JP2008104481A

JP2008104481A - 洗濯乾燥機のモータ駆動装置

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Publication number: JP2008104481A
Application number: JP2006287281A
Authority: JP
Inventors: Mitsusachi Kiuchi; 光幸木内; Wataru Hamaguchi; 渉濱口
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-10-23
Filing date: 2006-10-23
Publication date: 2008-05-08
Also published as: CN201142658Y; CN101170293A; CN101170293B

Abstract

【課題】複数のモータを同時に駆動する洗濯乾燥機のモータ駆動装置を小型化する。
【解決手段】直流電源母線から直流電力を供給して第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂからなる複数のインバータ回路により交流電力に変換し、第１のインバータ回路３Ａによりヒートポンプ用圧縮機モータ４Ａを駆動し、第２のインバータ回路３Ｂにより回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動し、第３のインバータ回路３Ｃにより送風ファンモータ４Ｃを駆動し、正と負の直流電源母線間に複数のインバータ回路を並列関係に配置し、制御手段をインバータ回路の近傍に配置することにより少なくとも１つのプロセッサにより複数モータ同時駆動する駆動装置を小型化できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に駆動するヒートポンプ式洗濯乾燥機等のモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、複数のインバータ回路により複数のモータを同時に制御手段により回転駆動していた（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−１１６０６６号公報

しかし、このような従来のモータ駆動装置は、洗濯脱水モータを駆動する第１のインバータ回路と、ヒートポンプの圧縮機モータを駆動する第２のインバータ回路の直流電源を共用しているため、インバータ回路のグランドラインに流れる共通電流やスイッチングノイズが相互に影響して電流検出手段、あるいは、電流信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段にノイズ信号が侵入して電流検知精度が低下する課題があった。さらに、インバータ回路相互干渉を減らすために共通インピーダンスを無くすように配線パターンをスター配線にすると基板面積が増大し、インバータ回路制御信号配線パターンが長くなって誤動作し易くなる課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、インバータ回路の正負直流電源母線間に複数のインバータ回路を並列関係に接続し、インバータ回路近傍にインバータ制御プロセッサを配置するもので、共通インピーダンスによるインバータ回路相互干渉を減らして電流検出精度を高め、インバータ回路制御信号の配線を短くして配線パターンに重畳するスイッチングノイズを減らし、制御基板の実装密度を高め制御基板を小型化するものである。

上記従来の課題を解決するために、本発明のモータ駆動装置は、直流電力を複数のインバータ回路により交流電力に変換して複数のモータを同時に正弦波駆動するもので、直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線間にヒートポンプの圧縮機モータ、回転ドラムを駆動する洗濯脱水モータ、および送風ファンモータを同時にそれぞれ駆動する複数のインバータ回路を並列関係に接続してキャリヤ周期を同期させ、複数のインバータ回路のそれぞれの負電圧側端子側にモータ電流を検出するシャント抵抗を設け、キャリヤ信号に同期してモータ電流を検出し複数のインバータ回路を同時に制御する制御手段のプロセッサをインバータ回路近傍に配置するようにしたものである。

本発明のモータ駆動装置は、インバータ回路と制御手段の配線を短くしキャリヤ信号とＡ／Ｄ変換手段を同期させることにより電流検出精度を向上させ、インバータ回路の配線による共通インピーダンスの影響やスイッチングノイズの影響をほとんど受けずに電流検出できるので、複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動することができ、小型、安価、高信頼性のモータ駆動装置を実現することができる。

第１の発明は、直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１、第２および第３のインバータ回路と、前記第１、第２および第３のインバータ回路に接続した複数の電流検出手段と、前記第１、第２および第３のインバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記第１のインバータ回路によりヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する圧縮機モータを駆動し、前記第２のインバータ回路により洗濯あるいは乾燥衣類を収納する回転ドラムを駆動する回転ドラム駆動モータを駆動し、前記第３のインバータ回路により前記ヒートポンプ式熱交換器から前記回転ドラムへ温風を送風する送風ファンモータを駆動するものであって、前記複数のインバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置としたものであり、電流検出手段と制御手段の配線インピーダンスと共通インピーダンスを減らして電流検出精度を向上させ、さらに、インバータ回路と制御手段の配線を短くすることによりインバータ回路ゲート信号へのスイッチングノイズの重畳を減らして誤動作を防ぐことができるので、１つの直流電源と、少なくとも１つのプロセッサにより複数のモータを同時にベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動することができ、制御基板を安価、小型化、高信頼性化できる。

第２の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を、直流電源に最も近接して配置するようにしたものであり、直流電源と圧縮機モータを駆動するインバータ回路の共通インピーダンスを減らすことにより、スイッチングノイズ相互干渉と配線インピーダンスの発熱を減らすことができる。

第３の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、制御手段は、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路を直接制御する少なくとも１つのプロセッサを備え、前記第１および第２のインバータ回路の近傍に前記プロセッサを配置するようにしたものであり、プロセッサと第１および第２のインバータ回路間の配線距離を短くできるので配線に重畳されるスイッチングノイズを減らすことができ、電流検知精度を高めインバータ回路の破壊と誤動作を防止できる。

第４の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、制御手段は、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を直接制御する第１のプロセッサと、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と温風を送風する送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路を直接制御する第２のプロセッサとを備え、前記第１のインバータ回路の近傍に前記第１のプロセッサを配置し、前記第２および第３のインバータ回路の近傍に前記第２のプロセッサを配置するようにしたものであり、２プロセッサ３インバータ駆動方式において、第１のプロセッサと第１のインバータ回路間の配線距離、及び第２のプロセッサと第２および第３のインバータ回路の配線距離を短くできるので配線に重畳されるスイッチングノイズを減らすことができ、電流検知精度を高めインバータ回路の破壊と誤動作を防止できる。

第５の発明は、第１の発明における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は、制御手段は、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路を直接制御する第１のプロセッサと、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と温風を送風する送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路を直接制御する第２のプロセッサとを備え、前記第２のインバータ回路の近傍に前記第１のプロセッサを配置し、前記第１および第３のインバータ回路の近傍に前記第２のプロセッサを配置するようにしたものであり、２プロセッサ３インバータ駆動方式において、第１のプロセッサとドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路間の配線距離、及び第２のプロセッサとヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータおよび送風ファンモータを駆動する第１および第３のインバータ回路の配線距離を短くできるので配線に重畳されるスイッチングノイズを減らすことができ、センサレス駆動する圧縮機モータと送風ファンモータの電流検知精度を高めることができ、センサレスベクトル制御の如き高精度の制御が可能となる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の第１の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図を示すもので、ヒートポンプ式洗濯乾燥機への実施例を示している。

図１において、交流電源１より全波整流回路２０と電解コンデンサ２１より構成される整流回路に交流電力を加えて直流電力に変換する直流電源２を構成し、直流電源２の正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂより直流電力を供給し、第１のインバータ回路３Ａ、第２のインバータ回路３Ｂ、および第３のインバータ回路３Ｃにより直流電力を３相交流電力に変換して、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａ、回転ドラム駆動モータ（第２のモータ）４Ｂ、および送風ファンモータ（第３のモータ）４Ｃを同時に駆動する。それぞれのインバータ回路の下アームスイッチングトランジスタのエミッタ端子に接続されモータ電流を検出する第１の電流検出手段５Ａ、第２の電流検出手段５Ｂ、および第３の電流検出手段５Ｃと、制御手段６により、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａ、回転ドラム駆動モータ（第２のモータ）４Ｂ、および送風ファンモータ（第３のモータ）４Ｃのそれぞれのモータ電流を検出してセンサレスベクトル制御、ベクトル制御、あるいはセンサレス正弦波駆動する。

第１のインバータ回路３Ａはヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータ４Ａを駆動して圧縮機モータ４Ａと一体の冷媒圧縮機（図示せず）より凝縮器７から蒸発器８に冷媒を送り熱交換し、第２のインバータ回路３Ｂは、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動して洗濯あるいは乾燥衣類を収納する回転ドラム９を回転駆動し、第３のインバータ回路３Ｃは送風ファンモータ４Ｃに直結された送風ファン１０を回転駆動し、凝縮器７から回転ドラム９内に温風を送風し回転ドラム９内の衣類を乾燥させる。回転ドラム９からの高温高湿排気空気は蒸発器８により除湿熱交換されて送風ファン１０の吸気側に戻される。

制御手段６は、回転ドラム駆動モータ４Ｂのロータ位置検出手段４０ｂからの位置信号と電流検出手段５Ｂにより検出したモータ電流信号によりインバータ回路３Ｂを駆動して回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御し、ヒートポンプ用圧縮機モータ（第１のモータ）４Ａおよび送風ファンモータ４Ｃのそれぞれのモータ電流を電流検出手段５Ａ、５Ｃにより検出してインバータ回路３Ａ、３Ｃをそれぞれ制御しセンサレス正弦波駆動することにより低騒音、高効率化運転を行う。

制御手段６は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を複数個内蔵する少なくとも１ヶ、あるいは２ヶの高速プロセッサにより構成され、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを同時に制御して正弦波駆動するもので、圧縮機モータ４Ａ、回転ドラム駆動モータ４Ｂ、送風ファンモータ４Ｃはそれぞれ異なる回転速度で制御する。

第１のインバータ回路３Ａは、圧縮機モータ４Ａをセンサレスベクトル制御するもので、第１の電流検出手段５Ａにより圧縮機モータ４Ａのモータ電流を検出してセンサレス正弦波駆動し、制御手段６に記憶されるモータパラメータとモータへの印加電圧より演算で求めた電流と、検知電流を比較してロータ位置を推定演算し、制御プログラム内の仮想ｄ−ｑ軸を修正しロータ位相制御する。圧縮機モータ４Ａは圧縮機構の構造的な要因により機械的なロータ位置によりトルクが変動するため、できるだけ正確な位置推定演算が必要であり、特にｑ軸よりも電流位相を進める、いわゆる進角制御（弱め界磁制御）においては位置推定演算の精度が問題となるので電流検出精度の確保とモータパラメータの精度確保、および位置推定アルゴリズムが課題となる。

第２のインバータ回路３Ｂは、回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御するものであり、位置検出手段４０ｂによりロータ永久磁石の位置を検出し、第２の電流検出手段５Ｂにより回転ドラム駆動モータ４Ｂのモータ電流を検出して、ロータ永久磁石のｄ軸方向と直角のｑ軸方向のベクトルに座標変換（ｄ−ｑ変換）して、回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御する。また、回転ドラム駆動モータ４Ｂが表面磁石モータの場合、電流検知しないオープンループベクトル制御により正弦波駆動し、電流値を演算により求めて制御することも可能である。回転ドラム駆動モータ４Ｂをベクトル制御する、あるいは、モータ電流をベクトル演算することによりトルク電流Ｉｑとｄ軸電流Ｉｄが瞬時に求まるので、瞬時トルクを検知でき、回転ドラム７の負荷状態、あるいは、アンバランス状態を判定することが可能となる。さらに、高速脱水運転時には電流検出により進角制御の進め角を正確に制御することができる。

第３のインバータ回路３Ｃは、送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御により位置センサレス正弦波駆動するものであり、送風ファンモータ４Ｃに正弦波電流を流してモータ印加電圧に対する無効電流を積分制御して安定化制御する。永久磁石同期モータの回転速度は駆動周波数ｆを一定にすると、電源電圧変動や負荷変動とは無関係に送風ファンモータ４Ｃの回転速度は一定となるので、無効電流一定制御にすると駆動周波数一定制御が可能となり回転数変動をほとんど零にすることができる。送風ファンモータ４Ｃを無効電流一定制御の如きオープンループ駆動周波数一定制御（Ｖ／ｆ制御方式）にした場合、直流電源電圧変動に関わらず送風ファン１０を駆動する送風ファンモータ４Ｃの回転速度を一定とすることができるので、送風ファン１０のファン騒音は変化せず、回転速度変動による耳障りなファン騒音変動を無くすことができる。

電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃは後ほど詳細に説明するように３シャント式電流検知方式で、３ヶ又は２ヶのシャント抵抗と電流信号増幅手段より構成し、電流検出手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃの基本構成は全く同じであり、全てのインバータ回路のキャリヤ周波数を整数倍にしてキャリヤ信号の同期をとることにより、電流検出時のスイッチングノイズ相互干渉を防ぐことができる。

圧縮機モータ４Ａ出力は６００〜７５０Ｗ、回転数は１０００〜６５００ｒ／ｍ、最大出力電流は３〜５Ａｒｍｓであり、回転ドラム駆動モータ４Ｂ出力は５０〜５００Ｗ、回転数は３０〜１６００ｒ／ｍ、最大出力電流は５〜８Ａｒｍｓであり、送風ファンモータ４Ｃ出力は３０〜１５０Ｗ、回転数は４０００〜６０００ｒ／ｍ、最大出力電流は０．５〜１．５Ａｒｍｓなので、インバータ回路出力は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃの順となる。回転ドラム駆動モータ４Ｂは、洗浄あるいは乾燥運転の低速回転ではモータ出力は５０Ｗ程度と非常に少なく、脱水高速運転で２５０〜５００Ｗの最大出力となるが、運転時間は他の行程に比べて短い。しかし、ヒートポンプを駆動する圧縮機モータ４Ａの出力は大きく、かつ、運転時間が数時間と非常に長いので温度上昇の問題が発生する。特に、シャント抵抗、配線パターン、パワー半導体の発熱とその放熱が課題となる。さらに、インバータ回路スイッチングノイズが大きいので、放射ノイズを減らすためにはインバータ回路電流が流れるループ面積をできるだけ減らし発生電磁界を減らす必要がある。

制御手段６は、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３ＣをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段（図示せず）および高速Ａ／Ｄ変換手段（図示せず）を内蔵するマイクロコンピュータ、あるいは、ディジタルシグナルプロセッサ（略してＤＳＰと称す）等の高速プロセッサ（図示せず）により構成され、ゲート信号ＧＡによりインバータ回路３Ａを制御して圧縮機モータ４Ａを制御し、ゲート信号ＧＢによりインバータ回路３Ｂを制御して回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動し、ゲート信号ＧＣによりインバータ回路３Ｃを制御して送風ファンモータ４Ｃを駆動し、それぞれ異なる回転速度で同時に制御する。ここで、電流検知手段５Ａ、５Ｂ、５Ｃからプロセッサに内蔵されるＡ／Ｄ変換手段への電流信号は図示していない。プロセッサの構成については後ほど説明するが、少なくとも１つのプロセッサに複数のＰＷＭ制御回路と複数のＡ／Ｄ変換手段を内蔵し、プロセッサ内部で複数のキャリヤ信号の同期をとることにより１プロセッサ３インバータ駆動方式を実現することが可能である。

２プロセッサ３インバータ駆動方式の場合は、プロセッサ間でキャリヤ信号の同期を取る必要があるが、プロセッサが負担するタスク量が軽減する特長があり、複雑なセンサレスベクトル制御の実効が容易となる。

図２は、本発明の第１の実施の形態におけるインバータ回路の詳細回路図であり、６個のトランジスタとダイオード、および制御用ＩＣよりなるパワーモジュールよりインバータ回路を構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列関係に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子はインバータ回路の正側直流電源母線端子Ｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子はモータ４への出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子Ｎｕは電流検出手段５を構成するＵ相シャント抵抗５０ａを介して負側直流電源母線２Ｂに接続する。また、制御ＩＣ（ゲート駆動回路）のグランド端子Ｎは負側直流電源母線２Ｂに接続される。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路３３ａ２にはＲＳフリップフロップ回路は不必要であり、内蔵していない。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源制御端子ＶＢよりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａ１をオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

インバータ回路３の遮断信号端子Ｏｆに過電流検知信号を加えることによりインバータ回路３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相各下アームトランジスタが瞬時にターンオフする。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子Ｎｖ、Ｎｗは電流検出手段５を構成するＶ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃに接続し、Ｖ相シャント抵抗５０ｂ、Ｗ相シャント抵抗５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃの電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる。

図３は、本発明による電流検出手段５の電流信号増幅手段を単電源増幅回路より構成した詳細回路図であり、ＵＶＷ各相シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃにより検出した交流の電流信号を非反転増幅器により変換増幅し、プロセッサに内蔵するＡ／Ｄ変換器が検出できるＤＣ電圧レベルＶｃｃにレベル変換するものである。

ＵＶＷ各相電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃは同一の回路なので、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａについて説明する。Ｕ相シャント抵抗５０ａに発生する電圧ｖｅｕのピーク値はインバータ回路３のＵ相出力電流に対応しており、Ｕ相シャント抵抗電圧ｖｅｕは電流信号増幅手段の接地電位に対して正と負に変化する。マイクロコンピュータ等に内蔵のＡ／Ｄ変換器は所定の直流電圧Ｖｃｃで動作するので、直流電圧Ｖｃｃのセンター値（１／２・Ｖｃｃ）を電流零としセンター値に対して変化するように増幅レベルシフトさせる必要がある。言い換えれば、Ａ／Ｄ変換器の入力ダイナミックレンジ内で、モータ電流信号が変化するように設定する。

Ｕ相シャント抵抗５０ａと並列関係にコンデンサ５００ａを接続し、Ｕ相シャント抵抗５０ａより第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａを直列関係に接続し、Ｕ相電流信号増幅手段５１ａの直流電源端子５５に第２の入力抵抗５０２ａをプルアップ接続する。第１の入力抵抗５０１ａ（抵抗値Ｒ２）と第２の入力抵抗５０２ａ（抵抗値Ｒ１）の接続点を演算増幅器５０３ａの非反転入力端子に接続し、演算増幅器５０３ａの出力端子と反転入力端子間に帰還抵抗５０４ａ（抵抗値Ｒ４）を接続し、反転入力端子と接地電位間に抵抗５０５ａ（抵抗値Ｒ３）を接続し非反転増幅器を構成する。Ｕ相シャント抵抗５０ａの抵抗値をＲｏとすると、シャント抵抗５０ａの電圧ｖｅｕは抵抗値Ｒｏと電流Ｉｕの積（ｖｅｕ＝Ｒｏ×Ｉｕ）となり、第１の入力抵抗５０１ａと第２の入力抵抗５０２ａの分圧比ｋをｋ＝Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）、帰還増幅率ＫをＫ＝Ｒ４／Ｒ３とすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧ｖａｕは式１で表される。

ここで、分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積、すなわち、ｋ×Ｋ＝０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換器の直流電源電圧Ｖｃｃの１／２を中心にして電流Ｉｕに対応した電圧信号に変換される。

例えば、分圧比ｋ＝０．１、帰還増幅率Ｋ＝５、シャント抵抗値Ｒｏ＝０．２Ω、直流電源端子に加える電圧Ｖｃｃ＝５Ｖとすると、電流信号増幅手段５１ａの出力電圧はｖａｕ＝０．９×Ｉｕ＋２．５で表される。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のＤＣ電圧が５Ｖの場合、センター値２．５Ｖが０Ａに相当し、ダイナミックレンジは±２．５Ｖに対してほぼ±２．５Ａまでの電流を検出することができる。

抵抗５０６ａとダイオード５０７ａ、５０８ａはＡ／Ｄ変換回路の過電圧保護のために接続している。

図３に説明した非反転増幅器を使用した電流信号増幅手段５１ａは、前述したように、プルアップ接続する直流電源電圧とＡ／Ｄ変換器の直流電源電圧（Ｖｃｃ）と等しくし、第１の入力抵抗とプルアップ接続する第２の入力抵抗の分圧比ｋと帰還増幅率Ｋの積（ｋ×Ｋ）をほぼ０．５となるようにすれば、Ａ／Ｄ変換回路の直流電源電圧（Ｖｃｃ）のセンター値にレベル変換できる。

以上述べたように、本発明による電流検出手段は少ない部品点数と単電源の演算増幅器により電流検出が容易、かつ安価に行うことができる。また、演算増幅器によりシャント抵抗の電流信号を増幅するので低抵抗のシャント抵抗でも電流検出可能となり、シャント抵抗の損失を減らすことができ、シャント抵抗を小型化にしてシャント抵抗と電流信号増幅手段を一体化した電流検出モジュールを小型化することができる。また、シャント抵抗と演算増幅器の配線を短くすることができるので、配線による電流検出誤差をほとんど無くすことができる。さらに、電流信号増幅手段がバッファとなって高速スイッチングノイズはＡ／Ｄ変換器に直接入力されないのでＡ／Ｄ変換器が誤動作したりラッチアップする恐れがない。また、図３に示した非反転増幅器によると、単電源で動作するので制御回路直流電源を簡素化することができる。

図４は図１に示したモータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャートを示す。Ｃａはインバータ回路３Ａのキャリヤ信号、Ｃｂはインバータ回路３Ｂのキャリヤ信号、Ｃｃはインバータ回路３Ｃのキャリヤ信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂ、Ｃｃのキャリヤ周波数は全く同じで同期しており、キャリヤ信号Ｃａ、Ｃｂのキャリヤ周波数は１対４の整数比に同期設定している。

Ｇｐａ１、Ｇｎａ１はインバータ回路３ＡのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄａは電流検出手段５Ａの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示しており、キャリヤ信号Ｃａのピークとなる時間ｔ３でＡ／Ｄ変換動作する。Ｇｐｂ１、Ｇｎｂ１はインバータ回路３ＢのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｂは電流検出手段５Ｂの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｂのピークとなる時間ｔ１、ｔ３、ｔ５でＡ／Ｄ変換を行う。Ｇｐｃ１、Ｇｎｃ１はインバータ回路３ＣのＵ相上アームと下アームのＰＷＭ制御信号で、Ａ／Ｄｃは電流検出手段１０ｃの電流信号を検出するＡ／Ｄ変換手段のトリガー信号を示し、キャリヤ信号Ｃｃのピークとなる時間ｔ２、ｔ４でＡ／Ｄ変換動作する。インバータ回路３Ｂと３Ｃはキャリヤ信号交互にＡ／Ｄ変換され、インバータ回路３ＡのＡ／Ｄ変換タイミングは、インバータ回路３Ｂ、３Ｃのキャリヤ信号のピーク（ｔ３）のタイミングでＡ／Ｄ変換するので、スイッチングノイズによる相互干渉を除くことができる。

図４のタイミングチャートにおいて、インバータ回路３ＣのＡ／Ｄ変換タイミングｔ２、ｔ４とインバータ回路３Ａのスイッチングタイミングが重なる場合があるが、インバータ回路３Ｃのシャント抵抗を大きくすると共通インピーダンスによる電流検出誤差をほとんど除くことができる。言い換えれば、インバータ回路３Ａ、３Ｂに比較してインバータ回路３Ｃの出力電流を小さくし、シャント抵抗を大きくすることによりＡ／Ｄ変換タイミングをずらすことができる。インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃ全ての出力電流が大きい場合には、インバータ回路３Ａ、３ＢのＡ／Ｄ変換タイミングはｔ１、ｔ３、ｔ５のいずれかに設定するとスイッチングノイズ相互干渉による電流検出誤差を完全に除くことができる。

図５は、電流検出手段に過電流検知手段を追加した電流検出モジュールのブロック図を示すもので、図３に示した電流検出手段５に過電流検知手段５６を追加してシャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃに流れる電流を検出することにより、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃあるいはモータ４Ａ、４Ｂ、４Ｃのそれぞれの過電流の検知を行い、過電流検知信号Ｆｏを出力するものである。過電流検知信号Ｆｏはプロセッサ６０ａの外部割り込み入力端子ＩＲＱとインバータ回路の出力禁止端子Ｏｆに与えられインバータ回路出力を瞬時に遮断させる。他の構成は図３と同様であり、詳細な説明は省略する。

電流検出手段５ａは、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃと電流信号増幅手段５１ａ、５１ｂ、５１ｃおよびその他の端子に追加して、過電流検知手段５６と、過電流出力信号端子５７および過電流設定端子５８を設けてモジュールとしたもので、プロセッサ６０ａにより過電流設定値に対応した信号Ｖｒｅｆを過電流設定端子５８に印加し、過電流設定値以上の電流がシャント抵抗に流れると、過電流検知手段５６が過電流を検知して過電流出力信号端子５７より過電流信号Ｆｏが制御手段６０ａの異常信号割り込み端子ＩＲＱに加えられ、制御手段６０ａは異常割り込み信号によりインバータ回路３Ａの制御信号ＧＡ（Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎ）をオフする。

また、過電流信号Ｆｏは、図２で説明したと同様のインバータ回路３Ａの遮断信号端子Ｏｆにも加えられ、瞬時にインバータ回路３Ａの出力を停止させるので、インバータ回路３Ａの遮断機能と制御手段６の異常割り込み信号による遮断機能よりなる２重の保護機能により過電流から保護される。モータ４の過負荷による過電流、あるいは、脱調による過電流に対しては、制御手段６の異常割り込み信号からの遮断応答速度で問題ないが、インバータ回路３Ａの上下アーム短絡の場合には数マイクロ秒以内の遮断応答速度が必要であり、過電流信号Ｆｏにより直接インバータ回路３Ａを遮断させる。

図６は、過電流検知手段５６の詳細な回路図である。過電流検知手段５６は、シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃそれぞれの端子電圧を電圧比較器により検出し、３ヶの電圧比較器の出力端子をオア接続し、いずれかの過電流信号が過電流出力信号端子５７に出力される。

Ｕ相シャント抵抗５０ａの電流を検知するＵ相過電流検知手段５６ａは、電圧比較器５６０ａの反転入力端子に、シャント抵抗５０ａに接続された抵抗５６１ａとコンデンサ５６２ａよりなる積分回路を介して電圧信号ｖｅｕを電圧比較器５６０ａの反転入力端子に加え、電圧比較器５６０ａの非反転入力端子に加えられた設定電圧信号Ｖｒｅｆと比較し、電圧信号ｖｅｕが設定電圧信号Ｖｒｅｆよりも高くなると出力端子電圧はＬｏに低下する。電圧比較器５６０ａの反転入力端子と回路電源電圧端子Ｖｃｃに抵抗５６３ａを接続し、正のバイアス電圧を加えることにより、モータに異常電流が流れて電圧比較器５６０ａの反転入力端子に−０．３Ｖ以上の負の異常電圧が印加されないようにしている。

電圧比較器５６０ａの出力段は、通常オープンコレクタトランジスタより構成されており、出力抵抗５６４ａはプルアップ接続されて容易に論理ＯＲ回路を構成できる。Ｖ相過電流検知手段５６ｂ、Ｗ相過電流検知手段５６ｃ（図示せず）も同様の接続であり、出力端子を直接接続してオア回路が構成できる。また、それぞれの非反転入力端子には設定電圧信号Ｖｒｅｆが加えられるので、ＵＶＷ相各シャント抵抗５０ａ、５０ｂ、５０ｃのいずれか電圧が設定電圧信号Ｖｒｅｆ以上となると過電流出力信号端子５７にアクティブＬｏの過電流信号Ｆｏが出力される。

以上述べたように、本発明による電流検出手段は、複数のシャント抵抗、複数の電流信号増幅のための演算増幅器、複数の過電流検知のための電圧比較器、および抵抗、コンデンサ等の回路部品を一体化した電流検出モジュールを構成することにより、シャント抵抗と演算増幅器間の配線、および、シャント抵抗と電圧比較器間の配線が短くなりパターン配線インピーダンスを減らすだけではなく、配線パターンに誘起するノイズも減らすことができるので、ノイズによる誤動作を減らし、正確な電流検出、および過電流検知が可能となる。

図７は、洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの実装配置図を示すもので、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターン、インバータ回路３Ａ、３Ｂ、３Ｃを構成するパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃと、それぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃ、および制御手段６のプロセッサ６０ａを部品面から見た配置図である。なお、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターンとプロセッサ６０ａは通常半田面に実装されるが、リフロー方式による半田付けの場合は部品面でも構わない。

図の正面左側に直流電源（図示せず）を構成する電解コンデンサを配置し、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間にインバータ回路出力の大きい順、すなわち、圧縮機モータ４Ａを駆動する第１のインバータ回路３Ａのパワーモジュール３ａ、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動する第２のインバータ回路３Ｂのパワーモジュール３ｂ、送風ファンモータ４Ｃを駆動する第３のインバータ回路３Ｃのパワーモジュール３ｃの順に配置し、パワーモジュール３ａ、３ｂを制御して圧縮機モータ４Ａ、および回転ドラムモータ４Ｂを駆動するプロセッサ６０ａはパワーモジュール３ａ、３ｂの近傍に近接して配置され、パワーモジュール３ａ、３ｂに内蔵される制御ＩＣの負電源端子とプロセッサ６０ａのグランド端子は負の直流電源母線２Ｂに接続されグランド共通となるように配線される。

パワーモジュール３ａ、３ｂはそれぞれ図２に示した部品（コンデンサを除く）から構成され、形状はＤＩＰ（ＤｕａｌＩｎＬｉｎｅ）タイプで、パッケージの両端にそれぞれ端子が配置されている。パッケージ片側に高圧直流電源端子Ｐ、Ｕ相出力端子Ｕ、Ｖ相出力端子Ｖ、Ｗ相出力端子Ｗ、下アームトランジスタエミッタ端子Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗが設けられ、対するパッケージ片側に各ゲート制御端子Ｕｐ、Ｕｎ、Ｖｐ、Ｖｎ、Ｗｐ、Ｗｎと遮断信号端子Ｏｆ（図示せず）、及び、制御ＩＣ電源端子ＶＢ（図示せず）が設けられている。パワーモジュール３ａ、３ｂに近接してそれぞれの電流検出モジュール５ａ、５ｂを配置し、パワーモジュール３ａ、３ｂを制御するプロセッサ６０ａはパワーモジュール３ａ、３ｂに対して配線が最も短くなる位置に配置する。

送風ファンモータ４Ｃを駆動する第３のインバータ回路３Ｃのパワーモジュール３ｃは電流検出手段５Ｃ等を内蔵してモータを正弦波駆動するモータ制御ＩＣを内蔵しており、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂから直流電力と、プロセッサ６０ａから回転数制御信号を加えるだけで送風ファンモータ４Ｃを正弦波駆動することができるインテリジェントパワーモジュールを構成している。送風ファンモータ４Ｃを駆動する場合、電流検出用シャント抵抗は比較的大きな値であり、かつ、トルク変動が少ないのでファンモータ制御は比較的容易となり、他のインバータ回路とキャリヤ信号の同期を正確にとる必要がないので、モータ制御ＩＣを内蔵したインテリジェントパワーモジュールを構成でき、プロセッサ６０ａは圧縮機モータ４Ａ、および回転ドラムモータ４Ｂの制御に専念できる。

インバータ回路の下アームトランジスタエミッタ端子からシャント抵抗を介して負の直流電源母線２Ｂに配線をする場合、配線が長くなるとインダクタンスが増加し浮遊インダクタンスによるスイッチング時の逆起電力によってＩＧＢＴあるいはＭＯＳＦＥＴがラッチアップし破壊する。また、シャント抵抗と増幅回路の配線が長くなると、スイッチングノイズが信号線に乗りやすくなり、さらに共通インピーダンスによって同時動作するインバータ回路電流により検知精度が低下する。

しかし、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂの配線パターン間に複数のパワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃを配置することにより、複数のパワーモジュール全て、下アームトランジスタエミッタ端子からシャント抵抗を介して負の直流電源母線２Ｂへの配線が容易となり、複数のパワーモジュールを同時に駆動するプロセッサとの配線距離を最も短くでき、浮遊インダクタンスなどの配線インピーダンスを減らすことができ、共通インピーダンスもほとんどなく、電流検出手段とプロセッサのＡ／Ｄ変換手段への配線も短くなり電流検知精度を高めることができる。

さらに、パワーモジュール近傍にプロセッサを配置して配線を短くすることにより負の直流電源母線２Ｂから発生する高周波電磁界の影響を受けにくいため、パワーモジュールへのゲート信号配線と電流検出手段からの電流信号配線へ重畳する誘導ノイズ（ｄｉ／ｄｔノイズ）がほとんど発生しない特長がある。

以上述べたように、本発明はヒートポンプ式洗濯乾燥機の正と負の直流電源母線間に、圧縮機モータ駆動インバータ回路と、回転ドラムモータ駆動インバータ回路と、送風ファンモータ駆動インバータ回路、及び、それぞれのインバータ回路に接続した電流検出手段、を並列関係に配置し、複数のインバータ回路を同時に制御する少なくとも１つのプロセッサを圧縮機モータ駆動インバータ回路と、回転ドラムモータ駆動インバータ回路の近傍に配置するもので、インバータ回路とプロセッサのグランド配線を短くして共通インピーダンスを減らし、インバータ回路とプロセッサ間のゲート信号と及び電流検知信号の配線距離を短くしたものである。

これにより、複数のインバータ回路と複数のインバータ回路を同時に制御するプロセッサとインバータ回路間の配線距離を短くすると同時にグランド電位の共通化と共通インピーダンスの低減、さらに、インバータ回路のスイッチングによる誘導ノイズ（ｄｉ／ｄｔノイズ）の信号線への重畳を低減できるので、過電流検知手段、あるいは、プロセッサに内蔵されたＡ／Ｄ変換手段の誤動作を防ぎ、電流検知信号に重畳されるスイッチングノイズを低減でき、複数のインバータ回路同時駆動時の相互干渉を防ぐことができる。また、プロセッサとインバータ回路間の配線距離を短くできるので、プロセッサからのゲート駆動信号に重畳されるスイッチングノイズを低減できインバータ回路の誤動作、あるいは、ノイズによる破壊を防止できる。

また、モータ過電流、あるいはインバータ回路過電流を検出してインバータ回路を瞬時遮断する過電流検知手段のノイズによる誤動作を減らし、正確な過電流保護動作が可能となる。

なお、電流検出手段は３シャント電流検知方式について説明したが、１シャント方式でも基本的に効果は同じであり、スッチングノイズの影響を減らすために、全てインバータ回路のキャリヤ周期を同期させて電流検出するとよい。また、回転ドラム駆動モータは位置センサがあるので、印加電圧と回転数より電流推測する場合には電流検出する必要がなく、１シャント方式で十分制御可能である。

（実施の形態２）
図８は、本発明の第２の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御手段のプロセッサ構成を示すもので、図９は本発明の第２の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの実装配置図を示すものである。

図８は２プロセッサ構成を示すもので、第１のプロセッサ６０Ａ１は第１の電流検出手段５Ａからの電流検出信号（図示せず）により第１のインバータ回路（圧縮機モータ駆動インバータ回路）３Ａを制御して圧縮機モータ４Ａを駆動するもので、第２のプロセッサ６０Ｂ１は第２と第３の電流検出手段５Ｂ、５Ｃからの電流検出信号（図示せず）により第２のインバータ回路（回転ドラムモータ駆動インバータ回路）３Ｂと第３のインバータ回路（送風ファンモータ駆動インバータ回路）３Ｃを制御して回転ドラム駆動モータ４Ｂおよび送風ファンモータ４Ｃを駆動するものである。

クロック回路６１より第１および第２のプロセッサ６０Ａ１、６０Ｂ１それぞれに同一のクロック信号ｃｋが加えられ、第２のプロセッサ６０Ｂ１から第１のプロセッサ６０Ａ１の割込端子にキャリヤ同期信号ｓｙｃを加えることにより、図４に示すように全てのＰＷＭ制御回路のキャリヤ信号とＡ／Ｄ変換手段の同期をとることができる。通常、回転ドラム駆動モータ４Ｂおよび送風ファンモータ４Ｃのキャリヤ周波数は１６ｋＨｚ、圧縮機モータ４Ａのキャリヤ周波数はちょうど１／４となる４ｋＨｚに設定し、キャリヤ周波数の高い方から低い方に同期信号を加えることにより同期タイミング精度を高くすることができる。

図９において、図の正面左側に直流電源（図示せず）を配置し、図７と同じように正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間にインバータ回路出力の大きい順、すなわち、圧縮機モータ４Ａを駆動する第１のインバータ回路３Ａのパワーモジュール３ａ、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動する第２のインバータ回路３Ｂのパワーモジュール３ｂ、送風ファンモータ４Ｃを駆動する第３のインバータ回路３Ｃのパワーモジュール３ｃ１の順に配置し、パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃ１と負の直流電源母線２Ｂの間に電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを接続し、プロセッサ６０ａ１によりパワーモジュール３ａを制御して圧縮機モータ４Ａを駆動し、プロセッサ６０ｂ１によりパワーモジュール３ｂ、３ｃ１を制御して回転ドラム駆動モータ４Ｂと送風ファンモータ４Ｃを駆動する。プロセッサ６０ａ１はパワーモジュール３ａの近傍で、かつ、パワーモジュール３ａ、３ｂの間に配置し、プロセッサ６０ｂ１はパワーモジュール３ｂの近傍で、かつ、パワーモジュール３ｂ、３ｃ１の間に配置することにより、プロセッサ６０ａ１とパワーモジュール３ａの配線距離、プロセッサ６０ｂ１とパワーモジュール３ｂ、３ｃ１の配線距離を最短にできるので、スイッチングノイズの影響、あるいはインバータ回路相互干渉を減らすことができる。

以上述べたように、本発明はヒートポンプ式洗濯乾燥機の正と負の直流電源母線間に、圧縮機モータ駆動インバータ回路と、回転ドラムモータ駆動インバータ回路と、送風ファンモータ駆動インバータ回路を並列関係に配置し、直流電源に最も接近して圧縮機モータ駆動インバータ回路、回転ドラムモータ駆動インバータ回路、送風ファンモータ駆動インバータ回路の順に配置し、圧縮機モータを制御する第１のプロセッサを圧縮機モータ駆動インバータ回路の近傍に配置し、回転ドラム駆動モータと送風ファンモータを制御する第２のプロセッサを回転ドラムモータ駆動インバータ回路と送風ファンモータ駆動インバータ回路の近傍に配置するもので、インバータ回路とそのプロセッサのグランド配線を短くして共通インピーダンスを減らし、インバータ回路とプロセッサ間のゲート信号と及び電流検知信号の配線距離を短くしたものである。

そのため、プロセッサへのコモンモードノイズと、インバータ回路とプロセッサ間のノルマルモードノイズを減らすことが可能となり、インバータ回路の誤動作を防ぎ、電流検知信号に重畳するノイズを減らして電流検知精度を高めることができ、１枚の制御基板に複数のインバータ回路を実装でき、安価で高信頼性の制御基板を実現できる。

また、直流電源と圧縮機モータ駆動インバータ回路の配線距離を短くすることにより、配線パターンの発熱と共通インピーダンスを低下させることができるので、ノイズ耐量を高め制御基板の温度上昇を減らすことができ、信頼性の高いヒートポンプ式洗濯乾燥機の制御基板を実現できる。

（実施の形態３）
図１０は、本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御手段のプロセッサ構成を示すもので、図１１は本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの実装配置図を示すものである。

図１０は２プロセッサ構成を示すもので、第１のプロセッサ６０Ａ２は第２のインバータ回路（回転ドラムモータ駆動インバータ回路）３Ｂをゲート信号ＧＢにより制御して回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動するもので、第２のプロセッサ６０Ｂ２は第１のインバータ回路（圧縮機モータ駆動インバータ回路）３Ａと第３のインバータ回路（送風ファンモータ駆動インバータ回路）３Ｃのゲート信号ＧＡ、ＧＣを制御して圧縮機モータ４Ａおよび送風ファンモータ４Ｃを駆動するものである。クロック回路６１より第１および第２のプロセッサ６０Ａ２、６０Ｂ２それぞれに同一のクロック信号ｃｋが加えられ、第１のプロセッサ６０Ａ２から第２のプロセッサ６０Ｂ２の割込端子にキャリヤ同期信号ｓｙｃを加えることにより、図４に示すように全てのＰＷＭ制御回路のＡ／Ｄ変換手段とキャリヤ信号の同期をとることができる。もちろん、同期信号ｓｙｃの発信側を第２のプロセッサ６０Ｂ２にしても構わない。

図１１において、図の正面左側に直流電源（図示せず）を配置し、正と負の直流電源母線２Ａ、２Ｂ間にインバータ回路瞬時電流の大きい順、すなわち、回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動する第２のインバータ回路３Ｂのパワーモジュール３ｂ、圧縮機モータ４Ａを駆動する第１のインバータ回路３Ａのパワーモジュール３ａ、送風ファンモータ４Ｃを駆動する第３のインバータ回路３Ｃのパワーモジュール３ｃ１の順に配置し、パワーモジュール３ａ、３ｂ、３ｃ１と負の直流電源母線２Ｂの間に電流検出モジュール５ａ、５ｂ、５ｃを接続し、第１のプロセッサ６０ａ２によりパワーモジュール３ｂを制御して回転ドラム駆動モータ４Ｂを駆動し、第２のプロセッサ６０ｂ２によりパワーモジュール３ａ、３ｃ１を制御して圧縮機モータ４Ａと送風ファンモータ４Ｃを駆動する。第１のプロセッサ６０ａ２はパワーモジュール３ｂの近傍で、かつ、パワーモジュール３ａ、３ｂの間に配置し、プロセッサ６０ｂ２はパワーモジュール３ａの近傍で、かつ、パワーモジュール３ａ、３ｃ１の間に配置することにより、プロセッサ６０ａ２とパワーモジュール３ｂの配線距離、プロセッサ６０ｂ２とパワーモジュール３ａ、３ｃ１の配線距離を最短にできるので、スイッチングノイズの影響、あるいはインバータ回路相互干渉を減らすことができる。

以上述べたように、本発明の第３の実施の形態における洗濯乾燥機のモータ駆動装置は直流電源に最も接近して回転ドラムモータ駆動インバータ回路、圧縮機モータ駆動インバータ回路、送風ファンモータ駆動インバータ回路の順に配置し、回転ドラム駆動モータを制御する第１のプロセッサを回転ドラムモータモータ駆動インバータ回路の近傍に配置し、圧縮機モータと送風ファンモータを制御する第２のプロセッサを圧縮機モータ駆動インバータ回路と送風ファンモータ駆動インバータ回路の近傍に配置するもので、インバータ回路とそのプロセッサのグランド配線を短くして共通インピーダンスを減らし、インバータ回路とプロセッサ間のゲート信号と及び電流検知信号の配線距離を短くしたものである。

回転ドラム駆動モータの洗濯、あるいは脱水行程の電流は圧縮機モータ駆動電流よりはるかに大きいため、負の直流電源母線２Ｂの電圧降下も大きいが、圧縮機モータが動作する乾燥運転において回転ドラム駆動モータの電流は少ないので、圧縮機モータ駆動インバータ回路へのスッチングノイズの影響は少なく、圧縮機モータ駆動インバータ回路の電流検出精度はほとんど低下しない。洗濯、あるいは脱水行程におけるスイッチングノイズ低減するには直流電源に回転ドラムモータ駆動インバータ回路を最も接近して配置させるとよい。

以上述べたように、本発明はヒートポンプ式洗濯乾燥機の正と負の直流電源母線間に、圧縮機モータ駆動インバータ回路と、回転ドラムモータ駆動インバータ回路と、送風ファンモータ駆動インバータ回路を並列関係に配置し、直流電源に最も接近して圧縮機モータ駆動インバータ回路、回転ドラムモータ駆動インバータ回路、送風ファンモータ駆動インバータ回路の順、あるいは、回転ドラムモータ駆動インバータ回路、圧縮機モータ駆動インバータ回路、送風ファンモータ駆動インバータ回路の順に配置するもので、駆動するそれぞれのインバータ回路に近傍にプロセッサを配置することにより、インバータ回路とそのプロセッサのグランド配線を短くして共通インピーダンスを減らし、インバータ回路とプロセッサ間のゲート信号と及び電流検知信号の配線距離を短くしたものである。

また、直流電源と圧縮機モータ駆動インバータ回路、あるいは回転ドラムモータ駆動インバータ回路の配線距離を短くすることにより、配線パターンの発熱と共通インピーダンスを低下させることができ、大電流ループによる輻射ノイズを減らすことができるので、ノイズ耐量を高め制御基板の温度上昇を減らすことができ、複数のインバータ回路が同時運転しても信頼性の高いヒートポンプ式洗濯乾燥機の制御基板を実現できる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動装置は、複数モータを同時に正弦波駆動する場合のインバータ回路相互干渉を低減して一枚の基板に複数のインバータ回路を実装するので、制御基板を小型化、高密度実装でき、安価で信頼性の高い複数モータ同時駆動のモータ駆動装置を実現でき、ヒートポンプ用圧縮機モータと複数の送風ファンを同時駆動する空調機の制御装置、ヒートポンプ式給湯器の圧縮機と複数の送風ファン駆動装置、自動車のパワーウィンドウ駆動装置、複数の圧縮機モータを同時に駆動する大型冷蔵庫の駆動装置、複数モータを同時駆動するサーボモータやロボットのモータ駆動装置等の用途にも適用できる。

本発明の実施の形態１における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のブロック図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置のインバータ回路の詳細回路図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の電流信号増幅手段の詳細回路図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御手段のキャリヤ信号、ＰＷＭ制御信号と電流検出Ａ／Ｄ変換のタイミングチャート同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の電流検出手段に過電流検知手段を追加したブロック図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の電流検出手段の過電流検知手段の詳細回路図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの配置図本発明の実施の形態２における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のプロセッサの構成図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの配置図本発明の実施の形態３における洗濯乾燥機のモータ駆動装置のプロセッサの構成図同洗濯乾燥機のモータ駆動装置の制御基板上のパワーモジュール、電流検出モジュールおよびプロセッサの配置図

符号の説明

２直流電源
２Ａ正の直流電源母線
２Ｂ負の直流電源母線
３Ａ第１のインバータ回路
３Ｂ第２のインバータ回路
３Ｃ第３のインバータ回路
４Ａ圧縮機モータ（第１のモータ）
４Ｂ回転ドラム駆動モータ（第２のモータ）
４Ｃ送風ファンモータ（第３のモータ）
５Ａ第１の電流検出手段
５Ｂ第２の電流検出手段
５Ｃ第３の電流検出手段
６制御手段

Claims

直流電源と、前記直流電源の直流電力を供給する正と負の直流電源母線と、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換する第１、第２および第３のインバータ回路と、前記第１、第３のインバータ回路に接続した複数の電流検出手段と、前記第１、第２および第３のインバータ回路を制御する制御手段とを備え、前記第１のインバータ回路によりヒートポンプ式熱交換器の圧縮機を駆動する圧縮機モータを駆動し、前記第２のインバータ回路により洗濯あるいは乾燥衣類を収納する回転ドラムを駆動する回転ドラム駆動モータを駆動し、前記第３のインバータ回路により前記ヒートポンプ式熱交換器から前記回転ドラムへ温風を送風する送風ファンモータを駆動するものであって、前記複数のインバータ回路を前記正と負の直流電源母線間に並列関係に配置するようにした洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を、直流電源に最も近接して配置するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
制御手段は、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路を直接制御する少なくとも１つのプロセッサを備え、前記第１および第２のインバータ回路の近傍に前記プロセッサを配置するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
制御手段は、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路を直接制御する第１のプロセッサと、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路と温風を送風する送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路を直接制御する第２のプロセッサとを備え、前記第１のインバータ回路の近傍に前記第１のプロセッサを配置し、前記第２および第３のインバータ回路の近傍に前記第２のプロセッサを配置するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。
制御手段は、回転ドラム駆動モータを駆動する第２のインバータ回路を直接制御する第１のプロセッサと、ヒートポンプ式熱交換器の圧縮機モータを駆動する第１のインバータ回路と温風を送風する送風ファンモータを駆動する第３のインバータ回路を直接制御する第２のプロセッサとを備え、前記第２のインバータ回路の近傍に前記第１のプロセッサを配置し、前記第１および第３のインバータ回路の近傍に前記第２のプロセッサを配置するようにした請求項１記載の洗濯乾燥機のモータ駆動装置。