JP4062074B2 - 三相ブラシレスｄｃモータの制御方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相ブラシレスＤＣモータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
三相ブラシレスＤＣモータのインバータ制御では、上アームおよび下アームそれぞれ３個のＭＯＳ（又はＩＧＢＴ）をスイッチング駆動して直流を交流に変換する。インバータの通電制御法の一つとして、各スイッチング素子のオン期間を電気角２π／３とした１２０度通電方式や、各スイッチング素子のオン期間を電気角πとした１８０度通電方式が知られている。１８０度通電方式は、インバータ回路のスイッチング素子および三相巻線において電流が上記同時オン期間に分散するために抵抗損失、発熱の低減において有利であり、特に回転機の逆起電圧が発生する高回転域においても通電期間が長いために、１２０度通電方式に比較してバッテリから回転機に電流を相対的に十分に流し込むことができるので、出力増大が可能となる利点を有している。この三相ブラシレスＤＣモータの電動トルクを制御するには、インバータ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御して行われる。
【０００３】
三相ブラシレスＤＣモータの電動トルクを所定の目標トルクとするには、三相ブラシレスＤＣモータの電流特にそのトルク電流を検出してそれと目標トルクとの差を０とするようにＰＷＭ制御のデューティ比を調整するフィードバック制御を行うのが通常である。
【０００４】
三相ブラシレスＤＣモータの電流を検出するには、三相ブラシレスＤＣモータの各相電流を検出する方法、インバータ回路の下アーム側の各スイッチング素子の電流を検出する方法、インバータ回路の入力電流を検出する簡易的な方法が知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の１８０度通電方式では、まだ解決すべき以下の次の問題があった。
【０００６】
まず、従来の１８０度通電方式では、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とを同時オンオフしているため、スイッチング損失が多く、かつ、スイッチング素子駆動用ドライバとしても大型のものを必要とし、車両用として量産するには更なる回路構成や制御の簡素化や消費電力の低減を図る必要があった。
【０００７】
また、インバータ回路が過電流で損傷するのを防止するために電流を制限する必要があるが、従来のインバータ回路の過電流保護にはインバータ回路の入力電流が過大となった時に作動する保護リレーを用いることが考えられるが、この方法は、回路コストが余分に掛かる上に、インバータ回路内の各スイッチング素子個々の電流を検出しないために、モータ保護は可能であるが、インバータ回路の各スイッチング素子個々を精密に保護することが困難であった。
【０００８】
なお、車両のアイドルストップ時のエンジン再始動にモータを用いる場合は、回転数を制御するためにインバータ電流を目標値に制御するような複雑な制御は不要であり、短時間始動を実現するためにフルパワーで回転させればよく、インバータの電流制御としては破損しないように過電流保護すればよい。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、インバータ回路のスイッチング素子を好適に過電流保護することができ、簡素な回路構成で実施でき、損失低減も可能な三相ブラシレスＤＣモータの制御方法を提供することをその目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法は、三相インバータ回路の各スイッチング素子を断続制御して前記三相インバータ回路が駆動する三相ブラシレスＤＣモータを制御する三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、
前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の三つのスイッチング素子をロータ角度に同期しかつ互いに電気角２π／３ずれて電気角πごとに断続し、前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの二つのスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記二つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側（上アーム側）の一つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの一つスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記一つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側の二つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記インバータ回路のＰＷＭ制御されないアーム側の各スイッチング素子及びフライホイルダイオードを流れる電流を検出し、検出した各相の電流の総和を求め、前記総和と所定のしきい値電流値との比較結果に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御デューティ比を調整することを特徴としている。なお、上記「電気角πごとに断続し」という用語は、略電気角πごとに断続することを意味し、オン期間は１７０〜１９０度、オフ期間は１９０〜１７０度としてもよい。
【００１１】
すなわち、本発明は、１８０度通電制御において、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンし、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間にＰＷＭ制御するか、もしくは、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンし、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間にＰＷＭ制御するものである。
【００１２】
このようにすれば、通電オンする側のアームのスイッチング素子のスイッチング過渡期間（オンからオフに移行する期間又はオフからオンへ移行する期間）における大きな損失を解消することができるので、インバータ回路のスイッチング素子の電力損失および発熱を低減することができ、併せて上記常時オン側のスイッチング素子を駆動するドライバの小型化および損失低減を実現することができる。
【００１３】
以下の記載において、「スイッチング素子を流れる電流」という用語は、スイッチング素子逆並列に接続されたフライホイルダイオードを流れる電流」を含むことができる。通常の構成ではＭＯＳトランジスタは、フライホイルダイオードを内蔵する構成をもつが、更に専用のフライホイルダイオードを追加することもできることはもちろんである。
【００１４】
以下の記載において、インバータ回路のＰＷＭ制御されないアームを通電位相制御側アームとも称し、ＰＷＭ制御する側のアームをＰＷＭ制御側アームともいうものとする。
【００１９】
通電位相アーム側で電流検出する利点は、その総和は略直流電流になるために、直流成分抽出のための回路処理が不要となる点である。これに対して、ＰＷＭ制御される側のアームの検出電流は高周波パルス電流の形態となるために、直流成分の抽出、あるいは高速の演算が不可欠となり、回路装置の大型化、高コスト化、低速応答化を招いてしまう
【００２０】
すなわち、本構成では、通電位相制御側アーム（ＰＷＭ制御されないアーム）側の電流だけを直接検出するので、各スイッチング素子を良好に過電流保護することができる。
【００２１】
たとえば、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンする（上アームを通電位相制御側アームとする）場合を例に説明すると、上アーム側のスイッチング素子の電流は、フライホイル電流分だけ下アーム側のスイッチング素子の電流よりも平均電流が大きくなるので、両者のオン抵抗を等しいと仮定すれば、上アーム側のスイッチング素子の電流が所定値を超えないように制御すれば、インバータ回路のすべてのスイッチング素子の過電流保護を実現することができる。
【００２２】
同様に、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンする（下アームを通電位相制御側アームとする）場合には、前述したように下アーム側のスイッチング素子の電流は、フライホイル電流分だけ上アーム側のスイッチング素子の電流よりも平均電流が大きくなるので、両者のオン抵抗を等しいと仮定すれば、下アーム側のスイッチング素子の電流が所定値を超えないように制御すれば、インバータ回路のすべてのスイッチング素子の過電流保護を実現することができる。
【００２３】
なお、キャリヤの種類が同じで同一チップ面積をもつスイッチング素子を上アーム素子として用いる場合は、下アームとして用いる場合と比較して、実効的な制御電圧が異なるのでオン抵抗値が異なり、スイッチング素子の発熱量が異なる。しかし、上アーム側のスイッチング素子のチップ面積を相対的に大きくしたり、そのゲート電圧を大きくすることにより上アーム側のスイッチング素子のオン抵抗を下アーム側のスイッチング素子のそれと略等しく設定することができる。もしくは、下アーム側のスイッチング素子のオン抵抗と上アーム側のスイッチング素子のオン抵抗とを一定の比率とし、この比率に基づいて、上アーム側のスイッチング素子の許容最大電流が所定のしきい値電流値を超えないように設定してもよい。
【００２４】
本発明は特に、この通電位相制御側アームの電流値を交流的に加算する点にある。これは、この通電位相制御側アームの電流値を単純に加算することに相当する。これにより、インバータ回路の入力電流を簡単に得ることができるので、求めた入力電流が目標電流に収束するように、ＰＷＭ制御されるアーム側のスイッチング素子のＰＷＭ制御デューティ比をネガティブフィードバック制御することができる。したがって、インバータ回路のスイッチング素子の過電流保護用の検出電流を用いてトルク制御を実行することができる。
【００２５】
好適な態様において、下アーム側のスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。このようにすれば次の効果を奏することができる。すなわち、チャンネルに電子が流れる形式のＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴを上アーム側のスイッチング素子として用いる通常の場合において、ソースホロワ動作やエミッタホロワ動作となるためにゲート電圧を大幅に高く設定する必要があり、その結果、上アーム側のスイッチング素子のＰＷＭ制御はそのドライバの損失を大幅に増大させる。これに対して、この態様では上アーム側のスイッチング素子を通電期間π中、常時オンするのでそのドライバの損失を格段に低減し、ドライバを小型化することができる。また、この実施例では、オン抵抗および発熱が大きくなりやすい上アーム側のスイッチング素子の電流を検出するので、上アーム側のスイッチング素子の電流を検出して制限すれば、上アーム側のスイッチング素子よりも発熱が小さくなることが通常である下アーム側のスイッチング素子の過電流保護も当然実現することができる。
【００２６】
好適な態様において、上アーム側のスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。この態様は、下アーム側のスイッチング素子の電流を検出することができるので、この検出電流に相当する信号電圧の絶対電位レベルがローレベルとすることができ、検出電流を処理する回路を簡素化することができる。更に説明すれば、上アーム側のスイッチング素子の電流を検出する場合には、検出電流に相当する信号電圧の絶対電位は、略電源電圧に等しくなり、その処理を行う回路の電源電圧は更に高く設定される必要があり、回路規模が大きくなる。この態様では、この問題を解決することができる。
【００２７】
好適な態様において、前記ＰＷＭ制御されない側のスイッチング素子に流れる電流に比例する小電流信号を出力するカレントミラー回路を有し、前記カレントミラー回路が出力する前記信号に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御されないアーム側の各スイッチング素子を流れる電流を検出する。すなわち、この態様では、カレントミラー回路により電流検出を行うので、ホール素子などの磁気式電流センサを必要とせず、また、低抵抗電流検出方式に比較して電力損失の低減と信号電圧の増大と電流検出精度の格段の改善とを図ることができる。
【００２８】
好適な態様において、前記ＰＷＭ制御されない側のスイッチング素子は、一対の主電極端子の一方に隣接して電流検出用電極端子を有する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタからなり、前記カレントミラー回路は、−入力端子が前記電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの前記電流検出用電極端子に接続され、＋入力端子が前記一対の主電極端子の一方と同一電位とされ、所定抵抗値の帰還抵抗素子を有するオペアンプ回路からなる。このようにすれば、電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの一対の主電極端子間に流れる電流に比例する信号電圧を正確に検出することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
【００３０】
（参考例）
参考例を図１を参照して以下に説明する。この装置は、エンジン始動用および発電用の三相同期機である。
【００３１】
（回路構成）
１は界磁巻線型同期機からなる三相ブラシレスＤＣモータ、２はインバータ回路、３はコントローラ、４は界磁電流制御装置、５は回転角度センサとしてのレゾルバ、６は平滑コンデンサ、７１〜７３は低抵抗の電流検出用抵抗素子である。
【００３２】
三相ブラシレスＤＣモータ１は、Ｕ相巻線１１、Ｖ相巻線１２、Ｗ相巻線１３をスター接続してなり、ロータに巻装されて界磁電流制御装置から所望の界磁電流を通電される界磁コイル１４を有している。
【００３３】
インバータ回路２は、ＶＢ＋、ＶＢー間に印加される図示しない直流電源電圧を三相交流電圧に変換する３相インバータ回路であって、２１〜２３は上アーム側の半導体スイッチング素子、２４〜２６はＭＯＳトランジスタからなる下アーム側の半導体スイッチング素子、Ｄは寄生ダイオードからなるフライホイルダイオードであるが専用のダイオードを設けてもよい。
【００３４】
コントローラ３は、インバータ回路２の半導体スイッチング素子２１〜２６を駆動する回路からなり、このコントローラ３は、イグニッションスイッチのオン期間やアイドルストップ後のエンジン始動期間のみ電源電圧を供給されて、各相ごとに電気角πごとに断続され、互いに電気角２／３π位相がずれたゲート電圧Ｇ１〜Ｇ６をスイッチング素子２１〜２６のゲート電極に印加する。コントローラ３の回路例を図２を参照して以下に説明する。
【００３５】
界磁電流制御装置４は、通常の車両用交流発電機のレギュレータと同一構成をもつが、エンジン始動時には１００％通電され、発電時には図示しない直流電源の端子電圧を一定とするために界磁電流値をフィードバック制御するが、これは、従来のオルタネータのレギュレータと同じであるので説明を省略する。
【００３６】
レゾルバ５は、三相巻線を有し、その出力電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、コントローラ３の０点は電圧Ｖ０に設定され、かつ、インバータ回路２の各相の通電位相の切り替え点となるように設定されている。
【００３７】
平滑コンデンサ６は、インバータ回路２のスイッチング動作によるスイッチングサージ電圧が図示しない直流電源に悪影響を及ぼす効果を低減したり、外部に放射される電磁波ノイズを低減するためにインバータ回路２の一対の直流電源端間に接続された大容量コンデンサにより構成されている。
【００３８】
電流検出用抵抗素子７１〜７３はスイッチング素子２４〜２６の電流を検出するものであり、この実施例では、回路簡素化のために低抵抗素子を用いているが、ホール素子などでもよいことは当然である。
【００３９】
図２を参照して、コントローラ３の構成とその動作を以下に説明する。
【００４０】
レゾルバ５から出力される正弦波電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、コンパレータ３６、３７、３８にて定電圧Ｖ０と比較され、コンパレータ３６、３７、３８は、デューティ比５０％でかく互いに１２０度ずれた３相パルス電圧を出力する。
【００４１】
電流検出用抵抗素子７１〜７３は、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の電圧降下を電圧増幅し、増幅された電圧はダイオードＤにより個別に整流されて加算回路３４にて加算される。これにより、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の順方向電流の総和を得ることができる。なお、ダイオードＤを全波整流回路又は絶対値発生回路に変更してもよい。
【００４２】
この総和に相当する電圧は、コンパレータ３５によりしきい値電流値に相当するしきい値電圧Ｖthと比較される。このしきい値電圧Ｖthは、スイッチング素子２１〜２６の最大許容電流値に関連する所定値に設定されたしきい値電圧である。これにより、コンパレータ３５は過電流と判定した場合にローレベル電圧を出力する。
【００４３】
コンパレータ３６、３７、３８が出力する３相パルス電圧は、反転出力型の電力増幅回路４２、４４、４６で電力増幅された後、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６に個別に出力される。また、コンパレータ３６、３７、３８が出力する３相パルス電圧はアンドゲート３９、４０、４１を通じて非反転型の電力増幅回路４３、４５、４７で電力増幅された後、上アーム側のスイッチング素子に個別に出力される。これにより、過電流が生じていない場合には、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は、互いに１２０度異なり、デューティ比５０％の正負の個のパルス電圧により通電位相制御される。
【００４４】
コンパレータ３５が過電流を判定すると、アンドゲート３９、４０、４１がローレベルを出力して、非反転型の電力増幅回路４３、４５、４７がスイッチング素子２１〜２３をオフし、これにより、過電流とならないようにスイッチング素子２１〜２６の電流を制限するＰＷＭ制御が実施される。
【００４５】
この実施例によれば、電流検出用抵抗素子７１〜７３により検出した電流の全波整流値（又は絶対値）を総和を求めるか、又は、電流検出用抵抗素子７１〜７３により検出した電流の順方向電流成分の総和を求めるので、スイッチング素子の保護を良好に行うことができる。
（実施例１）
実施例１を以下に説明する。
この実施例では、電流検出用抵抗素子７１〜７３の代わりに、スイッチング素子のカレントミラー回路を利用して電流検出を行う。この実施態様を図８〜図９を参照して説明する。なお、この実施態様では、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６により通電位相制御を行い、上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１〜２３により過電流制限を行うが、逆としてもよいことは当然である。
【００４６】
図８において、１００〜１０２は各下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６のカレントミラー出力電流をそれに比例する信号電圧に変換する電流／電圧変換用オペアンプ回路、１０３は各電流／電圧変換用オペアンプ回路１００〜１０２が出力する信号電圧Vu、Vv、Vwを加算し電圧増幅する加算・電圧増幅用オペアンプ回路、１０４はコンパレータ、１０５〜１０７はＡＮＤゲート、１０８〜１１０は電力増幅回路である。
【００４７】
オペアンプ回路１００の−入力端子は、図１に示すU相下アームのスイッチング素子２４を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結され、オペアンプ回路１０１の−入力端子は、図１に示すV相下アームのスイッチング素子２５を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結され、オペアンプ回路１０２の−入力端子は、図１に示すU相下アームのスイッチング素子２６を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結されている。
【００４８】
これらの電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタにおいて、電流検出電極端子はＭＯＳトランジスタの一対の主電極の一方に隣接する電流検出電極に接続されているので、電流検出電極端子には、これら一対の主電極間を流れる主電流に比例する小さい検出電流が流れる。
【００４９】
各相の下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６は、オペアンプ回路１００〜１０２により個別に検出電流に比例する信号電圧Vu、Vv、Vwを出力し、これらは信号電圧Vu、Vv、Vwは、電圧加算回路１０３にて加算されてコンパレータ１０４に出力される。すなわち、コンパレータ１０４には、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６に流れる電流の総和に比例する信号電圧Vsが入力される。コンパレータ１０４は信号電圧Vｓとしきい値電圧Vｒｅｆ１とを比較する。つまり、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６を流れる相電流の総和、すなわちモータ電流の総和がしきい値電圧Vｒｅｆ１に相当する所定の許容最大電流値を超える場合に、コンパレータ１０４はローレベルを出力し、ＡＮＤゲート１０５〜１０７をオフする。
【００５０】
ＡＮＤゲート１０５〜１０７には、回転センサ５から出力される３相パルス信号（１８０度デューティ）のパルス信号Su、Sv、Swが個別に入力されており、コンパレータ１０４の出力電圧がハイレベル（総電流が許容最大電流値未満）であれば、ＡＮＤゲート１０５〜１０７の出力はパルス信号Su、Sv、Swに等しい。パルス信号Su、Sv、Swは、互いに１２０度位相が異なり、ロータ磁極の回転位置に同期する信号であり、総電流が許容最大電流値未満であれば、１８０度周期で断続される。
【００５１】
ＡＮＤゲート１０５〜１０７の出力は電力増幅回路１０８〜１１０で増幅された後、上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１〜２３のゲート端子に個別に印加される。なお、VguはU相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧、VgｖはU相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２２のゲート電圧、VgｗはW相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧である。これにより、通電位相制御される下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流の合計が許容最大電流値を超える場合に上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６を一斉に遮断することができる。なお、図８に示す回路では、三相交流電流の総和を検出している。
【００５２】
オペアンプ回路１００による下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流をオペアンプ回路１００によりそれに比例する電圧として検出する動作を図９を参照して更に詳細に説明する。
【００５３】
図９において、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４は、一対の電極Ｓ１、Ｄ１をもつ主のトランジスタ２４１と、一対の電極Ｓ２、Ｄ２をもつ電流検出電極用のトランジスタ２４２とからなる。電極Ｄ１、Ｄ２とは半導体基板部分により構成されて共通となっている。電極Ｓ１は電極Ｓ２より格段に広く形成されている。このような電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタは周知となっており、電極Ｓ２は電流検出用電極端子を構成している。
【００５４】
この電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタ２４とオペアンプ回路１００とを用いたカレントミラー回路を用いれば、電流が流れる方向が反転するインバータ回路のスイッチング素子の電流を良好に検出できることを以下に説明する。
【００５５】
まず、電極Ｓ１、Ｓ２が原理的なソース電極（電子注入電極）となる場合について説明する。この場合には、オペアンプ回路１００のー入力端の電位がほぼ接地されているとみなすことができるため、電極Ｓ１、Ｓ２の電位が等しいとみなすことができ、その結果として、二つのトランジスタ２４１、２４２のゲート／ソース間電圧Vｇｓが等しくなり、トランジスタ２４２にはトランジスタ２４１の電流の１／ｋ倍（ｋは定数）の電流が流れ、オペアンプ回路１００の出力電圧Vｕは帰還抵抗Rｆと電流ｉとの積となり、トランジスタ２４の電流に比例する出力電圧を得ることができる。
【００５６】
次に、電極D１、D２が原理的なソース電極（電子注入電極）となる場合について説明する。この場合には、電極Ｄ１、Ｄ２の電位が等しいので、二つのトランジスタ２４１、２４２のゲート／ソース間電圧Vｇｓが等しくなり、問題なく、トランジスタ２４２にはトランジスタ２４１の電流の１／ｋ倍（ｋは定数）の電流が流れ、オペアンプ回路１００の出力電圧Vｕは帰還抵抗Rｆと電流ｉとの積となり、トランジスタ２４の電流に比例する出力電圧を得ることができる。つまり、インバータ回路のPWM制御トランジスタとしてのＭＯＳトランジスタの通電方向は切り替わるが、図９のオペアンプ回路１００の出力電圧は、この通電方向の変更にかかわらず正確な電流を検出することができる。
【００５７】
なお、図８の回路において、オペアンプ回路１０１を省略し、オペアンプ回路１００の−入力端を各相の下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流検出用電極端子に直結してもよい。この回路例を図１０に示す。ｉ１はＭＯＳトランジスタ２４の電流検出用電極端子の電流、ｉ２はＭＯＳトランジスタ２５の電流検出用電極端子の電流、ｉ３はＭＯＳトランジスタ２６の電流検出用電極端子の電流である。オペアンプ回路１００の帰還抵抗ｒｆには各電流の総和電流Σｉが流れるので、オペアンプ回路１００の出力電圧Voは帰還抵抗ｒｆの抵抗値（ｒｆとする）×Σｉとなり、出力電圧Voは下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流の総和に比例する。したがって、出力電圧Voを電圧増幅回路１０３により所定倍に電圧増幅すればよい。このようにすれば、オペアンプ回路１００〜１０３の帰還抵抗のばらつきなどによる誤差を解消して高精度の電流検出が可能となる。
【００５８】
（変形態様）
上記実施例では、電動動作をエンジン始動時にのみ用いたが、車両加速時などのエンジントルクアシスト時に用いることもできる。この場合にも、電流検出用抵抗素子７１〜７３の電流を整流することなく、加算して総和を求めることにより、通電位相制御側アームのフライホイル電流を含まない電流の総和を求めることができる。したがって、この総和をトルクに応じた目標電流に収束させるフィードバック制御を行えばよい。
【００５９】
なお、このＰＷＭ制御は、一定のキャリヤ周波数（ここでは、１５〜２０ｋＨz）のキャリヤ信号としてのパルス電圧をインバータ回路２のスイッチング素子のゲート電極に印加して行われる。つまり、検出電流の交流的総和の平均値が目標電流値より小さければこのＰＷＭ制御パルス電圧のデューティ比を所定量だけ増加し、逆に検出電流が目標電流値より大きければこのＰＷＭ制御パルス電圧のデューティ比を所定量だけ減少させるＰＷＭ制御を行えばよい。
【００６０】
これにより、インバータ回路２から三相ブラシレスＤＣモータ１に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの大きさを所望のレベルに調整することができる。つまり、上記実施例では、スイッチング素子２１〜２６が故障しないための過電流制限のためにＰＷＭ制御を行ったが、しきい値Ｖｔｈを更に低下させてスイッチング素子２１〜２６が故障しないための過電流制限より小さい所定の制限レベルに電流制限することも可能であり、その他、発生トルクを目標値に制御するＰＷＭ制御（トルク制御）を行うことも当然可能である。たとえば、検出電流と目標電流値との差に応じて、デューティ比の変化量を増減することも可能である。
【００６１】
この時のトルク制御又はエンジン始動制御の例を図７に示す。コントローラ３はマイコンを含み、外部から入力される指令に基づいて三相ブラシレスＤＣモータ１に電動動作と発電動作との切り替えを行うとともに、電動動作時に上記指令に基づいて決定した目標トルク値に相当する目標電流値を決定する。この三相ブラシレスＤＣモータ１は、アイドルストップ自動車のエンジン始動時、所定トルク値のトルクアシスト指令に基づいて電動動作を行い、通常走行時に発電動作を行う。エンジン始動時には上記ＰＷＭ制御のデューティ比および界磁電流のデューティ比はスイッチング素子が過電流により故障しないためレベルに制限されるが、トルクアシストにおいては、図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）から入力される目標トルク値を目標電流値に変換し、この目標電流値に検出電流を一致させる上記フィードバック制御が行われる。
【００６２】
また、通常走行時における発電電流制御は高速の制御が不要であるので、従来のオルタネータのレギュレータと同様に図示しない直流電源（バッテリ）の端子電圧を所定値に収束させる制御を行うことによりインバータ回路２のフライホイルダイオードを通じての三相全波整流を行うので、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６の断続は休止される。この発電電流制御自体は周知であるともに、本発明の要旨でもないので説明を省略する。
【００６３】
上記説明したこの実施例では、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２１〜２３をそれらの通電期間中、常時オンし、上アーム側のスイッチング素子２４〜２６をそれらの通電期間中、ＰＷＭ制御し、上アーム側でたとえば上記低抵抗素子などの電流検出手段で電流検出する場合に対して、電流検出手段を下アーム側に設けることができるので、電流検出手段の出力電圧の絶対電位をローレベル側にシフトすることができ、その結果、この電流検出手段の出力電圧のその後の処理を行う信号処理回路の構成を簡素化し、この信号処理回路の電源電圧を低下させることができるという効果を奏することができる。
【００６４】
（実施例２）
上アームを通電位相制御側アームとし、下アームをＰＷＭ制御アーム（電流制限アーム）とした例を図３に示す。電流検出用抵抗素子７１〜７３は、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３と直列に配置される。
【００６５】
この実施例でも、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は上述したレゾルバ５からの回転角度信号に基づいてインバータ回路の出力電流がすべてトルク電流となるように決定された通電位相で断続される。各スイッチング素子２１〜２６は電気角πごとに通電期間と非通電期間とが切り替えられ、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は自己の通電期間π中ずっと通電され、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６は自己の通電期間πにて上記ＰＷＭ制御を行う。
【００６６】
図４に、通電位相の変化を示し、図５、図６に、各通電位相期間における通電状態とその時のモータ相電流のベクトル状態を示す。Σiは各相電流のベクトル電流和である。このようにすれば、図５、図６に示すように、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、空間的に回転する電流Σiとなる。
【００６７】
図４の通電制御（１８０度通電制御）の詳細を図５、図６を参照して更に詳しく説明する。
【００６８】
インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は上述したレゾルバ５からの回転角度信号に基づいてインバータ回路の出力電流がすべてトルク電流となるように決定された通電位相で断続される。特に、この実施例では、各スイッチング素子２１〜２６は電気角πごとに通電期間と非通電期間とが切り替えられ、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は自己の通電期間π中ずっと通電され、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６は自己の通電期間πにて上記ＰＷＭ制御を行う。
【００６９】
図４において、黒塗りの部分は常時通電期間を示し、縦線の部分はＰＷＭ制御される通電期間を示す。このようにすれば、図５、図６に示すように、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、空間的に回転する電流となる。
【００７０】
電流センサ７１〜７３を流れる電流の変化を更に詳細に検討すると、ロータの２磁極ピッチ（Ｎ極とＳ極の１ペア）の回転に相当する電気角２πの期間は、６個のサブ期間Ｔ１〜Ｔ６に区分される。もしも下アーム側のスイッチング素子２４〜２６のＰＷＭ制御のデューティ比が一定とし、各相巻線の電磁的逆起電力の相違を無視すれば、三相ブラシレスＤＣモータ１の三相巻線１１〜１３は常に一つの相巻線と他の二つの相巻線とが直列接続された状態となっており、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の一つだけをＰＷＭ制御する場合と、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の二つを同タイミングＰＷＭ制御する場合とは、結局、インバータ回路２の入力側からみて同じであるので、インバータ回路２の入力電流が各サブ期間ごとに大きく変化することはない。
【００７１】
たとえば、図５において、各相巻線の電磁的逆起電力の相違を無視すれば、サブ期間Ｔ１のスイッチング素子２５のデューティ比と、サブ期間Ｔ２のスイッチング素子２５および２６のそれぞれのデューティ比が同じであれば、電流センサ７に流れる電流は三相ブラシレスＤＣモータ１の電気負荷回路としてのインピーダンス特性が等しいので同じ大きさとなるはずである。このため、電流センサにおける通電位相切り替えによる低周波数の電流変動を抑止でき、その結果、一つの電流センサ７でインバータ回路２の入力電流を検出し、ＰＷＭ制御のキャリヤ周波数を分離するだけで三相ブラシレスＤＣモータ１のトルク制御が可能となるわけである。
【００７２】
この実施例で重要なことは、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２４〜２６のＰＷＭ制御のみによりスイッチング素子２１〜２６の電流はオンオフされ、自己の通電期間中、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は常時オンされる点にある。これにより、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の断続に比較して格段に高いゲート電圧を必要とする上アーム側のスイッチング素子２１〜２３のスイッチング回数を格段に減らすことができ、インバータ回路２のスイッチング素子駆動回路３１の小型軽量化、消費電力低減を実現することができる。
【００７３】
なお、各相巻線の電磁的逆起電力の変動を無視し、デューティ比を変更しないとすれば、電流センサ７を流れる電流がたとえばサブ期間Ｔ１、Ｔ２で等しい場合でも、図４に示すようにサブ期間Ｔ１にＶ相巻線１２に流れる電流はサブ期間Ｔ２にＶ相巻線１２に流れる電流は２倍となる。すなわち、Ｕ相電流ｉｕ、V相電流ｉｖ、W相電流ｉｗは略４段階の振幅をもつ疑似正弦波となり、歪みを減らすことができる。上記制御を図７のフローチャートに示す。
【００７４】
各相電流を更に正弦波形に近づけるために各サブ期間Ｔ１〜Ｔ６においてＰＷＭ制御のデューティ比を変更してもよい。すなわち、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の通電期間πにおいて、最初のπ／３期間（サブ期間）と最後のπ／３期間（サブ期間）のデューティ比よりも、中央のπ／３期間（サブ期間）のデューティ比をたとえば２倍としてもよい。なお、Ｕ相電流ｉｕ、V相電流ｉｖ、W相電流ｉｗを更に正弦波に近づけるべく、デューティ比を通電期間中に更に多段階に切り替えてもよいことは当然である。。
【００７５】
次に、エンジン始動時においては、インバータ回路のスイッチング素子２１〜２６の許容最大電流値に設定される。これは、エンジン始動トルクをできるだけ大きくするためである。したがって、上記ＰＷＭ制御において、検出電流の瞬時値がこの許容最大電流値を超えないようにデューティ比を低減する。これにより、前述した理由により、インバータ回路２の各スイッチング素子２１〜２６がその許容最大電流値を超えることがなく、スイッチング素子２１〜２６の過電流保護を行いつつ、エンジン始動トルクを最大化することができる。なお、この時、界磁電流も最大化される。
（変形態様）
上記実施例では、三相ブラシレスＤＣモータ１として界磁巻線型同期機を用いたが、その代わりにリラクタンス型同期機を用いてもよい。この場合には、発電時にインバータ回路２は界磁磁界形成用電流成分を流す必要があるため。インバータ回路２の通電位相は界磁磁界形成用電流成分を流すためにロータ磁極に対してシフトされる。なお、このレラクタンス型同期機に界磁磁石を追加してもよいことはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】参考例及び実施例１の制御に用いるブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のコントローラの回路の一例を示す回路図である。
【図３】実施例２の制御に用いるブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す回路図である。
【図４】図１のインバータ回路の通電位相を示すタイミングチャートである。
【図５】図２のサブ期間Ｔ１〜Ｔ３の電流経路を示す説明図である。
【図６】図２のサブ期間Ｔ４〜Ｔ６の電流経路を示す説明図である。
【図７】実施例２の制御の要部を示すフローチャートである。
【図８】カレントミラー回路を用いた電流検出を示す回路図である。
【図９】図８のカレントミラー回路によるインバータ回路のスイッチング素子の両方向電流を検出できることを説明するための回路図である。
【図１０】図８のインバータ総電流検出用のカレントミラー回路図である。
【符号の説明】
１ 三相ブラシレスＤＣモータ
２ インバータ回路
３ コントローラ
１１〜１３ 相巻線
２１〜２３ 上アーム側のスイッチング素子
２４〜２６ 下アーム側のスイッチング素子
５ レゾルバ
６ 平滑コンデンサ
７１〜７３ 電流検出用抵抗素子（電流センサ）
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相ブラシレスＤＣモータの制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
三相ブラシレスＤＣモータのインバータ制御では、上アームおよび下アームそれぞれ３個のＭＯＳ（又はＩＧＢＴ）をスイッチング駆動して直流を交流に変換する。インバータの通電制御法の一つとして、各スイッチング素子のオン期間を電気角２π／３とした１２０度通電方式や、各スイッチング素子のオン期間を電気角πとした１８０度通電方式が知られている。１８０度通電方式は、インバータ回路のスイッチング素子および三相巻線において電流が上記同時オン期間に分散するために抵抗損失、発熱の低減において有利であり、特に回転機の逆起電圧が発生する高回転域においても通電期間が長いために、１２０度通電方式に比較してバッテリから回転機に電流を相対的に十分に流し込むことができるので、出力増大が可能となる利点を有している。この三相ブラシレスＤＣモータの電動トルクを制御するには、インバータ回路のスイッチング素子をＰＷＭ制御して行われる。
【０００３】
三相ブラシレスＤＣモータの電動トルクを所定の目標トルクとするには、三相ブラシレスＤＣモータの電流特にそのトルク電流を検出してそれと目標トルクとの差を０とするようにＰＷＭ制御のデューティ比を調整するフィードバック制御を行うのが通常である。
【０００４】
三相ブラシレスＤＣモータの電流を検出するには、三相ブラシレスＤＣモータの各相電流を検出する方法、インバータ回路の下アーム側の各スイッチング素子の電流を検出する方法、インバータ回路の入力電流を検出する簡易的な方法が知られている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の１８０度通電方式では、まだ解決すべき以下の次の問題があった。
【０００６】
まず、従来の１８０度通電方式では、上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子とを同時オンオフしているため、スイッチング損失が多く、かつ、スイッチング素子駆動用ドライバとしても大型のものを必要とし、車両用として量産するには更なる回路構成や制御の簡素化や消費電力の低減を図る必要があった。
【０００７】
また、インバータ回路が過電流で損傷するのを防止するために電流を制限する必要があるが、従来のインバータ回路の過電流保護にはインバータ回路の入力電流が過大となった時に作動する保護リレーを用いることが考えられるが、この方法は、回路コストが余分に掛かる上に、インバータ回路内の各スイッチング素子個々の電流を検出しないために、モータ保護は可能であるが、インバータ回路の各スイッチング素子個々を精密に保護することが困難であった。
【０００８】
なお、車両のアイドルストップ時のエンジン再始動にモータを用いる場合は、回転数を制御するためにインバータ電流を目標値に制御するような複雑な制御は不要であり、短時間始動を実現するためにフルパワーで回転させればよく、インバータの電流制御としては破損しないように過電流保護すればよい。
【０００９】
本発明は上記問題点に鑑みなされたものであり、インバータ回路のスイッチング素子を好適に過電流保護することができ、簡素な回路構成で実施でき、損失低減も可能な三相ブラシレスＤＣモータの制御方法を提供することをその目的としている。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の三相ブラシレスＤＣモータの制御方法は、三相インバータ回路の各スイッチング素子を断続制御して前記三相インバータ回路が駆動する三相ブラシレスＤＣモータを制御する三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、
前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の三つのスイッチング素子をロータ角度に同期しかつ互いに電気角２π／３ずれて電気角πごとに断続し、前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの二つのスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記二つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側（上アーム側）の一つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの一つスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記一つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側の二つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、前記インバータ回路のＰＷＭ制御されないアーム側の各スイッチング素子及びフライホイルダイオードを流れる電流を検出し、検出した各相の電流の総和を求め、前記総和と所定のしきい値電流値との比較結果に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御デューティ比を調整することを特徴としている。なお、上記「電気角πごとに断続し」という用語は、略電気角πごとに断続することを意味し、オン期間は１７０〜１９０度、オフ期間は１９０〜１７０度としてもよい。
【００１１】
すなわち、本発明は、１８０度通電制御において、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンし、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間にＰＷＭ制御するか、もしくは、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンし、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間にＰＷＭ制御するものである。
【００１２】
このようにすれば、通電オンする側のアームのスイッチング素子のスイッチング過渡期間（オンからオフに移行する期間又はオフからオンへ移行する期間）における大きな損失を解消することができるので、インバータ回路のスイッチング素子の電力損失および発熱を低減することができ、併せて上記常時オン側のスイッチング素子を駆動するドライバの小型化および損失低減を実現することができる。
【００１３】
以下の記載において、「スイッチング素子を流れる電流」という用語は、スイッチング素子逆並列に接続されたフライホイルダイオードを流れる電流」を含むことができる。通常の構成ではＭＯＳトランジスタは、フライホイルダイオードを内蔵する構成をもつが、更に専用のフライホイルダイオードを追加することもできることはもちろんである。
【００１４】
以下の記載において、インバータ回路のＰＷＭ制御されないアームを通電位相制御側アームとも称し、ＰＷＭ制御する側のアームをＰＷＭ制御側アームともいうものとする。
【００１９】
通電位相アーム側で電流検出する利点は、その総和は略直流電流になるために、直流成分抽出のための回路処理が不要となる点である。これに対して、ＰＷＭ制御される側のアームの検出電流は高周波パルス電流の形態となるために、直流成分の抽出、あるいは高速の演算が不可欠となり、回路装置の大型化、高コスト化、低速応答化を招いてしまう
【００２０】
すなわち、本構成では、通電位相制御側アーム（ＰＷＭ制御されないアーム）側の電流だけを直接検出するので、各スイッチング素子を良好に過電流保護することができる。
【００２１】
たとえば、上アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンする（上アームを通電位相制御側アームとする）場合を例に説明すると、上アーム側のスイッチング素子の電流は、フライホイル電流分だけ下アーム側のスイッチング素子の電流よりも平均電流が大きくなるので、両者のオン抵抗を等しいと仮定すれば、上アーム側のスイッチング素子の電流が所定値を超えないように制御すれば、インバータ回路のすべてのスイッチング素子の過電流保護を実現することができる。
【００２２】
同様に、下アーム側のスイッチング素子をその通電期間に常時オンする（下アームを通電位相制御側アームとする）場合には、前述したように下アーム側のスイッチング素子の電流は、フライホイル電流分だけ上アーム側のスイッチング素子の電流よりも平均電流が大きくなるので、両者のオン抵抗を等しいと仮定すれば、下アーム側のスイッチング素子の電流が所定値を超えないように制御すれば、インバータ回路のすべてのスイッチング素子の過電流保護を実現することができる。
【００２３】
なお、キャリヤの種類が同じで同一チップ面積をもつスイッチング素子を上アーム素子として用いる場合は、下アームとして用いる場合と比較して、実効的な制御電圧が異なるのでオン抵抗値が異なり、スイッチング素子の発熱量が異なる。しかし、上アーム側のスイッチング素子のチップ面積を相対的に大きくしたり、そのゲート電圧を大きくすることにより上アーム側のスイッチング素子のオン抵抗を下アーム側のスイッチング素子のそれと略等しく設定することができる。もしくは、下アーム側のスイッチング素子のオン抵抗と上アーム側のスイッチング素子のオン抵抗とを一定の比率とし、この比率に基づいて、上アーム側のスイッチング素子の許容最大電流が所定のしきい値電流値を超えないように設定してもよい。
【００２４】
本発明は特に、この通電位相制御側アームの電流値を交流的に加算する点にある。これは、この通電位相制御側アームの電流値を単純に加算することに相当する。これにより、インバータ回路の入力電流を簡単に得ることができるので、求めた入力電流が目標電流に収束するように、ＰＷＭ制御されるアーム側のスイッチング素子のＰＷＭ制御デューティ比をネガティブフィードバック制御することができる。したがって、インバータ回路のスイッチング素子の過電流保護用の検出電流を用いてトルク制御を実行することができる。
【００２５】
好適な態様において、下アーム側のスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。このようにすれば次の効果を奏することができる。すなわち、チャンネルに電子が流れる形式のＭＯＳトランジスタやＩＧＢＴを上アーム側のスイッチング素子として用いる通常の場合において、ソースホロワ動作やエミッタホロワ動作となるためにゲート電圧を大幅に高く設定する必要があり、その結果、上アーム側のスイッチング素子のＰＷＭ制御はそのドライバの損失を大幅に増大させる。これに対して、この態様では上アーム側のスイッチング素子を通電期間π中、常時オンするのでそのドライバの損失を格段に低減し、ドライバを小型化することができる。また、この実施例では、オン抵抗および発熱が大きくなりやすい上アーム側のスイッチング素子の電流を検出するので、上アーム側のスイッチング素子の電流を検出して制限すれば、上アーム側のスイッチング素子よりも発熱が小さくなることが通常である下アーム側のスイッチング素子の過電流保護も当然実現することができる。
【００２６】
好適な態様において、上アーム側のスイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴とする。この態様は、下アーム側のスイッチング素子の電流を検出することができるので、この検出電流に相当する信号電圧の絶対電位レベルがローレベルとすることができ、検出電流を処理する回路を簡素化することができる。更に説明すれば、上アーム側のスイッチング素子の電流を検出する場合には、検出電流に相当する信号電圧の絶対電位は、略電源電圧に等しくなり、その処理を行う回路の電源電圧は更に高く設定される必要があり、回路規模が大きくなる。この態様では、この問題を解決することができる。
【００２７】
好適な態様において、前記ＰＷＭ制御されない側のスイッチング素子に流れる電流に比例する小電流信号を出力するカレントミラー回路を有し、前記カレントミラー回路が出力する前記信号に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御されないアーム側の各スイッチング素子を流れる電流を検出する。すなわち、この態様では、カレントミラー回路により電流検出を行うので、ホール素子などの磁気式電流センサを必要とせず、また、低抵抗電流検出方式に比較して電力損失の低減と信号電圧の増大と電流検出精度の格段の改善とを図ることができる。
【００２８】
好適な態様において、前記ＰＷＭ制御されない側のスイッチング素子は、一対の主電極端子の一方に隣接して電流検出用電極端子を有する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタからなり、前記カレントミラー回路は、−入力端子が前記電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの前記電流検出用電極端子に接続され、＋入力端子が前記一対の主電極端子の一方と同一電位とされ、所定抵抗値の帰還抵抗素子を有するオペアンプ回路からなる。このようにすれば、電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの一対の主電極端子間に流れる電流に比例する信号電圧を正確に検出することができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
【００３０】
（参考例）
参考例を図１を参照して以下に説明する。この装置は、エンジン始動用および発電用の三相同期機である。
【００３１】
（回路構成）
１は界磁巻線型同期機からなる三相ブラシレスＤＣモータ、２はインバータ回路、３はコントローラ、４は界磁電流制御装置、５は回転角度センサとしてのレゾルバ、６は平滑コンデンサ、７１〜７３は低抵抗の電流検出用抵抗素子である。
【００３２】
三相ブラシレスＤＣモータ１は、Ｕ相巻線１１、Ｖ相巻線１２、Ｗ相巻線１３をスター接続してなり、ロータに巻装されて界磁電流制御装置から所望の界磁電流を通電される界磁コイル１４を有している。
【００３３】
インバータ回路２は、ＶＢ＋、ＶＢー間に印加される図示しない直流電源電圧を三相交流電圧に変換する３相インバータ回路であって、２１〜２３は上アーム側の半導体スイッチング素子、２４〜２６はＭＯＳトランジスタからなる下アーム側の半導体スイッチング素子、Ｄは寄生ダイオードからなるフライホイルダイオードであるが専用のダイオードを設けてもよい。
【００３４】
コントローラ３は、インバータ回路２の半導体スイッチング素子２１〜２６を駆動する回路からなり、このコントローラ３は、イグニッションスイッチのオン期間やアイドルストップ後のエンジン始動期間のみ電源電圧を供給されて、各相ごとに電気角πごとに断続され、互いに電気角２／３π位相がずれたゲート電圧Ｇ１〜Ｇ６をスイッチング素子２１〜２６のゲート電極に印加する。コントローラ３の回路例を図２を参照して以下に説明する。
【００３５】
界磁電流制御装置４は、通常の車両用交流発電機のレギュレータと同一構成をもつが、エンジン始動時には１００％通電され、発電時には図示しない直流電源の端子電圧を一定とするために界磁電流値をフィードバック制御するが、これは、従来のオルタネータのレギュレータと同じであるので説明を省略する。
【００３６】
レゾルバ５は、三相巻線を有し、その出力電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、コントローラ３の０点は電圧Ｖ０に設定され、かつ、インバータ回路２の各相の通電位相の切り替え点となるように設定されている。
【００３７】
平滑コンデンサ６は、インバータ回路２のスイッチング動作によるスイッチングサージ電圧が図示しない直流電源に悪影響を及ぼす効果を低減したり、外部に放射される電磁波ノイズを低減するためにインバータ回路２の一対の直流電源端間に接続された大容量コンデンサにより構成されている。
【００３８】
電流検出用抵抗素子７１〜７３はスイッチング素子２４〜２６の電流を検出するものであり、この実施例では、回路簡素化のために低抵抗素子を用いているが、ホール素子などでもよいことは当然である。
【００３９】
図２を参照して、コントローラ３の構成とその動作を以下に説明する。
【００４０】
レゾルバ５から出力される正弦波電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷは、コンパレータ３６、３７、３８にて定電圧Ｖ０と比較され、コンパレータ３６、３７、３８は、デューティ比５０％でかく互いに１２０度ずれた３相パルス電圧を出力する。
【００４１】
電流検出用抵抗素子７１〜７３は、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の電圧降下を電圧増幅し、増幅された電圧はダイオードＤにより個別に整流されて加算回路３４にて加算される。これにより、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の順方向電流の総和を得ることができる。なお、ダイオードＤを全波整流回路又は絶対値発生回路に変更してもよい。
【００４２】
この総和に相当する電圧は、コンパレータ３５によりしきい値電流値に相当するしきい値電圧Ｖthと比較される。このしきい値電圧Ｖthは、スイッチング素子２１〜２６の最大許容電流値に関連する所定値に設定されたしきい値電圧である。これにより、コンパレータ３５は過電流と判定した場合にローレベル電圧を出力する。
【００４３】
コンパレータ３６、３７、３８が出力する３相パルス電圧は、反転出力型の電力増幅回路４２、４４、４６で電力増幅された後、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６に個別に出力される。また、コンパレータ３６、３７、３８が出力する３相パルス電圧はアンドゲート３９、４０、４１を通じて非反転型の電力増幅回路４３、４５、４７で電力増幅された後、上アーム側のスイッチング素子に個別に出力される。これにより、過電流が生じていない場合には、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は、互いに１２０度異なり、デューティ比５０％の正負の個のパルス電圧により通電位相制御される。
【００４４】
コンパレータ３５が過電流を判定すると、アンドゲート３９、４０、４１がローレベルを出力して、非反転型の電力増幅回路４３、４５、４７がスイッチング素子２１〜２３をオフし、これにより、過電流とならないようにスイッチング素子２１〜２６の電流を制限するＰＷＭ制御が実施される。
【００４５】
この実施例によれば、電流検出用抵抗素子７１〜７３により検出した電流の全波整流値（又は絶対値）を総和を求めるか、又は、電流検出用抵抗素子７１〜７３により検出した電流の順方向電流成分の総和を求めるので、スイッチング素子の保護を良好に行うことができる。
（実施例１）
実施例１を以下に説明する。
この実施例では、電流検出用抵抗素子７１〜７３の代わりに、スイッチング素子のカレントミラー回路を利用して電流検出を行う。この実施態様を図８〜図９を参照して説明する。なお、この実施態様では、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６により通電位相制御を行い、上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１〜２３により過電流制限を行うが、逆としてもよいことは当然である。
【００４６】
図８において、１００〜１０２は各下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６のカレントミラー出力電流をそれに比例する信号電圧に変換する電流／電圧変換用オペアンプ回路、１０３は各電流／電圧変換用オペアンプ回路１００〜１０２が出力する信号電圧Vu、Vv、Vwを加算し電圧増幅する加算・電圧増幅用オペアンプ回路、１０４はコンパレータ、１０５〜１０７はＡＮＤゲート、１０８〜１１０は電力増幅回路である。
【００４７】
オペアンプ回路１００の−入力端子は、図１に示すU相下アームのスイッチング素子２４を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結され、オペアンプ回路１０１の−入力端子は、図１に示すV相下アームのスイッチング素子２５を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結され、オペアンプ回路１０２の−入力端子は、図１に示すU相下アームのスイッチング素子２６を構成する電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタの電流検出電極端子に直結されている。
【００４８】
これらの電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタにおいて、電流検出電極端子はＭＯＳトランジスタの一対の主電極の一方に隣接する電流検出電極に接続されているので、電流検出電極端子には、これら一対の主電極間を流れる主電流に比例する小さい検出電流が流れる。
【００４９】
各相の下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６は、オペアンプ回路１００〜１０２により個別に検出電流に比例する信号電圧Vu、Vv、Vwを出力し、これらは信号電圧Vu、Vv、Vwは、電圧加算回路１０３にて加算されてコンパレータ１０４に出力される。すなわち、コンパレータ１０４には、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６に流れる電流の総和に比例する信号電圧Vsが入力される。コンパレータ１０４は信号電圧Vｓとしきい値電圧Vｒｅｆ１とを比較する。つまり、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６を流れる相電流の総和、すなわちモータ電流の総和がしきい値電圧Vｒｅｆ１に相当する所定の許容最大電流値を超える場合に、コンパレータ１０４はローレベルを出力し、ＡＮＤゲート１０５〜１０７をオフする。
【００５０】
ＡＮＤゲート１０５〜１０７には、回転センサ５から出力される３相パルス信号（１８０度デューティ）のパルス信号Su、Sv、Swが個別に入力されており、コンパレータ１０４の出力電圧がハイレベル（総電流が許容最大電流値未満）であれば、ＡＮＤゲート１０５〜１０７の出力はパルス信号Su、Sv、Swに等しい。パルス信号Su、Sv、Swは、互いに１２０度位相が異なり、ロータ磁極の回転位置に同期する信号であり、総電流が許容最大電流値未満であれば、１８０度周期で断続される。
【００５１】
ＡＮＤゲート１０５〜１０７の出力は電力増幅回路１０８〜１１０で増幅された後、上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１〜２３のゲート端子に個別に印加される。なお、VguはU相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２１のゲート電圧、VgｖはU相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２２のゲート電圧、VgｗはW相上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート電圧である。これにより、通電位相制御される下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流の合計が許容最大電流値を超える場合に上アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６を一斉に遮断することができる。なお、図８に示す回路では、三相交流電流の総和を検出している。
【００５２】
オペアンプ回路１００による下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流をオペアンプ回路１００によりそれに比例する電圧として検出する動作を図９を参照して更に詳細に説明する。
【００５３】
図９において、下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４は、一対の電極Ｓ１、Ｄ１をもつ主のトランジスタ２４１と、一対の電極Ｓ２、Ｄ２をもつ電流検出電極用のトランジスタ２４２とからなる。電極Ｄ１、Ｄ２とは半導体基板部分により構成されて共通となっている。電極Ｓ１は電極Ｓ２より格段に広く形成されている。このような電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタは周知となっており、電極Ｓ２は電流検出用電極端子を構成している。
【００５４】
この電流検出電極端子付きＭＯＳトランジスタ２４とオペアンプ回路１００とを用いたカレントミラー回路を用いれば、電流が流れる方向が反転するインバータ回路のスイッチング素子の電流を良好に検出できることを以下に説明する。
【００５５】
まず、電極Ｓ１、Ｓ２が原理的なソース電極（電子注入電極）となる場合について説明する。この場合には、オペアンプ回路１００のー入力端の電位がほぼ接地されているとみなすことができるため、電極Ｓ１、Ｓ２の電位が等しいとみなすことができ、その結果として、二つのトランジスタ２４１、２４２のゲート／ソース間電圧Vｇｓが等しくなり、トランジスタ２４２にはトランジスタ２４１の電流の１／ｋ倍（ｋは定数）の電流が流れ、オペアンプ回路１００の出力電圧Vｕは帰還抵抗Rｆと電流ｉとの積となり、トランジスタ２４の電流に比例する出力電圧を得ることができる。
【００５６】
次に、電極D１、D２が原理的なソース電極（電子注入電極）となる場合について説明する。この場合には、電極Ｄ１、Ｄ２の電位が等しいので、二つのトランジスタ２４１、２４２のゲート／ソース間電圧Vｇｓが等しくなり、問題なく、トランジスタ２４２にはトランジスタ２４１の電流の１／ｋ倍（ｋは定数）の電流が流れ、オペアンプ回路１００の出力電圧Vｕは帰還抵抗Rｆと電流ｉとの積となり、トランジスタ２４の電流に比例する出力電圧を得ることができる。つまり、インバータ回路のPWM制御トランジスタとしてのＭＯＳトランジスタの通電方向は切り替わるが、図９のオペアンプ回路１００の出力電圧は、この通電方向の変更にかかわらず正確な電流を検出することができる。
【００５７】
なお、図８の回路において、オペアンプ回路１０１を省略し、オペアンプ回路１００の−入力端を各相の下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流検出用電極端子に直結してもよい。この回路例を図１０に示す。ｉ１はＭＯＳトランジスタ２４の電流検出用電極端子の電流、ｉ２はＭＯＳトランジスタ２５の電流検出用電極端子の電流、ｉ３はＭＯＳトランジスタ２６の電流検出用電極端子の電流である。オペアンプ回路１００の帰還抵抗ｒｆには各電流の総和電流Σｉが流れるので、オペアンプ回路１００の出力電圧Voは帰還抵抗ｒｆの抵抗値（ｒｆとする）×Σｉとなり、出力電圧Voは下アーム側ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２４〜２６の電流の総和に比例する。したがって、出力電圧Voを電圧増幅回路１０３により所定倍に電圧増幅すればよい。このようにすれば、オペアンプ回路１００〜１０３の帰還抵抗のばらつきなどによる誤差を解消して高精度の電流検出が可能となる。
【００５８】
（変形態様）
上記実施例では、電動動作をエンジン始動時にのみ用いたが、車両加速時などのエンジントルクアシスト時に用いることもできる。この場合にも、電流検出用抵抗素子７１〜７３の電流を整流することなく、加算して総和を求めることにより、通電位相制御側アームのフライホイル電流を含まない電流の総和を求めることができる。したがって、この総和をトルクに応じた目標電流に収束させるフィードバック制御を行えばよい。
【００５９】
なお、このＰＷＭ制御は、一定のキャリヤ周波数（ここでは、１５〜２０ｋＨz）のキャリヤ信号としてのパルス電圧をインバータ回路２のスイッチング素子のゲート電極に印加して行われる。つまり、検出電流の交流的総和の平均値が目標電流値より小さければこのＰＷＭ制御パルス電圧のデューティ比を所定量だけ増加し、逆に検出電流が目標電流値より大きければこのＰＷＭ制御パルス電圧のデューティ比を所定量だけ減少させるＰＷＭ制御を行えばよい。
【００６０】
これにより、インバータ回路２から三相ブラシレスＤＣモータ１に流れる三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの大きさを所望のレベルに調整することができる。つまり、上記実施例では、スイッチング素子２１〜２６が故障しないための過電流制限のためにＰＷＭ制御を行ったが、しきい値Ｖｔｈを更に低下させてスイッチング素子２１〜２６が故障しないための過電流制限より小さい所定の制限レベルに電流制限することも可能であり、その他、発生トルクを目標値に制御するＰＷＭ制御（トルク制御）を行うことも当然可能である。たとえば、検出電流と目標電流値との差に応じて、デューティ比の変化量を増減することも可能である。
【００６１】
この時のトルク制御又はエンジン始動制御の例を図７に示す。コントローラ３はマイコンを含み、外部から入力される指令に基づいて三相ブラシレスＤＣモータ１に電動動作と発電動作との切り替えを行うとともに、電動動作時に上記指令に基づいて決定した目標トルク値に相当する目標電流値を決定する。この三相ブラシレスＤＣモータ１は、アイドルストップ自動車のエンジン始動時、所定トルク値のトルクアシスト指令に基づいて電動動作を行い、通常走行時に発電動作を行う。エンジン始動時には上記ＰＷＭ制御のデューティ比および界磁電流のデューティ比はスイッチング素子が過電流により故障しないためレベルに制限されるが、トルクアシストにおいては、図示しない電子制御装置（ＥＣＵ）から入力される目標トルク値を目標電流値に変換し、この目標電流値に検出電流を一致させる上記フィードバック制御が行われる。
【００６２】
また、通常走行時における発電電流制御は高速の制御が不要であるので、従来のオルタネータのレギュレータと同様に図示しない直流電源（バッテリ）の端子電圧を所定値に収束させる制御を行うことによりインバータ回路２のフライホイルダイオードを通じての三相全波整流を行うので、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６の断続は休止される。この発電電流制御自体は周知であるともに、本発明の要旨でもないので説明を省略する。
【００６３】
上記説明したこの実施例では、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２１〜２３をそれらの通電期間中、常時オンし、上アーム側のスイッチング素子２４〜２６をそれらの通電期間中、ＰＷＭ制御し、上アーム側でたとえば上記低抵抗素子などの電流検出手段で電流検出する場合に対して、電流検出手段を下アーム側に設けることができるので、電流検出手段の出力電圧の絶対電位をローレベル側にシフトすることができ、その結果、この電流検出手段の出力電圧のその後の処理を行う信号処理回路の構成を簡素化し、この信号処理回路の電源電圧を低下させることができるという効果を奏することができる。
【００６４】
（実施例２）
上アームを通電位相制御側アームとし、下アームをＰＷＭ制御アーム（電流制限アーム）とした例を図３に示す。電流検出用抵抗素子７１〜７３は、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３と直列に配置される。
【００６５】
この実施例でも、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は上述したレゾルバ５からの回転角度信号に基づいてインバータ回路の出力電流がすべてトルク電流となるように決定された通電位相で断続される。各スイッチング素子２１〜２６は電気角πごとに通電期間と非通電期間とが切り替えられ、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は自己の通電期間π中ずっと通電され、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６は自己の通電期間πにて上記ＰＷＭ制御を行う。
【００６６】
図４に、通電位相の変化を示し、図５、図６に、各通電位相期間における通電状態とその時のモータ相電流のベクトル状態を示す。Σiは各相電流のベクトル電流和である。このようにすれば、図５、図６に示すように、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、空間的に回転する電流Σiとなる。
【００６７】
図４の通電制御（１８０度通電制御）の詳細を図５、図６を参照して更に詳しく説明する。
【００６８】
インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２６は上述したレゾルバ５からの回転角度信号に基づいてインバータ回路の出力電流がすべてトルク電流となるように決定された通電位相で断続される。特に、この実施例では、各スイッチング素子２１〜２６は電気角πごとに通電期間と非通電期間とが切り替えられ、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は自己の通電期間π中ずっと通電され、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６は自己の通電期間πにて上記ＰＷＭ制御を行う。
【００６９】
図４において、黒塗りの部分は常時通電期間を示し、縦線の部分はＰＷＭ制御される通電期間を示す。このようにすれば、図５、図６に示すように、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗは、空間的に回転する電流となる。
【００７０】
電流センサ７１〜７３を流れる電流の変化を更に詳細に検討すると、ロータの２磁極ピッチ（Ｎ極とＳ極の１ペア）の回転に相当する電気角２πの期間は、６個のサブ期間Ｔ１〜Ｔ６に区分される。もしも下アーム側のスイッチング素子２４〜２６のＰＷＭ制御のデューティ比が一定とし、各相巻線の電磁的逆起電力の相違を無視すれば、三相ブラシレスＤＣモータ１の三相巻線１１〜１３は常に一つの相巻線と他の二つの相巻線とが直列接続された状態となっており、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の一つだけをＰＷＭ制御する場合と、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の二つを同タイミングＰＷＭ制御する場合とは、結局、インバータ回路２の入力側からみて同じであるので、インバータ回路２の入力電流が各サブ期間ごとに大きく変化することはない。
【００７１】
たとえば、図５において、各相巻線の電磁的逆起電力の相違を無視すれば、サブ期間Ｔ１のスイッチング素子２５のデューティ比と、サブ期間Ｔ２のスイッチング素子２５および２６のそれぞれのデューティ比が同じであれば、電流センサ７に流れる電流は三相ブラシレスＤＣモータ１の電気負荷回路としてのインピーダンス特性が等しいので同じ大きさとなるはずである。このため、電流センサにおける通電位相切り替えによる低周波数の電流変動を抑止でき、その結果、一つの電流センサ７でインバータ回路２の入力電流を検出し、ＰＷＭ制御のキャリヤ周波数を分離するだけで三相ブラシレスＤＣモータ１のトルク制御が可能となるわけである。
【００７２】
この実施例で重要なことは、インバータ回路２の下アーム側のスイッチング素子２４〜２６のＰＷＭ制御のみによりスイッチング素子２１〜２６の電流はオンオフされ、自己の通電期間中、上アーム側のスイッチング素子２１〜２３は常時オンされる点にある。これにより、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の断続に比較して格段に高いゲート電圧を必要とする上アーム側のスイッチング素子２１〜２３のスイッチング回数を格段に減らすことができ、インバータ回路２のスイッチング素子駆動回路３１の小型軽量化、消費電力低減を実現することができる。
【００７３】
なお、各相巻線の電磁的逆起電力の変動を無視し、デューティ比を変更しないとすれば、電流センサ７を流れる電流がたとえばサブ期間Ｔ１、Ｔ２で等しい場合でも、図４に示すようにサブ期間Ｔ１にＶ相巻線１２に流れる電流はサブ期間Ｔ２にＶ相巻線１２に流れる電流は２倍となる。すなわち、Ｕ相電流ｉｕ、V相電流ｉｖ、W相電流ｉｗは略４段階の振幅をもつ疑似正弦波となり、歪みを減らすことができる。上記制御を図７のフローチャートに示す。
【００７４】
各相電流を更に正弦波形に近づけるために各サブ期間Ｔ１〜Ｔ６においてＰＷＭ制御のデューティ比を変更してもよい。すなわち、下アーム側のスイッチング素子２４〜２６の通電期間πにおいて、最初のπ／３期間（サブ期間）と最後のπ／３期間（サブ期間）のデューティ比よりも、中央のπ／３期間（サブ期間）のデューティ比をたとえば２倍としてもよい。なお、Ｕ相電流ｉｕ、V相電流ｉｖ、W相電流ｉｗを更に正弦波に近づけるべく、デューティ比を通電期間中に更に多段階に切り替えてもよいことは当然である。。
【００７５】
次に、エンジン始動時においては、インバータ回路のスイッチング素子２１〜２６の許容最大電流値に設定される。これは、エンジン始動トルクをできるだけ大きくするためである。したがって、上記ＰＷＭ制御において、検出電流の瞬時値がこの許容最大電流値を超えないようにデューティ比を低減する。これにより、前述した理由により、インバータ回路２の各スイッチング素子２１〜２６がその許容最大電流値を超えることがなく、スイッチング素子２１〜２６の過電流保護を行いつつ、エンジン始動トルクを最大化することができる。なお、この時、界磁電流も最大化される。
（変形態様）
上記実施例では、三相ブラシレスＤＣモータ１として界磁巻線型同期機を用いたが、その代わりにリラクタンス型同期機を用いてもよい。この場合には、発電時にインバータ回路２は界磁磁界形成用電流成分を流す必要があるため。インバータ回路２の通電位相は界磁磁界形成用電流成分を流すためにロータ磁極に対してシフトされる。なお、このレラクタンス型同期機に界磁磁石を追加してもよいことはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】参考例及び実施例１の制御に用いるブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】図１のコントローラの回路の一例を示す回路図である。
【図３】実施例２の制御に用いるブラシレスＤＣモータ駆動装置の構成を示す回路図である。
【図４】図１のインバータ回路の通電位相を示すタイミングチャートである。
【図５】図２のサブ期間Ｔ１〜Ｔ３の電流経路を示す説明図である。
【図６】図２のサブ期間Ｔ４〜Ｔ６の電流経路を示す説明図である。
【図７】実施例２の制御の要部を示すフローチャートである。
【図８】カレントミラー回路を用いた電流検出を示す回路図である。
【図９】図８のカレントミラー回路によるインバータ回路のスイッチング素子の両方向電流を検出できることを説明するための回路図である。
【図１０】図８のインバータ総電流検出用のカレントミラー回路図である。
【符号の説明】
１ 三相ブラシレスＤＣモータ
２ インバータ回路
３ コントローラ
１１〜１３ 相巻線
２１〜２３ 上アーム側のスイッチング素子
２４〜２６ 下アーム側のスイッチング素子
５ レゾルバ
６ 平滑コンデンサ
７１〜７３ 電流検出用抵抗素子（電流センサ）
Claims (1)
- 三相インバータ回路の各スイッチング素子を断続制御して前記三相インバータ回路が駆動する三相ブラシレスＤＣモータを制御する三相ブラシレスＤＣモータの制御方法において、
前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の三つのスイッチング素子をロータ角度に同期しかつ互いに電気角２π／３ずれて電気角πごとに断続し、
前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの二つのスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記二つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側（上アーム側）の一つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、
前記三相インバータ回路の上アーム側（下アーム側）の前記三つのスイッチング素子のうちの一つスイッチング素子がオンしている期間に、オンしている前記上アーム側（下アーム側）の前記一つのスイッチング素子と異なる相の下アーム側の二つのスイッチング素子をＰＷＭ制御し、
前記インバータ回路のＰＷＭ制御されないアーム側の各スイッチング素子及びフライホイルダイオードを流れる電流を検出し、検出した各相の電流の総和を求め、前記総和と所定のしきい値電流値との比較結果に基づいて前記インバータ回路のＰＷＭ制御デューティ比を調整することを特徴とする三相ブラシレスＤＣモータの制御方法。
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