負荷L3(>L2)において、進み角の上限値θsに達している。つまり、昇圧電圧を高めることで、ブラシレスDCモータ5の回転数範囲を拡大することが可能となり、ひいては、ブラシレスDCモータ5が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができ、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。
ここで、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを上げる場合の効率低下と弱め界磁制御の進み角θを増すことでの効率低下とを比較すると、弱め界磁制御の進み角θを増すことの方が、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを上げる場合よりも、効率低下が少ない場合が多い。
したがって、進み角θが上限値θsを超える段階に至ったところでPWMコンバータ10の出力電圧Vcを上げる方法が、最も効率的にブラシレスDCモータ5の回転数を高い値まで到達させることができる。
なお、三相交流電源1として商用400V三相交流電源を用いた場合には、電源電圧検出部78により受電設備2を介して入力されるPWMコンバータ10への入力電圧Vpが400Vであることが検出され、この場合には、第1電圧値Vc1は、無負荷時の全波整流での電圧値Vpの√2倍である566Vの近傍の値、例えば565Vに設定され。第2電圧値Vc2は、Vpの√2倍の1.05倍以上の値、例えば600Vに設定される。
さらに三相交流電源1として、商用三相交流電源ではなく、自家発電設備を用いた場合でも、電源電圧検出部78により入力電圧Vp(実効値)が検出され、第1電圧値Vc1には、Vp*√2倍近傍となるVp*√2*(95%〜101%)の範囲にある値、第2電圧値Vc2には、Vp*√2倍の1.05倍以上の値が設定される。
国内においては三相交流電源1の出力電圧が変動することはほとんどない。また機器が運転を始めると、その運転によってノイズ等が発生することから、電源電圧検出部78による入力電圧Vpの検出は、モータ駆動装置3の運転開始前、すなわち、PWMコンバータ10及びインバータ40が停止している状態で行うことが精度の点から望ましい。
なお、三相交流電源1が、電源の整備が不十分な地域や容量の小さい自家発電装置等の場合には、同じ電源に接続されている他の負荷の影響で交流電圧に電圧降下等の変動が生じる場合もある。このような電圧変動が発生する可能性がある場合には、常に電源電圧検出部78により入力電圧Vpを検出して、この値を基に第1電圧値Vc1と第2電圧値Vc2を設定するようにすれば、電圧変更が生じても高調波電流が増加することはない。
コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の制御を行う、例えばマイクロコントローラ(MCU)からなり、高調波電流Ihの抑制に関わる主要な機能として、第1比較部(第1比較手段)72a、第2比較部(第2比較手段)72b、第3比較部(第3比較手段)72c、第4比較部(第4比較手段)72dを含む。これらの機能は、マイクロコントローラのプログラムによって達成される。なお、上述の高調波電流検出部75は高調波電流の検出にフーリエ級数展開の高度な演算が必要となるため、同じマイクロコントローラによるプログラム処理を用いても良い。また、後述するようにPWMコンバータ10のコンバータ制御部72とインバータ40のインバータ制御部73は、動作中に種々のデータをやり取りする必要がある。このため、各々の制御部のハード構成を別々にするよりも、各々の制御部の機能をプログラムした1つのマイクロコントローラ(MCU)で構成することが望ましい。
コンバータ制御部72は、コントローラ70に入力される運転制御信号に応じたモータ駆動装置3の運転開始には、PWMコンバータ10のスイッチングを行わない、すなわち全波整流となる。なお、運転制御信号はモータ駆動装置3に対してモータ5を駆動するための外部からの指令であり、モータ5の運転・停止及び運転中の回転数指示からなる。
以下、モータ駆動装置3の動作を、PWMコンバータ10の制御を主体に説明する。
モータ駆動装置3の停止中は、PWMコンバータ10のスイッチングは停止したままで、全波整流の状態にある。この状態において電源電圧検出部78により入力電圧Vp(実効値)が検出される。続いて、外部からの運転制御指令による運転開始(ON)後、第1比較部72aは、高調波電流検出部75の検出する高調波電流値Ihと制限値設定部76内の制限値Ihsとを比較する。第1比較部72aの比較結果が“Ih≦Ihs”の場合には、PWMコンバータ10のスイッチングの停止を継続する。PWMコンバータ10のスイッチング動作を停止させて、昇圧しない全波整流での運転を行うことでPWMコンバータ10のスイッチングによるロスを低減できる。
回転数の上昇などによってある程度、モータ負荷が大きくなり、電流が上昇してくると、高調波電流Ihが増加しはじめる。 そして、第1比較部72aの比較結果が“Ih>Ihs”となった場合、第2比較部72bは、インバータ制御部73による弱め界磁制御の制御量である進み角θとその上限値θsとを比較し、進み角θとその上限値θsに達しているか否かを判定する。
図5においては、図4に合わせ進み角θとその上限値θsに達した時の負荷Lを負荷L2で示している。コンバータ制御部72は、第2比較部72bの比較結果が“θ≦θs”の場合に昇圧値設定部77内の第1電圧値Vc1を昇圧の目標値としてPWMコンバータ10をスイッチング動作させ、第2比較部72bの比較結果が“θ>θs”となった時に昇圧値設定部77内の第2電圧値Vc2を昇圧の目標値としてPWMコンバータ10をスイッチング動作させる。なお、現実的には、進み角θが増加する前に高調波電流値が制限値を超えるため、PWMコンバータ10がスイッチング動作していない状態から第2電圧値Vc2を昇圧の目標値としてPWMコンバータ10をスイッチング動作開始することはない。
ここで、PWMコンバータ10が昇圧動作停止(全波整流)から昇圧を始めた後、負荷が低下してきた場合には、全波整流のみによって高調波電流が制限値以下で運転可能であれば、できるだけPWMコンバータ10の昇圧動作を停止させることが効率面から望ましい。しかしながら、一旦、PWMコンバータ10の昇圧動作を開始すると高調波電流が大幅に低下するため、高調波電流値を制限値と比較して昇圧のON/OFFを行うと頻繁にON/OFFを繰り返してしまい、ロスが多く、安定した運転ができなくなる。
これを防止するために制限値にヒステリシスを設けたとしてもPWMコンバータ10の昇圧動作によって高調波電流が大幅に低下するため、極めて大きいヒステリシス(ディファレンシャル)を設けなければならず、結局、PWMコンバータ10の昇圧動作を停止できる範囲が狭くなり、効率的でない。
そこで、PWMコンバータ10の昇圧動作を停止する条件として、高調波電流以外のモータ駆動装置の動作に関連する物理的パラメータを用いる。高調波電流以外の物理的パラメータとしては、モータの負荷に関連するパラメータが好ましい。たとえば、三相交流電源1に流れる電流、モータ5の回転数、モータ電流、モータ駆動装置3の直流部分の電流、モータ駆動装置3の消費電力、モータ5の消費電力等がある。また、モータ5の回転数指令は、モータの回転数と概ね一致するため、間接的にモータの負荷に関連するパラメータであることから、このモータ5の回転数指令を用いても良い。
この実施形態においては、パラメータとして三相交流電源1の電流を用いた方法を説明する。 ここで、三相交流電源1の電流値(実効値)を用いる場合には、単純に電流値を用いるには、若干の配慮が必要になる。PWMコンバータ10が停止中(全波整流)から昇圧動作に移行すると、スイッチングによって力率が大きく改善される。これに伴って、三相交流電源1の電流値が小さくなる。したがって、PWMコンバータ10が停止中の電流値とPWMコンバータ10が昇圧動作中の電流を比較してPWMコンバータ10を昇圧動作から停止に切り替えようとすると、力率変化による電流値変化を予め見越して設定値を決める必要があり、面倒である。さらには、負荷の状態によって力率も変化することから設定値の決定が難しい。
そこで、PWMコンバータ10を昇圧動作から停止に切り替える際の三相交流電源1の電流値の基準値をPWMコンバータ10が昇圧動作を開始した後の値を用いる。これにより負荷が変化しても適切な切り替えができ、PWMコンバータ10が昇圧と停止を繰り返すことを無くすことができる。
まず、第1比較部72aの比較結果が、それまで“Ih≦Ihs”であったものが、 “Ih>Ihs”に変化した場合に、コンバータ制御部72は、上述のPWMコンバータ10の昇圧運転を開始する(図5中L0点)。このPWMコンバータ10の昇圧運転を開始した後、電源電流値記憶部79に対して電源電流値を記憶する指令を出す。この指令に基づき電源電流値記憶部79は、その時の電源電流値Ip1を記憶し、保持する。
同様に、第2比較部72bの比較結果が“θ>θs”に変化した時にもコンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の第2電圧値Vc2へのさらなる昇圧運転を開始(図5中L2点)した後、電源電流値記憶部79に対して電源電流値を記憶する指令を出し、この指令に基づき電源電流値記憶部79は、その時の電源電流値Ip2を記憶し、保持する。いずれの場合もPWMコンバータ10の昇圧動作が開始、もしくはさらなる昇圧動作に変更になった後、PWMコンバータ10の動作が安定した直後の電源電流値を記憶することが望ましい。
コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1に昇圧中は、その内部の第3比較部72cにおいて、常に実際の三相交流電源1の電流値Iと電源電流値記憶部79に記憶した第1電流記憶値Ip1から予め定められた小さなヒステリシス分の値(ディファレンシャル)Δを差し引いた値(Ip1−Δ)とを比較している。なお、電流値の検出は、コンバータ制御部72の内部に設けられた入力電流検出部(図示しない)で実行される。そして、実際の三相交流電源1の電流値Iが、第1電流記憶値Ip1−Δ以下となった時にコンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の動作を停止させ、全波整流に切り替える。
上述の通り、高調波電流は負荷に応じて変動する。このため、高調波電流が制限値を超えた時の負荷よりも低い負荷であれば、高調波電流値は制限値を超えない。したがって、高調波電流値が制限値を超えた時の負荷に対応する第1電流記憶値Ip1からわずかに低い値(Ip1−Δ)を基準にPWMコンバータ10の動作を停止させても、負荷が変動しない限り高調波電流が制限値を超える状態にはならず、全波整流のみで安定して運転を継続でき、効率の向上が図れる。
また、進み角θが上限値θsに達してPWMコンバータ10の出力電圧Vcが第2電圧値Vc2となっている状態からモータの回転数が低下した場合に進み角θを基準にPWMコンバータ10の出力電圧Vcを第2電圧値Vc2から第1電圧値Vc1に低下させると再び進み角θが増大し、上限値θsに達してPWMコンバータ10の出力電圧Vcが第2電圧値Vc2に戻り、この動作を繰り返すおそれがある。そこで、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを第2電圧値Vc2から第1電圧値Vc1に低下させる判断基準としても、進み角θ以外のモータの負荷もしくは回転数に関する物理的パラメータを用いることが望ましい。
そこで、本実施形態では、PWMコンバータ10の動作を停止させる基準と同様に三相交流電源1の電源電流値Iを用いる。この場合の判断パラメータとしては、電源電流値Iの他にモータ電流、モータ消費電力、モータ5の回転数及びモータ5の回転数指令値及びその組み合わせを用いても良い。
PWMコンバータ10の出力電圧Vcが第2電圧値Vc2の状態では、第4比較部72dにおいて、三相交流電源1の電源電流Iと電源電流値記憶部79に記憶された第2電流記憶値Ip2から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値(Ip2−Δ)とが比較され、電源電流I が(Ip2−Δ)以下となった時(I≦Ip2−Δ)、コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の昇圧目標電圧を第1電圧値Vc1に変更し、出力電圧を低下させる。このため、PWMコンバータ10は、不必要に高い電圧まで昇圧することがなくなり、効率が向上する。
以上のコンバータ制御部72による、モータ駆動装置3の運転制御動作を図5に基づき説明する。インバータ40の運転開始時は、PWMコンバータ10の停止状態を維持し、全波整流のみで運転を開始する(図5中の原点)。その後、インバータ40の出力周波数、すなわちモータの回転数、が上昇するに伴って負荷が増加し、電流が増加する。また、図5中、負荷Lの0〜L0の区間(小負荷領域に相当)では、インバータ40の出力電流が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ30からインバータ40側に流れる電流が増加し、直流電圧Vcは低下していく。
コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10から流出する高調波電流Ihが制限値Ihsに達しないうちは(低速度運転域;L<L0)、PWMコンバータ10のスイッチングの停止を継続し、PWMコンバータ10は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスDCモータ5の回転数の増加等により負荷Lが増加し、ある程度電流が大きくなると、高調波電流Ihが増加してくる。コンバータ制御部72は、高調波電流Ihが制限値Ihsに達した場合(中速度運転域;L≧L0)、第1電圧値Vc1を昇圧の目標値として、PWMコンバータ10をスイッチング動作を開始する。
このPWMコンバータ10による第1電圧値Vc1への昇圧の結果、中負荷(中速度)領域において、高調波電流Ihを制限値Ihs以下に維持することができる。一方、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源1の電流値Iが、(Ip1−Δ)以下となった時(図5中A点 )にコンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の動作を停止させ、全波整流に切り替える。このような動作により、高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。
さらに、負荷LがL1以上となる高負荷(高速度)運転域では(L≧L1)、モータ5の回転数を上昇させるためにインバータ制御部73において弱め界磁制御が実行される。そして、負荷LがL2(L2>L1)以上となり、進み角θが制限値θsに達する状況(弱め界磁制御が頭打ちとなる状況)において、コンバータ制御部72は、第2電圧値Vc2を目標値として、PWMコンバータ10をスイッチング動作させる。
PWMコンバータ10の出力電圧を第1電圧値Vc1から第2電圧値Vc2へと上昇させることにより、図2に示される第1電圧値Vc1と第2電圧値Vc2の間に存在する高調波電流が多く発生するピーク部分(290V近傍)を飛ばし、高調波電流Ihが増加する出力電圧Vcの領域を使用しないようにしている。
なお、PWMコンバータ10の出力電圧Vcを第1電圧値Vc1から第2電圧値Vc2へと上昇させる際には、PWMコンバータ10の制御上、徐々に出力電圧Vcを上昇させることになる。このため、第1電圧値Vc1と第2電圧値Vc2との間に存在する高調波電流Ihの発生ピークを通過することになるが、早い変化速度で出力電圧Vcを上昇させることで、大きな高調波電流Ihの発生は短時間に限定することができ、その影響を排除できる。
このように、第2電圧値Vc2となるようにPWMコンバータ10をスイッチング動作させることで、PWMコンバータ10のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスDCモータ5を失速させることなくブラシレスDCモータ5の回転数を上昇させることができる。
また、PWMコンバータ10の出力電圧を第1電圧値Vc1から第2電圧値Vc2に上昇させることで、モータの回転数の上昇幅に余裕が生じ、インバータ制御部73は、進み角θを低減することができる。この点から、さらに、モータの回転数を上昇させるに伴い、再び、インバータ制御部73は、進み角θを増加させていく(負荷がL2〜L3の間)。
その後、さらに負荷LがL3以上に増加し、出力電圧Vcを第2電圧値Vc2まで上昇させ、かつ、インバータ制御部73が進み角θを上限値θsまで進ませても、ブラシレスDCモータ5の回転数を上昇させることが出来なくなると、PWMコンバータ10は、出力電圧Vcを第2電圧値Vc2からさらに高い出力電圧となるように制御する。この結果、ブラシレスDCモータ5は所望する高回転数に至ることができる。負荷がL3以上の領域においては、進み角θは上限値θsを維持した状態でモータ5が指令回転数となるようにPWMコンバータ10の出力電圧が制御される。
また、PWMコンバータ10が第2電圧値Vc2を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源1の電流値Iが、第2電流記憶値Ip2から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値(Ip2−Δ)以下となった時(図5中B点 )に、コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の出力目標電圧を第1電圧値Vc1に低下させる。この結果、不必要な昇圧を防止して、高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。
以上の制御により、PWMコンバータ10の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ihの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータの回転数を上げるための弱め界磁による進み角が大きくなったところで、昇圧を行うことで、効率よくブラシレスDCモータ5の回転数を上昇させることができる。
上述の実施形態においては、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1に昇圧中から全波整流に切り替える判断基準のパラメータとして電源電流値を用いたが、モータの回転数をパラメータとして用いた場合の例(第1の変形例)を図6に基づき説明する。図6では、図1からの変更部分のみ抜粋して表している。この態様では、コンバータ制御部72には、インバータ制御部73からその時点のモータ回転数Nが入力されるとともに、電源電流値記憶部79が第1電流記憶値を記憶する替わりにモータ回転数を記憶する回転数記憶部79bが設けられる。
コンバータ制御部72内の第3比較部72cは、インバータ制御部73から入力されるモータ回転数Nと回転数記憶部79bに記憶された回転数とを比較するように変更される。これ以外の構成は、第一の実施形態と同じであるため、説明を省略する。
高調波電流検出手段75の検出する高調波電流が制限値を超えた時にコンバータ制御部72から回転数記憶部(回転数記憶手段)79bに対して、モータ回転数Nを記憶する指令が出され、回転数記憶部79bは、その時のモータ回転数N1を記憶(以下、回転数記憶値N1という)し、保持する。コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1に昇圧中は、第3比較部72cにおいて、常に回転数値記憶部79bに記憶した回転数N1から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値(N1−Δ)と実際のモータ回転数Nとを比較している。そして、実際のモータ回転数Nが、(N1−Δ)以下となった時にコンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の動作を停止させ、全波整流に切り替える。
以上のようにPWMコンバータ10の動作を停止させるパラメータとしてモータの回転数を使用してもほぼ第1の実施形態と同様の効果を得ることができる。
さらなる変形例(第2の変形例)として、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1に昇圧中から全波整流に切り替える判断基準のパラメータとして、外部から指令される運転制御信号に含まれるモータ回転数の指令値Nsを用いた場合を図7に基づき説明する。
指令回転数記憶部(指令回転数記憶手段)79cは、高調波電流検出手段75の検出する高調波電流が制限値を超えた時にコンバータ制御部72から出される指令に基づき、その時のモータ指令回転数を記憶(以下、指令回転数記憶値Ns1という)し、保持する。
コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10が第1電圧値Vc1に昇圧中は、第3比較部72cにおいて、常に指令回転数記憶部79cに記憶した指令回転数記憶値Ns1から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値(Ns1−Δ)と実際のモータ指令回転数Nsとを比較している。そして、実際のモータ指令回転数Nsが、(Ns1−Δ)以下となった時(Ns≦Ns1−Δ) に、コンバータ制御部72は、PWMコンバータ10の動作を停止させ、全波整流に切り替える。
モータ駆動装置3におけるモータ5の回転数Nと指令回転数Nsとは略一致するため、PWMコンバータ10の動作を停止させるパラメータとしてモータの指令回転数Nsを使用しても上記実施形態とほぼ同様の効果を得ることができる。
さらには、第3比較部72cにおける比較を指令回転数記憶部79cに記憶した指令回転数記憶値Ns1から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値(Ns1−Δ)と実際のモータ回転数Nとを比較し、実際のモータ回転数Nが、(Ns1−Δ)以下となった時(N≦Ns1−Δ)に、コンバータ制御部72によってPWMコンバータ10の動作を停止させ、全波整流に切り替えても良い。
なお、PWMコンバータ10を昇圧動作から停止に切り替える際の判定に用いる物理的パラメータ及びPWMコンバータ10が第2の電圧値への昇圧動作状態から第1の電圧値への昇圧電圧を低下させる際の判定に用いる物理的パラメータについて、上記のとおり単一のパラメータを用いた例で説明したが、三相交流電源1に流れる電流、モータ5の回転数、モータ電流、モータ駆動装置3の直流部分の電流、モータ駆動装置3の消費電力、モータ5の消費電力、モータ5の回転数指令の中の任意の複数のパラメータを組み合わせて判定しても良い。
例えば、第1の実施形態に記載した三相交流電源1に流れる電流値の低下による判定にモータ5の回転数Nがあらかじめ定めた固定値以下になった場合の判定を組み合わせ、この2つの判定の少なくとも一方が満たされれば、PWMコンバータ10を昇圧動作から停止に切り替えたり、PWMコンバータ10を第2電圧値への昇圧動作から第1電圧値への昇圧動作に切り替え(昇圧電圧低下)ても良い。 なお、上記実施形態では、高調波電流Ihに対する制限値Ihsを受電設備2に設定される規制値の範囲内の値として定める構成としたが、受電設備2に設定される規制値とは関係なく独自に設定してもよい。
その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。