JP2014113050A5 - - Google Patents

Description

電力変換装置

本発明は、スイッチング素子を有した電力変換装置に関するものである。

空気調和機の電動圧縮機などの電力を供給する電力変換装置（インバータ回路）では、スイッチング素子を保護する目的で、電流が予め定めた上限値（電流リミット）を超えないように保護機構を設けたものがある（例えば特許文献１を参照）。

特開２０１１−１２０４７１号公報

電動圧縮機の運転エリアを拡大しようとすると、スイッチング素子の電流リミットを大きくする必要がある。電流リミットは、スイッチング素子の損失が最も大きくなる運転条件を考慮して定められることが多いので、電流リミットを大きくするには、スイッチング素子の容量を大きくするとともに、スイッチング素子に取り付ける冷却器（例えばヒートシンク）も大型化する必要がある。

しかしながら、スイッチング素子の容量を大きくしたり、冷却器を大型化したりすると、電力変換装置のコスト及びサイズが大きくなり、好ましくない。

本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリアを拡大できるようにすることを目的としている。

前記の課題を解決するため、第１の発明は、
複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有したインバータ回路（4）と、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御するスイッチング制御部（9）と、所定の電流リミット値（Imax）を超えないように前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に流れる電流を制限する電流制限部（10）とを備えた電力変換装置において、
前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失の増減を検出する機能を有し、該損失が同一電流値において増加する場合は前記電流リミット値（Imax）を減少させ、前記損失が同一電流値において減少する場合は前記電流リミット値（Imax）を増加させる電流リミット値制御部（8）を備えたことを特徴とする。

この構成では、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失が同一電流値において増加する場合は、前記電流リミット値（Imax）を減少させ、前記損失が同一電流値において減少する場合は、前記電流リミット値（Imax）を増加させる。そのため、電流リミット値（Imax）を増加させた領域では、負荷（例えばモータ）に、より大きな電流を供給できる。

また、第２の発明は、
第１の発明の電力変換装置において、
前記スイッチング制御部（9）は、前記損失が同一電流値において互いに異なる複数種類のスイッチング制御モードを適宜切替えて前記スイッチングを制御し、
前記電流リミット値制御部（8）は、前記スイッチング制御モードの切替わりに基づいて前記損失の増減を検出し、前記スイッチング制御モードの切替わりに応じて、前記電流リミット値（Imax）を変更することを特徴とする。

この構成では、スイッチング制御モードによって同一電流値における損失が変わる場合に、より損失が小さなモードでは、負荷に、より大きな電流を供給できる。

また、第３の発明は、
第１又は請求項２の発明の電力変換装置において、
前記スイッチング制御部（9）は、キャリア周波数（fc）を適宜変更して前記スイッチングを制御し、
前記電流リミット値制御部（8）は、前記キャリア周波数（fc）に基づいて前記損失の増減を検出し、キャリア周波数（fc）がより低いほど前記電流リミット値（Imax）を、より大きくすることを特徴とする。

この構成では、キャリア周波数（fc）が低減すると電流リミット値（Imax）が増加させられ、負荷に、より大きな電流を供給できる。

また、第４の発明は、
第１から第３の何れかの電力変換装置において、
前記電流リミット値制御部（8）は、前記インバータ回路（4）への入力電圧に基づいて前記損失の増減を検出し、前記インバータ回路（4）への入力電圧がより低いほど前記電流リミット値（Imax）を、より大きくすることを特徴とする。

この構成では、インバータ回路（4）への入力電圧が低下すると電流リミット値（Imax）が増加させられ、負荷に、より大きな電流を供給できる。

第１の発明によれば、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリア（出力可能なトルクの大きさ）を拡大できる。換言すれば、容量がより小さなスイッチング素子を用いても所望のトルクを得ることができ、電力変換装置の小型化が可能になる。

また、第２、第３の発明のそれぞれによれば、スイッチング制御モード等の変更に応じて、電流リミット値を変更するので、電流リミット値の容易な制御が可能になる。

また、第４の発明によれば、例えば、商用電源が変動してインバータ回路への入力電圧が変動する場合に、その変動に応じて、負荷に電流を供給できる。

図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置の構成例を示している。 図２は、（Ａ）は二相変調モードにおけるスイッチング波形（具体的には相電圧）の時間変化を示す図であり、（Ｂ）は過変調制御モードにおけるスイッチング波形の時間変化を示す図である。 図３は、スイッチング素子の電流、電圧波形の時間変化の一例を示している。 図４は、回転数とスイッチング素子で発生する損失の関係、回転数と電流位相の関係を示す図である。 図５は、モータの回転数と電流リミット値との関係を示す図である。 図６は、電流リミット値制御部による電流リミット値の制御動作を示すフローチャートである。 図７は、回転数と、モータのトルクとの関係を示す図である。 図８は、三相変調モードのスイッチング波形の一例である。 図９は、実施形態２の電力変換装置に係る、回転数と電流リミット値との関係を示す図である。 図１０は、実施形態３の電力変換装置に係る、回転数と電流リミット値との関係を示す図である。 図１１は、本発明の実施形態４に係る電力変換装置の構成例を示している。 図１２は、入力電圧に応じた電流リミット値の設定例を示す図である。

以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

《発明の実施形態１》
図１は、本発明の実施形態１に係る電力変換装置（1）の構成例を示している。電力変換装置（1）は、入力交流電圧（この例では、三相の交流電源（20）からの電源電圧）を所定の出力交流電圧（この例では、三相交流電圧）に変換してモータ（30）に供給するものである。この例では、モータ（30）は、例えば、ＤＣブラシレスモータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するために用いられる。

〈全体構成〉
電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）、直流リンク部（3）、インバータ回路（4）、電流検出部（5）、制御部（6）、ドライバ回路（7）、及び電流リミット値制御部（8）を備えている。

〈コンバータ回路の構成〉
コンバータ回路（2）は、交流電源（20）に接続され、交流電源（20）からの入力を全波整流する。この例では、コンバータ回路（2）は、ブリッジ状に結線された６個のダイオード（D1,D2,D3,D4,D5,D6）を備えている。

〈直流リンク部の構成〉
直流リンク部（3）は、コンバータ回路（2）の出力ノードに並列に接続されたコンデンサ（3a）を有し、コンバータ回路（2）の出力を受けて直流リンク電圧（Vdc）を生成する。なお、直流リンク部（3）には必ずしもコンデンサを接続する必要はない。

〈インバータ回路の構成〉
インバータ回路（4）の入力ノードは、コンデンサ（3a）に並列に接続されている。インバータ回路（4）は、スイッチング動作により直流リンク部（3）からの直流リンク電圧（Vdc）を出力交流電圧（この例では、三相交流電圧）に変換してモータ（30）に供給する。なお、本文において、このインバータ回路（4）の入力ノードに印加される電圧を入力電圧と表現する。

この例では、インバータ回路（4）は、三相交流電圧をモータ（30）に供給するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）と６個の還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）とを有している。より具体的には、インバータ回路（4）は、２個のスイッチング素子を互いに直列に接続してなる３個のスイッチングレグを備え、３個のスイッチングレグの各々において、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、モータ（30）の各相のコイル（ｕ相，ｖ相，ｗ相のコイル）にそれぞれ接続されている。また、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）には、それぞれ、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。

〈電流検出部の構成〉
電流検出部（5）は、例えば、カレントトランスや、いわゆるシャント抵抗を用いて構成され、相電流を検出するようになっている。電流検出部（5）の検出値は、制御部（6）に入力されている。

〈制御部、ドライバ回路の構成〉
ドライバ回路（7）は、その出力（G）が、インバータ回路（4）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の制御端子（ゲート）に入力されており、出力（G）によってオンオフを制御する。ドライバ回路（7）の出力（G）の制御は、制御部（6）が行う。

制御部（6）は、例えばマイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムで構成され、スイッチング制御部（9）と、電流制限部（10）とを備えている。

−スイッチング制御部、−
スイッチング制御部（9）は、ドライバ回路（7）を介して、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する。その際、各スイッチングレグでは、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と、下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）とを相補的にスイッチングさせる。すなわち、各スイッチングレグでは、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）がオンの時には、下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）がオフであり、下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）がオンの時には、上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）がオフである。

スイッチング制御部（9）は、複数種類のスイッチング制御モードを適宜切替えて前記スイッチングを制御するようになっている。本実施形態では、スイッチング制御部（9）は、２つのスイッチング制御モードを、モータ（30）の運転状態（具体的には回転数）に応じて、適宜切替えるようになっている。この例では、スイッチング制御モードの１つは、いわゆる二相変調モードである。そして、もう１つのスイッチング制御モードは、いわゆる過変調制御モードである。図２は、（Ａ）は二相変調モードにおけるスイッチング波形（具体的には相電圧）の時間変化を示す図であり、（Ｂ）は過変調制御モードにおけるスイッチング波形の時間変化を示す図である。

−二相変調モード−
二相変調モードでは、３相のうちの２つの相でスイッチングを行い、残りの１つの相は、一定期間、オン状態又はオフ状態の何れかに固定する制御モードである。二相変調モードでは、キャリア周期内の平均電圧が出力したい電圧となるようにスイッチングを行っている。二相変調モードでは、一定の区間、１つの相のスイッチングを固定（インバータ回路（4）への入力電圧または０Ｖとする）して、他の二つの相でスイッチングすることにより、相間電圧を正弦波にコントロールする変調方式である。なお、通常は、モータ（30）の制御は、相間電圧でコントロールしている。図２に示した二相変調モードでは、正弦波トップ部の６０度区間で、出力を入力電圧に固定し、正弦波ボトム部の６０度区間で０Ｖに固定する方式を例に挙げている。なお、図示の相がスイッチングしているときは、他の２相の何れか一方の相が固定されている。

−過変調制御モード−
過変調制御モードでは、インバータ回路（4）の出力が、キャリア信号の１周期を通して、全相ともオン、或いは全相ともオフのパターン（いわゆる零ベクトル）が現れない状態に制御する。図２に示した過変調制御モードでのスイッチング波形は、過変調で出力できる最大の矩形波の波形となる。二相変調モードと過変調制御モードのスイッチング波形を比べると、過変調制御モードの方が、二相変調モードよりもスイッチング回数が少ない。

−制御モードの切替−
本実施形態では、スイッチング制御モードは、モータ（30）の回転数に応じて切替えている。具体的には、所定の回転数よりも低い速度領域では、二相変調モードを選択し、前記所定の回転数よりも回転数が大きな速度領域では過変調制御モードを選択する。ここで、回転数により二相変調モードと過変調制御モードを切替えているのは、同一電流条件を仮定しており、インバータ回路（4）の出力電圧の増減が回転数に依存するためである。過変調制御モードは、インバータ回路（4）の出力の一次成分（基本波成分ともいう）の振幅を、直流リンク電圧（Vdc）で発生できる正弦波の最大振幅よりも大きくできる。すなわち、過変調制御モードは、より大きな回転数を必要とする場合に有効な制御方法である。

ただし、インバータ回路（4）の出力にも限度があるため過変調制御モードによって高められる回転数には限界があり、その限界以上に回転数を上げたい場合には、本実施形態では、電流位相制御を行う。すなわち、本実施形態では、前記限界に到達するまでは、電流位相（β）を一定値(例えば２０°)に制御し、それ以降の回転数領域では、モータ（30）の磁束を打ち消すために、電流位相が進むようにスイッチングを制御する。すなわち、スイッチング制御部（9）は、いわゆる弱め磁束制御を行うのである。

−電流制限部−
電流制限部（10）は、相電流が、与えられた閾値（以下、電流リミット値（Imax）という）を超えると、スイッチング制御部（9）に、所定の指令（S）を出力するようになっている。電流リミット値（Imax）は、電流制限部（10）の外部から設定、更新が可能に構成されている。本実施形態では、後述する電流リミット値制御部（8）が、電流制限部（10）に電流リミット値（Imax）を設定する。

スイッチング制御部（9）は、電流制限部（10）から指令（S）が入力されると、モータ（30）の回転数が減速するように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御する。より具体的には、モータ（30）に入力される交流の周波数が低減するように、スイッチングの制御を行う。こうすることで、インバータ回路（4）に流れる電流値が低下する。もし、モータ（30）の回転数が減速しても電流値が低下しない場合は、設定された回転数下限値に達した時点でスイッチングを全てオフとすることでスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の保護を行うとよい。

〈電流リミット値制御部の構成〉
電流リミット値制御部（8）は、マイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムで構成される。なお、このマイクロコンピュータは、制御部（6）と同じものを共用してもよいし、別個に設けてもよい。

電流リミット値制御部（8）は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失（換言すれば発熱量）が同一電流値において増加する場合は、前記電流リミット値を減少させ、前記損失が同一電流値において減少する場合は前記電流リミット値を増加させるようになっている。

ここで、スイッチング素子の損失について説明しておく。図３は、スイッチング素子の電流、電圧波形の時間変化の一例を示している。スイッチング素子にかかる電圧は、オンのとき０Ｖ、オフのとき入力電圧となる。また、スイッチング素子に流れる電流は、オンのとき出力電流となり、オフのとき０Ａとなる。オンのときに流れる電流と、スイッチング素子の抵抗分で損失が発生し、それが導通損失となる。導通損失は、出力電流が大きいほど大きくなり、入力電圧は無関係となる。オンからオフ、オフからオンへとスイッチング素子の状態を変化させると、電圧と電流が切替わり、そのときに発生する損失がスイッチング損失である。スイッチング損失は、出力電流が大きいほど、入力電圧が大きいほど大きくなる。

本実施形態では、後述するように、スイッチング制御モードによって同一電流において発生する損失が異なる。そこで、本実施形態では、電流リミット値制御部（8）は、スイッチング制御モードの切替わりに応じて、電流リミット値（Imax）を変更する。

図４は、回転数とスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失の関係、回転数と電流位相（β）の関係を示す図である。図４に示した損失は、電流を一定とした場合の損失である。この例では、回転数がＲ１以下の回転数では、スイッチング制御部（9）において二相変調モードが選択され、回転数がＲ１よりも大きな回転数では、過変調制御モードが選択される。そして、回転数がＲ２以上の領域では、電流位相（β）を進めて、弱め磁束制御を行っている。なお、図４のＲ３は、電流位相（β）が２°進んだ時の回転数である。

図４の例では、回転数がＲ１以下の領域では３８００Ｗあった損失が、回転数がＲ１を超えて、過変調制御モードが選択されると徐々に低下し、回転数（R2）において過変調制御モードにおける最小の損失（この例では２６００Ｗ）となっている。これは、過変調制御モードと二相変調モードとのスイッチング波形を比べると分かるように、過変調制御モードの方が、二相変調モードよりもスイッチング回数が低減しているからである（図２参照）。すなわち、過変調制御モード時には、スイッチング損失をスイッチング回数低減分削減できるのである。このように、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失が低減すると、電流リミット値（Imax）を、損失の低減に応じて大きくしても、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の発熱量を一定以下に抑えることができ、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を破損させずに動作させることができる。

そこで、本実施形態の電流リミット値制御部（8）は、スイッチング制御モードが過変調制御モードに移行した後に、電流リミット値（Imax）を他のスイッチング制御モード（この例では二相変調モード）よりも大きくする。

電流リミット値制御部（8）は、現在のスイッチング制御モードが何かを判別するため、電流位相（β）の情報を利用する。そのため、電流リミット値制御部（8）には、制御部（6）から電流位相（β）の情報が入力されている。既述の通り、過変調制御モードに移行した後は、しばらくすると、電流位相（β）が進むように制御される。すなわち、電流位相（β）の情報をモニターすれば、過変調制御モードに移行したかどうかを知ることができるのである。また、電流位相（β）の情報に基づいて過変調制御モードに移行したかどうかを判定すれば、損失が確実に低減したことを担保できる。

〈電流リミット値制御の動作〉
図５は、モータ（30）の回転数と電流リミット値（Imax）との関係を示す図である。同図の回転数Ｒ１、Ｒ２、及びＲ３は、図４のものと同じである。すなわち、Ｒ１は、二相変調モードから過変調制御モードに制御モードが切替わる速度であり、Ｒ２は、電流位相（β）を進める制御が開始される回転数である。

この例では、電流リミット値制御部（8）は、二相変調モード（回転数≦Ｒ１）では、電流リミット値（Imax）を、第１電流リミット（L1）に設定する(図５参照)。第１電流リミット（L1）は、二相変調モードにおける損失（図４の例では、３８００Ｗ）に基づいて定められた値（この例では４３５Ａとする）である。

既述の通り、電流リミット値制御部（8）は、電流位相（β）の情報を利用して、現在の制御モードが、過変調モードかどうかを判断する。この例では、過変調制御モードに移行した後も、過変調制御モードで駆動できる最大回転数に達するまでは、電流位相（β）が２０°である。そこで、電流リミット値制御部（8）は、電流位相（β）が２０°をある程度以上、上回ると、過変調制御モードに移行したと判断する。本実施形態では、電流リミット値制御部（8）は、電流位相（β）が２°進められて２２°となったことで、現在の制御モードが過変調モードであると判断する。勿論、この２０°や２°という値は例示であり、その他の値を採用することも可能である。

電流リミット値制御部（8）は、制御モードが過変調モードに移行したと判断すると、電流リミット値（Imax）を、第２電流リミット（L2）に設定する(図５参照)。第２電流リミット（L2）は、第１電流リミット（L1）よりも大きな値であり、回転数（R2）以上の速度領域での損失(図４の例では、２６００Ｗ)に基づいて定められた値（この例では４８０Ａとする）である。

図６は、電流リミット値制御部（8）による電流リミット値（Imax）の制御動作を示すフローチャートである。電流リミット値制御部（8）は、例えば周期的に、このフローを実行して電流リミット値（Imax）を更新する。電流リミット値制御部（8）は、このフローの実行に移ると、電流位相（β）が所定値を超えたかどうか、具体的には電流位相（β）が２２°を超えたかどうかを判定する。電流位相（β）が２２°を超えていない場合には、電流リミット値制御部（8）は、ステップ（S02）の処理に移行する。ステップ（S02）では、電流リミット値（Imax）を第１電流リミット（L1）に設定する。一方、ステップ（S01）の判定において、電流位相（β）が２２°を超えた場合には、電流リミット値制御部（8）は、ステップ（S03）の処理に移行する。ステップ（S03）では、電流リミット値（Imax）を第２電流リミット（L2）とする。第２電流リミット（L2）は、第１電流リミット（L1）よりも大きな値なので、回転数がＲ３を超える領域では、インバータ回路（4）において、より大きな電流を流すことが可能になる。

〈本実施形態における効果〉
図７は、回転数と、モータ（30）のトルクとの関係を示す図である。同図において、実線で示したラインは、本実施形態の電流リミット値制御を適用した場合のモータトルクを例示し、破線で示したラインは、電流リミット値を一定とした場合（説明の便宜のため従来例とよぶ）のモータトルクを例示している。従来例では、電流リミット値が一定であるため、電流を増大させることができない。一方、本実施形態の電力変換装置（1）は、図７の例ではモータ（30）の回転数が７０rpsを超えたあたりで電流リミット値（Imax）が、第１電流リミット（L1）から第２電流リミット（L2）に変更されている。その結果、本実施形態では、インバータ回路（4）の電流を増大させることができ、モータトルクも向上している。

以上のように、本実施形態によれば、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリア（出力可能なトルクの大きさ）を拡大できる。換言すれば、容量がより小さなスイッチング素子を用いても所望のトルクを得ることができ、電力変換装置の小型化が可能になる。

《実施形態１の変形例》
なお、過変調制御モードに移行したかどうか（損失が低減したかどうか）は、スイッチング制御におけるデューティーを用いて判断してもよい。

また、前記デューティーが１００％以上となった後に、同一電流値における損失の低減（図４の回転数Ｒ１〜Ｒ２の領域を参照）に合わせて、徐々に電流リミット値（Imax）を増加させるようにしてもよい。

《発明の実施形態２》
本発明の実施形態２の電力変換装置（1）は、二相変調モード、及び過変調制御モードに加え、いわゆる三相変調モードでもスイッチングを制御し、これらのスイッチング制御モードの切替わりに応じて、前記電流リミット値（Imax）を変更する。三相変調モードでは、キャリア周期内の平均電圧が出力したい電圧になるように、３相のそれぞれのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）をスイッチングさせる。三相変調モードは、三つの相でスイッチングすることにより、相間電圧を正弦波にコントロールする変調方式である。

これら３種類のスイッチング制御を実行するので、スイッチング制御部（9）及び電流リミット値制御部（8）の構成が実施形態１とは異なっている。本実施形態のスイッチング制御部（9）は、二相変調モード、三相変調モード、及び過変調制御モードを、モータ（30）の運転状態に応じて、適宜切替えるようになっている。

二相変調モードの特徴には、スイッチングしないキャリア周期が存在するのでスイッチング素子の損失が小さくなること、出力電圧が低いところでの制御性が悪化する場合があること、電流リプルが大きいこと等を挙げられる。そのため、運転状態によっては、制御性や電流リプルが問題となる場合がある。

図８は、三相変調モードのスイッチング波形の一例である。二相変調モードとは異なり、相電圧が正弦波となるが、全てのキャリアでスイッチングする必要がある。三相変調モードの特徴には、スイッチング回数が二相変調モードの３／２倍となるので二相変調モードよりもスイッチング素子の損失が大きくなること、波形の制御性はよいこと、電流リプルが小さいこと等を挙げられる。

二相変調モード及び三相変調モードは、それぞれ前記のような特徴があるので、本実施形態のスイッチング制御部（9）では、省エネルギー性や制御性のそれぞれの特徴を生かして変調方式を切替えるようになっている。なお、本実施形態では、過変調制御モードは、モータ（30）の回転数を所定値以上に制御する場合に選択される。ここで、回転数により二相変調モード及び三相変調モードと過変調制御モードを切替えているのは、同一電流条件を仮定しており、インバータ回路（4）の出力電圧の増減が回転数に依存するためである。

本実施形態でも、電流リミット値制御部（8）は、スイッチング制御モードの切替わりに応じて、電流リミット値（Imax）を変更する。例えば、電流リミット値（Imax）を固定値にすると、最も損失が大きな条件での値（この場合は三相変調モードにおける損失から定まる電流リミット値）に設定することになり、無駄が生じる。そこで、電流リミット値制御部（8）では、スイッチング損失がより低い二相変調モード時の電流リミット値（L1）を、三相変調モード時の電流リミット値（L3）よりも大きくする。また、過変調制御モードの電流リミット値（L2）は、二相変調モード時の電流リミット値（L1）よりもより大きくする。こうすることで、それぞれのスイッチング制御モードにおいて最大の運転領域を確保できる。

図９は、実施形態２の電力変換装置（1）に係る、回転数と電流リミット値（Imax）との関係を示す図である。この例では、回転数がＲ１以下の領域では、省エネルギー性や制御性のそれぞれの特徴を生かして変調方式が切替えられる。このとき、電流リミット値（Imax）は、変調方式に応じて（すなわち損失に応じて）切替えられる。

したがって、本実施形態でも、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失が同一電流値において増加する場合は、電流リミット値（Imax）が減少し、前記損失が同一電流値において減少する場合は、電流リミット値（Imax）が増加する。それゆえ、本実施形態においても、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリア（出力可能なトルクの大きさ）を拡大できる。

《発明の実施形態３》
本発明の実施形態３の電力変換装置（1）は、二相変調モード、及び過変調制御モードでスイッチングを制御し、これらのスイッチング制御モードの切替わりに応じて、前記電流リミット値（Imax）を変更する。さらに、本実施形態の電力変換装置（1）では、キャリア周波数を適宜変更するようになっている。具体的には、キャリア周波数の制御では、３ＫＨｚと６ｋＨｚの何れかを選択するようになっている。

ところで、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）では、オンの時の損失は１／６ＥＩΔＴｏｎ／Ｔ、オフの時の損失は１／６ＥＩΔＴｏｆｆ／Ｔと表せる。ここで、Ｅは入力電圧、Ｉは出力電流、ΔＴｏｎはスイッチングＯＮ時間、ΔＴｏｆｆはスイッチングＯＦＦ時間、Ｔはキャリア周期である。

これらの式からは、キャリア周波数（fc）以外の条件が同じとすると、キャリア周波数（fc）に比例してスイッチング損失が増加することがわかる。すなわち、キャリア周波数（fc）を低くできる場合は、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）の同一電流値における損失が低減し、その分、電流リミット値（Imax）を増加させることができるのである。

キャリア周波数（fc）を１／２にすると、スイッチング損失が１／２となる。そこで、本実施形態の電流リミット値制御部（8）は、キャリア周波数（fc）に応じて、電流リミット値（Imax）を変更する。より詳しくは、電流リミット値制御部（8）は、よりキャリア周波数（fc）が低いモードほど電流リミット値（Imax）を大きくする。こうすることで、それぞれのスイッチング制御モードにおいて最大の運転領域を確保できる。

図１０は、実施形態３の電力変換装置（1）に係る、回転数と電流リミット値（Imax）との関係を示す図である。この例では、運転状態に応じて、キャリア周波数（fc）が切替えられる。このとき、電流リミット値制御部（8）によって、電流リミット値（Imax）が、キャリア周波数（fc）に応じて（すなわち損失に応じて）切替えられる。そのため、損失の低下分に応じて電流リミット値（Imax）を上げることができる。図１０の例では、キャリア周波数（fc）が６ｋＨｚの場合の電流リミット値（L1）よりも、キャリア周波数（fc）が３ｋＨｚの場合の電流リミット値（L4）の方を、より大きくしてある。また、過変調制御モードの電流リミット値（L2）は、キャリア周波数（fc）が３ｋＨｚの電流リミット値（L4）よりもより大きくしてある。ここで、過変調制御モードの電流リミット値（L2）は、図２（Ｂ）の波形から決まる損失に基づいて定められた値としてある。キャリア周波数によるスイッチング損失の違いが発生しないため、キャリア周波数の違いによる過変調制御モードでの電流リミット値の違いは発生しない。

以上のように、本実施形態でも、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失が同一電流値において増加する場合は、電流リミット値（Imax）が減少し、前記損失が同一電流値において減少する場合は電流リミット値（Imax）が増加する。よって、本実施形態においても、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリア（出力可能なトルクの大きさ）を拡大できる。

なお、キャリア周波数（fc）の値（３ＫＨｚや６ｋＨｚ）は例示である。また、キャリア周波数（fc）は、３種類以上の中から選択するようにしてもよい。

《発明の実施形態４》
図１１は、本発明の実施形態４に係る電力変換装置（1）の構成例を示している。本実施形態の電力変換装置（1）は、実施形態１の電力変換装置（1）に、電圧検出部（11）を追加するとともに、電流リミット値制御部（8）の構成に変更を加えている。

スイッチング損失は、電流や電圧の変動によって発生する。このスイッチング損失は、実施形態３の式で示したように、インバータ回路（4）の出力電流が大きいほど大きく、入力電圧が大きいほど大きくなる。交流電源（20）の電圧は、１日で１割以上変動する場合もあり、それによりインバータ回路（4）の入力電圧も変動するため、損失もこれに応じて変動することになる。そこで、本実施形態の電流リミット値制御部（8）では、インバータ回路（4）への入力電圧の変動に応じて、電流リミット値（Imax）を変更するようにした。

図１２は、入力電圧に応じた電流リミット値（Imax）の設定例を示す図である。既述の通り、入力電圧が低下するとスイッチング損失が低減するので、電流リミット値（Imax）は増加させることができる。例えば、電流リミット値を固定値にすると、最も損失が大きな条件での電流リミット値（この場合は、入力電圧が最大の場合に定まる電流リミット値（Imax））に設定することになり、無駄が生じる。そこで、電流リミット値制御部（8）では、インバータ回路（4）への入力電圧がより低いほど前記電流リミット値（Imax）を、より大きくする。つまり、本実施形態でも、スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失が同一電流値において増加する場合は、電流リミット値（Imax）が減少し、前記損失が同一電流値において減少する場合は、電流リミット値（Imax）が増加する。

このように電流リミット値（Imax）を制御することで、それぞれの入力電圧において、最大の運転領域を確保できる。また、入力電圧低いときに電流を上げることができれば、入力電圧が低くても電力を確保できるのである。よって、本実施形態においても、スイッチング素子を大容量化することなく、運転エリア（出力可能なトルクの大きさ）を拡大できる。

なお、入力電圧に基づく電流リミット値（Imax）の制御は、実施形態１〜３と組み合わせて実施してもよい。

本発明は、スイッチング素子を有した電力変換装置として有用である。

１ 電力変換装置
４ インバータ回路
８ 電流リミット値制御部
９ スイッチング制御部
１０ 電流制限部

Claims (4)

1. 複数のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を有したインバータ回路（4）と、前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のスイッチングを制御するスイッチング制御部（9）と、所定の電流リミット値（Imax）を超えないように前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に流れる電流を制限する電流制限部（10）とを備えた電力変換装置において、
   前記スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）で発生する損失の増減を検出する機能を有し、該損失が同一電流値において増加する場合は前記電流リミット値（Imax）を減少させ、前記損失が同一電流値において減少する場合は前記電流リミット値（Imax）を増加させる電流リミット値制御部（8）を備えたことを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１の電力変換装置において、
   前記スイッチング制御部（9）は、前記損失が同一電流値において互いに異なる複数種類のスイッチング制御モードを適宜切替えて前記スイッチングを制御し、
   前記電流リミット値制御部（8）は、前記スイッチング制御モードの切替わりに基づいて前記損失の増減を検出し、前記スイッチング制御モードの切替わりに応じて、前記電流リミット値（Imax）を変更することを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１又は請求項２の電力変換装置において、
   前記スイッチング制御部（9）は、キャリア周波数（fc）を適宜変更して前記スイッチングを制御し、
   前記電流リミット値制御部（8）は、前記キャリア周波数（fc）に基づいて前記損失の増減を検出し、キャリア周波数（fc）がより低いほど前記電流リミット値（Imax）を、より大きくすることを特徴とする電力変換装置。
4. 請求項１から請求項３の何れかの電力変換装置において、
   前記電流リミット値制御部（8）は、前記インバータ回路（4）への入力電圧に基づいて前記損失の増減を検出し、前記インバータ回路（4）への入力電圧がより低いほど前記電流リミット値（Imax）を、より大きくすることを特徴とする電力変換装置。