JP2010028894A - モータ駆動装置と制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】従来、モータコイルの相間を短絡し、モータによる回生ブレーキにより、モータ自体で逆起電力を除去させていた。これは、モータが急激に停止してしまい、機械的な負荷がモータ自身にかかり、故障を引き起こす可能性が高かった。
【解決手段】本発明は、通常動作状態において、モータの駆動制御のため第１のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記モータの駆動電流を供給する複数のトランジスタを有するモータ駆動部を有するモータ駆動装置であって、前記モータ駆動部の入力端子間電圧が所定の値に上昇した場合、前記複数のトランジスタを前記第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態にするよう制御する制御部を有するモータ駆動装置である。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動装置とその制御方法に関するものであり、特に、ブラシレスＤＣモータに関する。

現在、機器の小型化が求められる洗濯機、冷蔵庫、エアコン等の民生品分野では、小型高出力の永久磁石同期モータが広く採用されている。

また、近年、ＭＯＳ ＦＥＴ等のパワーデバイスの技術革新が進んでいる。このため、商用ＡＣ電源を一端整流してＤＣに変換し、再度パワーデバイスのスイッチングにより任意の駆動波形に生成しなおしたインバータ制御が可能となった。このインバータ制御は、省電力化や制御が容易である。そして、上記のような永久磁石同期モータをインバータ制御により駆動する、ブラシレスＤＣモータが現在広く利用されている。

図５に、一般的なブラシレスＤＣモータのインバータ回路１Ａを示す。図５に示すようにインバータ回路１Ａは、トランジスタＱ１〜Ｑ６を有している。トランジスタＱ１とＱ２、Ｑ３とＱ４、Ｑ５とＱ６がＤＣ電源電圧ＶＤＤと接地電圧ＧＮＤ間にそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＱ１〜Ｑ６は、それぞれ制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−が入力される。

この制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−の電圧動作波形の一例を図６に示す。図６に示すようなパルス波形により、トランジスタＱ１〜Ｑ６は、オンまたはオフを繰り返すスイッチング動作を行う。例えば、時刻ｔ０〜ｔ２では、制御信号Ｕ＋及びＶ−が同時にハイレベルとなっているため、トランジスタＱ１及びＱ４が同時にオン状態となる。このため、ブラシレスＤＣモータ２ＡのＵ相とＶ相のコイルに電流が流れる。同様に、時刻ｔ２〜ｔ４では、制御信号Ｖ＋及びＷ−が同時にハイレベルとなり、トランジスタＱ３及びＱ６が同時にオン状態となる。よって、ブラシレスＤＣモータ２ＡのＶ相とＷ相のコイルに電流が流れる。以下、同様に制御信号に応じてトランジスタをスイッチングし、インバータ回路１ＡはブラシレスＤＣモータ２の駆動電流を生成することができる。

本例では、ブラシレスＤＣモータ２Ａは３相モータである。このため、ブラシレスＤＣモータ２ＡのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルに流れる電流が１２０°位相がずれて流れるようトランジスタＱ１〜Ｑ６のオン、オフが調整される。なお、制御信号Ｕ＋、Ｗ＋、Ｖ＋に対して、それぞれ制御信号Ｕ−、Ｖ−、Ｗ−は反転した信号となっている。

更に、上記のようなスイッチングによるモータの駆動制御にパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ、以下、ＰＷＭと称す）制御が用いられる。このＰＷＭ制御はＤＣモータの制御方法として現在最も多く利用されている。図７(ａ）、（ｂ）を用いてＰＷＭ制御の簡単な説明を行う。なお、図７(ａ）、（ｂ）のグラフは、パルス幅変調された制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−の１相分、例えば制御信号Ｕ＋を示している。その他の制御信号も位相がずれるが同様の波形信号もしくはその反転信号となる。

本例のＰＷＭ制御では、図７（ａ）に示すように、キャリアとして三角波が利用される。また、モータの回転数等を所望の値に制御するため、図７（ａ）に示す指令電圧信号を用いる。この指令電圧信号と三角波を比較して、図７（ｂ）に示すような制御信号Ｕ＋のパルス幅が決定される。

図７（ｂ）に示すように、指令電圧信号の振幅が高い場合、制御信号Ｕ＋のパルスの幅が大きくなり、振幅が低い場合、制御信号Ｕ＋のパルス幅が小さくなる。パルス幅が大きい場合、トランジスタのオン状態の時間が長くなるため、モータのコイルに流れる電流が増加し、モータの回転数が高くなる。反対にパルス幅が小さい場合、トランジスタのオン状態の時間が短くなり、モータの回転数が低くなる。このようにＰＷＭ制御では、指令電圧信号をパルス幅変調し、そのパルス幅変調した制御信号Ｕ＋等によりモータの回転数を制御している。

ここで、このようなブラシレスＤＣモータのインバータ制御において、モータが急減速またはシステム不具合等によりモータ駆動制御ができなくなった場合、負荷側慣性によりモータが回生（発電）状態となり、大きな逆起電力が発生する。このような逆起電力により、モータやインバータ回路のトランジスタ等、もしくはインバータ回路に電源を供給するコンバータ回路の平滑コンデンサが破壊されるのを防止するため、逆起電力除去用の手段が必要となる。

特許文献１に、逆起電力によりモータ駆動回路に供給される電源の異常を検出するとモータのコイルの相間、もしくは、そのコイルと接地間を短絡するモータ駆動装置１Ｂが開示されている。図８に特許文献１のモータ駆動装置１Ｂの回路構成を示す。図８に示すように、モータ駆動装置１Ｂは、電源回路２Ｂと、モータ駆動回路３Ｂと、モータ４Ｂと、バイアス回路５Ｂと、検出回路６Ｂと、ＦＥＴ７Ｂとを有する。
特開平２−２９０１７４号公報

特許文献１のモータ駆動装置１Ｂでは、回生状態になったモータ４Ｂの逆起電力により、モータ駆動回路３Ｂに供給される電源電圧が上昇する。このように、モータ駆動回路３Ｂに供給される電源電圧の異常を検出回路６Ｂが検出するとバイアス回路５ＢがＦＥＴ７Ｂをオンさせ、モータ４Ｂのコイルの相間を短絡状態にする。このことにより、モータ４Ｂによる回生（発電）ブレーキを起こし、モータ４Ｂ自体で逆起電力を除去させる。しかし、このような方法では、モータ４Ｂが急激に停止してしまい、機械的な負荷がモータ自身にかかってしまう。よって、装置の機械的な信頼性が低下し、故障を引き起こす可能性が高くなる。また、バイアス回路等の制御回路が必要となり回路規模の増大を招くという問題が生じる。

本発明の一態様は、通常動作状態において、モータの駆動制御のため第１のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記モータの駆動電流を供給する複数のトランジスタを有するモータ駆動部を有するモータ駆動装置であって、前記モータ駆動部の入力端子間電圧が所定の値に上昇した場合、前記複数のトランジスタを前記第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態にするよう制御する制御部を有するモータ駆動装置である。

本発明の他の態様は、通常動作状態においてモータの駆動制御のため所定の期間にオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記モータへ駆動電流を供給する複数のトランジスタを有するモータ駆動装置の制御方法であって、前記モータにより発生する回生起電力が発生した場合、前記複数のトランジスタを前記第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態にするよう制御するモータ駆動装置の制御方法である。

本発明によれば、複数のトランジスタが、第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じ、オン状態及びオフ状態にするよう制御されるため、スイッチング損失が増加する。モータが回生（発電）状態等になることで、逆起電力により入力端子間電圧が所定の値に上昇した場合、この起電力を上記増加したスイッチング損失により熱エネルギーとして吸収することができる。

本発明によれば、回路規模の増大を招かずに逆起電力を吸収し、モータの機械的な破損を回避することができる。

以下、本発明を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。この実施の形態は、本発明をモータ駆動装置に適用したものである。図１に本実施の形態にかかるモータ駆動装置１００の構成の一例を示す。図１に示すように、モータ駆動装置１００は、コンバータ部１０と、インバータ部２０と、ブラシレスＤＣモータ３０と、制御部４０とを有する。

コンバータ部１０は、一般商用ＡＣ電源１１からの電圧を整流してＤＣ電圧に変換する。コンバータ部１０は、入力端子Ｔ１１、Ｔ１２と、出力端子Ｔ１３、Ｔ１４と、整流ダイオードＤ１１〜Ｄ１４と、平滑コンデンサＣ１１とを有する。また、入力端子Ｔ１１、Ｔ１２と、出力端子Ｔ１３、Ｔ１４とを有する。整流ダイオードＤ１１は、アノードを入力端子Ｔ１１、カソードを出力端子Ｔ１３に接続される。整流ダイオードＤ１２は、アノードを入力端子Ｔ１２、カソードを出力端子Ｔ１３に接続される。整流ダイオードＤ１３は、アノードを出力端子Ｔ１４、カソードを入力端子Ｔ１１に接続される。整流ダイオードＤ１４は、アノードを出力端子Ｔ１４、カソードを入力端子Ｔ１２に接続される。平滑コンデンサＣ１１は、一方の端子を出力端子Ｔ１３、他方の端子を出力端子Ｔ１４に接続される。出力端子Ｔ１４は、接地電圧端子ＧＮＤが接続される。

インバータ部２０は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６と、クランプダイオードＤ２１〜Ｄ２６と、抵抗素子Ｒ２１とを有する。また、電源入力端子Ｔ２１、Ｔ２２と、出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５とを有する。

ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、後述するブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れるモータ駆動電流を制御するためのスイッチング素子である。ＮＰＮトランジスタＱ１は、コレクタが電源入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＡに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ２は、コレクタがノードＡ、エミッタがノードＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ３は、コレクタが電源入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＢに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ４は、コレクタがノードＢ、エミッタがノードＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ５は、コレクタが電源入力端子Ｔ２１、エミッタがノードＣに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ６は、コレクタがノードＣ、エミッタがノードＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のベースは、それぞれ制御部４０からの制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−が入力される。ノードＡ〜Ｃは、それぞれ出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続される。

クランプダイオードＤ２１〜Ｄ２６は、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のそれぞれエミッタ・コレクタ間に逆並列接続されている。

抵抗素子Ｒ２１は、ブラシレスＤＣモータ３０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に流れるモータ駆動電流を検出するための抵抗である。後述する制御回路４０の制御信号の情報と、この抵抗素子Ｒ２１に流れる電流の電流量や位相の測定情報により、ブラシレスＤＣモータ３０のローターの回転位置等の情報の収得が可能となる。このような抵抗素子Ｒ２１は、電流測定に用いられるためシャント抵抗で構成されることが望ましい。但し、抵抗の種類としてシャント抵抗だけに必ずしも限定されない。

ブラシレスＤＣモータ３０は、永久磁石同期モータ等で構成される。ブラシレスＤＣモータ３０は、ステーターとしてＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイルを有している。Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルの端子の一方がそれぞれ共通接続され、他方の端子がそれぞれインバータ部の端子Ｔ２３〜Ｔ２５に接続されている。この３相のコイルにインバータ部２０からの電流が流れることで、永久磁石で構成されるローターが回転する。

制御部４０は、制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を生成し、インバータ部２０に出力する。また、インバータ部２０の電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎを監視する。また、ノードＤの電圧を監視し、抵抗素子Ｒ２１に流れる電流を計測する。この抵抗素子Ｒ２１に流れる電流の計測結果と、自身が生成する制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−の出力タイミングとの関係から、制御部４０はブラシレスＤＣモータ３０のどの相のコイルにどのくらいの電流が流れているかを把握できる。これにより、ブラシレスＤＣモータ３０のローターの位置検出を行うことができる。また、抵抗素子Ｒ２１に過電流が流れた場合、ブラシレスＤＣモータ３０やインバータ部２０の配線の短絡等による故障が発生したことを察知することができる。

制御部４０は、三角波生成回路４１を有する。三角波生成回路４１は、ＰＷＭ制御用のキャリアとして三角波を生成する。また、三角波生成回路４１は、生成する三角波のキャリア周波数を変化させることができる。このキャリア周波数の変化のタイミングは制御部４０により制御される。制御部４０は、この三角波生成回路４１で生成した三角波をキャリアとし、指令電圧信号をパルス幅変調した制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−を出力する。インバータ部２０のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、この制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−によりスイッチング制御される。このとき、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６に流れる電流がブラシレスＤＣモータ３０の駆動電流として、出力端子Ｔ２３〜Ｔ２５に出力される。ここで、指令電圧信号は、ブラシレスＤＣモータ３０を所望の回転数に制御するための信号である。なお、三角波と指令電圧信号と生成される制御信号のパルス幅の関係は図７（ａ）、（ｂ）で説明したものと同様であるため、説明は省略する。

ここで、上述したように、三角波生成回路４１は、生成する三角波のキャリア周波数を変化させることができる。図２（ａ）（ｂ）に、そのキャリア周波数を変化させた場合の指令電圧信号と、キャリア（三角波）、制御信号Ｕ＋との関係の一例を示す。図２（ｂ）は図２（ａ）のキャリア周波数ｆ１より３倍程度高いキャリア周波数ｆ２にした場合の制御信号Ｕ＋を示している。図２（ａ）（ｂ）に示すように、図２（ａ）の制御信号Ｕ＋に対し、図２（ｂ）の制御信号Ｕ＋のパルス幅が小さくなっているのがわかる。よって、図２（ｂ）の制御信号Ｕ＋がベースに入力される場合、ＮＰＮトランジスタＱ１は、図２（ａ）の制御信号Ｕ＋が入力される場合と比較して、オン、オフのスイッチング回数が増加する。なお、図２（ａ）（ｂ）において、指令電圧信号には変化が無いため、ブラシレスＤＣモータ３０への駆動電流の電流量の変化はほぼない。つまり、モータの回転数等の変化は、キャリア周波数の変化では生じない。

制御部４０は、このような、キャリア周波数の変化をインバータ部２０の電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが異常電圧検出電圧Ｖｅ以上の異常電圧となった場合に行う。また、三角波生成回路４１が生成する三角波のキャリア周波数を通常動作状態の周波数ｆ１の数倍から数十倍（少なくとも２倍以上）の周波数ｆ２に上昇させる。

次に、上述したモータ駆動装置１００の動作を図面を参照しながら詳細に説明する。図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）にモータ駆動装置１００の動作タイミングを示す。図３（ａ）は、インバータ部２０の電源入力端子Ｔ２１、Ｔ２２間の電圧である。図３（ｂ）は、三角波生成回路４１が生成する三角波と、指令電圧信号である。図３（ｃ）は、制御信号Ｕ＋のパルス波形である。なお、本例では制御信号Ｕ＋のみを記載する。

図３（ａ）に示すように、時刻ｔ０からｔ１では、制御部４０が検出するインバータ部２０の電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎは、基準電圧Ｖｒｅｆで一定となっている。よって、制御部４０がインバータ部２０に出力する制御信号Ｕ＋も通常動作状態のパルス波形となっている。

ここで、時刻ｔ１において、ブラシレスＤＣモータ３０が急減速、またはシステムの不具合などによりモータの駆動制御ができなくなった等の状態となる。この場合、負荷慣性などにより、モータが回生状態（発電状態）となる。モータの逆起電力により、インバータ部２０の入力側、つまり電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが上昇する。

時刻ｔ２において、制御部４０が検出するインバータ部２０の電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが、電圧異常検出電圧Ｖｅより大きくなる（以下、異常状態と称す）。このとき、制御部４０は、三角波生成回路４１が生成する三角波のキャリア周波数を通常動作時の周波数ｆ１の数倍から数十倍の周波数ｆ２に上昇させる。例えば、キャリア周波数を５ｋＨｚ（周波数ｆ１）から２００ｋＨｚ（周波数ｆ２）のように４０倍に増加させる。

ここで、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、オンからオフ状態もしくはオフからオン状態にスイッチングされるとき、その過渡時に損失が発生する。これはスイッチング損失と称され、一般的に広く知られている。このスイッチング損失は、トランジスタのオン、オフのスイッチング周波数に比例して増加する。

このため、上記のようにキャリア周波数が周波数ｆ１からｆ２に上昇すると、トランジスタのスイッチング回数も増加し、ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６によるスイッチング損失も増加する。よって、回生状態によりモータが生成している逆起電力は、この増加したＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のスイッチング損失で熱エネルギーとして吸収され、電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎは徐々に低下する。

時刻ｔ３では、電源入力端子Ｔ２１とＴ２２間の電圧Ｖｉｎが、基準電圧Ｖｒｅｆまで低下し、異常状態が終了する。その後は、制御部４０が、再び通常動作状態のキャリア周波数ｆ１に戻した制御信号Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ−をインバータ部２０に出力するようにしてもよい。また、制御部４０が、システムの不具合などによりモータの駆動制御が不可能であると判断する場合、引き続き高いキャリア周波数ｆ２の制御信号Ｕ＋、Ｖ＋、Ｗ＋をインバータ部２０に出力するようにしてもよい。

また、制御部４０が異常状態を検出した時点で、コンバータ部１０のインバータ部２０への電力供給を遮断するようにしてもよい。この場合、図４に示すように時刻ｔ３で、電圧Ｖｉｎは接地電圧まで低下する。

以上のように、本実施の形態のモータ駆動装置１００では、モータが回生状態により生成している逆起電力を、キャリア周波数の上昇によるインバータ部２０のトランジスタのスイッチング損失の増加で熱エネルギーとして吸収する。このことにより、モータ駆動装置１００は、特別に逆起電力吸収用抵抗素子等を新たに設ける必要がなく、既存の構成要素で、上述した効果を上げることが可能である。このため、装置の回路規模の増大化を防ぎ、延いては装置の製造コスト等を削減することができる。また、異常検出電圧Ｖｅのような所定の電圧を検出すると上述した動作を開始するため、必要以上の耐圧性能を有するトランジスタや平滑コンデンサを用いなくてすむ利点も有する。

更に、トランジスタのスイッチング損失の増加で熱エネルギーとして吸収するため、発生した逆起電力は徐々に減少する。このため、特許文献１で問題となっていたモータの急制動による機械的な破損の危険性を削減できる。また、キャリア周波数の変化を調整することで、発熱の問題も小さくすることができる。

なお、本発明は上記実施の形態に限られたものでなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、インバータ部２０を構成するＮＰＮトランジスタをＭＯＳ ＦＥＴやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）としてもよい。また、ブラシレスＤＣモータ３０を３相モータではなく、２相や、更に多相のモータで構成してもよい。また、パルス幅変調のキャリアに三角波を用いているが、のこぎり波等を用いてもよい。

実施の形態にかかるモータ駆動装置の構成の一例である。 実施の形態にかかる制御信号とキャリア周波数の関係を説明する図である。 実施の形態にかかるモータ駆動装置の動作タイミングチャート一例である。 実施の形態にかかるモータ駆動装置の動作タイミングチャート一例である。 従来のモータ駆動装置の構成の一例である。 従来のインバータ部の動作タイミングチャート一例である。 ＰＷＭ制御を説明するためのタイミングチャート一例である。 従来の逆起電力除去装置の構成である。

符号の説明

１００ モータ駆動装置
１０ コンバータ部
１１ 商用ＡＣ電源
２０ インバータ部
３０ ＤＣモータ
４０ 制御部
４１ 三角波生成回路
Ｔ１１〜Ｔ２５ 端子
Ｄ１３〜Ｄ１２ 整流ダイオード
Ｄ２１〜Ｄ２６ クランプダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ トランジスタ
Ｒ２１ 抵抗素子
Ｕ＋、Ｕ−、Ｖ＋、Ｖ−、Ｗ＋、Ｗ− 制御信号

Claims (6)

1. 通常動作状態において、モータの駆動制御のため第１のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記モータの駆動電流を供給する複数のトランジスタを有するモータ駆動部を有するモータ駆動装置であって、
   前記モータ駆動部の入力端子間電圧が所定の値に上昇した場合、前記複数のトランジスタを前記第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態にするよう制御する制御部を有するモータ駆動装置。
2. 前記第２のキャリア周波数は、少なくとも前記第１のキャリア周波数の２倍以上の周波数であることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御部は、前記複数のトランジスタに共通に設けられた第１の抵抗素子を介して前記モータの駆動電流を測定する請求項１または請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記複数のトランジスタは、第１のトランジスタ〜第４のトランジスタからなり、
   前記第１のトランジスタと第２のトランジスタは、前記入力端子の一方と第１のノードとの間に直列接続され、
   前記第３のトランジスタと第４のトランジスタは、前記入力端子の一方と前記第１のノードとの間に直列接続され、
   前記第１のトランジスタと第２のトランジスタ間の第２のノードと、前記第３のトランジスタと第４のトランジスタ間の第３のノードが前記モータと接続され、
   前記第１の抵抗素子は、前記第１のノードと前記入力端子の他方との間に接続される請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 通常動作状態においてモータの駆動制御のため所定の期間にオン状態及びオフ状態を繰り返し、前記モータへ駆動電流を供給する複数のトランジスタを有するモータ駆動装置の制御方法であって、
   前記モータにより発生する回生起電力が発生した場合、前記複数のトランジスタを前記第１のキャリア周波数より高い第２のキャリア周波数でパルス幅変調したパルスに応じオン状態及びオフ状態にするよう制御するモータ駆動装置の制御方法。
6. 前記第２のキャリア周波数は、少なくとも前記第１のキャリア周波数の２倍以上の周波数となるよう制御される請求項５に記載のモータ駆動装置の制御方法。

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