JP2016140171A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 コストの上昇や効率の低下を招くことなく高調波電流の抑制できるモータ駆動装置を提供する。【解決手段】 運転開始から高調波電流が制限値に達しないうちは、コンバータのスイッチングを停止する。その後、高調波電流が制限値に達した場合に、コンバータをスイッチング動作させ、コンバータのスイッチング動作中にモータ駆動装置の負荷に関連する物理的パラメータが所定値以下となれば、コンバータのスイッチング動作を停止させる。【選択図】図１

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。

交流電源の電圧をコンバータで直流に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。
このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。
この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置（多パルス整流器等）がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータが採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。

特開2004-263887号公報

しかしながら、高調波抑制装置は高額である。また、ＰＷＭコンバータはスイッチングによる電力損失が大きいため、ＰＷＭコンバータを採用した場合は電力変換効率の低下を招くという問題がある。また、モータ負荷として空調装置の圧縮機等を駆動する場合には、高能力を発揮させるために圧縮機を高回転まで運転させる必要がある、しかしながら、圧縮機に高効率のブラシレスＤＣモータを採用すると、回転数が上がるにつれて誘起電圧が上昇し、誘起電圧とモータ駆動装置の直流電圧とが釣り合ったところでそれ以上回転数を上げることができなくなるという問題がある。

本実施形態の目的は、コストの上昇や電力変換効率の低下を生じることなく高調波電流の抑制できるとともに、モータを高回転まで駆動することができるモータ駆動装置を提供することである。

請求項１のモータ駆動装置は、コンバータ、インバータ、電流検出手段、負荷検出手段、および制御手段を備える。コンバータは、交流電源の電圧を、スイッチングにより昇圧および直流変換し、スイッチング停止により全波整流する。インバータは、コンバータの出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動用として出力する。高調波電流検出手段は、コンバータから流出する高調波電流を検出する。制御手段は、運転開始から高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちはコンバータのスイッチングを停止し、その後、高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達した場合に、コンバータをスイッチング動作させ、コンバータがスイッチング動作中にモータ駆動装置の負荷に関連する物理的パラメータが所定値以下となれば、コンバータのスイッチング動作を停止させる。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態におけるコンバータの出力電圧と高調波電流との関係を示す図。 一実施形態に係る全波整流時（ＰＷＭコンバータが停止時）のモータの負荷と高調波電流との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態における弱め界磁制御の進み角との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの負荷と同実施形態のコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。 第1の変形例における特徴部分を示すブロック図。 第２の変形例における特徴部分を示すブロック図。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。

図１に示すように、三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続される。そして、モータ駆動装置３の出力端に、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ５が接続される。受電設備２には、三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するもので、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。

モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ（コンバータ）１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、コントローラ（ＭＣＵ）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続される。
ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、これらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含み、三相交流電源１の電圧をＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流変換する。後述するコンバータ制御部７２が、電源電流の位相に同期させてＩＧＢＴ２１〜２６のオン、オフデューティを調整することで、昇圧電圧は可変される。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。この出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。

インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続しそのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、ＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含み、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。

インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路に、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置される。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設される。これら電流センサ６１〜６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。なお、ここでは、電流センサ６１〜６３を各相に設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。同様にモータ電流検知用の電流センサ５１，５２，５３についても、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。さらに電流センサ５１，５２，５３の替わりに、直流ラインに１つのシャント抵抗を設け、インバータ４０の通電タイミングとの組み合わせに基づきモータ５の各相電流を検知しても良い。

コントローラ７０は、直流電圧検出部（直流電圧検出手段）７１、コンバータ制御部（制御手段）７２、インバータ制御手段７３、負荷検出部（負荷検出手段）７４、高調波電流検出部（高調波電流検出手段）７５、制限値設定部（制限値設定手段）７６、昇圧値設定部（昇圧値設定手段）７７、電源電圧検出部（電源電圧検出手段）７８、電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）７９を含む。

電源電圧検出部７８は、受電設備２を介した三相交流電源１の三相電源ラインを入力し、三相交流電源１の電圧値（実効値）Ｖｐを検出する。以下、説明では、「三相交流電源１」は、モータ駆動装置１０へ供給される三相交流電源を意味し、本実施形態では、受電設備２を介した後の交流電源となる。この検出電圧値Ｖpは、昇圧値設定部７７に入力され、後述する昇圧値設定部７７におけるＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧の目標値の設定に用いられる。ＰＷＭコンバータ１０の出力に接続された直流電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧値Ｖｃ（以下、出力電圧Ｖｃという）を検出する。直流電圧検出部７１にて検出された出力電圧Ｖｃは、コンバータ制御部７２およびインバータ制御部７３に供給される。インバータ制御部７３ではモータ５を駆動するためのセンサレス・ベクトル制御にこのデータが用いられる。

コンバータ制御部７２は、電流センサ６１〜６３の検知電流及び電圧検出部７１の検出電圧Ｖｃを入力とし、検出電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングを制御する。ここで、高調波電流検出手段７５は、電流センサ６１〜６３の検知電流変化をフーリエ展開して制御に必要な次数の高調波電流値を算出して、コンバータ制御部７２に供給する。一般的に５次高調波電流が最も大きく、規制値に対する許容幅も少ないため、５次高調波が算出される。電源電流値記憶部７９は、コンバータ制御部７２の指令に基づき、電流センサ６１〜６３の検知電流の電流値（実効値）を２つ記憶する。

1つ目は、高調波電流検出手段７５の検出する高調波電流が規制値を超えた時に、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部７２から電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令が出され、電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp１（以下、第１電流記憶値Ｉp１という）を記憶し、保持する。

２つ目として、後述するインバータ４０によるモータ速度制御における弱め界磁制御での進み角θが上値θｓを超えた時に、ＰＷＭコンバータ１０のさらなる高電圧への昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部７２から電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令が出され、電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp２（以下、第２電流記憶値Ｉp２という）を記憶し、保持する。電源電流値記憶部７９で記憶された電流値Ｉp１、Ｉp２はコンバータ制御部７２に送られる。

なお、この電源電流値記憶部７９の電源電流値の記憶は、対応する昇圧動作が解除された場合及びＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作が停止したところで、解除（リセット）される。

インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５の回転数（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数が目標回転数となるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、低速度運転域ではオン，オフデューティを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではオン，オフデューティを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。

また、インバータ制御部７３は、オン，オフデューティが制御の上限、すなわちフルデューティに達した場合、負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数が上昇する。

インバータ制御部７３における弱め界磁制御の制御量である進み角θは、コンバータ制御部（制御手段）７２に入力される。

高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１〜６３の検知結果に基づいて検出する。なお、この電流センサ６１〜６３の検知電流は、後述するＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。

制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための高調波電流の制限値Ｉｈｓを記憶し、その値をコンバータ制御部７２に供給する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるもので、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であっても良いし、設置時に設備業者が手動で設定しても良い。

昇圧値設定部７７には、電源電圧検出部７８で検出された三相交流電源１の電圧値（実効値）Ｖｐが入力され、この電圧Ｖｐに基づきＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）が算出されて設定され、コンバータ制御部７２に供給される。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値となっている。

第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２の設定について説明する。ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈの特性は、図２に示すように、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃおよびブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、無負荷時の全波整流での電圧値であるおおよそＶｐ＊√２（電源電圧が200Ｖの場合、283Ｖ）付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが、おおよそＶｐ＊√２*１０２．５％（電源電圧が200Ｖの場合、290Ｖ）に達したところでピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、無負荷時の全波整流での電圧値（Ｖｐ＊√２）＊１０５％程度の出力電圧（電源電圧が200Ｖの場合、約300V）となったところで、高調波電流Ｉｈは、無負荷時の全波整流での電圧値である出力電圧Ｖｐ＊√２の時と同じレベルとなる。

また、ＰＷＭコンバータ１０の特性上、昇圧電圧を高くすればするほどＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングにより効率が低下する。このような特性から、高調波電流を制限値内の低い値に抑えつつ、ロスの少ない運転を行わせるために、第１電圧値Ｖｃ１としては、できるだけ低い昇圧電圧で高調波電流を低減できる範囲であるＶｐ＊√２＊（９５％〜１０１％）が選定される。一方、第２電圧値Ｖｃ２は、昇圧しても高調波電流が多くなってしまうピーク値のＶｐ＊√２*１０２．５％付近を使用することなく、出力電圧が第1電圧値Ｖｃ１＝Ｖｐ＊√２と同程度に高調波電流を低減できる値となる（Ｖｐ＊√２）＊１０５％近傍に設定される。

この設定により、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に、コンバータから流出する高調波電流のピーク値が存在することになり、このピーク値近傍の出力電圧を使用しない昇圧を行うことで高調波電流の低い運転を可能としている。

また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、モータ負荷（消費電流／電力）が定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域でＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に効率が最も良くなる値に選定されている。この結果、高調波電流Ｉｈについては、中負荷の領域を超えて定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域では、高調波電流Ｉｈが低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０による昇圧動作に対し、モータ負荷が低負荷領域で最も小さく、次いで定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域で大きく、中負荷の領域で最も大きくなる。さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０が、無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍まで昇圧した場合、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域（後述する弱め界磁制御での進み角θが上値θｓを超える場合を除く）にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に設定されている。

以下、三相交流電源として200Ｖの商用三相電源を用いた場合を例にとって説明する。ここでは、第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さく、かつ昇圧電圧の低い無負荷時の全波整流での電圧値近傍の280V（Ｖｐ＊√２＊９９％）が設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで昇圧すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回るため、以後は、昇圧電圧を弱め界磁制御の進み角θが上値θｓを超える場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を変更する必要はない。

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図３に示すように、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止させた、すなわち、全波整流状態では、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低負荷（低速度）運転領域では、全波整流だけでも高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しない。よって、負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうがＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。

なお、負荷がＬ0を超えた後、さらに負荷が増加していくと、高調波電流Ｉhは一旦上昇後に徐々に低下してくる傾向にある。これは、モータ側での消費電力が増加し、電流の基本波が増加していくためと考えられる。

続いて、負荷Ｌと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図４に示す。負荷(回転数)Ｌの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになると、インバータ制御部７３が弱め界磁制御を実行する。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な上限値θｓ以上になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、そのときの負荷（回転数）Ｌに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。

この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２であるＶｐ＊√２＊１０５％及びそれ以上に上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。図４中、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２（＝Ｖｐ＊√２＊１０５％）に上昇させた場合の負荷（回転数）に対する進み角の変化を一点鎖線で示す。昇圧前（第１電圧値Ｖｃ１の状態）では負荷(回転数)Ｌ１から進み角θが増加し、負荷Ｌ２において、進み角の上限値θｓに達するが、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させると、右方向にシフトし、負荷Ｌ３（＞Ｌ２）において、進み角の上限値θｓに達している。つまり、昇圧電圧を高めることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することが可能となり、ひいては、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができ、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。

ここで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合の効率低下と弱め界磁制御の進み角θを増すことでの効率低下とを比較すると、弱め界磁制御の進み角θを増すことの方が、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる場合よりも、効率低下が少ない場合が多い。

したがって、進み角θが上限値θｓを超える段階に至ったところでＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上げる方法が、最も効率的にブラシレスＤＣモータ５の回転数を高い値まで到達させることができる。

なお、三相交流電源１として商用400Ｖ三相交流電源を用いた場合には、電源電圧検出部７８により受電設備２を介して入力されるＰＷＭコンバータ１０への入力電圧Ｖｐが400Vであることが検出され、この場合には、第1電圧値Ｖｃ１は、無負荷時の全波整流での電圧値Ｖｐの√２倍である566Vの近傍の値、例えば565Vに設定され。第２電圧値Ｖｃ２は、Ｖｐの√２倍の1.05倍以上の値、例えば600Vに設定される。

さらに三相交流電源１として、商用三相交流電源ではなく、自家発電設備を用いた場合でも、電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐ(実効値)が検出され、第1電圧値Ｖｃ１には、Ｖｐ＊√２倍近傍となるＶｐ＊√２＊（９５％〜１０１％）の範囲にある値、第２電圧値Ｖｃ２には、Ｖｐ＊√２倍の1.05倍以上の値が設定される。

国内においては三相交流電源１の出力電圧が変動することはほとんどない。また機器が運転を始めると、その運転によってノイズ等が発生することから、電源電圧検出部７８による入力電圧Ｖｐの検出は、モータ駆動装置３の運転開始前、すなわち、ＰＷＭコンバータ１０及びインバータ４０が停止している状態で行うことが精度の点から望ましい。

なお、三相交流電源１が、電源の整備が不十分な地域や容量の小さい自家発電装置等の場合には、同じ電源に接続されている他の負荷の影響で交流電圧に電圧降下等の変動が生じる場合もある。このような電圧変動が発生する可能性がある場合には、常に電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐを検出して、この値を基に第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２を設定するようにすれば、電圧変更が生じても高調波電流が増加することはない。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の制御を行う、例えばマイクロコントローラ（ＭＣＵ）からなり、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部（第１比較手段）７２ａ、第２比較部（第２比較手段）７２ｂ、第３比較部（第３比較手段）７２ｃ、第４比較部（第４比較手段）７２ｄを含む。これらの機能は、マイクロコントローラのプログラムによって達成される。なお、上述の高調波電流検出部７５は高調波電流の検出にフーリエ級数展開の高度な演算が必要となるため、同じマイクロコントローラによるプログラム処理を用いても良い。また、後述するようにＰＷＭコンバータ１０のコンバータ制御部７２とインバータ４０のインバータ制御部７３は、動作中に種々のデータをやり取りする必要がある。このため、各々の制御部のハード構成を別々にするよりも、各々の制御部の機能をプログラムした１つのマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で構成することが望ましい。

コンバータ制御部７２は、コントローラ７０に入力される運転制御信号に応じたモータ駆動装置３の運転開始には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない、すなわち全波整流となる。なお、運転制御信号はモータ駆動装置３に対してモータ５を駆動するための外部からの指令であり、モータ５の運転・停止及び運転中の回転数指示からなる。

以下、モータ駆動装置３の動作を、ＰＷＭコンバータ１０の制御を主体に説明する。

モータ駆動装置３の停止中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止したままで、全波整流の状態にある。この状態において電源電圧検出部７８により入力電圧Ｖｐ(実効値)が検出される。続いて、外部からの運転制御指令による運転開始（ＯＮ）後、第１比較部７２ａは、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値Ｉｈと制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。第1比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”の場合には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を停止させて、昇圧しない全波整流での運転を行うことでＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによるロスを低減できる。

回転数の上昇などによってある程度、モータ負荷が大きくなり、電流が上昇してくると、高調波電流Ｉｈが増加しはじめる。 そして、第１比較部７２ａの比較結果が“Ｉｈ＞Ｉｈｓ”となった場合、第２比較部７２ｂは、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の制御量である進み角θとその上限値θｓとを比較し、進み角θとその上限値θｓに達しているか否かを判定する。

図５においては、図４に合わせ進み角θとその上限値θｓに達した時の負荷Ｌを負荷Ｌ2で示している。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“θ≦θｓ”の場合に昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させ、第２比較部７２ｂの比較結果が“θ＞θｓ”となった時に昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。なお、現実的には、進み角θが増加する前に高調波電流値が制限値を超えるため、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチング動作していない状態から第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作開始することはない。

ここで、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止（全波整流）から昇圧を始めた後、負荷が低下してきた場合には、全波整流のみによって高調波電流が制限値以下で運転可能であれば、できるだけＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させることが効率面から望ましい。しかしながら、一旦、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を開始すると高調波電流が大幅に低下するため、高調波電流値を制限値と比較して昇圧のＯＮ／ＯＦＦを行うと頻繁にＯＮ／ＯＦＦを繰り返してしまい、ロスが多く、安定した運転ができなくなる。

これを防止するために制限値にヒステリシスを設けたとしてもＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作によって高調波電流が大幅に低下するため、極めて大きいヒステリシス（ディファレンシャル）を設けなければならず、結局、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止できる範囲が狭くなり、効率的でない。

そこで、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件として、高調波電流以外のモータ駆動装置の動作に関連する物理的パラメータを用いる。高調波電流以外の物理的パラメータとしては、モータの負荷に関連するパラメータが好ましい。たとえば、三相交流電源１に流れる電流、モータ５の回転数、モータ電流、モータ駆動装置３の直流部分の電流、モータ駆動装置３の消費電力、モータ５の消費電力等がある。また、モータ５の回転数指令は、モータの回転数と概ね一致するため、間接的にモータの負荷に関連するパラメータであることから、このモータ５の回転数指令を用いても良い。

この実施形態においては、パラメータとして三相交流電源１の電流を用いた方法を説明する。 ここで、三相交流電源１の電流値（実効値）を用いる場合には、単純に電流値を用いるには、若干の配慮が必要になる。ＰＷＭコンバータ１０が停止中（全波整流）から昇圧動作に移行すると、スイッチングによって力率が大きく改善される。これに伴って、三相交流電源１の電流値が小さくなる。したがって、ＰＷＭコンバータ１０が停止中の電流値とＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作中の電流を比較してＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替えようとすると、力率変化による電流値変化を予め見越して設定値を決める必要があり、面倒である。さらには、負荷の状態によって力率も変化することから設定値の決定が難しい。

そこで、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替える際の三相交流電源１の電流値の基準値をＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作を開始した後の値を用いる。これにより負荷が変化しても適切な切り替えができ、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧と停止を繰り返すことを無くすことができる。

まず、第１比較部７２ａの比較結果が、それまで“Ｉｈ≦Ｉｈｓ”であったものが、 “Ｉｈ＞Ｉｈｓ”に変化した場合に、コンバータ制御部７２は、上述のＰＷＭコンバータ１０の昇圧運転を開始する（図５中Ｌ０点）。このＰＷＭコンバータ１０の昇圧運転を開始した後、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。この指令に基づき電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp1を記憶し、保持する。

同様に、第２比較部７２ｂの比較結果が“θ＞θｓ”に変化した時にもコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の第２電圧値Ｖｃ２へのさらなる昇圧運転を開始（図５中Ｌ２点）した後、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出し、この指令に基づき電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp２を記憶し、保持する。いずれの場合もＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作が開始、もしくはさらなる昇圧動作に変更になった後、ＰＷＭコンバータ１０の動作が安定した直後の電源電流値を記憶することが望ましい。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、その内部の第３比較部７２ｃにおいて、常に実際の三相交流電源１の電流値Ｉと電源電流値記憶部７９に記憶した第1電流記憶値Ｉp1から予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）Δを差し引いた値（Ｉp１−Δ）とを比較している。なお、電流値の検出は、コンバータ制御部７２の内部に設けられた入力電流検出部（図示しない）で実行される。そして、実際の三相交流電源１の電流値Iが、第1電流記憶値Ｉp１−Δ以下となった時にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。

上述の通り、高調波電流は負荷に応じて変動する。このため、高調波電流が制限値を超えた時の負荷よりも低い負荷であれば、高調波電流値は制限値を超えない。したがって、高調波電流値が制限値を超えた時の負荷に対応する第1電流記憶値Ｉp１からわずかに低い値（Ｉp１−Δ）を基準にＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させても、負荷が変動しない限り高調波電流が制限値を超える状態にはならず、全波整流のみで安定して運転を継続でき、効率の向上が図れる。

また、進み角θが上限値θｓに達してＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となっている状態からモータの回転数が低下した場合に進み角θを基準にＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させると再び進み角θが増大し、上限値θｓに達してＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２に戻り、この動作を繰り返すおそれがある。そこで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる判断基準としても、進み角θ以外のモータの負荷もしくは回転数に関する物理的パラメータを用いることが望ましい。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させる基準と同様に三相交流電源１の電源電流値Iを用いる。この場合の判断パラメータとしては、電源電流値Iの他にモータ電流、モータ消費電力、モータ５の回転数及びモータ５の回転数指令値及びその組み合わせを用いても良い。

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態では、第４比較部７２ｄにおいて、三相交流電源１の電源電流Iと電源電流値記憶部７９に記憶された第２電流記憶値Ｉp２から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値（Ｉp２−Δ）とが比較され、電源電流I が（Ｉp２−Δ）以下となった時（I≦Ｉp２−Δ）、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧目標電圧を第１電圧値Ｖｃ１に変更し、出力電圧を低下させる。このため、ＰＷＭコンバータ１０は、不必要に高い電圧まで昇圧することがなくなり、効率が向上する。

以上のコンバータ制御部７２による、モータ駆動装置３の運転制御動作を図５に基づき説明する。インバータ４０の運転開始時は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、全波整流のみで運転を開始する（図５中の原点）。その後、インバータ４０の出力周波数、すなわちモータの回転数、が上昇するに伴って負荷が増加し、電流が増加する。また、図５中、負荷Ｌの０〜Ｌ０の区間（小負荷領域に相当）では、インバータ４０の出力電流が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、直流電圧Ｖｃは低下していく。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数の増加等により負荷Ｌが増加し、ある程度電流が大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作を開始する。

このＰＷＭコンバータ１０による第１電圧値Ｖｃ１への昇圧の結果、中負荷（中速度）領域において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。一方、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源１の電流値Iが、（Ｉp１−Δ）以下となった時（図５中Ａ点 ）にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。このような動作により、高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。

さらに、負荷ＬがＬ1以上となる高負荷（高速度）運転域では（Ｌ≧Ｌ1）、モータ５の回転数を上昇させるためにインバータ制御部７３において弱め界磁制御が実行される。そして、負荷ＬがＬ2（Ｌ2＞Ｌ1）以上となり、進み角θが制限値θｓに達する状況（弱め界磁制御が頭打ちとなる状況）において、コンバータ制御部７２は、第２電圧値Ｖｃ２を目標値として、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧を第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させることにより、図２に示される第1電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に存在する高調波電流が多く発生するピーク部分（290Ｖ近傍）を飛ばし、高調波電流Ｉｈが増加する出力電圧Ｖｃの領域を使用しないようにしている。

なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、徐々に出力電圧Ｖｃを上昇させることになる。このため、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間に存在する高調波電流Ｉｈの発生ピークを通過することになるが、早い変化速度で出力電圧Ｖｃを上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は短時間に限定することができ、その影響を排除できる。

このように、第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることで、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。

また、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧を第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させることで、モータの回転数の上昇幅に余裕が生じ、インバータ制御部７３は、進み角θを低減することができる。この点から、さらに、モータの回転数を上昇させるに伴い、再び、インバータ制御部７３は、進み角θを増加させていく（負荷がＬ２〜Ｌ３の間）。

その後、さらに負荷ＬがＬ3以上に増加し、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させ、かつ、インバータ制御部７３が進み角θを上限値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることが出来なくなると、ＰＷＭコンバータ１０は、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように制御する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５は所望する高回転数に至ることができる。負荷がＬ３以上の領域においては、進み角θは上限値θｓを維持した状態でモータ５が指令回転数となるようにＰＷＭコンバータ１０の出力電圧が制御される。

また、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源１の電流値Iが、第２電流記憶値Ｉp２から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値（Ｉp２−Δ）以下となった時（図５中Ｂ点 ）に、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧を第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。この結果、不必要な昇圧を防止して、高調波電流を制限値内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。

以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータの回転数を上げるための弱め界磁による進み角が大きくなったところで、昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数を上昇させることができる。

上述の実施形態においては、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中から全波整流に切り替える判断基準のパラメータとして電源電流値を用いたが、モータの回転数をパラメータとして用いた場合の例（第1の変形例）を図６に基づき説明する。図６では、図１からの変更部分のみ抜粋して表している。この態様では、コンバータ制御部７２には、インバータ制御部７３からその時点のモータ回転数Ｎが入力されるとともに、電源電流値記憶部７９が第１電流記憶値を記憶する替わりにモータ回転数を記憶する回転数記憶部７９ｂが設けられる。

コンバータ制御部７２内の第３比較部７２ｃは、インバータ制御部７３から入力されるモータ回転数Ｎと回転数記憶部７９ｂに記憶された回転数とを比較するように変更される。これ以外の構成は、第一の実施形態と同じであるため、説明を省略する。

高調波電流検出手段７５の検出する高調波電流が制限値を超えた時にコンバータ制御部７２から回転数記憶部（回転数記憶手段）７９ｂに対して、モータ回転数Ｎを記憶する指令が出され、回転数記憶部７９ｂは、その時のモータ回転数Ｎ１を記憶（以下、回転数記憶値Ｎ１という）し、保持する。コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、第３比較部７２ｃにおいて、常に回転数値記憶部７９ｂに記憶した回転数Ｎ1から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値（Ｎ１−Δ）と実際のモータ回転数Ｎとを比較している。そして、実際のモータ回転数Ｎが、（Ｎ１−Δ）以下となった時にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。

以上のようにＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させるパラメータとしてモータの回転数を使用してもほぼ第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

さらなる変形例（第２の変形例）として、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中から全波整流に切り替える判断基準のパラメータとして、外部から指令される運転制御信号に含まれるモータ回転数の指令値Ｎｓを用いた場合を図７に基づき説明する。

指令回転数記憶部（指令回転数記憶手段）７９ｃは、高調波電流検出手段７５の検出する高調波電流が制限値を超えた時にコンバータ制御部７２から出される指令に基づき、その時のモータ指令回転数を記憶（以下、指令回転数記憶値Ｎｓ１という）し、保持する。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第1電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、第３比較部７２ｃにおいて、常に指令回転数記憶部７９ｃに記憶した指令回転数記憶値Ｎｓ１から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値（Ｎｓ１−Δ）と実際のモータ指令回転数Ｎｓとを比較している。そして、実際のモータ指令回転数Ｎｓが、（Ｎｓ１−Δ）以下となった時（Ｎｓ≦Ｎｓ１−Δ） に、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。

モータ駆動装置３におけるモータ５の回転数Ｎと指令回転数Ｎｓとは略一致するため、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させるパラメータとしてモータの指令回転数Ｎｓを使用しても上記実施形態とほぼ同様の効果を得ることができる。

さらには、第３比較部７２ｃにおける比較を指令回転数記憶部７９ｃに記憶した指令回転数記憶値Ｎｓ１から小さなディファレンシャルΔを差し引いた値（Ｎｓ１−Δ）と実際のモータ回転数Ｎとを比較し、実際のモータ回転数Ｎが、（Ｎｓ１−Δ）以下となった時（Ｎ≦Ｎｓ１−Δ）に、コンバータ制御部７２によってＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替えても良い。

なお、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替える際の判定に用いる物理的パラメータ及びＰＷＭコンバータ１０が第２の電圧値への昇圧動作状態から第1の電圧値への昇圧電圧を低下させる際の判定に用いる物理的パラメータについて、上記のとおり単一のパラメータを用いた例で説明したが、三相交流電源１に流れる電流、モータ５の回転数、モータ電流、モータ駆動装置３の直流部分の電流、モータ駆動装置３の消費電力、モータ５の消費電力、モータ５の回転数指令の中の任意の複数のパラメータを組み合わせて判定しても良い。

例えば、第1の実施形態に記載した三相交流電源１に流れる電流値の低下による判定にモータ５の回転数Ｎがあらかじめ定めた固定値以下になった場合の判定を組み合わせ、この２つの判定の少なくとも一方が満たされれば、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止に切り替えたり、ＰＷＭコンバータ１０を第２電圧値への昇圧動作から第1電圧値への昇圧動作に切り替え（昇圧電圧低下）ても良い。 なお、上記実施形態では、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓを受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定める構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく独自に設定してもよい。

その他、上記実施形態および変形例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１〜６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…直流電圧検出部、７２…コンバータ制御部（制御手段）、７３…インバータ制御部、７５…高調波電流検出部（高調波電流検出手段）、７６…制限値設定部、７７…昇圧値設定部（昇圧値設定手段）、７８…電源電圧検出部(電源電圧検出手段) 、７９…電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）、７９ｂ…回転数記憶部（回転数記憶手段）、７９ｃ…指令回転数記憶部（指令回転数記憶手段）

Claims (14)

1. 交流電源の電圧をスイッチングにより昇圧および直流変換し、スイッチング停止により全波整流するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動用として出力するインバータとを備えたモータ駆動装置において、
   前記コンバータから流出する高調波電流を検出する高調波電流検出手段と、
   運転開始から前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止し、その後、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータをスイッチング動作させ、前記コンバータがスイッチング動作中に前記モータ駆動装置の負荷に関連する物理的パラメータが所定値以下となれば、前記コンバータのスイッチング動作を停止させる制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記物理的パラメータは、前記交流電源に流れる電流値であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 前記所定値は、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した後に前記コンバータをスイッチング動作させた時の前記交流電源の電流値から予め定められた値だけ差し引いた値であることを特徴とする請求項２記載のモータ駆動装置。
4. さらに交流電源に流れる電流値を記憶する電流記憶部を備え、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した後に前記コンバータをスイッチング動作させた時の交流電源電流値を前記電流記憶部に記憶させ、前記所定値は、前記電流記憶部に記憶された電流値から予め定められた値だけ差し引いた値であることを特徴とする請求項２記載のモータ駆動装置。
5. 前記物理的パラメータは、モータの回転数であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
6. 前記所定値は、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した時の前記モータの回転数から予め定められた値だけ差し引いた値であることを特徴とする請求項５記載のモータ駆動装置。
7. 前記物理的パラメータは、モータの回転数の指令値であることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
8. 前記所定値は、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した時の前記モータの回転数の指令値から予め定められた値だけ差し引いた値であることを特徴とする請求項７記載のモータ駆動装置。
9. 前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータをスイッチング動作させる際の出力目標電圧値は、前記コンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのコンバータから出力される電圧値の近傍の電圧値であることを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか記載のモータ駆動装置。
10. 前記出力目標電圧値は、前記コンバータが無負荷状態で全波整流する場合にそのコンバータから出力される電圧値の９５％〜１０１％の電圧値であることを特徴とする請求項９に記載のモータ駆動装置。
11. さらに、前記出力目標電圧値を設定するために、交流電源電圧値を検出する電源電圧検出手段を備えたことを特徴とする請求項９または１０に記載のモータ駆動装置。
12. 前記電源電圧検出手段は、モータ駆動装置の運転開始前に交流電源電圧値を検出することを特徴とする請求項１１に記載のモータ駆動装置。
13. 前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項１２のいずれか記載のモータ駆動装置。
14. 前記交流電源は、商用三相交流電源であることを特徴とする請求項１乃至請求項１３のいずれか記載のモータ駆動装置。

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