CN102197581A - 交流电动机的控制装置以及控制方法 - Google Patents

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Abstract

控制装置(30)，在被指示了过调制PWM控制与正弦波PWM控制之间的控制模式的切换时，基于变换器(14)的电力变换动作的状态，对电压指令信号的振幅进行修正，使得抑制控制模式切换时的死区时间对交流电动机(M1)的施加电压的影响的变化。变换器(14)的电力变换动作的状态包括当前的控制模式下的关于载波频率的当前值及切换了控制模式时的关于载波频率的预测值、死区时间的大小、在变换器(14)和交流电动机(M1)之间授受的交流电力的功率因数、以及交流电动机(M1)的运行状态中的至少一方。

Description

交流电动机的控制装置以及控制方法
技术领域
本发明涉及交流电动机的控制装置以及控制方法，更特定的是，涉及应用了具有正弦波调制模式和过调制模式的脉冲宽度调制(PWM)控制的交流电动机的控制。
背景技术
为了使用直流电源控制交流电动机，采用了使用了变换器(inverter，逆变器)的驱动方法。变换器由变换器驱动电路进行开关控制，例如对交流电动机施加按照PWM控制进行了开关的电压。
进而，在日本特开2008-11682号公报(专利文献1)中，关于交流电动机的驱动控制，公开了如下的PWM控制构成：在用于补偿d轴和q轴的电流偏差的电流反馈控制中，将电压指令的振幅为基准三角波的振幅以下的正弦波PWM控制(专利文献1的图2)、和电压指令的振幅超过基准三角波的峰值的过调制PWM控制(专利文献的图3)分开使用。
特别地，在专利文献1的交流电动机的控制中，记载了如下技术：进一步应用将根据转矩偏差控制电压相位的矩形波电压施加于交流电动机的矩形波控制，并且用于使矩形波控制与过调制PWM控制之间的控制模式切换稳定化。
专利文献1：日本特开2008-11682号公报
专利文献2：日本特开2006-136184号公报
发明内容
发明所要解决的课题
在专利文献1中，基于交流电动机的必要电压振幅与阈值电压的比较来执行PWM控制中的正弦波PWM控制与过调制PWM控制之间的切换判定。该阈值代表性地记为与基准三角波电压的峰值的绝对值相当的值，可以理解为固定值。
然而，也如从专利文献1的图3所理解的那样，在过调制PWM控制中，通过减少变换器中的开关次数，从而提高交流电动机的施加电压的基本波成分。另外，相对于通过将载波频率固定为高频率的所谓的非同步PWM来执行通常的正弦波PWM控制，在过调制PWM控制中，有时应用所谓的同步PWM方式，使得伴随开关次数的降低而不会使对交流电动机的施加电压的正负变得非对称，根据交流电动机的转速对载波频率进行可变控制。
另外，在变换器中的开关控制中，为了防止同一相的上下臂元件之间的短路电流，在开关元件的接通/断开切换(开关)时，设置使该相的上下臂双方断开的死区时间(dead time)在实用上是不可或缺的。由于该死区时间的存在，当在控制模式切换时变换器中的开关次数大幅变化时，变换器输出电压、即死区时间对交流电动机的施加电压的影响恐怕会大幅变化。
当这样的现象发生时，即使电压指令是同等的，以控制模式的切换为触发，交流电动机的施加电压也会发生较大变化，因此在控制模式刚刚切换后，电机电流相应于该施加电压的变化量而发生变动，存在过大的电机电流在交流电动机中流动的可能性。其结果，在从控制模式切换时到通过电流反馈控制使电机电流的变动收缩的期间内，在交流电动机中恐怕会发生转矩变动。
于是，本发明是为了解决相关课题而完成的，其目的在于，在选择性地应用过调制PWM控制(过调制模式)和正弦波PWM控制(正弦波调制模式)的交流电动机的PWM控制中，防止发生控制模式切换时的转矩变动，并实现控制的稳定化。
用于解决课题的手段
根据本发明的一种方式，是一种交流电动机的控制装置，所述交流电动机通过变换器控制施加电压。交流电动机的控制装置具备：脉冲宽度调制控制部，其通过脉冲宽度调制控制来产生变换器的控制指令，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使交流电动机按照动作指令进行动作的正弦波状的电压指令信号与载波信号的比较而进行的控制；和模式切换判定部，其指示通过过调制模式和正弦波调制模式的哪一控制模式来执行由脉冲宽度调制控制部进行的脉冲宽度调制控制，所述过调制模式为电压指令信号的振幅比载波信号的振幅大的模式，所述正弦波调制模式为电压指令信号的振幅处于载波信号的振幅以下的模式。变换器包括按照来自脉冲宽度调制控制部的控制指令进行接通断开的电力半导体开关元件。脉冲宽度调制控制部，在从模式切换判定部指示了过调制模式与正弦波调制模式之间的控制模式的切换时，基于由变换器进行的电力变换动作的状态，对电压指令信号的振幅进行修正，使得抑制控制模式切换时的死区时间对交流电动机的施加电压的影响的变化。
优选的是，脉冲宽度调制控制部包括：频率控制部，其在过调制模式下，根据交流电动机的转速控制载波信号的频率，使得载波信号的频率成为交流电动机的旋转频率的整数倍，另一方面，在正弦波模式下，根据变换器以及交流电动机的动作状态，与交流电动机的转速无关地控制载波信号的频率；电压变化量推定部，其基于当前的控制模式下的关于载波信号的频率的当前值及切换了控制模式时的关于载波信号的频率的预测值、死区时间的大小、在变换器和交流电动机之间授受的交流电力的功率因数、以及交流电动机的运行状态中的至少一方，推定控制模式切换时的交流电动机的施加电压的变化量；和电压指令修正部，其对电压指令信号的振幅进行修正，使得补偿由电压变化量推定部推定出的交流电动机的施加电压的变化量。
根据本发明的另一方式，是一种交流电动机的控制方法，所述交流电动机通过变换器控制施加电压，该控制方法包括如下步骤：通过脉冲宽度调制控制来产生变换器的控制指令的步骤，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使交流电动机按照动作指令进行动作的正弦波状的电压指令信号与载波信号的比较而进行的控制；和指示通过过调制模式和正弦波调制模式的哪一控制模式来执行脉冲宽度调制控制的步骤，所述过调制模式为电压指令信号的振幅比载波信号的振幅大的模式，所述正弦波调制模式为电压指令信号的振幅处于载波信号的振幅以下的模式。变换器包括按照控制指令进行接通断开的电力半导体开关元件。产生变换器的控制指令的步骤，在指示了过调制模式与正弦波调制模式之间的控制模式的切换时，基于由变换器进行的电力变换动作的状态，对电压指令信号的振幅进行修正，使得抑制控制模式切换时的死区时间对交流电动机的施加电压的影响的变化。
优选的是，产生变换器的控制指令的步骤包括如下步骤：控制步骤，在过调制模式下，根据交流电动机的转速控制载波信号的频率，使得载波信号的频率成为交流电动机的旋转频率的整数倍，另一方面，在正弦波模式下，根据变换器以及交流电动机的动作状态，与交流电动机的转速无关地控制载波信号的频率；推定步骤，基于当前的控制模式下的关于载波信号的频率的当前值及切换了控制模式时的关于载波信号的频率的预测值、死区时间的大小、在变换器和交流电动机之间授受的交流电力的功率因数、以及交流电动机的运行状态中的至少一方，推定控制模式切换时的交流电动机的施加电压的变化量；和修正步骤，对电压指令信号的振幅进行修正，使得补偿所推定出的交流电动机的施加电压的变化量。
发明的效果
根据本发明，在选择性地应用过调制模式和正弦波调制模式的交流电动机的PWM控制中，能够防止发生控制模式切换时的转矩变动(serge)，并实现控制的稳定化。
附图说明
图1是应用了本发明实施方式的交流电动机的控制装置以及控制方法的电机驱动控制系统的整体结构图。
图2是概略地对本发明实施方式的电机驱动系统中的交流电动机的控制模式进行说明的图。
图3是对交流电动机的工作状态与图2所示的控制模式的对应关系进行说明的图。
图4是说明由正弦波PWM控制实现的电机控制结构的一般例子的框图。
图5是说明图4中的PWM调制部的工作的波形图。
图6是说明本发明实施方式的交流电动机的控制装置中的正弦波PWM控制与其他的控制方式之间的控制模式的切换判定处理的流程图。
图7是说明由过调制PWM控制实现的电机控制结构的一般例子的框图。
图8是表示交流电动机中的驱动时以及再生时的典型的电压以及电流波形的概念图。
图9是表示交流电动机中的驱动时以及再生时的典型的电压以及电流矢量的概念图。
图10是表示控制模式切换时的电流变动的一例的波形图。
图11是说明本发明实施方式的PWM控制中的控制模式切换时的电压指令值的修正处理的图。
图12是说明由本发明实施方式的交流电动机的控制装置进行的正弦波PWM控制实现的电机控制结构的框图。
图13是说明由本发明实施方式的交流电动机的控制装置进行的过调制PWM控制实现的电机控制结构的框图。
图14是说明图12和图13的电机控制结构中的电压指令值的修正处理的流程图。
图15是说明图12和图13的电机控制结构中的电压指令值的修正处理的流程图。
图16是表示控制模式切换时的调制系数的映射(map)的一例的图。
图17是表示本发明实施方式的变更例的控制模式切换时的调制系数的映射的一例的图。
图18是说明本发明实施方式的变更例的电压指令值的修正处理的流程图。
具体实施方式
以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。图中相同的符号表示相同或相当的部分。
(整体系统结构)
图1是应用了本发明实施方式的交流电动机的控制装置以及控制方法的电机驱动控制系统的整体结构图。
参照图1，电机驱动控制系统100具备直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器14、交流电动机M1和控制装置30。
交流电动机M1例如是用于产生驱动电动车辆(设为混合动力汽车、电动汽车、燃料电池车等通过电能产生车辆驱动力的汽车)的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电动机M1可以被构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，也可以被构成为一并具有电动机和发电机的功能。而且，交流电动机M1可以相对于发动机而作为电动机工作，例如，作为可以进行发动机启动的装置而组装到混合动力汽车中。也就是说，在本实施方式中，“交流电动机”包括交流驱动的电动机、发电机以及电动发电机(motor generator)。
直流电压产生部10#包括直流电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和升降压转换器12。
直流电源B代表性地由镍氢或锂离子等的二次电池、双电荷层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压Vb和输入输出的直流电流Ib分别由电压传感器10和电流传感器11来检测。
系统继电器SR1连接在直流电源B的正极端子与电力线6之间，系统继电器SR1连接在直流电源B的负极端子与地线5之间。系统继电器SR1、SR2根据来自控制装置30的信号SE进行接通/断开。
升降压转换器12包括电抗器L1、电力用半导体开关元件Q1、Q2、和二极管D1、D2。电力用开关元件Q1和Q2串联连接在电力线7与地线5之间。电力用开关元件Q1和Q2的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S1和S2来控制。
在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，简称为“开关元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)、电力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶体管或者电力用双极晶体管(Bipolar Transistor)等。相对于开关元件Q1、Q2，反向并联地配置有二极管D1、D2。电抗器L1连接在开关元件Q1和Q2的连接节点与电力线6之间。此外，平滑电容器C0连接在电力线7与地线5之间。
变换器14包括并联设置在电力线7与地线5之间的、U相上下臂15、V相上下臂16和W相上下臂17。各相上下臂包括在电力线7与地线5之间串联连接的开关元件。例如，U相上下臂15包括开关元件Q3、Q4，V相上下臂16包括开关元件Q5、Q6，W相上下臂17包括开关元件Q7、Q8。此外，相对于开关元件Q3～Q8，分别反向并联地连接有二极管D3～D8。开关元件Q3～Q8的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S3～S8来控制。
代表性地，交流电动机M1是三相永磁体型同步电动机，被构成为U、V、W相的三个线圈的一端共同连接于中性点。而且，各相线圈的另一端与各相上下臂15～17的开关元件的中间点连接。
升降压转换器12，在升压工作时，将对从直流电源B供给的直流电压Vb进行升压得到的直流电压VH(以下，将与向变换器14输入的输入电压相当的该直流电压也称为“系统电压”)供给至变换器14。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置开关元件Q1的接通期间和开关元件Q2的接通期间(或者，开关元件Q1、Q2双方断开的期间)，升压比与这些接通期间的比相对应。或者，如果分别将开关元件Q1和Q2固定为接通和断开，则也能够设为VH＝Vb(升压比＝1.0)。
此外，升降压转换器12，在降压工作时，对经由平滑电容器C0从变换器14供给的直流电压VH(系统电压)进行降压来对直流电源B进行充电。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置仅开关元件Q1接通的期间和开关元件Q1、Q2双方断开的期间(或者，开关元件Q2的接通期间)，降压比与上述接通期间的占空比相对应。
平滑电容器C0使来自升降压转换器12的直流电压平滑化，将其平滑化后的直流电压供给至变换器14。电压传感器13检测平滑电容器C0两端的电压、即系统电压VH，将其检测值输出给控制装置30。
变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为正(Trqcom＞0)的情况下，通过在从平滑电容器C0供给直流电压时响应了来自控制装置30的开关控制信号S3～S8的、开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电动机M1使得输出正转矩。此外，变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为零的情况下(Trqcom＝0)，通过响应了开关控制信号S3～S8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电动机M1使得转矩变为零。由此，交流电动机M1被驱动为产生由转矩指令值Trqcom指定的零或者正的转矩。
而且，在搭载有电机驱动控制系统100的电动车辆再生制动时，交流电动机M1的转矩指令值Trqcom被设定为负(Trqcom＜0)。在该情况下，变换器14通过响应了开关控制信号S3～S8的开关动作，将交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，将其变换后的直流电压(系统电压)经由平滑电容器C0供给至升降压转换器12。在此所说的再生制动包括：伴随由驾驶电动车辆的驾驶者进行的脚制动器操作时的再生发电的制动、和不操作脚制动器而通过在行驶中松开加速踏板从而进行再生发电的同时使车辆减速(或者中止加速)。
电流传感器24检测流向交流电动机M1的电机电流，将其检测出的电机电流输出给控制装置30。因为三相电流iu、iv、iw的瞬时值的和是零，所以如1所示那样，电流传感器24以检测两个相的电机电流(例如、V相电流iv和W相电流iw)的方式来配置即可。
旋转角传感器(resolver)25检测交流电动机M1的转子旋转角θ，将其检测出的旋转角θ发送给控制装置30。在控制装置30中，能够基于旋转角θ算出交流电动机M1的转速(旋转速度)和角速度ω(rad/s)。另外，通过由控制装置30根据电机电压、和/或电流来直接运算旋转角θ，从而可以省略旋转角传感器25的配置。
控制装置30由电子控制单元(ECU)构成，通过由未图示的CPU来执行预先存储的程序而实现的软件处理以及/或者基于专用的电子电路的硬件处理，控制电机驱动控制系统100的工作。
作为代表性的功能，控制装置30基于输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测出的直流电压Vb、由电流传感器11检测出的直流电流Ib、由电压传感器13检测出的系统电压VH以及来自电流传感器24的电机电流iv、iw、来自旋转角传感器25的旋转角θ等，利用后述的控制方式，控制升降压转换器12和变换器14的动作，使得交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。也就是说，生成用于如上所述那样控制升降压转换器12和变换器14的开关控制信号S1～S8，并输出给升降压转换器12和变换器14。
在升降压转换器12的升压动作时，控制装置30对系统电压VH进行反馈控制，生成开关控制信号S1、S2，使得输出电压VH与电压指令值一致。
此外，控制装置30，当从外部ECU接收到电动车辆进入到再生制动模式的信号RGE时，为了将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，生成开关控制信号S3～S8，并输出给变换器14。由此，变换器14将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并向升降压转换器12供给。
而且，控制装置30，当从外部ECU接收到表示电动车辆进入到再生制动模式的信号RGE时，为了对从变换器14供给的直流电压进行降压，生成开关控制信号S1、S2，并输出给升降压转换器12。由此，将交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并进行降压而供给到直流电源B。
(控制模式的说明)
进一步对由控制装置30进行的交流电动机M1的控制进行详细说明。
图2是概略地对本发明实施方式的电机驱动控制系统中的交流电动机M1的控制模式进行说明的图。
如图2所示，在本发明实施方式的电机驱动控制系统100中，关于交流电动机M1的控制、即变换器14的电力变换，切换使用三种控制模式。
正弦波PWM控制作为一般的PWM控制来使用，根据正弦波状的电压指令与载波(代表性的是三角波)的电压比较，来控制各相上下臂元件的接通/断开。其结果，关于与上臂元件的接通期间对应的高电平期间、和与下臂元件的接通期间对应的低电平期间的集合，控制占空比以使得在一定期间内其基本波成分成为正弦波。如众所周知的那样，在正弦波状的电压指令的振幅被限制在载波振幅以下的正弦波PWM控制中，只能将对交流电动机M1的施加电压(以下也简称为“电机施加电压”)的基本波成分提高至变换器的直流链电压的约0.61倍左右。以下，在本说明书中，将电机施加电压(线间电压)相对于变换器14的直流链电压(即系统电压VH)的基本波成分(实效值)的比称为“调制系数(调制率)”。
在正弦波PWM控制中，因为正弦波的电压指令的振幅处于载波振幅以下的范围，所以对交流电动机M1施加的线间电压成为正弦波。另外，也提出了如下控制方式：在载波振幅以下的范围的正弦波成分上重叠3n次高频波成分(n：自然数，代表性的是n＝1的三次高频波)而生成电压指令。在该控制方式中，虽然产生由于高频波成分而使电压指令高于载波振幅的期间，但是因为在各相上重叠的3n次高频波成分在线间被抵消，所以线间电压维持了正弦波。在本实施方式中，设为该控制方式也包含在正弦波PWM控制中。
另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内，将1个脉冲的高电平期间与低电平期间的比为1∶1的矩形波施加于交流电动机M1。由此，调制系数被提高至0.78。
过调制PWM控制为如下控制：在使电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅的范围内进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。特别地，能够通过使电压指令从本来的正弦波波形歪曲(振幅修正)来提高基本波成分，能够将调制系数提高至从正弦波PWM控制模式下的最高调制系数到0.78的范围。在过调制PWM控制中，因为电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅，所以对交流电动机M1施加的线间电压不是正弦波而成为歪曲了的电压。
在交流电动机M1中，当转速和/或输出转矩增加时，感应电压变高，所以所必要的驱动电压(电机必要电压)变高。需要将转换器12实现的升压电压、即系统电压VH设定得比该电机必要电压高。另一方面，升降压转换器12实现的升压电压、即系统电压VH存在界限值(VH最大电压)。
因此，根据交流电动机M1的工作状态，选择性地适用PWM控制模式和矩形波电压控制模式中的某一控制模式，所述PWM控制模式由通过电机电流的反馈来控制电机施加电压(交流)的振幅以及相位的正弦波PWM控制或过调制PWM控制来实现。在矩形波电压控制中，因为电机施加电压的振幅被固定，所以基于转矩实际值与转矩指令值的偏差，通过矩形波电压脉冲的相位控制来执行转矩控制。
图3表示交流电动机M1的工作状态与上述的控制模式的对应关系。
参照图3，概略而言，在低转速域A1中，为了减小转矩变动而使用正弦波PWM控制，在中转速域A2中适用过调制PWM控制，在高转速域A3中适用矩形波电压控制。特别地，通过过调制PWM控制和矩形波电压控制的适用，实现提高交流电动机M1的输出。这样，基本上，在能够实现的调制系数的范围内决定使用图2所示的控制模式的哪一种。
(各控制模式的控制构成的说明)
图4是对由本发明实施方式的交流电动机的控制装置实现的基本的控制构成、即由正弦波PWM控制实现的电机控制结构的一般例子进行说明的框图。用于在包括图4、以下说明的框图中所记载的电机控制的各功能单元，通过基于控制装置30的硬件的或者软件的处理来实现。
参照图4，正弦波PWM控制部200，在选择了正弦波PWM控制模式时，为了使交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。
正弦波PWM控制部200包括电流指令生成部210、坐标变换部220、250、电压指令生成部240、和PWM调制部260。
电流指令生成部210根据预先制作的表(table)等生成与交流电动机M1的转矩指令值Trqcom相应的d轴电流指令值Idcom以及q轴电流指令值Iqcom。
坐标变换部220通过使用了由旋转角传感器25检测出的交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换(3相→2相)，基于由电流传感器24检测出的v相电流iv以及W相电流iw，算出d轴电流Id以及q轴电流Iq。
向电流指令生成部240输入d轴电流相对于指令值的偏差ΔId(ΔId＝Idcom-Id)以及q轴电流相对于指令值的偏差ΔIq(ΔIq＝Iqcom-Iq)。电流指令生成部240，分别关于d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq，进行预定增益的PI(比例积分)运算来求得控制偏差，生成与该控制偏差相应的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#。
坐标变换部250通过使用了交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换(2相→3相)，将d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#变换为U相、V相、W相的各相电压指令Vu、Vv、Vw。
PWM调制部260如图5所示那样，基于载波262与交流电压指令264(包括性地表示Vu、Vv、Vw)的比较，控制变换器14的各相的上下臂元件的接通/断开，由此在交流电动机M1的各相生成准正弦波电压。载波262由预定频率的三角波和/或锯齿波构成。如上所述，也能够对正弦波的交流电压指令重叠3n次高频波。
在用于变换器控制的PWM调制中，载波262的振幅与变换器14的输入直流电压(系统电压VH)相当。但是，关于进行PWM调制的交流电压指令264的振幅，若变换为将本来的各相电压指令Vu、Vv、Vw的振幅除以系统电压VH得到的值，则能够固定在PWM调制部260中使用的载波262的振幅。
再次参照图4，按照由正弦波PWM控制部200生成的开关控制信号S3～S8对变换器14进行开关控制，由此对交流电动机M1施加用于使其输出按照转矩指令值Trqcom的转矩的交流电压。
接着，使用图6对正弦波PWM控制与其他的控制方式之间的控制模式的切换判定进行说明。
参照图6，控制装置30通过步骤S10判定当前的控制模式是否是PWM控制模式。然后，控制装置30在当前的控制模式是PWM控制模式时(S10判定为“是”时)，通过步骤S11基于按照PWM控制模式的电压指令值Vd#、Vq#、以及系统电压VH，运算将变换器14的输入电压VH变换为对交流电动机M1的电机施加电压时的调制系数。
例如，通过下述式(1)算出调制系数FM。
FM＝(Vd#2+Vq#2)1/2/VH  ...(1)
然后，控制装置30通过步骤S12判定在步骤S11中求出的调制系数是否为0.78以上。在调制系数≥0.78时(S12判定为“是”时)，在PWM控制模式下无法产生适当的交流电压，所以控制装置30使处理进入步骤S15，切换控制模式使得选择矩形波电压控制模式。
另一方面，在步骤S12判定为“否”时、即在步骤S11中求出的调制系数小于0.78时，控制装置30通过步骤S14继续选择PWM控制模式。
另一方面，控制装置30在当前的控制模式是矩形波电压控制模式时(S10判定为“否”时)，通过步骤S13监视从变换器14向交流电动机M1供给的交流电流相位(实际电流相位)φi的绝对值是否变得比预定的切换电流相位φ0的绝对值小。切换电流相位φ0在交流电动机M1驱动时(牵引时)和再生时可以被设定为不同的值。
当实际电流相位φi的绝对值变得比切换电流相位φ0的绝对值小时(S13判定为“是”时)，控制装置30将控制模式判定为从矩形波电压控制模式向PWM控制切换。此时，控制装置30通过步骤S14选择PWM控制模式。
另一方面，在步骤S13判定为“否”时、即实际电流相位φi的绝对值为切换电流相位φ0的绝对值以上时，控制装置30通过步骤S15将控制模式维持为矩形波电压控制模式。
在选择了PWM控制模式(S14)时，控制装置30进一步通过步骤S16判定适用正弦波PWM控制和过调制PWM控制的哪一控制。该判定能够通过将调制系数与预定的阈值(例如，适用正弦波PWM控制时的调制系数的理论最大值即0.61)进行比较来执行。
在调制系数为阈值以下时(S16判定为“是”时)、即在能够实现交流电压指令264(正弦波成分)的振幅为载波262的振幅以下的PWM控制时，通过步骤S17适用正弦波PWM控制。与此相对，在调制系数大于阈值时(S16判定为“否”时)、即在交流电压指令264(正弦波成分)的振幅大于载波262的振幅时，通过步骤S18适用过调制PWM控制。
如此，能够基于由电流传感器24检测出的电机电流MCRT(iv、iw)、由电压传感器13检测出的变换器14的输入电压(系统电压)VH、由电压指令生成部240生成的电压指令值Vd#、Vq#，执行控制模式的切换判定。
图7对通过图6所示的控制模式切换判定处理而适用了过调制PWM控制时执行的、由过调制PWM控制实现的电机控制结构的一般例子进行说明的框图。
参照图7，过调制PWM控制部201除了图4所示的正弦波PWM控制部200的结构以外，还包括电流滤波器230和电压振幅修正部270。
电流滤波器230执行在时间轴方向上对由坐标变换部220算出的d轴电流Id和q轴电流Iq进行平滑化的处理。由此，基于传感器检测值的实际电流Id、Iq被变换为经滤波器处理后的电流Idf、Iqf。
并且，在过调制PWM控制部201中，电流偏差ΔId、ΔIq使用经滤波器处理后的电流Idf、Iqf来算出。即，设为ΔId＝Idcom-Idf、ΔIq＝Iqcom-Iqf。
电压振幅修正部270对由电压指令生成部240算出的本来的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#，执行用于扩大电机施加电压的振幅的修正处理。坐标变换部250和PWM调制部260按照进行了电压振幅修正部270的修正处理的电压指令，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。
在适用了过调制PWM控制时，对电压指令值Vd#、Vq#进行了2相-3相变换得到的各相电压指令的振幅，变为大于变换器输入电压(系统电压VH)的状态。该状态与图5所示的波形图中交流电压指令264的振幅大于载波262的振幅的状态相当。如此一来，因为从变换器14对交流电动机M1不能施加超过系统电压VH的电压，所以变得通过按照本来的电压指令值Vd#、Vq#的各相电压指令信号的WPM控制，无法确保与电压指令值Vd#、Vq#对应的本来的调制系数。
因此，通过对由电压指令值Vd#、Vq#得到的交流电压指令进行扩大电压振幅(×k倍，k＞1)以使电压施加区间增大的修正处理，能够确保由电压指令值Vd#、Vq#实现的本来的调制系数。另外，电压振幅修正部270中的电压振幅的扩大比k，理论上能够基于其本来的调制系数而导出。
(PWM控制中的问题点)
接着，使用图8～图10对由图4和图7所示的一般的PWM控制(正弦波PWM控制和过调制PWM控制)实现的电机控制结构的问题点进行说明。特别地，对在正弦波PWM控制与过调制PWM控制之间切换控制模式时的、控制稳定性上的问题点进行说明。
如上所述，在适用了过调制PWM控制时，通过减少变换器14中的开关次数，提高交流电动机M1的施加电压的基本波成分。
另外，在适用了非同步PWM的正弦波PWM控制中，与交流电动机M1的转速(以下简称为“电机转速”)无关地，在高于可听频率带、且开关损失不会过大的范围内设定载波频率，与此相对，在过调制PWM控制中，因为适用了同步PWM控制，所以根据电机转速来控制载波频率。即，设定载波频率使得载波频率成为按照电机转速的电压指令的频率的整数倍。由此，在过调制PWM控制中，因为载波频率根据电机转速而变化，所以变换器14中的开关次数容易变化。其结果，正弦波PWM控制与过调制PWM控制之间的控制模式切换时的开关次数的变化量，变得根据过调制PWM控制的状态而不同。
特别地，在过调制PMW控制中的开关次数少的情况下，伴随正弦波PWM控制与过调制PWM控制之间的切换，开关次数大幅地变化。并且，以该开关次数的变化为起因，死区时间对电机施加电压的影响大幅地变化，所以在控制模式切换时，存在即使相对于相同的电压指令、电机施加电压也会发生变化的可能性。因此，在控制模式刚刚切换后，电机电流根据电机施加电压的变化量而变动，存在过大的电机电流在交流电动机M1中流动的可能性。其结果，在从控制模式切换时到通过电流反馈控制使电机电流的变动收缩的期间内，在交流电动机M1中恐怕会发生转矩变动。
在此，关于在控制模式切换时电机施加电压在振幅增大方向或振幅减小方向的某一方向上发生变化，如图8以及图9所示，电机施加电压和电机电流相位关连起来。
在图8(a)中示出交流电动机M1驱动时的典型的电压电流波形。如图8(a)所示，在驱动时，成为电流I的相位相对于电压V的相位而延迟的状态。并且，由于死区时间，电机施加电压受到影响，而其影响由于电流的极性不同而不同。即，在电流I为正的期间，由于死区时间而产生的近似的方形波电压(偏置Voff)为负，相反，在电流I为负的期间，偏置Voff为正。因此，在驱动时，由于死区时间而产生的偏置Voff作用在使电机施加电压的振幅减小的方向上。
在图9(a)中示出了驱动时的电压V和电流I的矢量图。在该图中，偏置Voff与电流I反向。因此，通过合成该偏置Voff，合成后的电压V与本来的电压V相比，其振幅减小。
另一方面，在图8(b)中示出交流电动机M1再生时的典型的电压电流波形。如图8(b)所示，在再生时，电压V和电流I的相位差变大，两者几乎为反相位。因此，在再生时，由于死区时间而产生的偏置Voff作用在使电机施加电压的振幅增大的方向上。在图9(b)中示出了再生时的电压V和电流I的矢量图。在该图中，与图9(a)同样地，偏置Voff与电流I反向，但因为电压V与电流I反相位，因此，合成了偏置Voff后的电压V与本来的电压V相比，振幅增大。
如此，与交流电动机M1的电压V和电流I的相位差、即功率因数相应地，死区时间对电机施加电压的影响发生变化。因此，可以理解，与功率因数相应地，伴随控制模式切换的电机施加电压变化的特性不同。
图10是表示控制模式切换时的电流变动的一例的波形图。
图10中示出了在交流电动机M1驱动时、当控制模式从正弦波PWM控制向过调制PWM控制切换时的电机电流的时间上的变化。
参照图10，在交流电动机M1驱动时，当由于从正弦波PWM控制向过调制PWM控制的切换、开关次数减少时，由于死区时间的影响的变化，电机施加电压发生变化。在该情况下，如图8(a)和图9(a)所示，在驱动时，死区时间的影响发生在电机施加电压的振幅减小的方向上，因此由于向过调制PWM控制的切换而使开关次数减少，由此电机施加电压在振幅增大方向上变化。因此，在控制模式刚刚切换后，接受到电机施加电压的振幅增大了的情况，电机电流增大。其结果，在交流电动机M1中，在从控制模式切换时到通过电流反馈控制使电机电流的变动收缩的期间内，存在发生转矩变动的可能性。
另外，省略了图示，在交流电动机M1再生时，伴随向过调制PWM控制的切换，电机施加电压在振幅减小方向上变化。因此，对照图10，在控制模式刚刚切换后电机电流减小。如此，与从变换器14向交流电动机M1供给的电压和电流的相位差(功率因数)相应地，伴随控制模式切换的电机施加电压的变化的特性不同。
(本实施方式的PWM控制)
如以上所述，在PWM控制中，由于在控制模式切换时开关次数的变化，死区时间对电机施加电压的影响发生变化，由此电机施加电压变化，该电机施加电压的变化成为交流电动机M1发生转矩变动的主要原因。另外，电机施加电压的变化的特性，如上所述，根据变换器14的开关状态(电力变换动作状态)而变化。
于是，在本实施方式的交流电动机的控制装置中，设为如下结构：在PWM控制下的控制模式切换时，基于变换器14的开关状态对电压指令值进行修正，使得抑制死区时间对电机施加电压产生的影响的变化。
在本结构中，作为变换器14的开关状态，反映了控制模式切换前后的载波频率、死区时间的长度、交流电动机M1的功率因数(电压电流相位差)以及交流电动机M1的运行状态(驱动/再生)。这些多个要因中的、控制模式切换前后的载波频率和死区时间的长度，主要成为电机施加电压的变化量的指标，交流电动机M1的功率因数和运行状态主要成为电机施加电压的变化的方向(振幅增大方向或振幅减小方向)的指标。
另外，在以下的实施例中，对通过组合上述的多个要因来修正电压指令值的结构进行说明，但也可以设为基于某一个要因或者两个以上的要因的组合对电压指令值进行修正的结构。
图11是说明本实施方式的PWM控制中的控制模式切换时的电压指令值的修正处理的图。图11中，与图10同样，示出了在交流电动机M1驱动时、当将控制模式从正弦波PWM控制向过调制PWM控制切换时的电机施加电压和电机电流的时间上的变化。
参照图11，在时刻t1，进行从正弦波PWM控制向过调制PWM控制的切换。控制模式的切换，如图6中说明的那样，在调制系数超过了预定的阈值(例如，适用正弦波PWM控制时的调制系数的理论最大值、即0.61)时进行。此时，尽管在控制模式的切换前后电压指令值没有大的差别，但如图10中所述的那样，由于开关次数的减少，死区时间的影响发生变化，所以电机施加电压在振幅增大方向上变化。
为了抑制这样的控制模式切换时的电机施加电压的变化，在本实施方式中，对切换控制模式的时刻t1时的电压指令值进行修正，使得补偿该推定出的电机施加电压的变化量。另外，设为电机施加电压的变化量基于变换器14的开关状态来推定。
具体而言，在图11的情况下，由于从正弦波PWM控制向过调制PWM控制的切换，电机施加电压在振幅增大方向上变化，因此在时刻t1，对电压指令值(例如q轴电压指令值Vq#)进行修正以使其变得小了电机施加电压的振幅增加量。另外，电压指令值的修正在控制模式刚刚切换后的最初的一个控制周期内执行。
因此，在时刻t1以后，因为按照修正后的电压指令值Vq#1进行电机电流的反馈控制，所以q轴电流Iq在时刻t1的前后连续地变化。其结果，电机电流Iu在控制模式刚刚切换后也没有增大，因此能够抑制交流电动机M1发生转矩变动。
如此，在本实施方式中，对于控制模式切换时的电压指令值，包括推定出的电机施加电压的变化量作为前馈要素。由此，能够抑制交流电动机M1的转矩变动。其结果，能够提高交流电动机M1的控制稳定性。
(控制结构)
接下来，对用于实现上述的本实施方式的PWM控制的电机控制结构进行说明。
图12是说明由本发明实施方式的交流电动机的控制装置进行的正弦波PWM控制实现的电机控制结构的框图。
参照图12，本发明实施方式的正弦波PWM控制部200A，与图4中作为比较例示出的正弦波PWM控制部200相比，在还包括电压指令修正部300和模式切换判定部302这一点上不同。
模式切换判定部302对PWM控制模式中的正弦波PWM控制和过调制PWM控制之间的切换进行判定。模式切换判定部302基于由电压传感器13(图1)检测出的变换器14的输入电压VH和由电压指令生成部240生成的d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#，执行模式切换判定。
具体而言，模式切换判定部302，通过上述式(1)，运算将变换器14的输入电压VH变换为对交流电动机M1的电机施加电压指令(交流电压)时的调制系数FM。并且，模式切换判定部302比较运算出的调制系数FM与预定的阈值(例如0.61)，在调制系数FM为阈值以下时，维持当前的正弦波PWM控制。另一方面，在调制系数FM超过阈值时，生成用于指示从当前的正弦波PWM控制向过调制PWM控制切换的控制信号CHG1，并将其向电压指令修正部300输出。
电压指令修正部300，当从模式切换判定部302接收到控制信号CHG1时、即当被指示了向过调制PWM控制切换时，基于变换器14的开关状态，对d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#进行修正，使得抑制死区时间对电机施加电压产生的影响的变化。
具体而言，电压指令修正部300，最初基于变换器14的开关状态，推定向过调制PWM控制切换时的电机施加电压的变化量。
此时，电压指令修正部300，作为变换器14的开关状态，从PWM调制部260取得当前的载波262(图5)的频率(载波频率)以及死区时间的长度(固定值)。另外，电压指令修正部300，作为变换器14的开关状态，取得转变成了过调制PWM控制时的载波频率的预测值。关于该载波频率的预测值，基于根据来自旋转角传感器(resolver)25的交流电动机M1的旋转角θ求出的电机转速来算出。即，载波频率被算出为按照电机转速的电压指令的频率的整数倍(优选3·(2n-1)倍，n：自然数)。
进而，电压指令修正部300，作为变换器14的开关状态，取得从变换器14向交流电动机M1供给的电压和电流的相位差(功率因数)。当前的PWM控制的功率因数能够根据电压和电流的检测值来求得。或者，也能够根据用于PWM控制的d轴及q轴的电压指令值Vd#、Vq#以及电流指令值Idcom、Iqcom来求得。例如，能够基于伴随电压指令值的电压相位tan-1(Vq#/Vd#)和伴随电流指令值的电流相位tan-1(Iqcom/Idcom)的相位差，求出功率因数。
另外，电压指令修正部300，除该功率因数(电压电流相位差)以外，还取得交流电动机M1的运行状态(驱动/再生)。关于交流电动机M1是处于驱动时还是处于再生时，能够基于例如交流电动机M1的转矩指令值Trqcom和转速来判断。
接下来，电压指令修正部300，当作为变换器14的开关状态而取得这些多个信息时，基于该多个信息来推定向过调制PWM控制切换时的电机施加电压的变化量以及变化的方向(振幅增大方向或振幅减小方向)。
具体而言，电压指令修正部300基于当前的正弦波PWM控制下的载波频率以及转变成了过调制PWM控制时的载波频率的预测值、和死区时间的长度，推定由于因开关次数的减少导致的死区时间的影响的变化引起的电机施加电压的变化量。另外，电压指令修正部300基于功率因数以及交流电动机M1的运行状态，推定电机施加电压的变化的方向(振幅增大方向或振幅减小方向)。
并且，电压指令修正部300根据推定出的电机施加电压的变化方向，对d轴及q轴的电压指令值Vd#、Vq#进行修正，使得补偿推定出的电机施加电压的变化量。修正后的d轴及q轴的电压指令值Vd#1、Vq#1被输入坐标变换部250。
图13是说明由本发明实施方式的交流电动机的控制装置进行的过调制PWM控制实现的电机控制结构的框图。
参照图13，本发明实施方式的过调制PWM控制部201A，与图7中作为比较例示出的过调制PWM控制部201相比，在还包括电压指令修正部310和模式切换判定部312这一点上不同。
模式切换判定部312对PWM控制模式中的正弦波PWM控制和过调制PWM控制之间的切换进行判定。模式切换判定部312基于由电压传感器13(图1)检测出的变换器14的输入电压VH和由电压指令生成部240生成的d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#，执行模式切换判定。
具体而言，模式切换判定部312，通过上述式(1)，运算将变换器14的输入电压VH变换为对交流电动机M1的电机施加电压指令(交流电压)时的调制系数FM。并且，模式切换判定部312比较运算出的调制系数FM与预定的阈值(例如0.61)，在调制系数FM超过阈值时，维持当前的过调制PWM控制。另一方面，在调制系数FM为阈值以下时，生成用于指示从当前的过调制PWM控制向正弦波PWM控制切换的控制信号CHG2，并将其向电压指令修正部310输出。
电压指令修正部310，当从模式切换判定部312接收到控制信号CHG2时、即当被指示了向正弦波PWM控制的切换时，基于变换器14的开关状态，对d轴电压指令值Vd#及q轴电压指令值Vq#进行修正，使得抑制死区时间对电机施加电压产生的影响的变化。
具体而言，电压指令修正部310，最初基于变换器14的开关状态，推定向正弦波PWM控制切换时的电机施加电压的变化量。
此时，电压指令修正部310，作为变换器14的开关状态，从PWM调制部260取得当前的载波262(图5)的频率(载波频率)以及死区时间的长度(固定值)。另外，电压指令修正部300，作为变换器14的开关状态，取得转变成了正弦波PWM控制时的载波频率的预测值。该载波频率的预测值，能够与电机转速无关地基于预先设定的交流电动机M1的状态(转矩、转速)与载波频率的关系来算出。
进而，电压指令修正部310，作为变换器14的开关状态，取得从变换器14向交流电动机M1供给的电压和电流的相位差(功率因数)以及交流电动机M1的运行状态(驱动/再生)。当前的PWM控制的功率因数，如图12中所说明的同样，能够根据电压和电流的检测值、或者d轴及q轴的电压指令值Vd#、Vq#以及电流指令值Idcom、Iqcom来求得。另外，关于交流电动机M1是处于驱动时还是处于再生时，能够基于例如交流电动机M1的转矩指令值Trqcom和转速来判断。
接下来，电压指令修正部310，当作为变换器14的开关状态而取得这些多个信息时，基于该多个信息，通过后述的方法来推定向正弦波PWM控制切换时的电机施加电压的变化量以及变化的方向(振幅增大方向或振幅减小方向)。
具体而言，电压指令修正部310基于当前的过调制PWM控制下的载波频率以及转变成了正弦波PWM控制时的载波频率的预测值、和死区时间的长度，推定由于因开关次数的增加导致的死区时间的影响的变化引起的电机施加电压的变化量。另外，电压指令修正部310基于功率因数以及交流电动机M1的运行状态，推定电机施加电压的变化的方向(振幅增大方向或振幅减小方向)。
并且，电压指令修正部310根据推定出的电机施加电压的变化方向，对d轴及q轴的电压指令值Vd#、Vq#进行修正，使得补偿推定出的电机施加电压的变化量。修正后的d轴及q轴的电压指令值Vd#1、Vq#1被输入电压振幅修正部270。
(电压指令修正处理)
接下来，对图12以及图13的电机控制结构中的电压指令值的修正处理进行说明。电压指令值的修正处理，通过控制装置30执行按照图14以及图15所示的流程图的控制处理，实现由电压指令修正部300(图12)、310(图13)进行的电压指令修正。
参照图14，首先控制装置30通过步骤S21判定是否为从过调制PWM控制的控制模式切换时。然后，在不是从过调制PWM控制的切换时或者刚刚切换后的情况下(步骤S21判定为“否”时)，进一步控制装置30通过步骤S22判定是否为从正弦波PWM控制的控制模式切换时。
在不是从正弦波PWM控制的切换时或者刚刚切换后的情况下(步骤S22判定为“否”时)，控制装置30通过基于电流偏差ΔId、ΔIq的反馈控制来生成电压指令值Vd#、Vq#(步骤S25)。
另一方面，在从过调制PWM控制的切换时或刚刚切换后(步骤S21判定为“是”)、或者从正弦波PWM控制的切换时或刚刚切换后(步骤S22判定为“是”)，控制装置30通过步骤S23，通过基于电流偏差ΔId、ΔIq的反馈控制来生成电压指令值Vd#、Vq#，并且对该生成的电压指令值Vd#、Vq#，执行用于抑制由死区时间的影响的变化引起的电机施加电压的变化的修正处理(步骤S24)。
作为电压指令值Vd#、Vq#的修正处理，参照图15，首先，控制装置30取得变换器14的开关状态。具体而言，控制装置30取得控制模式切换前后的载波频率(步骤S31)，并且取得死区时间的大小(步骤S32)。对控制模式切换后的载波频率适用转变成了正弦波PWM控制(或过调制控制)时的载波频率的预测值。
进而，控制装置30取得从变换器14向交流电动机M1供给的电压和电流的相位差(功率因数)以及交流电动机M1的运行状态(驱动/再生)(步骤S33)。然后，控制装置30基于功率因数以及交流电动机M1的运行状态，判定控制模式切换时的电机施加电压的变化方向是否为振幅增大方向(步骤S34)。
在电机施加电压的变化方向不是振幅增大方向的情况下(步骤S34判定为“否”时)，控制装置30对电压指令值Vd#、Vq#进行修正，以使在步骤S23(图14)中生成的电压指令值Vd#、Vq#增加基于在步骤S31、S32中取得的信息推定出的电机施加电压的变化量(步骤S35)。与此相对，在电机施加电压的变化方向为振幅增大方向的情况下(步骤S34判定为“是”时)，控制装置30对电压指令值Vd#、Vq#进行修正，以使电压指令值Vd#、Vq#减小所推定出的电机施加电压的变化量(步骤S36)。
在此，作为推定伴随控制模式切换的电机施加电压的变化特性(变化量以及变化的方向)的方法，可以通过组合作为变换器的开关状态的控制模式切换前后的载波频率、死区时间的大小、功率因数以及交流电动机M1的运行状态中的任一项、或者它们中的至少一部分，使用预先构筑的交流电动机M1的电机模型，实时地运算电机施加电压的变化特性。
或者，从减轻由于进行实时运算而产生的控制负荷的增大的观点来看，通过随机地改变并预先计测变换器14的开关状态，能够基于该计测出的实测数据而容易地进行推定在正弦波PWM控制与过调制PWM控制之间切换了控制模式时的电机施加电压的变化特性。
并且，在如此根据实测数据推定电机施加电压的变化特性的情况下，如图16所示，预先导出适合于对所推定出的电机施加电压的变化特性进行补偿的调制系数，使该调制系数的适合值映射(map)化而将其预先存储在未图示的ROM(Read Only Memory)中，由此在控制模式切换时，能够使用从ROM读出的映射来算出修正后的电压指令值Vd#1、Vq#1。
图16是表示控制模式切换时的调制系数的映射的一例的图。图16中示出了在进行从正弦波PWM控制向过调制PWM控制的切换时、与每个变换器14的开关状态相应的调制系数。
参照图16，适用当前的正弦波PWM控制时的载波频率、和转变成了过调制PWM控制时的载波频率的预测值的组合被设定为多个模式，针对该多个模式的各个模式，设定控制模式切换时的调制系数的适合值。
关于每个模式的调制系数的适合值，被设定为根据交流电动机M1的运行状态而不同的值。作为一例，在适用正弦波PWM控制时的载波频率为fc1、且转变成了过调制PWM控制时的载波频率的预测值为fo1时的模式下，在交流电动机M1驱动时，调制系数与从预定的阈值减少ΔF1得到的值(0.61-ΔF1)符合，与此相对，在再生时，调制系数与从预定的阈值增加ΔF1得到的值(0.61+ΔF1)符合。
如此在驱动时和再生时与预定的阈值相对的适合的方向(调制系数增大方向或调制系数减小方向)不同是因为：如图8以及图9所述那样，根据功率因数不同，伴随控制模式切换的电机施加电压变化的特性不同。也即是，因为：在驱动时，由于功率因数大(即电压和电流的相位差小)，所以由开关次数的减少引起的死区时间的变化的影响作用在电机施加电压的振幅增大的方向上，与此相对，在再生时，由于功率因数小(即电压和电流的相位差大)，所以由开关次数的减少引起的死区时间的变化的影响作用在电机施加电压的振幅减小的方向上。
另外，省略了图示，关于图16所示的多个模式的各个模式，可以以根据交流电动机M1的运行状态和功率因数的组合、或者功率因数来设定调制系数的适合值的方式构成映射。
(变更例)
如图16所示，通过根据变换器14的开关状态，构成设定控制模式切换时的调制系数的适合值的映射，由此能够在控制模式切换时容易地算出修正后的电压指令值Vd#1、Vq#1。
另一方面，因为图16的映射是以在控制模式切换前和切换后的一个控制周期内电机转速基本没有变化的情况、即稳定状态的情况作为前提而构成的，所以在控制模式切换前后的一个控制周期内电机转速发生急剧变化的现象、例如驱动轮发生了滑动(slip)或抓地(grip)等的情况下，存在相对于抑制电机施加电压的变化所需要的电压指令值、根据图16的映射算出的电压指令值Vd#1、Vq#1变得过大、或变得过小的可能性。其结果，可靠地抑制控制模式切换时产生的转矩变动恐怕会变得困难。
于是，在本变更例中，在控制模式切换时检测出滑动和抓地的情况下，将根据图16的映射算出的调制系数的适合值变更为与滑动和抓地分别对应适合的调制系数。
另外，关于变更后的调制系数的适合值，如图17所示，相对于图16的映射中的调制系数的适合值的各值，预先基于实测数据求出在检测出滑动时的调制系数的适合值和在检测出抓地时的调制系数的适合值即可。或者，除构成图17的映射以外，还可以在检测出滑动和抓地的情况下，不进行调制系数的适合，而将调制系数维持为本来的阈值(0.61)。
图18是说明本实施方式的变更例的电压指令值的修正处理的流程图。
参照图18，首先控制装置30取得变换器14的开关状态。具体而言，控制装置30取得控制模式切换前后的载波频率(步骤S31)，并且取得死区时间的大小(步骤S32)。对控制模式切换后的载波频率适用转变成了正弦波PWM控制(或过调制控制)时的载波频率的预测值。
进而，控制装置30取得从变换器14向交流电动机M1供给的电压和电流的相位差(功率因数)以及交流电动机M1的运行状态(驱动/再生)(步骤S33)。另外，控制装置30从旋转角传感器(resolver)25(图1)取得交流电动机M1的旋转角θ(步骤S330)。
然后，控制装置30基于取得的旋转角θ算出交流电动机M1的转速(旋转速度)，基于该算出的转速判定驱动轮是否发生了滑动或抓地(步骤S340)。
在驱动轮没有发生滑动或抓地的情况下(步骤S340判定为“否”时)，控制装置30通过参照图17的映射图中的稳定时的调制系数，算出与变换器14的开关状态相应的调制系数的适合值(步骤S341)。另一方面，在驱动轮发生了滑动或抓地的情况下(步骤S340判定为“是”时)，控制装置30通过参照图17的映射图中的、滑动/抓地时的调制系数，算出与变换器14的开关状态相应的调制系数的适合值(步骤S342)。
然后，控制装置30基于在步骤S341、S342中算出的调制系数的适合值，设定修正后的电压指令值Vd#1、Vq#1(步骤S343)。
如上所述，根据图17以及图18所示的变更例，进行控制模式切换时的电压指令值的修正处理，由此即使在控制模式切换前后交流电动机M1的转速发生了急剧变化的情况下，也能够抑制交流电动机M1的转矩变动。其结果，能够提高交流电动机M1的控制的稳定性。
关于本实施方式与本发明的构成的对应关系，交流电动机M1与本发明中的“交流电动机”对应，变换器14与本发明中的“变换器”对应，控制装置30与本发明中的“控制装置”对应。控制装置30实现本发明中的“脉冲宽度调制部”以及“模式切换判定部”。
另外，在本实施方式中，作为优选的构成例，以能够对向变换器14输入的输入电压(系统电压VH)进行可变控制的方式，示出了电机驱动系统的直流电压产生部10#包括升降压转换器12的构成，但若是能够对向变换器14输入的输入电压进行可变控制，直流电压产生部10#并不限定于在本实施方式中所例示的构成。另外，变换器输入电压为可变不是必须的，对将直流电源B的输出电压直接向变换器14输入的构成(例如，省略了升降压转换器12的配置的构成)，本发明也能够适用。
进而，关于成为电机驱动系统的负载的交流电动机，在本实施方式中，也假定为作为车辆驱动用而搭载于电动车辆(混合动力汽车、电动汽车等)的永磁体电机，但对于将用于其以外的设备的任意的交流电动机设为负载的构成，本申请发明也能够适用。
应该认为，本次所公开的实施方式在所有的方面都是例示而不是限制性的。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求表示，包括与权利要求等同的意思以及范围内的所有的变更。
产业上的可利用性
本发明能够适用于应用了具有正弦波调制模式和过调制模式的脉冲宽度调制控制的交流电动机。
附图标记的说明
5地线；6、7电力线；10、13电压传感器；10#直流电压产生部；11、24电流传感器；12升降压转换器；14变换器；15U相上下臂；16V相上下臂；17W相上下臂；25旋转角传感器；30控制装置；100电机驱动控制系统；200、200A正弦波PWM控制部；201、201A过调制PWM控制部；210电流指令生成部；220、250坐标变换部；230电流滤波器；240电压指令生成部；260PWM调制部；262载波；264交流电压指令；270电压振幅修正部；300、310电压指令修正部；302、312模式切换判定部；C0、C1平滑电容器；D1～D8反并联二极管；L1电抗器；M1交流电动机；Q1～Q8电力用半导体开关元件；SR1、SR2系统继电器。

Claims (4)

1.一种交流电动机(M1)的控制装置，所述交流电动机通过变换器(14)控制施加电压，该控制装置具备：
脉冲宽度调制控制部，其用于通过脉冲宽度调制控制来产生所述变换器的控制指令，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使所述交流电动机(M1)按照动作指令进行动作的正弦波状的电压指令信号与载波信号的比较而进行的控制；和
模式切换判定部，其用于指示通过过调制模式和正弦波调制模式的哪一控制模式来执行由所述脉冲宽度调制控制部进行的所述脉冲宽度调制控制，所述过调制模式为所述电压指令信号的振幅比所述载波信号的振幅大的模式，所述正弦波调制模式为所述电压指令信号的振幅处于所述载波信号的振幅以下的模式，
所述变换器(14)包括按照来自所述脉冲宽度调制控制部的所述控制指令进行接通断开的电力半导体开关元件(Q3～Q8)，
所述脉冲宽度调制控制部，在从所述模式切换判定部指示了所述过调制模式与所述正弦波调制模式之间的控制模式的切换时，基于所述变换器(14)的电力变换动作的状态，对所述电压指令信号的振幅进行修正，使得抑制控制模式切换时的死区时间对所述交流电动机(M1)的施加电压的影响的变化。
2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，
所述脉冲宽度调制控制部包括：
频率控制部，其在所述过调制模式下，根据所述交流电动机(M1)的转速控制所述载波信号的频率，使得所述载波信号的频率成为所述交流电动机(M1)的旋转频率的整数倍，另一方面，在所述正弦波模式下，根据所述变换器(14)以及所述交流电动机(M1)的动作状态，与所述交流电动机(M1)的转速无关地控制所述载波信号的频率；
电压变化量推定部，其基于当前的控制模式下的关于所述载波信号的频率的当前值及切换了控制模式时的关于所述载波信号的频率的预测值、死区时间的大小、在所述变换器(14)和所述交流电动机(M1)之间授受的交流电力的功率因数、以及所述交流电动机(M1)的运行状态中的至少一方，推定控制模式切换时的所述交流电动机(M1)的施加电压的变化量；和
电压指令修正部，其对所述电压指令信号的振幅进行修正，使得补偿由所述电压变化量推定部推定出的所述交流电动机(M1)的施加电压的变化量。
3.一种交流电动机(M1)的控制方法，所述交流电动机通过变换器(14)控制施加电压，该控制方法包括如下步骤：
通过脉冲宽度调制控制来产生所述变换器(14)的控制指令的步骤，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使所述交流电动机(M1)按照动作指令进行动作的正弦波状的电压指令信号与载波信号的比较而进行的控制；和
指示通过过调制模式和正弦波调制模式的哪一控制模式来执行所述脉冲宽度调制控制的步骤，所述过调制模式为所述电压指令信号的振幅比所述载波信号的振幅大的模式，所述正弦波调制模式为所述电压指令信号的振幅处于所述载波信号的振幅以下的模式，
所述变换器(14)包括按照所述控制指令进行接通断开的电力半导体开关元件(Q3～Q8)，
产生所述变换器(14)的控制指令的步骤，在指示了所述过调制模式与所述正弦波调制模式之间的控制模式的切换时，基于所述变换器(14)的电力变换动作的状态，对所述电压指令信号的振幅进行修正，使得抑制控制模式切换时的死区时间对所述交流电动机(M1)的施加电压的影响的变化。
4.根据权利要求3所述的交流电动机的控制方法，其中，
产生所述变换器(14)的控制指令的步骤包括如下步骤：
控制步骤，在所述过调制模式下，根据所述交流电动机(M1)的转速控制所述载波信号的频率，使得所述载波信号的频率成为所述交流电动机(M1)的旋转频率的整数倍，另一方面，在所述正弦波模式下，根据所述变换器(14)以及所述交流电动机(M1)的动作状态，与所述交流电动机(M1)的转速无关地控制所述载波信号的频率；
推定步骤，基于当前的控制模式下的关于所述载波信号的频率的当前值及切换了控制模式时的关于所述载波信号的频率的预测值、死区时间的大小、在所述变换器(14)和所述交流电动机(M1)之间授受的交流电力的功率因数、以及所述交流电动机(M1)的运行状态中的至少一方，推定控制模式切换时的所述交流电动机(M1)的施加电压的变化量；和
修正步骤，对所述电压指令信号的振幅进行修正，使得补偿所推定出的所述交流电动机(M1)的施加电压的变化量。
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