JP2012182874A

JP2012182874A - モータ制御装置

Info

Publication number: JP2012182874A
Application number: JP2011042461A
Authority: JP
Inventors: Sari Maekawa; 佐理前川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2011-02-28
Filing date: 2011-02-28
Publication date: 2012-09-20

Abstract

【課題】単一の電流検出素子によりモータに供給される各相の電流を、騒音を増大させること無く検出する。
【解決手段】本実施形態のモータ制御装置は、インバータ回路の直流側に接続され電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、キャリア信号とデューティに基づきＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、３相の各相が所定の制御期間であるかを判定し、制御期間に該当する相についてキャリア信号の位相またはデューティの値を制御する制御手段と、電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、３相のうち少なくとも１つの前記スイッチング素子のオン、オフ状態が変化した時刻から抵抗素子に発生した信号を読み込むまでの最小待機時間をτとしたとき、制御手段は、２つの相電流がτ時間以上同時に流れる区間と、前記２つの相電流の少なくとも一方がτ時間以上単独に流れる区間との組み合わせとなるように、キャリア信号の位相またはデューティの値のいずれかを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。

モータを制御するためにＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した１つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で３相の全ての電流を検出するには、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation，パルス幅変調）キャリア（搬送波）の１周期内において、２相以上の電流を検出できるように３相のＰＷＭ信号パターンを発生させる必要がある。例えば図１３に示すように（キャリアを鋸歯状波としている）、Ｖ，Ｗ相のデューティが等しい場合、Ｕ＋（「＋」はインバータ回路の上アーム側スイッチング素子を示す），Ｖ＋がオン、Ｗ＋がオフ時にＷ相の電流は検出できるが、他の相電流は検出できない。このため、図１４に示すように、ある相（この場合Ｗ相）のＰＷＭ信号の位相をシフトさせることで、常に２相以上の電流を検出可能とすることが考えられる。

特許第３４４７３６６号公報

しかしながら、電流検出のために各相のＰＷＭ信号を順次シフトさせると、図１５に示すように、ある相のＰＷＭ信号をシフトしているパターンから他の相のＰＷＭ信号をシフトさせるパターンに移行するタイミングで、モータ電流がステップ状に変化する。図１５（ｂ）は、（ａ）の一部を拡大して示しているが、Ｕ相電流の変化がキャリア周期毎に増加，減少を交互に繰り返している場合に、上記の移行タイミングでは減小が２回連続しており、その結果（ａ）に示すステップ状の変化が生じている。この時の電流変化がトルクの変動を引き起こすため、モータの駆動時に発生する騒音のレベルが増大するという問題が生じる。

そこで、単一の電流検出素子によりモータに供給される各相の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置を提供する。

本実施形態におけるモータ制御装置は、３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置であって、前記インバータ回路の直流側に接続され電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、キャリア信号とデューティに基づきＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、前記３相の各相が所定の制御期間であるかを判定し、前記制御期間に該当する相について前記キャリア信号の位相または前記デューティの値を制御する制御手段と、前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、３相のうち少なくとも１つの前記スイッチング素子のオン、オフ状態が変化した時刻から前記抵抗素子に発生した信号を読み込むまでの最小待機時間をτとしたとき、前記制御手段は、２つの相電流がτ時間以上同時に流れる区間と、前記２つの相電流の少なくとも一方がτ時間以上単独に流れる区間との組み合わせとなるように、キャリア信号の位相または前記デューティの値のいずれかを制御する。

第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す機能ブロック図ＰＷＭ信号生成部の内部構成を示す機能ブロック図（ａ）〜（ｃ）は各相のＰＷＭキャリアとデューティ指令、（ｄ）は各相ＰＷＭ号パルスの生成状態を示すタイミングチャート各相電流を検出する手順を説明するフローチャート従来におけるＰＷＭ推移の波形を示す図本実施形態におけるＰＷＭ推移の波形を示す図本実施形態におけるＰＷＭ推移の波形を示す図本実施形態におけるＰＷＭ推移の波形を示す図ＤＵＴＹと各相のキャリアのシフト関係を示す図モータ電流が変動する状態を示す図第２実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す機能ブロック図（ａ）は各相のＰＷＭキャリアとデューティ指令、（ｂ）は各相ＰＷＭ号パルスの生成状態を示すタイミングチャート従来技術における相電流の検出を説明する図従来技術における相電流の検出を説明する別の図Ｕ相電流を実測した波形を示す図

（第１実施形態）
以下、実施形態について、図１ないし図１０を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。本実施形態に係るモータ制御部は、電流検出素子（シャント抵抗）４、電流検出部７、DUTY生成部８、PWM信号生成部９、キャリア制御部（制御手段）１５を少なくとも含む。

直流電源部１は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部１には、正側母線２ａ，負側母線２ｂを介してインバータ回路（直流交流変換器）３が接続されているが、負側母線２ｂ側には電流検出素子であるシャント抵抗４が挿入されている。インバータ回路３は、例えばＮチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）を３相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子は、例えばブラシレスＤＣモータからなるモータ６の各相巻線にそれぞれ接続されている。

シャント抵抗４の端子電圧（電流値に対応した信号）は電流検出部７により検出され、電流検出部（電流検出手段）７は、前記端子電圧とインバータ回路３に出力される３相のＰＷＭ信号パターンとに基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。電流検出部７が検出した各相電流は、ＤＵＴＹ生成部８に与えられＡ／Ｄ変換されて読み込まれると、モータ６の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のＰＷＭ信号を生成するためのデューティＵ＿ＤＵＴＹ，Ｖ＿ＤＵＴＹ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

例えばベクトル制御を行う場合であれば、ＤＵＴＹ生成部８には、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等からモータ６の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ６の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Ｉqrefが生成される。モータ６の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗからはモータ６のロータ位置θが決定されると、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Ｉｑ，励磁電流Ｉｄが算出される。トルク電流指令Ｉqrefとトルク電流Ｉｑとの差分に対して例えばＰＩ制御演算が行われ、電圧指令Ｖｑが生成される。励磁電流Ｉｄ側についても同様に処理されて電圧指令Ｖｄが生成され、電圧指令Ｖｑ，Ｖｄが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。そして、これらの三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹが決定される。

各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）９及びキャリア制御部１５に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで３相ＰＷＭ信号が生成される。また、３相ＰＷＭ信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路１０に出力される。駆動回路１０は、与えられたＰＷＭ信号に従い、インバータ回路３を構成する６つのパワーＭＯＳＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋，Ｕ−，Ｖ−，Ｗ−）の各ゲートに、ゲート信号を出力する（上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する）。

次に、ＰＷＭ信号生成部９が３相ＰＷＭ信号を生成する方式について説明する。インバータ回路３がＰＷＭ変調された３相交流を出力する際には、前述したように、上アーム側のＦＥＴ５（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）に対する通電パターンに応じて特定の相の電流を検出できる。以下は、各相上アーム側のゲート信号について述べるが、例えばＵ相のみがＨレベルとなり、Ｖ相及びＷ相が何れもＬレベルとなる通電パターンの期間では、シャント抵抗４の両端に発生する電圧はＵ相電流に対応する。また、Ｕ相及びＶ相の両方がＨレベルであり、Ｗ相がＬレベルとなる区間では、シャント抵抗４の両端電圧の符号を反転したものがＷ相電流に対応する。

このように、ＰＷＭ信号の通電パターンに応じて２相分の電流を順次検出して記憶すれば、時分割的ではあるが３相分の電流を検出できる。この場合、各相電流を同時に検出してはいないので実際には誤差を生じるが、特別な厳密さが要求されなければ実用上問題はなく、３相分の電流検出値を用いて回路方程式を解くことで、次の周期の通電パターンを算出できる。

また、ＦＥＴ５のオン，オフ状態が変化した直後は電流波形が安定しないので、シャント抵抗４に発生した電圧信号を安定した状態で読み込むために最小待機時間（安定時間）τが必要である。図１０は、ＰＷＭ信号による通電パターンが切り替わる際に、シャント抵抗に流れる電流が変動している波形をオシロスコープで観測（ＣＨ１）したもので、電流波形がリンギングのように大きく変動していることが判る。この待機時間τが例えば３μsecであるとすると、一つの相の電流を読み込むためには特定の通電状態（ＰＷＭ信号パターン）を３μsec以上継続させる必要がある。換言すれば、同一の通電状態での継続時間が３μsecよりも短い場合は電流の読み込みが正常に行われず、その時に更新されるべき相の電流値を更新できない。つまり、全てのＰＷＭ信号パターンによる通電状態を最小待機時間τ以上継続することができれば、どのようなケースでも相電流を検出できる。

そこで、本実施形態では、各相のＰＷＭ信号パルスの出力位相を、従来とは異なる方式でシフトさせる。インバータ回路３を介してモータ６に印加する電圧は、各相のパルス間のデューティ差が一定であれば、パルスの立ち上がり位置，立下がり位置を同じ時間だけシフトさせても変わらない。つまり、後述する図５（Ａ）と図６（Ａ）のＰＷＭ信号パターンは、モータ６にとって同じ印加電圧である（相間電圧が等しいため）。

図２は、ＰＷＭ信号生成部９の内部構成を示す図で、図３は、ＰＷＭ信号生成部９の内部で上アーム側の３相ＰＷＭ信号（Ｕ＋，Ｖ＋，Ｗ＋）のパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。ＤＵＴＹ生成部８より入力された各相デューティＵ，Ｖ，Ｗ＿ＤＵＴＹは、パルス生成部１３に入力され、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のキャリア（搬送波）とのレベルが比較された結果、各相のＰＷＭ信号Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±が生成される。

すなわち、本実施形態では、各相毎にＰＷＭを生成するキャリアを使用する。図３に示すように、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相毎に位相の異なるのこぎり波（あるいは三角波）キャリアを持ち、それぞれのキャリアと設定ＤＵＴＹを比較し、ＰＷＭが生成される。そして、これら３相のキャリアの位相は、設定されるＤＵＴＹに基づいて、前述の電流検出可能な最小時間τが確保されるだけ差を持つように決定される。これらのキャリア位相の決定や、各相キャリアの実施は、キャリア制御部１５が行う。

次に、本実施形態に係るモータ制御部における各相の電流検出の手順を説明する。図４に各相電流を検出する手順を説明するフローチャートを示す。

まずステップＳ１において、DUTY生成部８が、３相（U,V,W）のDUTY値を決定する。DUTY生成部８は、決定したDUTY値を、PWM信号生成部９とキャリア制御部１５に出力する。

次に、ステップS２において、キャリア制御部１５は、各相DUTY値の大小から各相のシフト期間を判定する。その結果、U相シフト期間である場合（ステップS３の“YES”）キャリア制御部１５は、U相シフト量を算出する。同様に、V相シフト期間である場合（ステップS５の“YES”）キャリア制御部１５は、V相シフト量を算出する。同様に、W相シフト期間である場合（ステップS７の“YES”）キャリア制御部１５は、W相シフト量を算出する。

一方、ステップS９において、PWM信号生成部９は、電流検出のタイミングを決定する。そして、PWM信号生成部９は、決定したタイミングを電流検出部７に出力する。

ステップS１０において、キャリア制御部１５は、U相のキャリアシフトを実施する。同様に、ステップS１１において、キャリア制御部１５は、V相のキャリアシフトを実施する。同様に、ステップS１２において、キャリア制御部１５は、W相のキャリアシフトを実施する。その後、これらのシフトしたキャリアをPWM信号生成部９に出力する。

PWM信号生成部９は、ステップS１３において、各相のDUTY値とキャリアを比較し、PWM信号を生成する。次いで、ステップS１４において、PWM信号生成部９は、各相信号にデッドタイムを付加する。そして、ステップS１５において、PWM信号生成部９は、各相PWM信号を駆動回路１０に出力する。

一方、ステップS１６において、電流検出部７は、ステップS９にてPWM信号生成部から受け取った電流検出のタイミングになったか否かを判定する。そして電流検出のタイミングになると（ステップS１６の“YES”）、電流検出部７は、各相の電流を検出する。

具体的な例を図５乃至図８を示しながら説明する。各相のＰＷＭのＤＵＴＹは、モータの回転角度と共に変化していくが、現在図５(A)状態であるとする。この場合、パルス幅の最大相はＵ相であり、中間相がＶ相、最小相がＷ相である。このとき、電流検出は最大相のみＯＮ状態の区間Ａと最大相および中間相がＯＮの区間Ｂの２点にて行う。Ａでは最大相の電流検出、Ｂでは最小相の電流に負を乗じた電流が検出できる。そして中間相の電流は３相電流の総和がゼロであることから演算にて求める。この状態からモータ回転に応じて各相のＤＵＴＹが変化していくと、Ｕ相とＶ相が同じＤＵＴＹになる状態を経由し、Ｖ相が最大相、Ｕ相が中間相、Ｗ相が最小相となる状態へ移行する。各相のＰＷＭ生成の基準キャリアの位相が固定である場合、図５（Ｂ）のようにＵ相とＶ相のＤＵＴＹ差が電流検出可能な最小時間τよりも小さくなった時点で最大相であるＵ相電流が検出できなくなる。ここで、本実施例では、図６(B)のように最大相であるＵ相のキャリア位相を進み側にシフトさせる。そして進み側へのシフト量を調整し、最大相がＶ相に切り替わっても電流検出は継続できる。電流検出位置は図中の矢印区間で囲った部分である。

この後、さらに通電角が推移していくと、Ｖ相が最大相でＵ相とＷ相のＤＵＴＹ差がτ時間以下になる状態である図７（Ｇ）になるが、Ｕ相のキャリアをシフトしている状態のため問題なく検出できる。そして、このタイミングからＶ相のシフトを開始する。そして、Ｕ相が最小相になり、Ｖ相とＷ相が同じＤＵＴＹに近づいてきた状態にてＵ相のシフト量がＰＷＭ１周期分に近づき終了する（図８（Ｋ））。Ｕ相のシフトが１周期になるとシフト無しと同じである。このようにある相のシフトが終了する手前で別の相のシフトを開始する。このようにシフト相を切り替える電圧位相付近で２相のシフトをオーバーラップさせることで、位相のシフト量を急激に変化させることなく、連続した電流検出時間τを確保することができ、シフト量の変化による騒音を抑えることができる。

上記例では、最初のＵ相シフト開始時点にてＵ相のみのシフトで説明しているが実際にはＵ相シフト開始時にはＷ相のシフト終了が重なってくる。このような電圧位相毎のシフト切替は、図９で示すような関係となっており、各相のＤＵＴＹから求めると
U相位相シフト期間＝ U >V>W or V>U>W or V>W>U
V相位相シフト期間＝ V >W>U or W>V>V or W>U>V
W相位相シフト期間＝ W>U>V or U>W>V or U>V>W
の条件の時となる。

シフト量の増減は、各相ＤＵＴＹの増減に基づいて決まるため、ステップ状の大きな位相変化は起きず、図１５に示したように、モータ電流がステップ状に変化することがなくトルク変動や騒音が発生しないので、３相のモータ電流をモータ印加電圧が低い状態から高い状態まで検出できる。

以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３を構成するＭＯＳＦＥＴ５Ｕ±，Ｖ±，Ｗ±を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路３の直流母線２ｂ側にシャント抵抗４を接続し、ＰＷＭ信号生成部９が、モータ６の相電流に基づいてロータ位置θを決定し、そのロータ位置θに追従するように３相のＰＷＭ信号パターンを生成する。そして、電流検出部７が、シャント抵抗４に発生した信号とＰＷＭ信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、ＰＷＭ信号生成部９は、電流検出部７が、キャリア周期内で固定された２点のタイミングで２相の電流を検出可能となるように３相のＰＷＭ信号パターンを生成するようにした。したがって、従来とは異なり、相電流がステップ状に変化することが無く、モータ６のトルク変動や駆動時の騒音が発生しないので、３相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ印加電圧が低い状態から高い状態まで検出できる。

（第２実施形態）
図１１は第２実施形態に係るモータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。図１１に示すように本実施形態に係るモータ制御装置は、図１に示す第１の実施形態に係るモータ制御装置と比較して、ＤＵＴＹ変換部（制御手段）１７をさらに有するところが異なる。

また、図１１において、ＰＷＭ信号生成部に入力されるキャリアは第1実施形態と異なり、鋸波状のキャリア1種類のみで、位相の変化もしないものである。一方、このキャリアと比較されるＤＵＴＹは、ＤＵＴＹ生成部８から出力される３相のＵ，Ｖ，Ｗ相のＤＵＴＹ値がＤＵＴＹ変換部１７にて１相につき２種類のＤＵＴＹ値、合計６種類に変換される。ＤＵＴＹ変換部１７では、例えばＤＵＴＹ生成部８で出力されるＵ相ＤＵＴＹが３０％とし、Ｕ相ＰＷＭの位相変化をキャリアの０地点から３０％程度上昇した地点へシフトさせたい場合を考えると、ＤＵＴＹ変換部１７から出力されるＵ相立ち上げＤＵＴＹは０＋３０＝３０％となる。また、Ｕ相たち下げＤＵＴＹは３０＋３０＝６０％となる。そして、この両者のＤＵＴＹがＰＷＭ信号生成部９にてキャリアと比較されＰＷＭ信号が生成される。

本実施形態によれば、図１２で示すとおり、ＤＵＴＹ変換部１７で変換された各相の立ち上げと立ち下げＤＵＴＹによって、単一のキャリアとの比較においても第1実施例で説明したものと同様のＰＷＭ位相シフトが実現される。

本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

また、電流を検出するタイミングは、ＰＷＭキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の２倍や４倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部７に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。

シャント抵抗４を、正側母線２ａに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗４に限ることなく、例えばＣＴ（Current Transformer）等を設けても良い。

スイッチング素子はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴに限ることなく、Ｐチャネル型のＭＯＳＦＥＴや、ＩＧＢＴ，パワートランジスタ等を使用しても良い。

３：インバータ回路、４：シャント抵抗（電流検出素子）、５：パワーＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、６：モータ、７：電流検出部（電流検出手段）、９：ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１１：ＤＵＴＹ増減部、１５：キャリア制御部、１７：DUTY変換部

Claims

３相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のＰＷＭ信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を３相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置であって、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
キャリア信号とデューティに基づきＰＷＭ信号パターンを生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記３相の各相が所定の制御期間であるかを判定し、前記制御期間に該当する相について前記キャリア信号の位相または前記デューティの値を制御する制御手段と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記ＰＷＭ信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段と
を備え、
３相のうち少なくとも１つの前記スイッチング素子のオン、オフ状態が変化した時刻から前記抵抗素子に発生した信号を読み込むまでの最小待機時間をτとしたとき、
前記制御手段は、２つの相電流がτ時間以上同時に流れる区間と、前記２つの相電流の少なくとも一方がτ時間以上単独に流れる区間との組み合わせとなるように、キャリア信号の位相または前記デューティの値のいずれかを制御する
ことを特徴とするモータ制御装置。
前記所定の制御期間は、３相各相のデューティ値の大小を比較することにより定められる
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
前記制御手段は、前記３相のいずれかの相が前記制御期間に該当する場合、該当する相について前記キャリア信号の位相のシフト量を計算し、前記シフト量に基づき前記キャリア信号の位相をシフトさせる
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のモータ制御装置。
前記制御手段は、前記各相の前記デューティの値を、各相の立ち上げのデューティと立ち下げのデューティに変換する手段であって、
前記３相のいずれかの相が前記制御期間に該当する場合、該当する相について前記キャリア信号の位相のシフト量を計算し、前記シフト量に基づき前記立ち上げのデューティの値と前記立ち下げのデューティの値を設定する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
前記キャリア信号は三角波あるいはのこぎり波のいずれかであることを特徴とする請求項１乃至請求項４に記載のモータ制御装置。