JP5070799B2 - モータ駆動用インバータ制御装置とそれを備えた機器 - Google Patents

Description

本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図１２に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている（例えば、非特許文献１）。

図１２において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。

一方、制御部では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成するＰＷＭ信号生成部９と、ＰＷＭ信号生成部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図１３に示す。

図１３はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図１４に示すような特許文献１に記載されている直流電源装置が提案されている（特許文献１参照）。

図１４において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、リアクトルＬｉｎを介してその出力を中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。

この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミ
ー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができるというものである。
特開平９−２６６６７４号公報 インバータドライブハンドブック編集委員会編「インバータドライブハンドブック」日刊工業新聞社出版、１９９５年初版

しかしながら、特許文献１に記載される従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の小型化や部品点数の削減によるコストダウンを阻害するという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源電流の高調波成分を抑制しつつ、さらなる小型・軽量・低コスト化を実現するモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電力を入力し直流電力に変換する整流回路と、前記直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの母線間に設けられた平滑コンデンサと、前記インバータの母線に流れる母線電流の値を検出する電流検出器と、前記インバータに入力される前記平滑コンデンサの印加電圧値を検出する電圧検出部と、前記インバータを制御する制御部であって、前記印加電圧値と前記母線電流の値とを入力し相電流を監視する相電流変換部と、前記相電流変換部の出力と前記印加電圧値に応じて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号を入力し前記相電流変換部の出力に基づいて前記ＰＷＭ信号を変換し前記インバータに供給する過電流保護手段とを有する制御部とを備え、前記相電流変換部では前記インバータの印加電圧値が所定値以上のときにのみ前記電流検出器から得られる母線電流を基にブラシレスモータの各相の電流値を計算して再現し、印加電圧値が所定値未満のタイミングにおいては、前記電流検出器から得られる電流値を基にブラシレスモータの各相の電流値を再現することをキャンセルして、実際のＵ相電流との誤差発生を回避したものである。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小型・軽量・低コストの小容量コンデン
サおよび小容量リアクタを用いても、モータ相電流を誤認識することなく制御しつつ、過大な電流をモータに流すことを防ぐことができ、部品破壊やモータ性能劣化のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第１の発明は、交流電力を入力し直流電力に変換する整流回路と、前記直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの母線間に設けられた平滑コンデンサと、前記インバータの母線に流れる母線電流の値を検出する電流検出器と、前記インバータに入力される前記平滑コンデンサの印加電圧値を検出する電圧検出部と、前記インバータを制御する制御部であって、前記印加電圧値と前記母線電流の値とを入力し相電流を監視する相電流変換部と、前記相電流変換部の出力と前記印加電圧値に応じて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号を入力し前記相電流変換部の出力に基づいて前記ＰＷＭ信号を変換し前記インバータに供給する過電流保護手段とを有する制御部とを備え、前記相電流変換部では前記インバータの印加電圧値が所定値以上のときにのみ前記電流検出器から得られる母線電流を基にブラシレスモータの各相の電流値を計算して再現し、印加電圧値が所定値未満のタイミングにおいては、前記電流検出器から得られる電流値を基にブラシレスモータの各相の電流値を再現することをキャンセルして、実際のＵ相電流との誤差発生を回避したものである。

これにより、小型・軽量・低コストでありながらモータ相電流を誤認識することなく制御しつつ、過大な電流をモータに流すことを防げるので部品破壊やモータ性能劣化のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第２の発明は、第１の発明において、前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を増加させるものである。これにより、モータの出力を低下させることなく駆動を維持することができる。

第３の発明は、第１の発明において、前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記ＰＷＭ信号を２相変調方式から３相変調方式に、または、３相変調方式から２相変調方式に切替えるものである。これにより、定常時はインバータ損失を抑えつつ、高速回転高出力が要求される場合においてはモータの出力を低下させることなく駆動を維持することができる。

第４の発明は、第１の発明において、さらにリアクタを有し、前記リアクタと前記平滑コンデンサとの共振周波数は、入力される前記交流電力の周波数の４０倍よりも大きいものであり、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。

第５の発明は、モータを有する機器において、第１から第４の発明であるモータ駆動用インバータ制御装置によりモータを制御するものである。これにより、モータを有した機器に第１から第４の発明を適応することができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。

なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の第１の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図１に示す。図１に示すように、モータ駆動用インバータ制御装置５０は、交流電源１からの交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、１００μＦ以下の小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端に
Ｕ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端にＷ相端子８ｗが接続されている。

インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子の各々は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間にそれぞれ直列接続される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。

インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。また、インバータ２の母線には電流検出器１５が配されている。

制御部６は、ＰＷＭ信号生成部９と、ベースドライバ１０と、相電流変換部２０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９からなる。相電流変換部２０は電流検出器１５に流れるインバータ母線電流を監視し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ３の相電流に変換する。相電流変換部２０は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。

モータ位相推定部１７は、相電流変換部２０により変換されたブラシレスモータ３の相電流と、ＰＷＭ信号生成部９で演算される出力電圧と、電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。さらに、回転子速度検出部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。

電流指令演算部１９では推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をＰＩ演算などを用いて導出し、ＰＷＭ信号生成部９がブラシレスモータ３を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

過電流保護手段２１では、相電流変換部２０で得られるブラシレスモータ３の相電流情報が所定値以上のときに相電流が低減されるよう、ＰＷＭ信号のデューティ（インバータスイッチング素子のオン比）を下げるなどの補正が行われる。

この補正は、過電流によるインバータ２の破壊やブラシレスモータ３の減磁などを防ぐものであり、また、過電流であると判断する所定値は、システムに用いられるインバータ２やブラシレスモータ３の仕様によって決定されるものである。

最終的にＰＷＭ信号はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚはＰＷＭ信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモー
タ３の正弦波駆動を実現している。

次に、図２〜図６を用いてインバータ母線に流れる電流においてブラシレスモータ３の相電流が現れる様子を説明する。図２は、ブラシレスモータ３の各相巻線に流る相電流の状態と、６０°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。

図２を参照すると、電気角０〜６０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕとＷ相巻線４ｗには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角６０〜１２０°の区間においては、Ｕ相巻線４ｕには非結線端から中性点に向けて、Ｖ相巻線４ｖとＷ相巻線４ｗには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角６０°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。

例えば、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期分のＰＷＭ信号が図３のように変化する場合を考える。図３において、信号「Ｕ」は上アームスイッチング素子１３ｕを、信号「Ｖ」は上アームスイッチング素子１３ｖを、信号「Ｗ」は上アームスイッチング素子１３ｗを、信号「Ｘ」は下アームスイッチング素子１３ｘを、信号「Ｙ」は下アームスイッチング素子１３ｙを、信号「Ｚ」は下アームスイッチング素子１３ｚを、それぞれ動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。

この場合、インバータ母線には、タイミング（１）では、図４（ａ）に示すように電流が現れず、タイミング（２）では図４（ｂ）に示すようにＷ相巻線４ｗに流れる電流（Ｗ相電流）が現れ、タイミング（３）では図４（ｃ）に示すようにＶ相巻線４ｖに流れる電流（Ｖ相電流）が現れる。

別の例として、図２において電気角３０°の時にＰＷＭ信号生成部９で生成された半キャリア周期のＰＷＭ信号が図５のように変化する場合を考える。この場合は、図６（ａ）に示すようにインバータ母線にはタイミング（１）では電流が現れず、図６（ｂ）に示すようにタイミング（２）ではＵ相巻線４ｕに流れる電流（Ｕ相電流）が現れ、図６（ｃ）に示すようにタイミング（３）ではＶ相巻線４ｖに流れる電流が現れる。

以上のように、インバータ母線上にインバータ２のスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚの状態に応じてブラシレスモータ３の相電流が現れる。

要するに、上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流がインバータ母線上に現れ、また、下アームスイッチング素子１３ｘ，１３ｙ，１３ｚのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流がインバータ母線上に現れるという関係性が成り立つ。

上述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが求められることは明らかである。

ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ …（１）
なお、タイミング（４）とタイミング（５）は、スイッチング素子の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間におけるインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。

図７は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、ブラシレスモータ３の駆動時におけるインバータ印加電圧と実際のＵ相電流と相電流変換部２０により変換されたＵ相電流、さらに電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形を示している。

本発明におけるコンデンサ１２は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ３に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動している。

相電流変換部２０により変換されたＵ相電流は、上述したインバータ２のスイッチング素子の状態とインバータ母線上に現れる相電流の関係性に基づいて求めたものであるが、インバータ印加電圧が大きく落ち込んだタイミング（図中Ｔ１）において実際のＵ相電流とは異なった値で誤認識してしまっているのがわかる。

この時のインバータ２のスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの動作状態と電流検出器１５に流れるインバータ母線電流の波形を示したのが図８である。

図８において、「Ｕ」は上アームスイッチング素子１３ｕが、「Ｖ」は上アームスイッチング素子１３ｖが、「Ｗ」は上アームスイッチング素子１３ｗが、それぞれアクティブ・ハイとして動作していることを示している。

通常「Ｕ」のみがオンしているタイミング（図中Ｔ２）においては、電流検出器１５にはＵ相電流が現れているが、インバータ印加電圧が大きく落ち込むタイミング（図中Ｔ１）においては「Ｕ」のみがオンしていても、電流検出器１５にＵ相電流が現れない。

これは、本来であれば図６（ｂ）に示すような状態であり、電流検出器１５にはＵ相電流が現れるべきところであるが、インバータ印加電圧がゼロ付近まで落ち込むとインバータ２のスイッチング素子にオン信号を与えても実際には導通しないため、電流検出器１５に流れるインバータ母線電流がどの相の電流であるか特定できない状態となっているためである。

このため、インバータ印加電圧が大きく落ち込むタイミングにおいて実際の相電流とは異なる値で誤認識し、過大電流がインバータ２やブラシレスモータ３に流れていなくても過電流保護手段２１で保護動作を行い、正常な駆動状態を維持できない場合がある。

そこで、相電流変換部２０では上述したモータ相電流の誤認識を解消するために、インバータ２の印加電圧値が所定値以上のときにのみ電流検出器１５から得られる母線電流を基にブラシレスモータ３の各相の電流値を計算し再現する。

具体的に所定値を２０Ｖに設定したときの動作結果を図９に示す。インバータ２の印加電圧値が２０Ｖ未満のタイミング（図中Ｔ１）においては、電流検出器１５から得られる電流値を基にブラシレスモータ３の各相の電流値を再現することをキャンセルするため、図７に示すような実際のＵ相電流との大きな誤差発生を回避することができる。

これによって、本発明の小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いたモータ駆動用インバータ制御装置において、高価な電流センサを用いないセンサレス正弦波駆動を適用し、また、過電流保護においても誤動作することなくモータ駆動を能力最大限に維持することが可能である。

また、上述の過電流保護手段２１においては相電流変換部２０で得られるブラシレスモ
ータ３の相電流情報が所定値以上のときに相電流が低減されるよう、ＰＷＭ信号のデューティを下げるなどの補正が行われるようにしたが、目標速度を一時的に下げるようなＰＷＭ信号に補正しても同様にモータ駆動の維持が可能である。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、過電流保護手段２１で行われる動作を、ＰＷＭ信号生成部９で生成されたＰＷＭ信号においてキャリア周波数を増加させたＰＷＭ信号に補正する。

図１０（ａ）、（ｂ）はキャリア周波数違いによるブラシレスモータ３の相電流の波形比較を模式的に示したものである。図１０（ｂ）は、図１０（ａ）よりキャリア周波数が高い場合の相電流波形を示している。

相電流には、インバータ２のスイッチング素子１３ｕ〜１３ｚのオン動作とオフ動作の繰り返しによって生じるリップル成分が含まれるが、キャリア周波数が低く、スイッチング素子１３ｕ〜１３ｚのオン動作とオフ動作の時間的な間隔が広がればこのリップル成分は大きくなり、逆に、キャリア周波数が高ければオン動作とオフ動作の時間的な間隔が狭まり、リップル成分を小さく抑えられる。

すなわち、同じ実効値の相電流がブラシレスモータ３に流れても、キャリア周波数が高いほど瞬時のピーク電流は抑制され、過電流保護手段２１での保護動作がかかるまでのモータ駆動範囲を拡大させることができる。

通常駆動範囲はシステムの効率等を加味したキャリア周波数を選定し、過電流保護手段２１での保護動作がかかった場合にのみキャリア周波数を増加させたＰＷＭ信号に補正することで、高効率と高出力を両立できるセンサレス正弦波駆動が可能となる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３では、実施の形態１または実施の形態２のモータ駆動用インバータ制御装置において、ＰＷＭ信号生成部９で生成されたＰＷＭ信号において、定常時は２相変調方式で生成され、過電流保護手段２１で行われる補正動作時は３相変調方式に切替える。

図１１（ａ）はＰＷＭ信号が２相変調時における上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの動作状態とブラシレスモータ３の相電流の波形を、図１１（ｂ）は３相変調時における上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの動作状態とブラシレスモータ３の相電流の波形を、それぞれ模式的に示したものである。

図１１（ａ）に示す２相変調時には、１キャリア周期中に上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの全てがオフ状態であるタイミングがあり、インバータ２の母線からは電流が流れこまず、ブラシレスモータ３の相電流は減少、それ以外のタイミングでは相電流が上昇しキャリア周波数成分のリップルが現れる。

一方、図１１（ｂ）に示す３相変調時には、１キャリア周期中に上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの全てがオフ状態であるタイミングと、全てがオン状態であるタイミングが存在する。上アームスイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗの全てがオン状態においても、下アームスイッチング素子１３ｘ，１３ｙ，１３ｚの全てがオフ状態となるためインバータ２の母線からは電流が流れこまず、ブラシレスモータ３の相電流は減少する。

よって、インバータ２のスイッチング素子１３ｕ〜１３ｚのオン動作とオフ動作の繰り返しによって生じるリップル成分は、図１１（ｂ）に示す３相変調時の方が図１１（ａ）に示す２相変調時に比べて小さく抑えられる。

すなわち、同じ実効値の相電流がブラシレスモータ３に流れても、３相変調時の方がピーク電流は抑制され、過電流保護手段２１での保護動作がかかるまでのモータ駆動範囲を拡大させることができる。

通常駆動範囲はインバータ２のスイッチング損失が少ない２相変調で動作させ、過電流保護手段２１での保護動作がかかった場合にのみ３相変調に切替えることで、高効率と高出力を両立できるセンサレス正弦波駆動が可能となる。

（実施の形態４）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆ_LC（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_LCは次式のように表される。

即ち、ｆ_LC＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）。

以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。

なお、実施の形態１から実施の形態４で説明した本発明は、インバータ回路を利用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に備えられるものである。

いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制
御装置を実現でき、インバータ印加電圧に大きなリプルがある場合でも、位置検出センサを用いずに駆動でき、高効率を維持しつつ安定した電流供給が可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするＡＶ機器（特に小型機器）等にも広く用いることができる。

実施の形態１を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 モータの相電流状態の時間的変化の一例、及び、電気角の各区間におけるモータの各相巻線での電流の状態を表す図 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す波形図 図３に示されるＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 半キャリア周期におけるＰＷＭ信号の一例を表す波形図 図５に示されるＰＷＭ信号による駆動時にモータ及びインバータに流れる電流状態を表す図 実施の形態１における第１の動作結果を示す波形図 実施の形態１におけるインバータのスイッチング素子の動作状態を表す波形図 実施の形態１における第２の動作結果を示す波形図 実施の形態２における動作結果を示す波形図 実施の形態３における動作結果を示す波形図 一般的なモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 一般的なモータ駆動用インバータ装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図 特許文献１に記載の従来の直流電源装置のシステム構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ〜４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ ダイオードブリッジ
８ｕ〜８ｗ 端子
９ ＰＷＭ信号生成部
１０ ベースドライバ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ 上アームスイッチング素子
１３ｘ、１３ｙ、１３ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ 電流検出器
１６ 電圧検出部
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 電流指令演算部
２０ 相電流変換部
２１ 過電流保護手段
５０ モータ駆動用インバータ制御装置
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置

Claims (5)

1. 交流電力を入力し直流電力に変換する整流回路と、前記直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの母線間に設けられた平滑コンデンサと、前記インバータの母線に流れる母線電流の値を検出する電流検出器と、前記インバータに入力される前記平滑コンデンサの印加電圧値を検出する電圧検出部と、前記インバータを制御する制御部であって、前記印加電圧値と前記母線電流の値とを入力し相電流を監視する相電流変換部と、前記相電流変換部の出力と前記印加電圧値に応じて前記インバータを制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、前記ＰＷＭ信号を入力し前記相電流変換部の出力に基づいて前記ＰＷＭ信号を変換し前記インバータに供給する過電流保護手段とを有する制御部とを備え、前記相電流変換部では前記インバータの印加電圧値が所定値以上のときにのみ前記電流検出器から得られる母線電流を基にブラシレスモータの各相の電流値を計算して再現し、印加電圧値が所定値未満のタイミングにおいては、前記電流検出器から得られる電流値を基にブラシレスモータの各相の電流値を再現することをキャンセルして、実際のＵ相電流との誤差発生を回避したモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記ＰＷＭ信号のキャリア周波数を増加させる請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
3. 前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記ＰＷＭ信号を２相変調方式から３相変調方式に、または、３相変調方式から２相変調方式に切替える請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
4. さらにリアクタを有し、前記リアクタと前記平滑コンデンサとの共振周波数は、入力される前記交流電力の周波数の４０倍よりも大きい請求項１に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
5. モータと、前記モータを制御する請求項１〜４のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置とを備えた機器。

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