JP4345553B2

JP4345553B2 - モータ駆動装置

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Publication number: JP4345553B2
Application number: JP2004116558A
Authority: JP
Inventors: 光幸木内
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2004-04-12
Filing date: 2004-04-12
Publication date: 2009-10-14
Anticipated expiration: 2024-04-12
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Description

本発明はモータ駆動装置に関するもので、特にその電流検出手段に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、インバータ回路の下アームトランジスタのエミッタ端子に接続された複数のシャント抵抗に流れる電流を検出してモータを制御するようにし
ていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００３−９５３９号公報

しかし、従来の方式のモータ電流検出タイミングは三角波変調のピーク値のタイミングに同期していたため、インバータ回路の上下アーム同時導通や、モータの減磁電流保護等の高速遮断が必要な異常時には、キャリヤ周期の期間応答が遅くなり、過電流によりインバータ回路のパワースイッチング半導体の短絡故障、あるいは永久磁石モータの減磁が生じる課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータ回路とモータ電流の過電流高速遮断のために過電流保護手段を別途設けるもので、部品点数の少ない安価な構成で、パワースイッチング半導体の短絡故障によるインバータ回路の破壊やモータの異常加熱を防止できる信頼性の高いモータ駆動装置を実現することを目的とするものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータを３相フルブリッジインバータ回路により駆動し、３相フルブリッジインバータ回路の出力電流を３個のシャント抵抗と電流検知回路とを有する電流検出手段により検出し、シャント抵抗の電流を検出する過電流保護手段が過電流保護動作を行い、電流検出手段の信号により３相フルブリッジインバータ回路を制御してモータを駆動する制御手段を備え、
過電流保護手段は３個のシャント抵抗の電流を検出する３個の過電流検知回路と少なくとも１つの過電流設定手段より構成し、３個の過電流検知回路の過電流検知レベルは過電流設定手段により設定され、３個のシャント抵抗の端子電圧信号を抵抗とコンデンサとからなる積分回路を介して３個の過電流検知回路の入力端子に加え、３個の過電流検知回路の出力端子を共通接続して制御手段の過電流停止端子に接続し、過電流保護手段により３相フルブリッジインバータ回路、あるいはモータの過電流保護動作を行うようにしたものである。

本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路のシャント抵抗に流れる電流を電流検出手段により検出してベクトル制御、あるいは、センサレス正弦波駆動するものであり、低価格の電流検出手段によりモータ電流を検出し、正弦波駆動によりモータ騒音を減らし、位置センサを無くしてモータを小型化でき、インバータ回路の過電流を検出して保護する過電流保護手段によりインバータ回路、あるいはモータ電流の過電流を検知して高速遮断するので、部品点数の少ない安価な構成で、パワースイッチング半導体の過電流よるインバータ回路の破壊や、モータの減磁を防止できる信頼性の高いモータ駆動装置を実現することができる。

第４の発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する３相フルブリッジインバータ回路と、前記３相フルブリッジインバータ回路により駆動されるモータと、前記３相フルブリッジインバータ回路の出力電流を検出する３個のシャント抵抗と電流検知回路よりなる電流検出手段と、前記シャント抵抗の電流を検出して過電流保護動作を行う過電流保護手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記３相フルブリッジインバータ回路を制御して前記モータを駆動する制御手段とを備え、前記過電流保護手段は前記３個のシャント抵抗の電流を検出する３個の過電流検知回路と少なくとも１つの過電流設定手段より構成し、前記３
個の過電流検知回路の過電流検知レベルは前記過電流設定手段により設定され、前記３個のシャント抵抗の端子電圧信号を抵抗とコンデンサとからなる積分回路を介して前記３個の過電流検知回路の入力端子に加え、前記３個の過電流検知回路の出力端子を共通接続して前記制御手段の過電流停止端子に接続し、前記過電流保護手段により前記モータ、あるいは前記３相フルブリッジインバータ回路の過電流保護動作を行うようにしたものであり、シャント抵抗によりモータ電流、及び過電流が検出できるので高価な直流電流トランスや過電流検出抵抗が不要となり、過電流検知回路によりインバータ回路の高速遮断が可能となり、安価で信頼性の高いモータ駆動装置が実現できる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図を示すものである。図１において、交流電源１より整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換し、インバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換してモータ４を駆動する。整流回路２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して直流倍電圧回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くし電流を減らして回路損失を減らす。インバータ回路３の負電圧側に電流検出手段５を接続し、インバータ回路３の３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４の各相電流を検出する。

電流検出手段５は、いわゆる３シャント方式と呼ばれるもので、インバータ回路３の下アームトランジスタのエミッタ端子に接続されたシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのそれぞれに流れる電流を検知する電流検知回路５１より構成される。

電流検出手段５は、インバータ回路出力電流、すなわち、モータ相電流を検出して、ベクトル制御や位置センサレス正弦波駆動を行うもので、下アームトランジスタ、又は下アームの逆並列ダイオードが導通したタイミングにてモータ電流に対応した電流を検出する。３シャント方式は、下アームトランジスタの導通時間と、デッドタイムを確保することによりモータ相電流に対応した電流検出が可能となり、直流電流トランスを省略して低価格の電流検出が可能となる。いわゆる、１シャント方式は、キャリヤ周波数が高い場合や、変調度が大きくなった場合には電流検出不可能領域が出現するので、３シャント方式の方が優れている。

過電流保護手段６は、無誘導のシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの共通接続点Ｇと整流回路２の負電圧端子Ｌ２間に無誘導の過電流検出抵抗６０を接続し、過電流検出抵抗６０に流れる電流を過電流検知回路６１により検出する。

制御手段７は、マイクロコンピュータ、あるいはディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰ）等の高速プロセッサより構成され、電流検出手段５からの電流信号によりインバータ回路３をＰＷＭ制御してセンサレス駆動するもので、過電流保護手段６からの遮断信号によりインバータ回路３の出力トランジスタを瞬時にターンオフさせ、インバータ回路３とモータ４の過電流保護動作を行う。

シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの共通接続点Ｇを接地電位とし、電流検知回路５１、過電流検知回路６１、制御手段７の各回路の各接地電位を共通にできるので回路の直流電源を減らし、部品点数を減らすことができる。

図２はインバータ回路３の詳細な回路図であり、６個のトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成している。ここで、３相アームの１つの
Ｕ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子は直流電源の正電位端子Ｌｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子は出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ａを介して整流回路２よりなる直流電源の負電位側端子Ｌ２に接続する。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路３３ａ２にはＲＳフリップフロップ回路は不必要であり、内蔵していない。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源の＋端子Ｂ１よりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａ１をオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

過電流検出手段６が過電流を検出した場合には、過電流信号をインバータ回路３と制御手段７へ同時に遮断信号を出力し、インバータ回路３の遮断信号端子ＯｆをＬｏにするとインバータ回路３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相各下アームトランジスタが瞬時にターンオフする。

制御手段７は、過電流検出手段６からの信号を割り込み入力端子に加え、過電流信号に対して最優先速度でインバータ回路３への駆動出力信号を遮断するが、内蔵するプロセッサの応答時間分遮断速度が遅いため、インバータ回路３には高速遮断信号端子Ｏｆを設けて上下アーム同時短絡等によるパワースイッチング素子の破壊やモータ４の減磁を防止する。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ｂ、５０ｃに接続し、シャント抵抗５０ｂ、５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｌｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる特徴がある。

図３は、インバータ回路出力電流の検出タイミングを示し、三角波変調によりＰＷＭ制御して、スイッチングノイズの影響を減らすために上下アームＩＧＢＴのスイッチングタイミングをはずして高速Ａ／Ｄ変換してマイクロコンピュータ等のモータ制御プロセッサにより電流検出する。

図３において、ｃｋは三角波変調信号Ｖｔのピーク値すなわち時間ｔ３にて発生させる同期信号であり、ｖｕはＵ相電圧制御信号で、三角波変調信号ＶｔとＵ相電圧制御信号ｖｕを比較してＵ相上アームトランジスタ３１ａ１の駆動信号ＵｐとＵ相下アームトランジスタ３１ａ２の駆動信号Ｕｎを発生させる。ｔ１〜ｔ２区間、ｔ５〜ｔ６区間は上下アームトランジスタの非導通期間でデッドタイムΔｔと呼び、Ａ／Ｄ変換タイミングは、上アームトランジスタがオフで下アームトランジスタがオンとなる時間ｔ３、あるいは、時間ｔ３からデッドタイムΔｔ時間ずらした時間ｔ４の範囲内で行うとよい。

図４は、本発明による電流検知回路の詳細な実施例であり、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃにより検出した電流信号を非反転増幅器により増幅し、マイクロコンピュータ等のプロセッサに内蔵するＡ／Ｄ変換回路が検出できるＤＣ電圧レベルにレベル変換するものである。

電流検知回路５１ａ、５１ｂ、５１ｃは同一の回路なので、Ｕ相電流検知回路５１ａについて説明する。シャント抵抗５０ａに発生する電圧ｖｅｕのピーク値はインバータ回路３のＵ相出力電流に対応しており、シャント抵抗電圧は電流検知回路の接地電位に対して正と負に変化する。マイクロコンピュータ等に内蔵のＡ／Ｄ変換回路は所定のＤＣ電圧で動作するので、ＤＣ電圧のセンター値に対して変化するように増幅してレベルシフトさせる必要がある。言い換えれば、Ａ／Ｄ変換回路の入力ダイナミックレンジ内で、モータ電流信号が変化するように設定する。

シャント抵抗５０ａと並列関係にコンデンサ５００ａを接続し、シャント抵抗５０ａより抵抗５０１ａ、５０２ａを直列関係に接続して電流検知回路５１ａの直流電源（Ｖｃｃ）に抵抗５０２ａをプルアップ接続する。抵抗５０１ａ（抵抗値Ｒ２）と抵抗５０２ａ（抵抗値Ｒ１）の接続点を演算増幅器５０３ａの＋入力端子に接続し、演算増幅器５０３ａの出力端子と−入力端子間に帰還抵抗５０４ａ（抵抗値Ｒ４）を接続し、−入力端子と接地電位間に抵抗５０５ａ（抵抗値Ｒ３）を接続し非反転増幅器として使用する。シャント抵抗抵抗値をＲｏとするとｖｅｕ＝Ｒｏ×Ｉとなり、抵抗５０１ａと抵抗５０２ａの分圧比ｋをｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、帰還増幅率ＫをＫ＝Ｒ４／Ｒ３とすると、電流検知回路５１ａの出力電圧ｖａｕは式１で表される。

ここで、分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋ＝０．５となるようにすれば、直流電源電圧Ｖｃｃの１／２を中心にして電流Ｉに対応した電圧信号に変換される。

例えば、分圧比ｋ＝０．１、帰還増幅率Ｋ＝５、シャント抵抗値Ｒｏ＝０．２Ω、Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、電流検知回路５１ａの出力電圧はｖａｕ＝０．９×Ｉ＋２．５で表される。すなわち、Ａ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧が５Ｖの場合、センター値２．５Ｖが０Ａに相当し、ダイナミックレンジは±２．５Ｖに対して±２．５Ａまでの電流を検知することができる。

抵抗５０６ａとダイオード５０７ａ、５０８ａはＡ／Ｄ変換回路の過電圧保護のために接続している。

図５は、本発明による電流検知回路の他の実施例であり、反転増幅器により電流信号を増幅して電圧レベル変換するもので、Ｕ相電流検知回路５１ａ１の実施例のみ示している。

回路接続は、図４に示す実施例から一部変更したもので、抵抗５０２ａを負電源Ｖｅにプルダウン接続し、演算増幅器５０３ａを反転増幅器として使用したものである。図４に示す接地抵抗５０５ａは省略できる。この時、帰還増幅率Ｋは帰還抵抗５０４ａ（Ｒ４）を入力抵抗５０１ａ（Ｒ２）で除したもので、シャント抵抗電圧降下ｖｅｕと出力電圧ｖａｕの関係式は式２で表される。

ここで、帰還抵抗５０４ａと抵抗５０２ａの比を、Ｒ４／Ｒ１＝０．５に設定し、負電源ＶｅのＤＣ電圧絶対値をＡ／Ｄ変換器の電源電圧（ダイナミックレンジ）と等しくすると、Ａ／Ｄ変換器の電源電圧のセンター値に対して上下に変化するようにシャント抵抗電圧が増幅されてレベル変換される。例えば、Ｖｅ＝−５Ｖ、Ｒ４＝１０ｋΩ、Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝２ｋΩとすると、ｖａｕ＝２．５−５×ｖｅｕで表される。シャント抵抗抵抗値を０．２Ω、電流をＩとすれば、ｖａｕ＝２．５−Ｉとなる。

図４に説明した非反転増幅器を使用した回路は、プルアップ接続するＤＣ電源電圧（Ｖｃｃ）とＡ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧と等しくし、入力抵抗とプルアップ抵抗の分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋをほぼ０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧のセンター値にレベル変換できる。

図５に説明した反転増幅器を使用した回路は、負電源電圧絶対値をＡ／Ｄ変換回路のＤＣ電圧と等しくし、帰還抵抗と負電源（Ｖｅ）へプルダウン接続する抵抗の比をほぼ０．５に設定すればよい。

以上述べたように、本発明の電流検知回路は少ない部品点数と単電源の演算増幅器により電流検出が容易、かつ安価にできる特長がある。

図４に示した非反転増幅器による実施例は、単一電源で動作するので直流電源が簡略化される特長があり、図５に示した反転増幅器による実施例は、Ａ／Ｄ変換回路のダイナミックレンジと同一の負電圧が必要となり価格アップとなるが、電流信号の正負の方向はモータ電流と等しいので演算が簡略化される特長がある。

図６は、本発明による電流検知手段５と過電流検出手段６の接続関係を示す詳細な実施例であり、過電流検出手段６は１つの過電流検出抵抗６０と単電源のコンパレータによりなる過電流検知回路６１より構成している。Ｕ相電流検知回路５１ａの接地電位は接地電位Ｇと共通であり、詳細は図４にて説明したので説明は省略する。

インバータ回路３、あるいは、モータ４に過電流が流れた場合には、過電流検出抵抗６
０にも過電流が流れるので、接地電位Ｇに対して電流Ｉと過電流検出抵抗抵抗値Ｒａの積の電圧降下（ｖａ＝Ｉ×Ｒａ）が発生する。接地電位Ｇに対して電流Ｉは負の方向なので、負の電圧降下となる。過電流検出抵抗６０の負電圧端子（Ｌ２）より抵抗６００を接続し、抵抗６００の他方の端子には抵抗６０１を接続して直流電源Ｖｃｃ端子へ接続する。抵抗６００と抵抗６０１の接続点を接地電位Ｇに共通接続したコンパレータ６０２の＋入力端子に接続し、コンパレータ６０２の−入力端子（基準入力端子）には、抵抗６０３と抵抗６０４により直流電圧Ｖｃｃの分圧された基準信号ｖｒｆが入力される。過電流検出抵抗６０に流れる電流が少ない場合、コンパレータ６０２の−入力端子（基準入力端子）よりも＋入力端子の方が高くなるように設定し、コンパレータ６０２の出力電圧はＨｉレベルとなる。

以上述べたように、本発明による実施の形態１においては、インバータ回路３によりベクトル制御、あるいは、センサレス正弦波駆動する場合、電流検出手段５をシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと電流検知回路５１により構成し、電流検出手段５とは別に設けた過電流保護手段６によりインバータ回路３の高速遮断保護が可能となるので、永久磁石モータの減磁や過電流によるパワー半導体の上下アーム短絡故障を防ぐことができ、安価で信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

また、電流検出手段は複数のシャント抵抗と単電源の演算増幅器より構成し、過電流検出手段は１つの過電流検出用抵抗と単電源のコンパレータで構成できるので、直流電流トランスを不要とし、部品抵抗が少なく安価な電流検出手段と過電流保護手段を構成できる。

さらに、インバータ回路のパワースイッチング半導体が上下アーム同時短絡した場合においても、不燃性の過電流検出抵抗にすれば、小電力容量過電流検出抵抗内部で溶断して保護されるので、交流電源側の電流ヒューズが溶断するよりも先に遮断でき、インバータ回路の配線パターンが燃焼したり、パワースイッチング半導体が破裂する事故に至らないので、信頼性の高い保護装置を実現できる。

特に倍電圧整流回路により直流電圧を高くしてインバータ回路に供給してインバータ回路直流電流を減らすことにより小容量の過電流検出抵抗を使用でき、過電流に対して溶断し易くなるので、保護性能を高めることができる。

（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図７を用いて説明する。

図７のブロック図における過電流保護手段６Ａは、図１に示したブロック図において過電流検出抵抗６０を省略し、シャント抵抗の電圧降下を検出して過電流を検出するようにしたものである。

過電流保護回路６１Ａは、複数のシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃそれぞれの電圧降下を検出する複数のコンパレータより構成し、１つの過電流設定手段６２により複数のコンパレータの基準電位を設定する。

図８は、過電流保護手段６Ａの詳細な実施例であり、過電流検知回路６１Ａは、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれに過電流検知回路６１ａ、６１ｂ、６１ｃを設け、１つの過電流設定手段６２の過電流設定信号ｖｒｆにより過電流検知レベルが設定される。

過電流検知回路６１ａについて説明すると、シャント抵抗５０ａの端子電圧信号を抵抗６１０ａとコンデンサ６１１ａよりなる積分回路を介してコンパレータ６１２ａの−入力
端子に信号を加える。コンパレータ６１２ａの＋入力端子には設定信号ｖｒｆが加えられる。コンパレータ６１２ａの出力端子にはプルアップ抵抗を接続し、コンパレータ出力信号は、インバータ回路３の遮断信号端子Ｏｆと、制御手段７の過電流停止端子ＩＲＱに接続しインバータ回路３と制御手段７によりインバータ回路３の出力トランジスタをターンオフさせる。

コンパレータ出力は通常オープンコレクタであり、過電流検知するとコンパレータ出力端子はＬｏとなり、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれのコンパレータ出力端子を共通接続すれば、いずれかのコンパレータが動作してもＬｏになり、インバータ回路３の出力が遮断される。

過電流設定手段６２は、直流電源Ｖｃｃに抵抗６２１と抵抗６２２の直列接続体を接続し、抵抗６２１と抵抗６２２の接続点の信号、すなわち、直流電圧の分圧信号ｖｒｆを過電流検知回路６１ａ、６１ｂ、６１ｃのコンパレータ入力＋端子に加える。

図８に示した実施例は、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃから過電流信号を検出する回路例を示したが、電流検知回路５１ａの入力抵抗５０１ａとプルアップ抵抗５０２ａの接続点の電圧信号ｖｉｕをコンパレータ６１２ａの−入力端子に加えても動作は同じである。この時、抵抗６１０ａとコンデンサ６１１ａは省略でき、部品点数の削減ができる。

以上述べたように、本発明はインバータ回路３をセンサレス制御するためのシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃに流れる電流を過電流検知回路により検出するものであり、実施の形態１に示したように過電流検出抵抗を特別に設ける必要が無い。

また、過電流設定手段は１つでよくいずれのシャント抵抗に電流が流れても同じ電流設定値で過電流保護可能である。

また、過電流検知回路をコンパレータにより構成してオープンコレクタ出力端子を共通接続することにより、いずれのシャント抵抗に過電流が流れても１つの出力信号によりインバータ回路を遮断することができるので、インバータ回路の遮断入力端子は１つで保護可能となる。

（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について図９を用いて説明する。図９は１つのインバータ回路により複数のモータを交互に切り換えて駆動する実施例である。基本的に動作は実施の形態２と同じなので変更点のみ説明する。

インバータ回路３の出力端子にリレーより構成される出力切換手段８を接続し、モータ４Ａ、あるいはモータ４Ｂのどちらか一方を出力切換手段８により切り換えて駆動する。出力切換手段８は、制御手段７Ａの切換信号ｓｗにより制御される。

過電流保護手段６Ｂは、制御手段７Ａの切換信号ｓｗにより過電流設定値をモータ４Ａ、あるいはモータ４Ｂに応じて切り換えるようにしたもので、過電流設定手段６２ａは複数の過電流設定値を有し、過電流設定値変更手段６３により過電流検知レベルを変更できる。

１つのインバータ回路により複数のモータを交互に駆動する実施例として、洗濯機の駆動モータと風呂水ポンプモータの駆動切換、あるいは、洗濯乾燥機の乾燥ファンモータと風呂水ポンプモータの切換、あるいは、食器洗い機の洗浄ポンプモータと排水ポンプモー
タ、あるいは乾燥ファンモータの切換駆動が考えられる。

モータ４Ｂを駆動する場合には。制御手段７Ａより切換信号ｓｗが出力切換手段８と、過電流保護手段６Ｂの過電流設定値変更手段６３に加えられ、所定時間経過後、インバータ回路３が駆動されてモータ４Ｂが駆動される。

以上述べたように、本発明によれば、過電流保護手段の過電流設定値を変更できるようにしたので、モータに応じて過電流検知レベルを最適値に設定でき、永久磁石モータの減磁レベルが異なる場合に於いてモータを交互に駆動する場合でも、モータに応じた最適値に設定でき、モータを切り換えても永久磁石が減磁しないように保護するので、信頼性の高いモータ駆動装置を実現できる。

以上のように、本発明のモータ駆動装置は、食器洗い機の洗浄ポンプ駆動装置や洗濯機のモータ駆動装置、あるいはファンモータ駆動装置、空気調和機や冷蔵庫のヒートポンプモータ駆動装置に適用できる。

本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図本発明によるモータ駆動装置のインバータ回路を示す図本発明によるモータ駆動装置の電流検出タイミングチャート本発明によるモータ駆動装置の非反転増幅器による電流検知回路を示す図本発明によるモータ駆動装置の反転増幅器による電流検知回路を示す図本発明によるモータ駆動装置の電流検出手段と過電流保護手段の接続関係を示す図本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の過電流保護手段の回路を示す図本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図

１交流電源
２整流回路
３インバータ回路
４モータ
５電流検出手段
６過電流保護手段
７制御手段

Claims

交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換する３相フルブリッジインバータ回路と、前記３相フルブリッジインバータ回路により駆動されるモータと、前記３相フルブリッジインバータ回路の出力電流を検出する３個のシャント抵抗と電流検知回路よりなる電流検出手段と、前記シャント抵抗の電流を検出して過電流保護動作を行う過電流保護手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記３相フルブリッジインバータ回路を制御して前記モータを駆動する制御手段とを備え、
前記過電流保護手段は前記３個のシャント抵抗の電流を検出する３個の過電流検知回路と少なくとも１つの過電流設定手段より構成し、
前記３個の過電流検知回路の過電流検知レベルは前記過電流設定手段により設定され、
前記３個のシャント抵抗の端子電圧信号を抵抗とコンデンサとからなる積分回路を介して前記３個の過電流検知回路の入力端子に加え、前記３個の過電流検知回路の出力端子を共通接続して前記制御手段の過電流停止端子に接続し、前記過電流保護手段により前記モータ、あるいは前記３相フルブリッジインバータ回路の過電流保護動作を行うようにしたモータ駆動装置。