JP2005124305A - 二相変調制御式インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】適切なデッドタイム補償を可能とする二相変調制御式インバータ装置を提供する。
【解決手段】各ＩＧＢＴ６０１〜６０６のＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させる固定相を決定する固定モード演算手段７４１と、ＰＷＭ信号のデッドタイムに基づき各相間電圧を固定相の切り替えに同期した所定値にする固定相以外の二相の電圧指令値の電圧補償量を算出する２アーム補償演算手段７４２と、三相電圧指令値及び固定相に基づき三相電圧指令値の各相間電圧の値を保持するようにし、さらに電圧補償量分を電圧補償して二相変調電圧指令値を算出する電圧指令演算手段７４３とを備える。例えば、力行状態であってデッドタイムのみを着目した場合には、各相間電圧を大きくさせるように、変調させる二相の電圧指令値を補償する。
【選択図】図２

Description

本発明は、特にＰＷＭ信号のデッドタイムを補償することができる二相変調制御式インバータ装置に関するものである。

インバータ装置の上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とが同時にＯＮ状態となることを防止するために、各スイッチング素子に出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号には、両スイッチング素子を同時にＯＦＦ状態とするデッドタイムが予め設定されている。しかし、デッドタイムが設定されていることにより、インバータ装置がモータに印加するパルス電圧の平均値がモータを駆動する電圧指令に対して誤差を有することになり、インバータ装置が出力する電流に影響を及ぼすことになる。そこで、このデッドタイムによる出力電流への影響を補償するインバータ装置が種々開示されている。例えば、相電流の極性を判断して、その極性に応じて出力されるＰＷＭ信号からデッドタイム分を加算又は減算することによりデッドタイムを補償するインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１〜３参照）。

ところで、近年の環境問題を背景に様々な分野において、損失低減の要求が高まっており、インバータ装置も例外ではない。三相交流モータを駆動する一般的なインバータ装置は、三相変調制御式インバータ装置であるが、損失低減できるインバータ装置として二相変調制御式インバータ装置が知られている。ここで、三相変調制御式インバータ装置とは、三相変調と称される三相全ての周波数を逐次変調させながら制御する方式で制御されるインバータ装置である。二相変調制御式インバータ装置とは、二相変調と称される三相のうち何れか一相を順次固定させると同時に他の二相のみを変調させながら制御する方式で制御されるインバータ装置であり、二相変調については、１９８７年３月の社団法人電気学会発行の書物「半導体電力変換回路」の第１１０、１１１、１２５頁等に解説が述べられている。なお、一相を固定させるとは、該当する相のスイッチング素子を常にＯＮ又はＯＦＦ状態にすることである。
特許第３３５３５５８号公報 特許第３３５３５５９号公報 特許第３３７８２０９号公報

しかし、特許文献１〜３に開示されたデッドタイム補償は、三相変調制御式インバータ装置には適用することができるが、二相変調制御式インバータ装置には適用することができない。つまり、二相変調制御式インバータ装置の場合、三相のうちの固定される固定相にはデッドタイムが存在しないために、補償することができるのが固定相以外の二相のみとなり、結果として適切に補償することができない。

本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、適切なデッドタイム補償を可能とする二相変調制御式インバータ装置を提供することを目的とする。

請求項１に係る二相変調制御式インバータ装置は、三相交流モータを駆動制御する三相インバータ回路と、前記三相交流モータに印加する三相電圧指令値を算出する三相電圧指令値算出手段と、前記三相電圧指令値に基づきスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させる固定相を決定する固定相決定手段と、前記三相電圧指令値算出手段で算出された前記三相電圧指令値及び前記固定相決定手段で決定された前記固定相に基づき、前記三相電圧指令値の各相間電圧の値を保持しつつ前記三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させると共に他の二相のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を変動させる二相変調電圧指令値を算出する二相変調電圧指令値算出手段と、前記二相変調電圧指令値に基づき前記三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備えた二相変調制御式インバータ装置において、さらに、前記ＰＷＭ信号のデッドタイムに基づき各相間電圧を前記固定相決定手段で決定された固定相の切り替えに同期した所定値にする前記固定相以外の二相の電圧指令値の電圧補償量を算出する電圧補償量算出手段を備え、前記二相変調電圧指令値算出手段は、前記電圧補償量に基づき電圧補償した前記二相変調電圧指令値を算出することを特徴とする。

ここで、ＰＷＭ信号のデッドタイムとは、インバータ装置を構成する上アームのスイッチング素子と下アームのスイッチング素子とが同時にＯＮ状態となることを防止するために、両スイッチング素子が同時にＯＦＦ状態となる時間をいう。このデッドタイムは、例えば５μｓｅｃ等と予め設定されているものである。すなわち、ＰＷＭ信号を生成する手段は、予め設定されたデッドタイムを有するＰＷＭ信号を生成している。

請求項２に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記電圧補償量算出手段は、前記ＰＷＭ信号の前記デッドタイムと前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とに基づき、前記電圧補償量を算出することを特徴とする。

ここで、スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延について説明する。スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とは、いわゆるスイッチング素子の応答性に関するものである。インバータ装置を構成するスイッチング素子は、制御回路から出力されたＰＷＭ信号に基づきＯＮ状態又はＯＦＦ状態となる。ここで、理想的には、ＯＮ状態とするＰＷＭ信号がスイッチング素子に出力されたと同時にスイッチング素子がＯＮ状態となり、ＯＦＦ状態とするＰＷＭ信号がスイッチング素子に出力されたと同時にスイッチング素子がＯＦＦ状態となることである。しかし、一般には、スイッチング素子の性能等により、ＯＮ状態とするＰＷＭ信号がスイッチング素子に出力された場合に、ＰＷＭ信号が出力された時刻から少し遅れてスイッチング素子がＯＮ状態となる。また、ＯＦＦ状態とするＰＷＭ信号がスイッチング素子に出力された場合に、ＰＷＭ信号が出力された時刻から少し遅れてスイッチング素子がＯＦＦ状態となる。ここで、ＰＷＭ信号のＯＮ状態となる時刻からスイッチング素子のＯＮ状態となる時刻までの時間を、ＯＮ遅延という。また、ＰＷＭ信号のＯＦＦ状態となる時刻からスイッチング素子のＯＦＦ状態となる時刻までの時間を、ＯＦＦ遅延という。そして、スイッチング素子の種類によって、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長いものや、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短いもの等様々である。

請求項３に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であることを特徴とする。

ここで、力行状態とは、バッテリ等の電力供給源から供給される電力に基づき、スイッチング素子を所定の状態で動作させることにより、三相交流モータを駆動させる状態である。回生状態とは、三相交流モータの動作に基づき、スイッチング素子を所定の状態で動作させることにより、三相交流モータが発電する状態である。そして、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合には、ＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、実際のスイッチング素子のＯＮ状態の時間が長くなることになる。

請求項４に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であることを特徴とする。

ここで、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合には、ＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、実際のスイッチング素子のＯＮ状態の時間が短くなることになる。

請求項５に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延は、前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延であることを特徴とする。

ここで、ドライブ回路とは、例えばスイッチング素子がＩＧＢＴ(Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ)である場合には、ＰＷＭ信号に基づきゲート電圧をＩＧＢＴに印加するための回路で、フォトカプラ，ロジックＩＣ，トランジスタ等から構成される。そして、このドライブ回路にも、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子と同様に、ＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延がある。ドライブ回路のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とは、いわゆるドライブ回路の応答性に関するものである。ドライブ回路はＰＷＭ信号を発生する手段から出力されたＰＷＭ信号に基づき、ゲート電圧がＯＮ状態又はＯＦＦ状態となる。つまり、ゲート電圧がＯＮ状態となるとＩＧＢＴがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態となるとＩＧＢＴがＯＦＦ動作する。

そして、理想的には、ＯＮ状態とするＰＷＭ信号がドライブ回路に出力されたと同時にゲート電圧が印加され、ＯＦＦ状態とするＰＷＭ信号がドライブ回路に出力されたと同時に印加されるゲート電圧が零となることである。しかし、一般には、ドライブ回路の性能等により、ＯＮ状態とするＰＷＭ信号がドライブ回路に出力された場合に、ＰＷＭ信号が出力された時刻から少し遅れてゲート電圧が印加される。また、ＯＦＦ状態とするＰＷＭ信号がドライブ回路に出力された場合に、ＰＷＭ信号が出力された時刻から少し遅れてドライブ回路に印加されるゲート電圧が零となる。ここで、ＰＷＭ信号のＯＮ状態となる時刻からドライブ回路にゲート電圧が印加されるまでの時間を、ＯＮ遅延という。また、ＰＷＭ信号のＯＦＦ状態となる時刻からドライブ回路に印加されるゲート電圧が零となる時刻までの時間を、ＯＦＦ遅延という。

つまり、スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動されたＰＷＭ信号に対するスイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とは、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号に対するドライブ回路のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延と、ドライブ回路から出力されるＰＷＭ信号に対するスイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とが考慮された、すなわち、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号に対するスイッチング素子の総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延となる。

請求項６に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であることを特徴とする。

請求項７に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であることを特徴とする。

請求項８に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記固定相は、電気角６０°毎に順次切り換わることを特徴とする。

請求項９に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記固定相は、電気角３０°毎に順次切り換わることを特徴とする。

請求項１０に係る二相変調制御式インバータ装置は、前記固定相は、電気角１２０°毎に順次切り換わることを特徴とする。

請求項１１に係る二相変調制御式インバータ装置は、自動車に搭載される前記三相交流モータに用いられることを特徴とする。

請求項１に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、ＰＷＭ信号に予め設定されているデッドタイムによる影響を適切に補償することができるため、デッドタイムによる三相交流モータに歪み等の生じない電流を供給することができる。これは、デッドタイムに基づき各相間電圧を固定相決定手段で決定された固定相の切り替えに同期した所定値にするように補償することに着目することにより達成できたものである。つまり、二相変調制御式インバータ装置の変調させる二相に対する補償のみを補償することにより、各相間電圧を前記固定相決定手段で決定された固定相の切り替えに同期した所定値にすることを行っていることによる。

請求項２に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、ＰＷＭ信号のデッドタイムによる三相交流電流への影響に加えて、スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延による三相交流電流への影響をも適切に補償することができる。これにより、ＰＷＭ信号のデッドタイムと、スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延と、による三相交流モータに歪み等の生じない電流を供給することができる。

請求項３に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態において、相間電圧を小さくさせるように補償されるので、三相交流モータに供給される電流を確実に歪み等のない最適な電流にすることができる。ここで、上述したように、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合とは、ＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、実際のスイッチング素子のＯＮ状態の時間が長くなることになる。そして、ＯＮ状態の時間が長いことにより、電圧指令値と三相交流モータに印加するパルス電圧の平均値との間に誤差を発生させ、三相交流モータのうちの変調させる二相に供給される電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有するのに対して、固定相の電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有しないので、力行状態時に理想的な滑らかな三相交流電流が三相交流モータに流れないことになる。そこで、本発明のように、力行状態時に、相間電圧を小さくさせるように変調する二相のスイッチング素子の動作を補償することにより、適切な三相交流電圧が三相交流モータに印加されることになり、適切な三相交流電流が三相交流モータに供給されることになる。一方、回生状態においては、前記三相交流モータは発電する状態にあり、力行状態に流れる三相交流電流とは逆の極性の三相交流電流が流れることになり、力行状態とは逆に補償される。すなわち、相間電圧を大きくさせるように補償されるので、適切な三相交流電流を三相交流モータから発生させることができ、発電の損失を低減することができる。

請求項４に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態において、相間電圧を大きくさせるように補償されるので、三相交流モータに供給される電流を確実に歪み等のない最適な電流とすることができる。ここで、上述したように、ＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合とは、ＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、実際のスイッチング素子のＯＮ状態の時間が短くなることになる。そして、ＯＮ状態の時間が短いことにより、電圧指令値と三相交流モータに印加するパルス電圧の平均値との間に誤差を発生させ、三相交流モータのうちの変調させる二相に供給される電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有するのに対して、固定相の電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有しないので、力行状態時に理想的な滑らかな三相交流電流が三相交流モータに流れないことになる。そこで、本発明のように、力行状態時に、相間電圧を大きくさせるように変調する二相のスイッチング素子の動作を補償することにより、適切な三相交流電圧が三相交流モータに印加されることになり、適切な三相交流電流が三相交流モータに供給されることになる。一方、回生状態においては、前記三相交流モータは発電する状態にあり、力行状態に流れる三相交流電流とは逆の極性の三相交流電流が流れることになり、力行状態とは逆に補償される。すなわち、相間電圧を小さくさせるように補償されるので、適切な三相交流電流を三相交流モータから発生させることができ、発電の損失を低減することができる。

請求項５に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号のデッドタイムによる三相交流電流への影響に加えて、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号に対するスイッチング素子の総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延による三相交流電流への影響をも適切に補償することができる。これにより、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号のデッドタイムと、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号に対するスイッチング素子の総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延と、による三相交流モータに歪み等の生じない電流を供給することができる。

請求項６に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、総合ＯＮ遅延が総合ＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態において、相間電圧を小さくさせるように補償されるので、三相交流モータに供給される電流を確実に歪み等のない最適な電流にすることができる。ここで、総合ＯＮ遅延が総合ＯＦＦ遅延より短い場合とは、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、ドライブ回路の駆動により実際に駆動するスイッチング素子のＯＮ状態の時間が長くなることになる。そして、ＯＮ状態の時間が長いことにより、電圧指令値と三相交流モータに印加するパルス電圧の平均値との間に誤差を発生させ、三相交流モータのうちの変調させる二相に供給される電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有するのに対して、固定相の電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有しないので、力行状態時に理想的な滑らかな三相交流電流が三相交流モータに流れないことになる。そこで、本発明のように、力行状態時に、相間電圧を小さくさせるように変調する二相のスイッチング素子の動作を補償することにより、適切な三相交流電圧が三相交流モータに印加されることになり、適切な三相交流電流が三相交流モータに供給されることになる。一方、回生状態においては、前記三相交流モータは発電する状態にあり、力行状態に流れる三相交流電流とは逆の極性の三相交流電流が流れることになり、力行状態とは逆に補償される。すなわち、相間電圧を大きくさせるように補償されるので、適切な三相交流電流を三相交流モータから発生させることができ、発電の損失を低減することができる。

請求項７に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、総合ＯＮ遅延が総合ＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態において、相間電圧を大きくさせるように補償されるので、三相交流モータに供給される電流を確実に歪み等のない最適な電流とすることができる。ここで、総合ＯＮ遅延が総合ＯＦＦ遅延より長い場合とは、ＰＷＭ信号発生手段から出力されるＰＷＭ信号のＯＮ状態の時間よりも、ドライブ回路の駆動により実際に駆動するスイッチング素子のＯＮ状態の時間が短くなることになる。そして、ＯＮ状態の時間が短いことにより、電圧指令値と三相交流モータに印加するパルス電圧の平均値との間に誤差を発生させ、三相交流モータのうちの変調させる二相に供給される電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有するのに対して、固定相の電流は制御の目標とする電流指令に対して誤差を有しないので、力行状態時に理想的な滑らかな三相交流電流が三相交流モータに流れないことになる。そこで、本発明のように、力行状態時に、相間電圧を大きくさせるように変調する二相のスイッチング素子の動作を補償することにより、適切な三相交流電圧が三相交流モータに印加されることになり、適切な三相交流電流が三相交流モータに供給されることになる。一方、回生状態においては、前記三相交流モータは発電する状態にあり、力行状態に流れる三相交流電流とは逆の極性の三相交流電流が流れることになり、力行状態とは逆に補償される。すなわち、相間電圧を大きくさせるように補償されるので、適切な三相交流電流を三相交流モータから発生させることができ、発電の損失を低減することができる。

請求項８〜１０に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、固定相が電気角６０°毎に順次切り換わるようにしてもよいし、固定相が電気角３０°毎に順次切り換わるようにしてもよいし、固定相が電気角１２０°毎に順次切り換わるようにしてもよい。

請求項１１に係る二相変調制御式インバータ装置によれば、電流の歪み等による三相交流モータが振動することを抑制することができるので、これらが搭載された自動車は、非常に振動・騒音を抑制することができる。

さらに、本発明によれば、以下の効果も奏する。従来技術である特許第３３７８２０９号公報に開示された技術は、電圧ベクトルに対して電流ベクトルを３０°ずらした位置に設定していることによりデッドタイム補償の有効範囲が狭くなっているが、本発明によればデッドタイム補償の有効範囲は限定されない。また、従来のデッドタイム補償によれば、電流極性判別による演算遅延や電気角の演算誤差等により、正確なデッドタイム補償ができない場合があったが、本発明によれば、デッドタイム補償を行うために電流極性判別及び電気角の演算を行わないため、従来生じていた問題は発生しない。

次に、実施形態を挙げ、本発明をより詳しく説明する。

（二相変調制御式インバータ装置の全体構成）
本実施形態における二相変調制御式インバータ装置１を用いたモータ駆動装置について、図１を参照して説明する。なお、ここに示すモータ駆動装置は、自動車に搭載する三相交流モータを駆動する装置である。

図１に示すように、モータ駆動装置は、二相変調制御式インバータ装置１と、三相交流モータ２と、直流電源（バッテリ）３と、電流センサ４と、回転位置検出センサ５とから構成されている。電流センサ４は、三相交流モータ１の電機子コイルのうちの少なくとも二相の電流（例えば、Ｖ相及びＷ相に流れる電流Ｉｖ，Ｉｗ）を検出するセンサである。回転位置検出センサ５は、三相交流モータ１の回転子の回転位置θを検出するセンサである。なお、回転位置検出センサ５は、電流センサ４により検出された二相の電流等に基づいて電気角を演算することにより削除することが可能である。

二相変調制御式インバータ装置１は、三相インバータ回路６と、制御回路７と、平滑コンデンサ８とから構成される。三相インバータ回路（以下、単に「インバータ回路」という。）６は、直流電圧を三相交流電圧に変換して三相交流モータ２の電機子コイルに印加する回路である。このインバータ回路６は、Ｕ相インバータ６１、Ｖ相インバータ６２、Ｗ相インバータ６３をもち、各相インバータ６１〜６３はそれぞれ、上アーム側スイッチング素子としてＩＧＢＴ６０１〜６０３を、下アーム側スイッチング素子としてＩＧＢＴ６０４〜６０６を個別に有している。さらに、各ＩＧＢＴ６０１〜６０６には、それぞれフライホイールダイオード６４が逆並列に接続されている。

そして、インバータ回路６の上アーム側スイッチング素子としてのＩＧＢＴ６０１〜６０３の上端側は、直流電源３及び平滑コンデンサ８の正極側に接続されている。一方、インバータ回路６の下アーム側スイッチング素子としてのＩＧＢＴ６０４〜６０６の下端側は、直流電源３及び平滑コンデンサ８の負極側に接続されている。そして、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１と下アーム側ＩＧＢＴ６０４との間は、三相交流モータ２のＵ相の電機子コイルに接続されている。Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２と下アーム側ＩＧＢＴ６０５との間は、三相交流モータ２のＶ相の電機子コイルに接続されている。Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３と下アーム側ＩＧＢＴ６０６との間は、三相交流モータ２のＷ相の電機子コイルに接続されている。

（制御回路の構成）
制御回路７は、車両ＥＣＵからトルク指令値ｔｒｑ＊を入力し、電流センサ４からＶ相及びＷ相の電流Ｉｖ，Ｉｗを入力し、さらに、回転位置検出センサ５から回転位置θを入力する。そして、これら入力信号に基づき、インバータ回路６の各ＩＧＢＴ６０１〜６０６のＯＮ・ＯＦＦ状態を制御している。具体的には、各ＩＧＢＴ６０１〜６０６のゲート端子に印加するゲート電圧を制御している。

この制御回路７について、図２を参照して詳細に説明する。図２に示すように、制御回路７は、モータ回転位置検出手段７１と、ｄｑ軸電流指令発生手段７２と、三相電圧指令発生手段７３と、二相変調電圧指令発生手段７４と、ＰＷＭ信号発生手段７５と、スイッチングゲートドライバ７６とから構成される。

モータ回転位置検出手段７１は、回転位置検出センサ５から入力した信号に基づき、三相交流モータ２の回転子の回転位置θとモータ回転数Ｎｍｏｔとを算出する。ｄｑ軸電流指令発生手段７２は、車両ＥＣＵから入力されるトルク指令値ｔｒｑ＊とモータ回転数Ｎｍｏｔとに基づき、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ，Ｉｑを算出する。三相電圧指令発生手段（三相電圧指令値算出手段）７３は、モータ回転位置検出手段７１により算出された回転位置θとｄｑ軸電流指令発生手段７２により算出されたｄｑ軸電流指令値Ｉｄ，Ｉｑと電流センサ４で検出したＶ相及びＷ相の電流Ｉｖ，Ｉｗとに基づき、三相交流モータ３の各相の電機子コイルに印加される電圧指令値Ｕ，Ｖ，Ｗを算出する。この電圧指令値Ｕ，Ｖ，Ｗは、三相変調制御する場合における電圧指令値となる。二相変調電圧指令発生手段７４は、三相電圧指令発生手段７３により算出された電圧指令値Ｕ，Ｖ，Ｗに基づき、二相変調させる場合における電圧指令値Ｕ’，Ｖ’，Ｗ’を算出する。なお、二相変調電圧指令発生手段７４についての詳細は後述する。

ＰＷＭ信号発生手段７５は、二相変調電圧指令発生手段７４により算出された二相変調の電圧指令値Ｕ’，Ｖ’，Ｗ’に基づき、インバータ回路６のＵ相インバータ６１，Ｖ相インバータ６２，Ｗ相インバータ６３の駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、搬送波（三角波）と大小を比較させることにより発生させる。

スイッチングゲートドライバ（ドライブ回路）７６は、ＰＷＭ信号発生手段７５から出力されるＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づき、Ｕ相インバータ６１のＩＧＢＴ６０１，６０４のゲート電圧Ｕｕ，Ｕｌと、Ｖ相インバータ６２のＩＧＢＴ６０２，６０５のゲート電圧Ｖｕ，Ｖｌと、Ｗ相インバータ６３のＩＧＢＴ６０３，６０６のゲート電圧Ｗｕ，Ｗｌとを発生させる。これらのゲート電圧Ｕｕ，Ｕｌ，Ｖｕ，Ｖｌ，Ｗｕ，Ｗｌは、所定時間におけるＯＮ状態の時間割合であるデューティにて表すことができる。そして、インバータ回路６の各ＩＧＢＴ６０１〜６０６は、スイッチングゲートドライバ７６から出力されるゲート電圧Ｕｕ，Ｕｌ，Ｖｕ，Ｖｌ，Ｗｕ，Ｗｌに基づき、ＯＮ・ＯＦＦ駆動される。つまり、ゲート電圧がＯＮ状態（所定電圧値）となるとＩＧＢＴがＯＮ動作し、ゲート電圧がＯＦＦ状態（零）となるとＩＧＢＴがＯＦＦ動作する。

（二相変調電圧指令発生手段）
二相変調電圧指令発生手段７４は、固定モード演算手段（固定相決定手段）７４１と、２アーム補償演算手段（電圧補償量算出手段）７４２と、電圧指令演算手段（二相変調電圧指令値算出手段）７４３とから構成される。固定モード演算手段７４１は、固定相と変調相とを三相電圧指令発生手段７３で発生させた三相電圧指令Ｕ，Ｖ，Ｗの極性やお互いの大小関係及び電気角（位相）等に基づいて決定する。また、固定モード演算手段７４１は、固定相の固定期間と固定相の相電流のピーク付近が揃うように、三相交流モータの特性等に整合させることを特徴とする。固定相とは、インバータ回路６の所定の一相のＩＧＢＴのＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させる相である。変調相とは、固定相以外の他の二相であって、これらのＩＧＢＴのＯＮ・ＯＦＦ状態を変動させる相である。

（二相変調電圧指令）
ここで、二相変調電圧指令について図３〜図６を参照して説明する。図３は、第１実施例の二相変調電圧指令を示す図である。図４は、第２実施例の二相変調電圧指令を示す図である。図５は、第３実施例の二相変調電圧指令を示す図である。図６は、第４実施例の二相変調電圧指令を示す図である。

（第１実施例の二相変調電圧指令）
第１実施例の二相変調電圧指令は、図３に示すように、固定モード演算手段７４１で決定された電気角６０°毎の固定モードに分割して、固定相を順次移動させている。具体的には、固定モード１では、電気角０〜６０°の区間であって、Ｖ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＦＦ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。固定モード２では、電気角６０〜１２０°の区間であって、Ｕ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。固定モード３では、電気角１２０〜１８０°の区間であって、Ｗ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。固定モード４では、電気角１８０〜２４０°の区間であって、Ｖ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＮ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。固定モード５では、電気角２４０〜３００°の区間であって、Ｕ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＦＦ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。固定モード６では、電気角３００〜３６０°の区間であって、Ｗ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。

（第２実施例の二相変調電圧指令）
第２実施例の二相変調電圧指令は、図４に示すように、固定モード演算手段７４１で決定された電気角１２０°毎の固定モードに分割して、固定相を順次移動させている。第２実施例の二相変調電圧指令は、プラス側電圧にて固定相を固定させるようにしている。具体的には、固定モード１では、電気角３０〜１５０°の区間であって、Ｕ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。固定モード２では、電気角１５０〜２７０°の区間であって、Ｖ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＮ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。固定モード３では、電気角０〜３０°及び２７０〜３６０°の区間であって、Ｗ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。

（第３実施例の二相変調電圧指令）
第３実施例の二相変調電圧指令は、図５に示すように、固定モード演算手段７４１で決定された電気角１２０°毎の固定モードに分割して、固定相を順次移動させている。第３実施例の二相変調電圧指令は、マイナス側電圧にて固定相を固定させるようにしている。具体的には、固定モード１では、電気角２１０〜３３０°の区間であって、Ｕ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＦＦ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。固定モード２では、電気角０〜９０°及び３３０〜３６０°の区間であって、Ｖ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＦＦ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。固定モード３では、電気角９０〜２１０°の区間であって、Ｗ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。

（第４実施例の二相変調電圧指令）
第４実施例の二相変調電圧指令は、図６に示すように、固定モード演算手段７４１で決定された電気角３０°毎の固定モードに分割して、固定相を順次移動させている。具体的には、固定モード１，１０では、電気角０〜３０°，２７０〜３００°の区間であって、Ｗ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。固定モード２，５では、電気角３０〜６０°，１２０〜１５０°の区間であって、Ｕ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。固定モード３，１２では、電気角６０〜９０°，３３０〜３６０°の区間であって、Ｖ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＦＦ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。

固定モード４，７では、電気角９０〜１２０°，１８０〜２１０°の区間であって、Ｗ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｗ相インバータ６３の上アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＦＦ状態となり、Ｗ相インバータ６３の下アーム側ＩＧＢＴ６０６がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＶ相が変調している。固定モード６，９では、電気角１５０〜１８０°，２４０〜２７０°の区間であって、Ｖ相がプラス側電圧（＋ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｖ相インバータ６２の上アーム側ＩＧＢＴ６０２がＯＮ状態となり、Ｖ相インバータ６２の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態となる。そして、他の二相であるＵ相及びＷ相が変調している。固定モード８，１１では、電気角２１０〜２４０°，３００〜３３０°の区間であって、Ｕ相がマイナス側電圧（−ＶＤＣ／２）として固定されている。この場合、Ｕ相インバータ６１の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＦＦ状態となり、Ｕ相インバータ６１の下アーム側ＩＧＢＴ６０３がＯＮ状態となる。そして、他の二相であるＶ相及びＷ相が変調している。

図２に戻り説明する。２アーム補償演算手段７４２は、ＰＷＭ信号発生手段７５から出力されるＰＷＭ信号に予め設定されているデッドタイムと、ＰＷＭ信号に対するインバータ回路６の各ＩＧＢＴの総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延とに基づき、変調させる二相の電圧指令値の電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊を算出する。なお、デッドタイム、総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延、さらに、電圧誤差と称するデッドタイムと総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延の両方を考慮した誤差について、それぞれ後述する。

電圧指令演算手段７４３は、三相電圧指令発生手段７３から出力された三相変調させた場合の各相の電圧指令値Ｕ，Ｖ，Ｗ、固定モード演算手段７４１から出力された固定モード、及び、２アーム補償演算手段７４２から出力される電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊に基づき、二相変調させる電圧指令値Ｕ’，Ｖ’，Ｗ’を演算する。すなわち、二相変調電圧指令値Ｕ’，Ｖ’，Ｗ’は、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊を考慮されたものとなる。

（ＰＷＭ信号のデッドタイム）
次に、ＰＷＭ信号のデッドタイムについて説明する。インバータ回路６の各相インバータ６１〜６３は、上述したように、上アーム側ＩＧＢＴ６０１〜６０３と、下アーム側ＩＧＢＴ６０４〜６０６とから構成されている。そして、理想的には、上アーム側ＩＧＢＴ６０１〜６０３がＯＮ状態の時には下アーム側ＩＧＢＴ６０４〜６０６がＯＦＦ状態となり、上アーム側ＩＧＢＴ６０１〜６０３がＯＦＦ状態の時には下アーム側ＩＧＢＴ６０４〜６０６がＯＮ状態となることである。しかし、例えば、Ｕ相インバータ６１を例に取ると、上アーム側ＩＧＢＴ６０１と下アーム側ＩＧＢＴ６０４とが同時にＯＮ状態となることを防止する必要がある。同時にＯＮ状態となると、直流電源３を短絡させることになり、ＩＧＢＴ６０１，６０４が過電流故障等するためである。そのため、上アーム側ＩＧＢＴ６０１〜６０３と下アーム側ＩＧＢＴ６０４〜６０６とが同時にＯＦＦ状態となるデッドタイムが予め設定されている。このデッドタイムは、例えば、５μｓｅｃ等と予め設定されている。

ここで、二相変調におけるＰＷＭ信号のデッドタイムは、変調させている二相においてのみデッドタイムが存在し、固定相にはデッドタイムが存在しない。固定相にデッドタイムが存在しないのは、固定相のＰＷＭ信号が常にＯＮ状態又はＯＦＦ状態に固定されているためである。例えば、Ｕ相を固定相としている場合、Ｕ相にはデッドタイムが存在せず、変調させているＶ相及びＷ相にはデッドタイムが存在する。

（スイッチング素子の総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延）
次に、ＩＧＢＴ６０１〜６０６の総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延について図７を参照して説明する。図７（ａ）は、ＰＷＭ信号発生手段７５が出力するＰＷＭ信号のタイミングチャートを示す。図７（ｂ）は、スイッチングゲートドライバ７６が出力するゲート電圧のパルス信号のタイミングチャートを示す。図７（ｃ）は、スイッチングゲートドライバ７６が出力するゲート電圧に基づき、実際の各ＩＧＢＴ６０１〜６０６のスイッチング状態のタイミングチャートを示す。

ここで、図７（ａ）に示すＰＷＭ信号のタイミングチャートとＩＧＢＴ６０１〜６０６のタイミングチャートが同一であることが理想的であるが、変調させている場合には実際には両者は同一とはならない。つまり、図７（ｂ）に示すように、スイッチングゲートドライバ７６には、ドライバＯＮ遅延Ｔ１（Ｌ→Ｈ）とドライバＯＦＦ遅延Ｔ１（Ｈ→Ｌ）とが存在する。ドライバＯＮ遅延Ｔ１（Ｌ→Ｈ）とは、ＰＷＭ信号がＯＦＦ状態からＯＮ状態になる時刻からスイッチングゲートドライバ７６がＯＦＦ状態からＯＮ状態になる時刻までの時間である。ドライバＯＦＦ遅延Ｔ１（Ｈ→Ｌ）とは、ＰＷＭ信号がＯＮ状態からＯＦＦ状態になる時刻からスイッチングゲートドライバ７６がＯＮ状態からＯＦＦ状態になる時刻までの時間である。このように、スイッチングゲートドライバ７６は、ＰＷＭ信号発生手段７５から出力されたＰＷＭ信号に対して遅れてＯＮ状態又はＯＦＦ状態となる。

さらに、図７（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴ６０１〜６０６には、スイッチングＯＮ遅延Ｔ２（Ｌ→Ｈ）とスイッチングＯＦＦ遅延Ｔ２（Ｈ→Ｌ）とが存在する。スイッチングＯＮ遅延Ｔ２（Ｌ→Ｈ）とは、スイッチングゲートドライバ７６がＯＦＦ状態からＯＮ状態になる時刻からＩＧＢＴ６０１〜６０６がＯＦＦ状態からＯＮ状態になる時刻までの時間である。スイッチングＯＦＦ遅延Ｔ２（Ｈ→Ｌ）とは、スイッチングゲートドライバ７６がＯＮ状態からＯＦＦ状態になる時刻からＩＧＢＴ６０１〜６０６がＯＮ状態からＯＦＦ状態になる時刻までの時間である。

そして、ＩＧＢＴ６０１〜６０６は、ＰＷＭ信号発生手段７５が出力するＰＷＭ信号に対しては、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）と総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）とが存在することになる。総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）とは、ドライバＯＮ遅延Ｔ１（Ｌ→Ｈ）とスイッチングＯＮ遅延Ｔ２（Ｌ→Ｈ）の合計時間である。総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）とは、ドライバＯＦＦ遅延Ｔ１（Ｈ→Ｌ）とスイッチングＯＦＦ遅延Ｔ２（Ｈ→Ｌ）の合計時間である。つまり、ＩＧＢＴ６０１〜６０６は、ＰＷＭ信号発生手段７５から出力されたＰＷＭ信号に対して遅れてＯＮ状態又はＯＦＦ状態となる。

ここで、スイッチングゲートドライバ７６によって、ドライバＯＮ遅延Ｔ１（Ｌ→Ｈ）がドライバＯＦＦ遅延Ｔ１（Ｈ→Ｌ）より大きい場合や、ドライバＯＮ遅延Ｔ１（Ｌ→Ｈ）がドライバＯＦＦ遅延Ｔ１（Ｈ→Ｌ）より小さい場合がある。また、ＩＧＢＴ６０１〜６０６によって、スイッチングＯＮ遅延Ｔ２（Ｌ→Ｈ）がスイッチングＯＦＦ遅延Ｔ２（Ｈ→Ｌ）より大きい場合や、スイッチングＯＮ遅延Ｔ２（Ｌ→Ｈ）がスイッチングＯＦＦ遅延Ｔ２（Ｈ→Ｌ）より小さい場合がある。そして、スイッチングゲートドライバ７６及びＩＧＢＴ６０１〜６０６によって、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より大きい場合や、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より小さい場合がある。

ここで、二相変調における総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延は、変調させている二相においてのみに存在し、固定相には存在しない。固定相に総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延が存在しないのは、固定相のＰＷＭ信号が常にＯＮ状態又はＯＦＦ状態に固定されているためである。例えば、Ｕ相を固定相としている場合、Ｕ相には総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延が存在せず、変調させているＶ相及びＷ相には総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延が存在する。

（電圧誤差）
ここで、電圧誤差について説明する。電圧誤差は、上述したデッドタイムと総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延を要素とし、インバータ回路６をＰＷＭ制御する場合に、三相交流モータ２にインバータ回路６が出力するパルス電圧の平均値と三相交流モータ２を駆動するための電圧指令値との間にある誤差である。

そして、二相変調における電圧誤差について図８を参照して説明する。図８（ａ）は、Ｕ相インバータ６１，Ｖ相インバータ６２，Ｗ相インバータ６３の駆動指令信号となるＰＷＭ信号Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを示し、図８（ｂ）は、第１実施例（図３に示す）の二相変調電圧指令に基づいて発生させたデューティを示す。図８（ａ）に示すように、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のうちの何れか一相のＰＷＭ信号が、順次ＯＮ状態又はＯＦＦ状態として固定されている。そして、他の二相のＰＷＭ信号は、変調している。

例えば、Ｕ相のＰＷＭ信号がＯＮ状態として固定されている場合を例に取り説明する。この場合、Ｕ相のデューティは１００％となり、Ｕ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態となり、Ｕ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態となり、Ｖ相及びＷ相のＰＷＭ信号は変調している。つまり、この間においては、固定相であるＵ相には、デッドタイム、総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延が存在しないため電圧誤差が発生しない。一方、変調相であるＶ相及びＷ相には、デッドタイム、総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延が存在するため電圧誤差が発生する。そして、Ｖ相及びＷ相に発生する電圧誤差の影響により、Ｕ相とＶ相との相間電圧及びＵ相とＷ相との相間電圧には、前記パルス電圧の平均値と前記電圧指令値との間に誤差が発生する。一方、Ｖ相とＷ相との相間電圧には、Ｖ相及びＷ相に電圧誤差が発生してそれぞれキャンセルされるため、前記パルス電圧の平均値と前記電圧指令値との間に誤差が発生しない。なお、固定相をＶ相又はＷ相とした場合についても、上述の固定相をＵ相とした場合と同様である。すなわち、二相変調では、固定相のみに電圧誤差が発生しないのに対し、固定相以外の二相に電圧誤差が発生するため、固定相の切り替えに同期して、固定相と固定相以外の二相との相間電圧に誤差が発生して、三相の相間電圧のバランスが崩れる。

（電圧補償量）
次に、２アーム補償演算手段７４２にて算出される電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊について図９及び図１１を参照して説明する。図９及び図１１は、第１実施例（図３に示す）の二相変調電圧指令の場合におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相のデューティを示す。

まず、力行状態、すなわち、直流電源３から供給される電力に基づき、各ＩＧＢＴ６０１〜６０６を所定の状態で動作させることにより、三相交流モータ２を駆動させる状態について説明する。また、デッドタイムのみに着目した場合と、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より小さい場合と、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より大きい場合とに分けて説明する。

まず、力行状態であって、デッドタイムのみに着目した場合には、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、電圧補償量Ｖ１＊はＶ相の電圧指令値を補償する電圧補償量であり、電圧補償量Ｖ２＊はＷ相の電圧指令値を補償する電圧補償量である。そして、この場合、Ｕ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態にあり、Ｕ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態にある固定モードでは、Ｕ相の電圧指令値Ｕ’は最大値となる。つまり、Ｕ相のデューティは１００％となる。また、Ｕ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＦＦ状態にあり、Ｕ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＮ状態にある固定モードでは、Ｕ相の電圧指令値Ｕ’は最小値となる。つまり、Ｕ相のデューティは０％となる。

Ｕ相のデューティが１００％の場合は、直流電源３から供給される三相交流モータ２を駆動する電流は、Ｖ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０５のＯＮ状態の時間及びＷ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０６のＯＮ状態の時間で決まり、Ｕ相のデューティが０％の場合には、直流電源３から供給される三相交流モータを駆動する電流は、Ｖ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０２のＯＮ状態の時間及びＷ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０３のＯＮ状態の時間で決まる。これらのときにおけるデッドタイムは、変調相であるＶ相及びＷ相にのみ存在し、三相交流モータを駆動する電流を決めるＶ相及びＷ相の上下アーム側ＩＧＢＴ６０２〜６０３，６０５〜６０６のＯＮ状態の時間を短くする。

そして、電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を大きくする値であるので、Ｕ相のデューティが１００％の場合は、Ｖ相の電圧指令値Ｖ’を小さくする値となる。つまり、図１１（ｂ）に示すように、Ｖ相のデューティを小さくし、Ｖ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０５のＯＮ状態の時間を長くするように補償する。Ｕ相のデューティが０％の場合は、Ｖ相の電圧指令値Ｖ’を大きくする値となる。つまり、図１１（ｃ）に示すように、Ｖ相のデューティを大きくし、Ｖ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０２のＯＮ状態の時間を長くするように補償する。

また、電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相との相間電圧を大きくする値であるので、Ｕ相のデューティが１００％の場合は、Ｗ相の電圧指令値Ｗ’を小さくする値となる。つまり、図１１（ｂ）に示すように、Ｗ相のデューティを小さくし、Ｗ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０６のＯＮ状態の時間を長くするように補償する。Ｕ相のデューティが０％の場合は、Ｗ相の電圧指令値Ｗ’を大きくする値となる。つまり、図１１（ｃ）に示すように、Ｗ相のデューティを大きくし、Ｗ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０３のＯＮ状態の時間を長くするように補償する。なお、Ｖ相及びＷ相についても、上述したＵ相と同様に相間電圧を大きくするように補償する。

次に、力行状態であって、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より小さい場合には、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、電圧補償量Ｖ１＊はＶ相の電圧指令値を補償する電圧補償量であり、電圧補償量Ｖ２＊はＷ相の電圧指令値を補償する電圧補償量である。そして、この場合、Ｕ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＮ状態にあり、Ｕ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＦＦ状態にある固定モードでは、Ｕ相の電圧指令値Ｕ’は最大値となる。つまり、Ｕ相のデューティは１００％となる。また、Ｕ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０１がＯＦＦ状態にあり、Ｕ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０４がＯＮ状態にある固定モードでは、Ｕ相の電圧指令Ｕ’は最小値となる。つまり、Ｕ相のデューティは０％となる。

Ｕ相のデューティが１００％の場合は、直流電源３から供給される三相交流モータ２を駆動する電流は、Ｖ相及びＷ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０５，６０６のＯＮ状態の時間で決まり、Ｕ相のデューティが０％の場合には、直流電源３から供給される三相交流モータを駆動する電流は、Ｖ相及びＷ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０２，６０３のＯＮ状態の時間で決まる。

そして、電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を小さくする値であるので、Ｕ相のデューティが１００％の場合は、Ｖ相の電圧指令値Ｖ’を大きくする値となる。つまり、図９（ｂ）に示すように、Ｖ相のデューティを大きくし、Ｖ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０５のＯＮ状態の時間を短くするように補償する。Ｕ相のデューティが０％の場合は、Ｖ相の電圧指令Ｖ’を小さくする値となる。つまり、図９（ｃ）に示すように、Ｖ相のデューティを小さくし、Ｖ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０２のＯＮ状態の時間を短くする。

また、電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相との相間電圧を小さくする値であるので、Ｕ相のデューティが１００％の場合は、Ｗ相の電圧指令値Ｗ’を大きくする値となる。つまり、図９（ｂ）に示すように、Ｗ相のデューティを大きくし、Ｗ相の下アーム側ＩＧＢＴ６０６のＯＮ状態の時間を短くするように補償する。Ｕ相のデューティが０％の場合は、Ｗ相の電圧指令Ｗ’を小さくする値となる。つまり、図９（ｃ）に示すように、Ｗ相のデューティを小さくし、Ｗ相の上アーム側ＩＧＢＴ６０３のＯＮ状態の時間を短くする。なお、Ｖ相及びＷ相についても、上述したＵ相と同様に相間電圧を小さくするように補償する。

この場合における三相交流モータ２の所定の一相の電機子コイルに供給される電流波形を図１０（ａ）に示す。なお、比較のため、図１０（ｂ）には、本発明の電圧補償を行っていない場合における電流波形を示す。図１０（ｂ）に示すように、補償前の電流波形はデッドタイムにより歪みが生じている。それに対して、図１０（ａ）に示すように、補償後の電流波形は、デッドタイムによる歪みが解消されている。また、総合ＯＮ遅延及び総合ＯＦＦ遅延を考慮して補償しているので、図示しないが、より適切な電流波形とすることができる。

次に、力行状態であって、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より大きい場合について説明する。この場合における電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を大きくする値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、Ｖ相の電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を大きくする値となる。また、Ｗ相の電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相の相間電圧を大きくする値となる。つまり、図１１（ｂ）（ｃ）に示すように補償する。

次に、回生状態、すなわち、三相交流モータ２の動作に基づき、ＩＧＢＴ６０１〜６０６を所定の状態で動作させることにより、三相交流モータ２が発電する状態について説明する。回生状態では、三相交流モータ２が発電した電力は、ＩＧＢＴ６０１〜６０６と逆並列に接続されるフライホイールダイオード６４を介して、直流電源３へ充電されるので、力行状態とは、ＩＧＢＴのＯＮ状態も三相交流電流の極性も逆となり、デッドタイムによる誤差も逆の存在となる。また、デッドタイムのみに着目した場合と、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より小さい場合と、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より大きい場合とに分けて説明する。

回生状態であって、デッドタイムのみに着目した場合には、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、Ｖ相の電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を小さくする値となる。また、Ｗ相の電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相との相間電圧を小さくする値となる。つまり、図９（ｂ）（ｃ）に示すように補償する。

次に、回生状態であって、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より小さい場合には、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を大きくする値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、Ｖ相の電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を大きくする値となる。また、Ｗ相の電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相との相間電圧を大きくする値となる。つまり、図１１（ｂ）（ｃ）に示すように補償する。

次に、回生状態であって、総合ＯＮ遅延Ｔ３（Ｌ→Ｈ）が総合ＯＦＦ遅延Ｔ３（Ｈ→Ｌ）より大きい場合には、電圧補償量Ｖ１＊，Ｖ２＊は、固定相と固定相以外の二相との相間電圧を小さくする値となる。例えば、Ｕ相が固定相である場合には、Ｖ相の電圧補償量Ｖ１＊は、Ｕ相とＶ相との相間電圧を小さくする値となる。また、Ｗ相の電圧補償量Ｖ２＊は、Ｕ相とＷ相との相間電圧を小さくする値となる。つまり、図９（ｂ）（ｃ）に示すように補償する。

二相変調制御式インバータ装置を示す図である。 制御回路を示すブロック図である。 第１実施例の二相変調電圧指令を示す図である。 第２実施例の二相変調電圧指令を示す図である。 第３実施例の二相変調電圧指令を示す図である。 第４実施例の二相変調電圧指令を示す図である。 スイッチングゲートドライバ及びスイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延について説明する図である。 二相変調における電圧誤差について説明する図である。 ２アーム補償演算手段にて算出される電圧補償量が相間電圧を小さくさせる場合について説明する図である。 補償前後における電流波形を示す図である。 ２アーム補償演算手段にて算出される電圧補償量が相間電圧を大きくさせる場合について説明する図である。

符号の説明

１：二相変調制御式インバータ装置，２：三相交流モータ，３：直流電源，４：電流センサ，５：回転位置検出センサ，６：三相インバータ回路，７：制御回路，８：平滑コンデンサ，６１：Ｕ相インバータ，６２：Ｖ相インバータ，６３：Ｗ相インバータ，６４：フライホイールダイオード，７１：モータ回転位置検出手段，７２：ｄｑ軸電流指令発生手段，７３：三相電圧指令発生手段（三相電圧指令値算出手段），７４：二相変調電圧指令発生手段，７５：ＰＷＭ信号発生手段，７６：スイッチングゲートドライバ，６０１〜６０３：上アーム側スイッチング素子，６０４〜６０６：下アーム側スイッチング素子，７４１：固定モード演算手段（固定相決定手段），７４２：２アーム補償演算手段（電圧補償量算出手段），７４３：電圧指令演算手段（二相変調電圧指令値算出手段）

Claims (11)

1. 三相交流モータを駆動制御する三相インバータ回路と、
   前記三相交流モータに印加する三相電圧指令値を算出する三相電圧指令値算出手段と、
   前記三相電圧指令値に基づきスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させる固定相を決定する固定相決定手段と、
   前記三相電圧指令値算出手段で算出された前記三相電圧指令値及び前記固定相決定手段で決定された前記固定相に基づき、前記三相電圧指令値の各相間電圧の値を保持しつつ前記三相インバータ回路の所定の一相のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を固定させると共に他の二相のスイッチング素子のＯＮ・ＯＦＦ状態を変動させる二相変調電圧指令値を算出する二相変調電圧指令値算出手段と、
   前記二相変調電圧指令値に基づき前記三相インバータ回路をＰＷＭ制御するＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、
   を備えた二相変調制御式インバータ装置において、
   さらに、前記ＰＷＭ信号のデッドタイムに基づき各相間電圧を前記固定相決定手段で決定された固定相の切り替えに同期した所定値にする前記固定相以外の二相の電圧指令値の電圧補償量を算出する電圧補償量算出手段を備え、
   前記二相変調電圧指令値算出手段は、前記電圧補償量に基づき電圧補償した前記二相変調電圧指令値を算出することを特徴とする二相変調制御式インバータ装置。
2. 前記電圧補償量算出手段は、前記ＰＷＭ信号の前記デッドタイムと前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延とに基づき、前記電圧補償量を算出することを特徴とする請求項１記載の二相変調制御式インバータ装置。
3. 前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であることを特徴とする請求項２記載の二相変調制御式インバータ装置。
4. 前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であることを特徴とする請求項２記載の二相変調制御式インバータ装置。
5. 前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延は、前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子のＯＮ遅延及びＯＦＦ遅延であることを特徴とする請求項２記載の二相変調制御式インバータ装置。
6. 前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より短い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であることを特徴とする請求項５記載の二相変調制御式インバータ装置。
7. 前記電圧補償量は、前記ＰＷＭ信号に対する前記スイッチング素子を駆動するドライブ回路により駆動された前記スイッチング素子のＯＮ遅延がＯＦＦ遅延より長い場合に、力行状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を大きくさせる値であり、回生状態では前記固定相と前記固定相以外の二相との相間電圧を小さくさせる値であることを特徴とする請求項５記載の二相変調制御式インバータ装置。
8. 前記固定相は、電気角６０°毎に順次切り換わることを特徴とする請求項１記載の二相変調制御式インバータ装置。
9. 前記固定相は、電気角３０°毎に順次切り換わることを特徴とする請求項１記載の二相変調制御式インバータ装置。
10. 前記固定相は、電気角１２０°毎に順次切り換わることを特徴とする請求項１記載の二相変調制御式インバータ装置。
11. 前記二相変調制御式インバータ装置は、自動車に搭載される前記三相交流モータに用いられることを特徴とする請求項１記載の二相変調制御式インバータ装置。

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