CN102171922B - 交流电动机的控制装置和控制方法 - Google Patents

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Abstract

电压指令生成部(240)基于对电流指令值(Idcom、Iqcom)的电流偏差(ΔId、ΔIq)生成电压指令值(Vd#、Vq#)。dq轴电压滤波器(300)生成进行了将在时间轴方向上的电压指令值(Vd#、Vq#)的变化平滑化的滤波处理的电压指令值(Vdf、Vqf)。然后，对经滤波处理的电压指令值(Vdf、Vqf)执行电压振幅修正处理和dq逆变换处理，生成交流电动机(M1)的各相电压指令。由此，包括控制模式切换时在内，能够防止交流电动机(M1)的电压指令的振幅和相位两者急剧的变化。

Description

交流电动机的控制装置和控制方法
技术领域
本发明涉及交流电动机的控制装置和控制方法，更特定地涉及适用具有正弦波调制模式和过调制模式的脉冲宽度调制(PWM)控制的交流电动机的控制。
背景技术
为了使用直流电源驱动控制交流电动机，采用使用了变换器(インバ一タ)的驱动方法。变换器通过变换器驱动电路进行开关控制，例如将按照PWM控制进行开关的电压施加于交流电动机。
此外，在日本特开2006-320039号公报(专利文献1)中，作为基于电动机外加电压的基波成分大于正弦波PWM控制的调制方式进行的交流电动机控制，记载有适用过调制PWM控制和矩形波电压控制的电动机驱动系统。
特别是在专利文献1中记载有以下控制：在适用矩形波电压控制或者过调制PWM控制时在电动机转速骤变的情况下，根据电动机转速的变化比来改变转换器的输出电压(即变换器的输入电压)的电压指令值，以补偿反馈控制的响应性降低。
专利文献1：日本特开2006-320039号公报。
在过调制PWM控制中，在用于补偿d轴和q轴的电流偏差的电流反馈控制中，由于电动机电流的波形变形因此需要适宜地应对电流的高次谐波成分以提高控制性。另外，在根据交流电动机的状态来切换矩形波电压控制和PWM控制的控制构成中，在从矩形波电压控制向PWM控制切换时，通常使用过调制PWM控制。因此，对于过调制PWM控制，即使在这样的控制模式切换时也需要考虑使控制动作稳定化。
发明内容
本发明是为了解决这样的问题所做出的，本发明的目的在于提高电动机外加电压(モ一タ印加電圧)的基波成分大于正弦波PWM控制的过调制PWM控制的控制稳定性。
本发明的交流电动机的控制装置，是通过变换器控制外加电压的交流电动机的控制装置，其中，包括：电流检测器，该电流检测器用于检测出在变换器与交流电动机之间流动的电流；和脉冲宽度调制控制部。脉冲宽度调制控制部构成为用于通过脉冲宽度调制控制，产生变换器的控制指令，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使交流电动机按照动作指令动作的交流电压指令与载波的比较的控制。而且，脉冲宽度调制控制部包括：第一控制部，该第一控制部用于按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据基于电流检测器的检测值的电动机电流、和与动作指令对应的电流指令的偏差，产生控制指令；第二控制部，该第二控制部用于按照过调制脉冲宽度调制方式，根据电动机电流与电流指令的电流偏差产生控制指令，所述过调制脉冲宽度调制方式用于输出基波成分比正弦波脉冲宽度调制方式大的外加电压。第二控制部包括：计算部、第一滤波处理部、振幅修正部、调制部。计算部构成为基于电动机电流和电流指令求出电流偏差，并且根据求出的电流偏差，计算表示交流电压指令的控制值。第一滤波处理部构成为使计算(运算)出的控制值的时间轴方向的变化平滑化。振幅修正部构成为对由第一滤波处理部平滑化的控制值，进行用于放大交流电压指令的振幅的修正计算。调制部构成为将修正计算后的控制值变换成交流电压指令，并且基于交流电压与载波的比较，产生控制指令。
本发明涉及的交流电动机的控制方法，是通过变换器控制外加电压的交流电动机的控制方法，其中，包括通过按照过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制，来控制交流电动机的步骤，所述过调制脉冲宽度调制方式用于输出基波成分比正弦波脉冲宽度调制方式大的外加电压。控制的步骤包括以下步骤：基于与用于检测出在变换器与交流电动机之间流动的电流的电流检测器的检测值相应的电动机电流、和与交流电动机的动作指令对应的电流指令，求出电流偏差，并且根据该电流偏差，计算表示用于使交流电动机按照动作指令动作的交流电压指令的控制值的步骤；使计算出的控制值的时间轴方向的变化平滑化的步骤；对通过平滑化的步骤而平滑化的控制值进行用于放大交流电压指令的振幅的修正计算的步骤；将修正计算后的控制值变换成交流电压指令的步骤；和基于载波与变换得到的交流电压指令的比较，产生变换器的控制指令的步骤。
根据上述交流电动机的控制装置或控制方法，在适用基于电动机电流与电流指令值的偏差的电流反馈控制(PWM控制)中的过调制PWM控制时，由于在时间轴方向上对表示交流电压指令的控制值的变化进行滤波处理，因此能够避免交流电压指令的振幅和相位两者发生急剧的变化。其结果，典型性的是能够在控制模式切换时防止电动机外加电压骤变，并使基于过调制PWM控制的交流电动机控制稳定化。
优选地，第二控制部还包括第二滤波处理部，该第二滤波处理部用于使基于电流检测器的检测值的电动机电流的时间轴方向的变化平滑化。而且，计算部构成为：基于电流指令、和由第二滤波处理部平滑化的电动机电流，求出电流偏差。更优选地，由第一滤波处理部平滑化的时间常数大于由第二滤波处理部平滑化的时间常数。或者控制的步骤还包括使基于电流检测器的检测值的电动机电流的时间轴方向的变化平滑化的步骤，计算的步骤是基于电流指令、和被平滑化的电动机电流，求出电流偏差。更优选地，控制值的平滑化的时间常数大于电动机电流的平滑化的时间常数。
这样，由于电动机电流的高次谐波成分通过滤波处理(第二滤波处理部)而被除去，因此使过调制PWM控制稳定化。特别是，由于对电压指令的滤波处理(第一滤波处理部)的时间常数大于对电动机电流的滤波处理(第二滤波处理部)的时间常数，因此能够使对电流和电压的滤波处理的关系适宜，使控制稳定化。
更优选地，由第二滤波处理部进行的平滑化的时间常数，即电动机电流的平滑化的时间常数被控制为交流电动机的电周期的预定的整数倍。
这样，考虑到适用过调制PWM控制时与电动机电流重叠的高频成分成为与交流电动机的电周期(电气角360度的周期)对应的成分，因此能够提高对电动机电流的滤波处理(第二滤波处理部)的效果。
或者优选地，电流指令包括d轴电流指令值和q轴电流指令值。而且控制值包括基于分别相对于d轴电流指令值和q轴电流指令值的电流偏差计算出的d轴电压指令值和q轴电压指令值。此外，第一滤波处理部或者使控制值平滑化的步骤，使d轴电压指令值和q轴电压指令值的时间轴方向的变化平滑化。
这样，在进行对d轴和q轴的电流指令值的电流反馈的交流电动机控制中，通过对d轴和q轴的电压指令值直接进行滤波处理，因此能够提高过调制PWM控制的稳定性。
另外，优选地，电流指令包括d轴电流指令值和q轴电流指令值。而且，控制值包括基于分别相对于d轴电流指令值和q轴电流指令值的电流偏差计算出的d轴电压指令值和q轴电压指令值。此外，第一滤波处理部或者使控制值平滑化的步骤，使由d轴电压指令值与q轴电压指令值的组合所表示的电压指令振幅和电压指令相位的时间轴方向的变化平滑化。
这样，通过在将d轴和q轴的电压指令值换算成交流电压指令的振幅和相位后进行滤波处理，由此能够提高过调制PWM控制的稳定性。
优选地，控制装置还包括矩形波电压控制部和模式切换判定部。矩形波电压控制部构成为产生变换器的控制指令，使得将为使交流电动机按照动作指令动作而被相位控制的矩形波电压施加于矩形波电压控制部和交流电动机。模式切换判定部构成为根据交流电动机的控制状态，选择脉冲宽度调制控制和由矩形波电压控制部进行的矩形波电压控制中的一方。而且，计算部构成为：使控制值相对于相同的电流偏差的变化量，在从矩形波电压控制向按照过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制进行控制模式切换时的控制值的计算中，比控制模式切换后的控制值的计算降低。
这样，在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，由于能够防止交流电压指令发生较大的变化，因此能够提高控制模式切换时的过调制PWM控制的稳定性。
另外，优选地，控制装置还包括上述矩形波电压控制部和上述模式切换判定部，并且计算部构成为：在从矩形波电压控制向按照过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制进行控制模式切换时，代替基于电流偏差的计算，而利用将电流指令代入交流电动机的特性方程式的计算求出控制值。
这样，在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，能够防止电流偏差相对于电流指令值的急剧的变化所引起的交流电压指令的骤变，因此能够提高控制模式切换时过调制PWM控制的稳定性。
另外，优选地，电流指令包括d轴电流指令值和q轴电流指令值，控制值包括：基于分别相对于d轴电流指令值和q轴电流指令值的电流偏差计算出的d轴电压指令值和q轴电压指令值。而且，计算部构成为：将q轴电压指令值限制在不超过交流电动机当前的旋转速度下的反电动势的范围内，求出d轴电压指令值和q轴电压指令值。
这样，能够可靠地防止如d轴电流的极性反转那样的交流电压指令的骤变，因此能够防止交流电动机的转矩发生变动。
根据本发明，能够提高电动机外加电压的基波成分大于正弦波PWM控制的过调制PWM控制的控制稳定性。
附图说明
图1是使用按照本发明的实施方式的交流电动机的控制装置和控制方法的电动机驱动控制系统的整体构成图；
图2是概略地说明本发明的实施方式涉及的电动机驱动系统中的交流电动机的控制模式的图；
图3是说明交流电动机的动作状态与图2表示的控制模式的对应关系的图；
图4是说明在本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置中的基于正弦波PWM控制的电动机控制构成的框图；
图5是说明图4中的PWM调制部的动作的波形图；
图6是说明本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置中的控制模式切换判定处理的流程图；
图7是说明在本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置中的基于矩形波电压控制的电动机控制构成的框图；
图8是说明基于过调制PWM控制的电动机控制构成的通常的例子的框图；
图9是说明从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的交流电压指令的变化(比较例)的图；
图10是表示控制模式切换时的电流变动的一个例子的波形图；
图11是说明基于过调制PWM控制的电流滤波处理的问题点的波形图；
图12是说明在本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置中的基于过调制PWM控制的第一例的电动机控制构成的框图；
图13是说明过调制PWM控制中的电流滤波处理的时间常数的设计的波形图；
图14是说明图12表示的基于过调制PWM控制部的控制处理顺序的流程图；
图15是说明本发明的实施方式涉及的从利用交流电动机控制的矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的交流电压指令的变化的图；
图16A是本发明的实施方式涉及的交流电动机中的过调制PWM控制的控制模式切换时的转矩控制的波形图(无电压滤波)；
图16B是用于说明本发明的实施方式涉及的利用交流电动机的过调制PWM控制的第一例的效果的、控制模式切换时的转矩控制的波形图；
图17是说明在本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置中的基于过调制PWM控制的第二例的电动机控制构成的框图；
图18是说明图17表示的基于过调制PWM控制部的控制处理顺序的流程图；
图19A是本发明的实施方式涉及的交流电动机中的过调制PWM控制的控制模式切换时的转矩控制的波形图(无电压滤波)；
图19B是用于说明本发明的实施方式涉及的交流电动机中的过调制PWM控制的第二例的效果的、控制模式切换时的转矩控制的波形图；
图20是说明用于提高过调制PWM控制的稳定性的电压指令值生成的处理顺序的第一例的流程图；
图21是说明用于提高过调制PWM控制的稳定性的电压指令值生成的处理顺序的第二例的流程图；
图22是说明用于提高过调制PWM控制的稳定性的电压指令值生成的处理顺序的第三例的流程图。
图中符号说明：
5：接地线；6、7：电力线；10、13：电压传感器；10#：直流电压产生部；11、24：电流传感器；12：升降压转换器；14：变换器；15：U相上下臂；16：V相上下臂；17：W相上下臂；25：旋转角传感器；30：控制装置(ECU)；100：电动机驱动控制系统；200：正弦波PWM控制部；201：过调制PWM控制部(比较例)；205、205#：过调制PWM控制部；210：电流指令生成部；220、250：坐标变换部；230：电流滤波器；240：电压指令生成部；260：PWM调制部；262：载波；264：交流电压指令；270：电压振幅修正部；280：电压振幅/相位计算部；300：dq轴电压滤波器；310：相位/振幅滤波器；400：矩形波电压控制部；410：电力计算部；420：转矩计算部；430：PI计算部；440：矩形波发生器；450：信号产生部；B：直流电源；C0、C1：平滑电容器；D1～D8：逆并联(逆並列)二极管；Id、Iq：d、q轴电流(实际电流)；Idcom、Iqcom：电压指令值(d、q轴)；Idf、Iqf：滤波电流(d、q轴)；L1：电抗器；M1：交流电动机；MCRT(iu、iv、iw)：电动机电流；Q1～Q8：电力(功率)用半导体开关元件；S1～S8：开关控制信号；SR1、SR2：系统继电器；Trqcom：转矩指令值；V1～V3：电压指令矢量；Vb：直流电压；Vd#、Vq#：电压指令值(d、q轴)；Vdf、Vdq：滤波电压指令值；VH：系统电压(变换器输入电压)；VΦ：电压相位；ΔId、ΔIq：电流偏差(d、q轴)；ΔTq：转矩偏差；θ：转子旋转角；Φv：电压相位；ω：角速度。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的实施方式进行详细地说明。另外，以下对图中相同或相当部分标记相同符号，且原则上不重复其说明。
(电动机控制的整体构成)
图1是适用按照本发明的实施方式的交流电动机的控制装置的电动机驱动控制系统的整体构成图。
参照图1，电动机驱动控制系统100包括：直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器14、交流电动机M1以及控制装置30。
交流电动机M1例如是用于产生用于驱动电动车辆(为混合动力汽车、电动汽车或燃料电池车等利用电能产生车辆驱动力的汽车)的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电动机M1可以构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，还可以构成为兼具电动机和发电机的功能。此外，交流电动机M1还可以相对于发动机作为电动机进行动作，例如，作为能够不进行发动机起动的装置安装于混合动力汽车。即，在本实施方式中，“交流电动机”包括：交流驱动的电动机、发电机以及电动发电机(motorgenerator)。
直流电压产生部10#包括：直流电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1以及升降压转换器12。
直流电源B典型的是由镍氢或锂离子等二次电池或双电荷层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压Vb以及输入输出的直流电流Ib，分别由电压传感器10和电流传感器11进行检测。
系统继电器SR1连接于直流电源B的正极端子与电力线6之间，系统继电器SR2连接于直流电源B的负极端子与接地线5之间。系统继电器SR1、SR2根据来自控制装置30的信号SE进行导通/断开。
升降压转换器12包括：电抗器L1、电力用半导体开关元件Q1、Q2以及二极管D1、D2。电力用半导体开关元件Q1和Q2在电力线7与接地线5之间串联连接。电力用半导体开关元件Q1和Q2的导通/截止是通过来自控制装置30的开关控制信号S1和S2进行控制的。
在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，简单地称为“开关元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor绝缘栅双极型晶体管)、电力(功率)用MOS(Metal Oxide Semiconductor金属氧化物半导体)晶体管、或者电力用双极晶体管等。对开关元件Q1、Q2配置有逆并联二极管D1、D2。电抗器L1连接于开关元件Q1和Q2的连接节点与电力线6之间。另外，平滑电容器C0连接于电力线7与接地线5之间。
变换器14的构成包括：并联地设置在电力线7与接地线5之间的U相上下臂15、V相上下臂16以及W相上下臂17。各相上下臂由在电力线7与接地线5之间串联连接的开关元件构成。例如，U相上下臂15包括开关元件Q3、Q4，V相上下臂16包括开关元件Q5、Q6，W相上下臂17包括开关元件Q7、Q8。另外，逆并联二极管D3～D8分别与开关元件Q3～Q8连接。开关元件Q3～Q8的导通/截止通过来自控制装置30的开关控制信号S3～S8进行控制。
典型的交流电动机M1是三相永磁型同步电动机，将U、V、W相的三个线圈的一端在中性点共同连接而构成。此外，各相线圈的另一端与各相上下臂15～17的开关元件的中间点连接。
升降压转换器12在升压动作时，将对从直流电源B供给的直流电压Vb升压后的直流电压VH(以下，将相当于输入变换器14的电压的该直流电压也称为“系统电压”)向变换器14供给。更具体而言，响应来自控制装置30的开关控制信号S1、S2，交替地设置开关元件Q1的导通期间和开关元件Q2的导通期间(或者，开关元件Q1、Q2两者截止的期间)，升压比与上述导通期间的比对应。或者，只要将开关元件Q1和Q2分别固定于导通和截止，则能够设成为VH＝Vb(升压比＝1.0)。
另外，升降压转换器12在降压动作时，经由平滑电容器C0将从变换器14供给的直流电压VH(系统电压)进行降压并对直流电源B进行充电。更具体而言，响应来自控制装置30的开关控制信号S1、S2，交替地设置只导通开关元件Q1的期间、和将开关元件Q1、Q2两者截止的期间(或者，开关元件Q2的导通期间)，降压比与上述导通期间的占空比相对应。
平滑电容器C0将来自升降压转换器12的直流电压平滑化，并将平滑化后的直流电压供给到变换器14。电压传感器13检测出平滑电容器C0两端的电压，即系统电压VH，并将该检测值向控制装置30输出。
变换器14在交流电动机M1的转矩指令值为正(Trqcom＞0)的情况下，当从平滑电容器C0供给直流电压时，则通过响应来自控制装置30的开关控制信号S3～S8的开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换成交流电压来驱动交流电动机M1以便输出正的转矩。另外，变换器14在交流电动机M1的转矩指令值为零(Trqcom＝0)的情况下，通过响应开关控制信号S3～S8的开关动作，将直流电压变换成交流电压来驱动交流电动机M1以使转矩成为零。由此，驱动交流电动机M1，以便产生由转矩指令值Trqcom指定的零或者正的转矩。
此外，在搭载有电动机驱动控制系统100的电动车辆进行再生制动时，交流电动机M1的转矩指令值Trqcom被设定为负(Trqcom＜0)。在这种情况下，变换器14通过响应了开关控制信号S3～S8的开关动作，将交流电动机M1发电的交流电压变换成直流电压，并将该变换后的直流电压(系统电压)经由平滑电容器C0供给到升降压转换器12。另外，在此所说的再生制动包括：伴随驾驶电动车辆的驾驶员进行了脚制动器操作的情况下的再生发电的制动、或虽然未操作脚制动器但在行驶中通过离开加速器踏板而一边进行再生发电一边使车辆减速(或者中止加速)的情况。
电流传感器24检测出在交流电动机M1流动的电流，并将检测出的电流值向控制装置30输出。另外，三相电流iu、iv、iw的瞬时值之和是零，因此如图1所示，电流传感器24只要以能够检测出两相的量的电流(例如，V相电流iv和W相电流iw)的方式配置就足够。
旋转角传感器(分解器，レゾルバ)25检测出交流电动机M1的转子旋转角θ，并将该检测出的旋转角θ向控制装置30发送。在控制装置30中，能够基于旋转角θ计算交流电动机M1的转速(旋转速度)和角速度ω(rad/s)。另外，关于旋转角传感器25，由于可以利用控制装置30根据电动机电压和电流来直接计算旋转角θ，因此可以省略其配置。
控制装置30由电子控制单元(ECU：Electronic Control Unit)构成，通过基于由未图示的CPU(Central Processing Unit)执行预先存储的程序的软件处理和/或基于专用的电子电路的硬件处理，来控制电动机驱动控制系统100的动作。
作为典型的功能，控制装置30基于所输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测出的直流电压Vb、由电流传感器11检测出的直流电流Ib、由电压传感器13检测出的系统电压VH、来自电流传感器24的电动机电流iv、iw、以及来自旋转角传感器25的旋转角θ等，通过后述的控制方式控制升降压转换器12和变换器14的动作，以使交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。即，生成以上述方式控制升降压转换器12和变换器14的开关控制信号S1～S8，并向升降压转换器12和变换器14输出。
在升降压转换器12进行升压动作时，控制装置30对系统电压VH进行反馈控制，并生成开关控制信号S1、S2以使系统电压VH与电压指令值一致。
另外，当控制装置30从外部ECU接收到表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE时，生成开关控制信号S3～S8以将由交流电动机M1发电的交流电压变换成直流电压并向变换器14输出。由此，变换器14将由交流电动机M1发电的交流电压变换成直流电压并向升降压转换器12供给。
此外，当控制装置30从外部ECU接收到表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE时，生成开关控制信号S1、S2以便对从变换器14供给的直流电压进行降压，并向升降压转换器12输出。由此，交流电动机M1发电的交流电压被变换成直流电压并被降压，从而供给到直流电源B。
(控制模式的说明)
下面进一步详细地说明控制装置30进行的交流电动机M1的控制。
图2是概略地说明在本发明的实施方式涉及的电动机驱动系统中的交流电动机M1的控制模式的图。
如图2所示，在本发明的实施方式的电动机驱动控制系统100中，对于交流电动机M1的控制，即变换器14的电力变换，是切换使用三种控制模式。
正弦波PWM控制是作为通常的PWM控制来使用的，按照正弦波状的电压指令与载波(典型的是三角波)的电压比较，来控制各相上下臂元件的导通/截止。其结果，对于与上臂元件的导通期间对应的高电平期间、和与下臂元件的导通期间对应的低电平期间的集合，以在一定期间内使其基波成分成为正弦波的方式控制占空(デユ一テイ)。如公知的那样，在将正弦波状的电压指令的振幅限制在载波振幅以下的范围的正弦波PWM控制中，只能将向交流电动机M1施加的电压(以下，也简单地称为“电动机外加电压”)的基波成分提高到变换器的直流环节电压(直流リンク電圧)的大约0.61倍左右。以下，在本说明书中，将电动机外加电压(线间电压)的基波成分(有效值，実効値)相对于变换器14的直流环节电压(即，系统电压VH)之比称为“调制率”。
在正弦波PWM控制中，由于正弦波的电压指令的振幅是在载波振幅以下的范围，因此施加于交流电动机M1的线间电压成为正弦波。另外，还提出有使3n次高次谐波成分(n：自然数，典型的是n＝1的3次高次谐波)与载波振幅以下范围的正弦波成分重叠，来生成电压指令的控制方式。在该控制方式中，虽然通过高次谐波成分产生电压指令高于载波振幅的期间，然而由于各相重叠的3n次高次谐波成分在线间被消除，因此线间电压成为保持正弦波的波形。在本实施方式中，该控制方式也包括在正弦波PWM控制中。
另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内，将高电平期间与低电平期间之比为1∶1的矩形波1个脉冲量施加于交流电动机。由此，调制率被提高到0.78。
过调制PWM控制，是在电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅的范围内进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。特别是，由于使电压指令偏离原来的正弦波波形(振幅修正)，因此能够提高基波成分，能够将调制率从正弦波PWM控制模式下的最高调制率提高到0.78的范围。在过调制PWM控制中，由于电压指令(正弦波成分)的振幅大于载波振幅，因此施加于交流电动机M1的线间电压，不是正弦波而成为变形的电压。
在交流电动机M1中，当增加转速或输出转矩时，会使感应电压升高，因此使所需的驱动电压(电动机所需电压)升高。转换器12的升压电压，即系统电压VH需要设定为高于该电动机所需电压。另一方面，基于转换器12的升压电压，即系统电压VH存在极限值(VH最大电压)。
因此，根据交流电动机M1的动作状态，选择性地适用通过电动机电流的反馈来控制电动机外加电压(交流)的振幅和相位的、基于正弦波PWM控制或者过调制PWM控制的PWM控制模式以及矩形波电压控制模式中的任意一种。另外，在矩形波电压控制中，由于电动机外加电压的振幅固定，因此根据基于转矩实际值与转矩指令值的偏差的矩形波电压脉冲的相位控制来执行转矩控制。
图3表示交流电动机M1的动作状态与上述控制模式的对应关系。
参照图3，概略地表示出在低转速区域A1为了减小转矩变动而使用正弦波PWM控制，在中转速区域A2适用过调制PWM控制，而在高转速区域A3适用矩形波电压控制。特别是通过适用过调制PWM控制和矩形波电压控制，来实现提高交流电动机M1的输出。这样，对于使用图2表示的控制模式中的哪一种，基本上在能够实现的调制率的范围内决定。
(各控制模式的控制构成的说明)
图4是说明本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置的基本的控制构成，亦即基于正弦波PWM控制的电动机控制构成的框图。包括图4在内，记载在以下说明的框图中的用于电动机控制的各功能模块，通过控制装置30进行的硬件或软件的处理来实现。
参照图4，正弦波PWM控制部200在选择正弦波PWM控制模式时，生成变换器14的开关控制信号S3～S8，以使交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。
正弦波PWM控制部200包括：电流指令生成部210、坐标变换部220、250、电压指令生成部240以及PWM调制部260。
电流指令生成部210按照预先制作的表等，生成与交流电动机M1的转矩指令值Trqcom相应的d轴电流指令值Idcom和q轴电流指令值Iqcom。
坐标变换部220通过使用了由旋转角传感器25检测出的交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换(dq变换)，由此以由电流传感器24检测出的v相电流iv和W相电流iw为基准，计算出d轴电流Id和q轴电流Iq。
向电流指令生成部240中输入相对于d轴电流的指令值的偏差ΔId(ΔId＝Idcom-Id)和相对于q轴电流的指令值的偏差ΔIq(ΔIq＝Iqcom-Iq)。电流指令生成部240分别对d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq进行预定增益的PI(比例积分)计算来求出控制偏差，并生成与该控制偏差对应的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#。
坐标变换部250通过使用了交流电动机M1的旋转角θ的坐标变换(dq逆变换)，将d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#变换成U相、V相、W相的各相电压指令Vu、Vv、Vw。
如图5所示，PWM调制部260基于载波262与交流电压指令264(总括地表示Vu、Vv、Vw)的比较，通过控制变换器14各相的上下臂元件的导通/截止，生成模拟交流电动机M1各相的正弦波电压。载波262由预定频率的三角波或锯齿形波构成。如上所述，能够使3n次高次谐波与正弦波的交流电压指令重叠。
另外，在用于变换器控制的PWM调制中，载波262的振幅相当于变换器14的输入直流电压(系统电压VH)。然而对于PWM调制的交流电压指令264的振幅，只要变换成用系统电压VH除原来各相电压指令Vu、Vv、Vw的振幅，就能够将在PWM调制部260使用的载波262的振幅固定。
再次参照图4，变换器14通过按照由PWM控制部200生成的开关控制信号S3～S8进行开关控制，由此能够对交流电动机M1施加用于输出按照转矩指令值Trqcom的转矩的交流电压。
接下来，利用图6说明正弦波PWM控制与其他控制方式之间的控制模式的切换判定。
参照图6，控制装置30通过步骤S10判定当前的控制模式是否为PWM控制模式。然后，控制装置30在当前的控制模式是PWM控制模式时(S10的“是”判定时)，通过步骤S11基于按照PWM控制模式的电压指令值Vd#、Vq#以及系统电压VH，计算将变换器14的输入电压VH变换成对交流电动机M1的电动机外加电压时的调制率。
例如，利用下述(1)式，计算出调制率FM。
FM＝(Vd#2+Vq#2)1/2/VH…(1)
然后，控制装置30通过步骤S12，判定在步骤S110中求出的调制率是否为0.78以上。在调制率≥0.78时(S12的“是”判定时)，由于在PWM控制模式中无法产生适宜的交流电压，因此控制装置30使处理进入到步骤S15，以选择矩形波电压控制模式的方式切换控制模式。
另一方面，在步骤S12为“否”的判定时，即，在步骤S11中求出的调制率小于0.78时，控制装置30通过步骤S14，继续选择PWM控制模式。
另一方面，控制装置30在当前的控制模式是矩形波电压控制模式时(S10的“否”判定时)，通过步骤S13监视从变换器14供给到交流电动机M1的交流电流相位(实际电流相位)φi的绝对值是否变为小于预定的切换电流相位φ0的绝对值。另外，切换电流相位φ0在交流电动机M1进行驱动时以及再生时可以被设定成不同的值。
在实际电流相位φi的绝对值变得小于切换电流相位φ0的绝对值时(S13的“是”判定时)，控制装置30判定将控制模式从矩形波电压控制模式向PWM控制切换。此时，控制装置30通过步骤S14选择PWM控制模式。
另一方面，控制装置30在步骤S11是“否”的判定时，即实际电流相位φi的绝对值是切换电流相位φ0的绝对值以上时，通过步骤S15将控制模式保持在矩形波电压控制模式。
在选择PWM控制模式时(S14)，控制装置30还通过步骤S16判定使用正弦波PWM控制和过调制PWM控制的哪一个。该判定能够通过将调制率FM与预定的阈值(例如，使用正弦波PWM控制的调制率的理论最大值是0.61)比较来执行。
在调制率是阈值以下时，即，在能够实现交流电压指令264(正弦波成分)的振幅是载波262的振幅以下亦即PWM控制时，适用正弦波PWM控制。与此相对，在调制率大于阈值时，即，在交流电压指令264(正弦波成分)的振幅大于载波262的振幅时，适用过调制PWM控制。即，图4表示的正弦波PWM控制部200对应于“第一控制部”。
这样，能够基于由电流传感器24检测出的电动机电流、由电压传感器13检测出的变换器14的输入电压(系统电压)VH、以及由电压指令生成部240生成的电压指令值Vd#、Vq#，执行控制模式的切换判定。
图7是说明通过图6表示的控制模式切换判定处理，在适用了矩形波电压控制模式的情况下执行的、基于矩形波电压控制的电动机控制构成的框图。
参照图7，矩形波电压控制部400包括：电力计算部410、转矩计算部420、PI计算部430、矩形波发生器440以及信号产生部450。
电力计算部410通过根据电流传感器24的V相电流iv和W相电流iw求出的各相电流、各相(U相、V相、W相)电压Vu、Vv、Vw，并按照下述(2)式计算向电动机供给的电力(电动机电力)Pmt。
Pmt＝iu·Vu+iv·Vv+iw·Vw…(2)
转矩计算部420用根据由电力计算部410求出的电动机电力Pmt、和由旋转角传感器25检测出的交流电动机M1的旋转角θ计算出的角速度ω，按照下述(3)式计算转矩推定值Tq。
Tq＝Pmt/ω…(3)
向PI计算部430输入相对于转矩指令值Trqcom的转矩偏差ΔTq(ΔTq＝Trqcom-Tq)。PI计算部430对转矩偏差ΔTq进行预定增益的PI计算来求出控制偏差，并根据求出的控制偏差设定矩形波电压的相位φv。具体而言，在产生正转矩(Trqcom＞0)时，在转矩不足时使电压相位提前，另一方面在转矩过度时延迟电压相位，并且在产生负转矩(Trqcom＜0)时，在转矩不足时延迟电压相位，另一方面在转矩过度时提前电压相位。
矩形波发生器440按照由PI计算部430设定的电压相位φv，产生各相电压指令值(矩形波脉冲)Vu、Vv、Vw。信号产生部450按照各相电压指令值Vu、Vv、Vw产生开关控制信号S3～S8。变换器14通过进行按照开关控制信号S3～S8的开关动作，由此将按照电压相位φv的矩形波脉冲作为电动机的各相电压施加。
这样，在矩形波电压控制方式时，通过转矩(电力)的反馈控制，能够进行电动机转矩控制。但是，由于在矩形波电压控制方式中电动机外加电压的操作量成为只有相位，因此与能够将电动机外加电压的振幅和相位作为操作量的PWM控制方式相比较，其控制响应性降低。另外，在电力计算部410进行电力计算(式(2))时，同时执行从检测出的电动机电流(iv、iw)中除去畸变成分滤波处理。
另外，也可通过配置转矩传感器来代替电力计算部410和转矩计算部420，基于该转矩传感器的检测值求出转矩偏差ΔTq。
此外，图8表示说明基于过调制PWM控制的电动机控制构成的通常的例子的框图。
参照图8，过调制PWM控制部201除了图4表示的正弦波PWM控制部200的构成外，还包括电流滤波器230和电压振幅修正部270。
电流滤波器230执行将由坐标变换部220计算出的d轴电流Id和q轴电流Iq在时间轴方向上平滑化的处理。由此，将基于传感器检测值的实际电流Id、Iq变换成滤波处理后的电流Idf、Iqf。
然后，在过调制PWM控制部201中，电流偏差ΔId、ΔIq用滤波处理后的电流Idf、Iqf来计算。即，为ΔId＝Idcom-Idf，ΔIq＝Iqcom-Iqf。
电压振幅修正部270对由电压指令生成部240计算出的原来的d轴电压指令值Vd#和q轴电压指令值Vq#，执行用于放大电动机外加电压的振幅的修正处理。坐标变换部250和调制部260按照由电压振幅修正部270进行了修正处理的电压指令，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。
另外，在适用过调制PWM控制时，将电压指令值Vd#、Vq#进行了dq逆变换的各相电压指令的振幅，成为大于变换器输入电压(系统电压VH)的状态。该状态相当于在图5表示的波形图中变成交流电压指令264的振幅大于载波262的振幅的状态。这样，由于无法从变换器14对交流电动机M1施加超过系统电压VH的电压，因此通过根据按照原来的电压指令值Vd#、Vq#的各相电压指令信号的PWM控制，无法确保与电压指令值Vd#、Vq#对应的原来的调制率。
因此，通过对基于电压指令值Vd#、Vq#的交流电压指令，进行放大(×k倍，k＞1)电压振幅的修正处理，使得电压施加区间增大，由此能够确保基于电压指令值Vd#、Vq#的原来的调制率。另外，电压振幅修正部270中的电压振幅的放大比k，基于该原来的调制率理论上能够导出。
(过调制PWM控制的问题)
接下来，利用图9～图11说明图8表示的通常的过调制PWM控制的电动机控制构成的问题。特别是针对通过交流电动机M1从高输出区域降低输出，控制模式从矩形波电压控制～过调制PWM控制～正弦波PWM控制转移时的控制稳定性方面的问题进行说明。
参照图9，在矩形波电压控制中，各相电压的振幅被固定为变换器输入电压VH。因此，在d-q轴平面上，由电压指令值Vd#、Vq#的组合表示的电压指令矢量位于以原点为中心的圆周上。该圆的半径对应于变换器输入电压(系统电压VH)。然后，电压指令矢量的相位φv按照图7表示的构成根据转矩偏差进行控制。图9中的电压指令矢量V1对应于从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时的、基于矩形波电压控制的交流电压指令的最终值。
然后，当控制模式从矩形波电压控制向过调制PWM控制转移时，根据过调制PWM控制部201(图8)进行的控制计算，生成与电压指令矢量V2对应的交流电压指令。在此，电压指令矢量V2对应于通过图8的电压振幅修正部270进行了振幅修正处理后的电压指令值Vd#、Vq#。
在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，由于控制计算的内容突然转变，因此在电压指令矢量V1与电压指令矢量V2之间易产生较大的变化。因此，通过生成使电动机外加电压发生骤变那样的变换器14的控制指令，由此例如图10所示，电动机电流有可能变动。当发生这样的控制状态时，交流电动机M1会产生转矩变动。
另外，如图9所示，在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，不只是交流电压指令的振幅而且相位也有可能发生较大的变化。因此需要注意的是，即使设置防止电动机外加电压的振幅骤变的防护(ガ一ド)生成交流电压指令，也不能说充分地防止图10表示的电流变动。
此外，在过调制PWM控制中，还需要考虑图8的电流滤波器230的影响。
参照图11，滤波处理后的d、q轴电流Idf、Iqf为将传感器检测值进行了dq变换的d、q轴电流Id、Iq(实际电流)，按照滤波处理的时间常数在时间方向上平滑化了的电流。特别是在电压指令值Idcom、Iqcom为一定的期间内，读取到实际电流Id、Iq和滤波电流Idf、Iqf逐渐一致。
如上所述，由于通过电流滤波处理，能够除去与电动机电流重叠的高频成分，因此能够提高控制稳定性。然而，另一方面，在d、q轴电流的变化较大的情景下，由于实际电流Id、Iq与滤波电流Idf、Iqf的分歧增大，因此电流指令值Idcom、Iqcom之间的大小关系有可能反转。
例如，在图11中用虚线框表示的情景下，实际电流Id大于电流指令值Idcom，与此相对滤波电流Idf小于电流指令值Idcom。因此，根据按照基于滤波电流Idf的电流偏差的反馈控制，电动机外加电压在使d轴电流增大的方向上被控制。然而，由于实际的d轴电流已经大于电流指令值Idcom，因此这样的控制动作成为所谓的逆动作，反而增大实际的d轴电流偏差(Idcom-Id)。由此，有可能使控制不稳定。
因此，过调制PWM控制的稳定化，优选也考虑与电流滤波处理的关系。
(本实施方式的过调制PWM控制·1)
为了解决以上的问题，在本发明的实施方式的交流电动机的控制装置中，如图12所示构成过调制PWM控制部205。
参照图12，本发明的实施方式的过调制PWM控制部205，与图8中作为比较例表示的过调制PWM控制部201比较，不同点在于还包括dq轴电压滤波器300。
dq轴电压滤波器300按照下述(4)、(5)式，计算出将由电压指令生成部240计算出的电压指令值Vd#、Vq#在时间轴方向上平滑化的滤波电压指令值Vdf和Vqf。
Vdf＝{Vd#-Vdf(O)}·fa+Vdf(O)(4)
Vqf＝{Vq#-Vqf(O)}·fa+Vqf(O)(5)
在(4)、(5)式中，Vdf(0)、Vqf(0)分别表示滤波电压指令值Vdf、Vqf上次的值。而且，平滑化系数fa是0～1.0的范围的值，fa越接近0则滤波器的时间常数越大，fa越接近1.0则滤波器的时间常数越小。即，平滑化系数fa能够基于dq轴电压滤波器300应具有的时间常数(τv)和过调制PWM控制的控制周期来决定。
另外，在从矩形波电压控制开始进行控制模式切换时，Vdf(0)、Vqf(0)为矩形波电压控制中的交流电压指令的最终值，即，成为与图9中电压指令矢量V1对应的值。
然后，电压振幅修正部270对由dq轴电压滤波器300进行的平滑化后的电压指令值Vdf、Vqf，执行与图8相同的电压振幅修正处理。此外，向dq逆变换的各相电压指令的变换以及PWM调制，与图8同样地执行，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。即，过调制PWM控制部205除了执行由dq轴电压滤波器300进行的电压指令值的滤波处理以外，还执行与图8的过调制PWM控制部201相同的控制动作。
在此，说明dq轴电压滤波器300的滤波时间常数τv的优选设计。
在图13中表示电流滤波器230的时间常数的设计手法。参照图13，对于作为直流值的d轴电流和q轴电流，即使作为使电流指令值Idcom、Iqcom恒定的电动机控制，在基于传感器检测值的实际电流Id、Iq中也会重叠有周期性的误差。该周期性的误差与交流电动机M1的电周期(電気周期)(电气角(電気角)360度的变化所需的时间)，即电动机旋转速度同步。
然后，通过电流滤波器230进行的滤波处理(时间常数τc)，滤波电流Idf、Iqf的交流变动，被抑制在图13中用虚线表示的预定范围内。该预定范围与元件误差等硬件要因对应，相当于为了确保控制稳定性所需的电流的允许变动范围。而且，以将电流变动收敛在该允许变动范围内的方式，调整和决定电流滤波器230的时间常数τc。另外，当考虑交流变动的周期与交流电动机M1的电周期Tc同步时，对于时间常数τc优选设定为电周期Tc的整数倍。
再次参照图12，dq轴电压滤波器300的时间常数(τv)优选设定为大于电流滤波器230的时间常数(τc)而成为(τv＞τc)。通过这样的滤波处理的时间常数设定，能够与用图11说明的电流控制的逆动作的问题对应。
另外，在按照电流反馈的电压指令值Vd#、Vq#的多个计算周期中的每个周期，更新实际的电压指令的控制构成的情况下，即，在每当多次重复计算电压指令值Vd#、Vq#时更新实际的电压指令值的控制构成的情况下，优选时间常数τv为电流反馈控制周期的整数倍。
图14是说明图12表示的过调制PWM控制部205的控制处理顺序的流程图。
图14表示的流程图的各步骤，通过以预定周期执行预先储存于控制装置30的子例程程序来实现。或者，一部分的步骤能够通过构筑专用的硬件(电子电路)来实现处理。
参照图14，控制装置30在步骤S100执行电流滤波处理，计算出将基于电流传感器24的检测值计算出的d、q轴电流Id、Iq(实际电流)在时间轴方向上平滑后的滤波电流Idf、Iqf。此外，控制装置30通过步骤S110，基于在步骤S100中求出的滤波电流Idf、Iqf与电流指令值Idcom、Iqom之间的电流偏差，生成电压指令值Vd#、Vq#。即，步骤S100进行的处理，对应于图12的电流滤波器230的功能，步骤S110进行的处理，对应于图12的电压指令生成部240的功能。
此外，控制装置30通过步骤S120执行将在步骤S110中求出的电压指令值Vd#、Vq#在时间轴方向上平滑化的滤波处理。由此求出图12中的滤波电压指令值Vdf、Vqf。即，步骤S120进行的处理，对应于图12的dq轴电压滤波器300的功能。
接着，控制装置30通过步骤S130对滤波电压指令值Vdf、Vqf执行电压振幅的修正处理，以便确保按照原来的电压指令值Vd#、Vq#的调制率。由此，对滤波处理后的电压指令值Vd#、Vq#执行放大电压指令信号的振幅那样的振幅修正处理。即，步骤S130的处理相当于图12的电压振幅修正部270的功能。
此外，控制装置30通过步骤S140，通过dq逆变换将d、q轴的电压指令变换成U、V、W相的各相电压指令。进而，控制装置30通过步骤S150，如在图7中说明的那样，基于在步骤S140中变换后的各相的电压指令与载波的比较，按照脉冲宽度调制生成开关控制信号S3～S8。即，步骤S140进行的处理对应于图12的坐标变换部250的功能，步骤S150进行的处理对应于图12的PWM调制部260的功能。
这样在本发明的实施方式的基于交流电动机的控制装置的过调制PWM控制中，通过配置dq轴电压滤波器300从而能够抑制电压指令值急剧的变化。由此，如图15所示，典型的是能够防止从矩形波电压控制向过调制PWM控制转移时的电压指令的骤变。
参照图15，电压指令矢量V1、V2与图9同样地求出。即，电压指令矢量V2对应于控制模式刚切换后的控制周期中的电压指令值Vd#、Vq#。在此，在本实施方式的过调制PWM控制中，将与电压指令矢量V1对应的电压指令值Vd#、Vq#作为(4)、(5)式中的上次值Vdf(0)、Vqf(0)，来执行dq轴电压滤波器300进行的电压指令值的滤波处理。其结果，在切换控制模式时，基于过调制PWM控制的初次的电压指令，其振幅和相位两者相当于成为电压指令矢量V1、V2的中间值的电压指令矢量V3。即，电压指令矢量V3对应于滤波处理后的电压指令值Vdf、Vqf。
图16A和图16B表示控制模式切换时的转矩控制的波形图。图16A表示未配置dq轴电压滤波器300，即，表示图8的过调制PWM控制部201的控制结果，图16B表示配置有dq轴电压滤波器300，即，表示图12的过调制PWM控制部205的控制结果。
图16A和图16B表示以同一状态(转矩指令值Trqcom)使交流电动机M1动作的情况下转矩变动的实际验证(実機検証)结果。具体而言，通过使转矩指令值Trqcom从适用矩形波电压控制的高输出区域逐渐降低，来进行以过调制PWM控制和正弦波PWM控制的顺序适用的动作状态的实际验证。
参照图16A，在未对电压指令执行滤波处理的过调制PWM控制中，由于图9所示那样的电压指令的急剧的变化，电动机外加电压的振幅和相位有可能在控制模式切换时产生。其结果，在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，转矩Tq发生较大变动。
与此相对，在图16B中通过对电压指令执行滤波处理，如图15所示，能够防止电压指令的振幅和相位发生骤变。其结果，即使在从矩形波电压控制向过调制PWM控制切换时，由于防止电动机外加电压的急剧的变化，从而使转矩Tq不产生巨大的变动，由此实现按照转矩指令值Trqcom的控制。
这样在本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置的过调制PWM控制中，通过配置dq轴电压滤波器300，抑制电压指令值急剧的变化，从而能够提高控制稳定性。另外，对于由dq轴电压滤波器300进行的滤波处理的时间常数(τv)，通过实际实验等来对应元件误差等硬件要因地进行调整以便确保适宜的控制运行情况。另外，如上所述，如果考虑与电流滤波器230的时间常数(τc)或电流反馈控制周期的关系来设定，能够进一步提高控制稳定性。
(本发明的实施方式的过调制PWM控制·2)
图17表示本发明的实施方式涉及的交流电动机的控制装置进行的过调制PWM控制的变形例。
参照图17，按照变形例的过调制PWM控制部205#与图12表示的过调制PWM控制部205相比较不同点在于，代替dq轴电压滤波器300而包括电压振幅/相位计算部280和相位/振幅滤波器310。过调制PWM控制部205#的其他部分的构成与图12表示的过调制PWM控制部205相同。
电压振幅/相位计算部280按照由电压指令生成部240生成的电压指令值Vd#、Vq#，计算电压指令的振幅|V|#和电压相位Vφ#。具体而言，利用|V|#＝(Vd#2+Vq#2)1/2，Vφ#＝tan-1(Vq#/Vd#)求出。
相位/振幅滤波器310，按照下述(6)、(7)式执行以下滤波处理，即：将由电压振幅/相位计算部280计算出的电压振幅|V|#和电压相位Vφ在时间轴方向上平滑化的滤波处理。
|V|f＝{|V|#-|V|f(O)}·fa+|V|f(O)…(6)
Vφf＝{Vφ#-Vφf(O)}·fa+Vφf(O)…(7)
在(6)、(7)式中，|V|f(0)、Vφf(0)分别表示滤波处理后的电压振幅和电压相位的上次值。而且平滑化系数fa与(4)、(5)式相同。
图18是表示图17表示的过调制PWM控制部205#进行的控制处理顺序的流程图。
图18与图14相比较，控制装置30执行将图14表示的步骤S120置换成步骤S120#的、步骤S100、S110、S120#、S130～S150的一系列的处理。步骤S100、S130～S150的处理与图14相同，因此不重复其说明。
控制装置30在步骤S120#中，基于在步骤S110中生成的电压指令值Vd#、Vq#，对电压指令的振幅|V|和电压相位Vφ执行在时间轴方向上平滑化的滤波处理。然后，按照滤波处理后的电压指令，执行电压振幅的修正处理(S130)和dq逆变换的各相电压指令生成(步骤S140)，此外，按照脉冲宽度调制控制生成开关控制信号S3～S8(S150)。
图19A和图19B表示在执行按照图17、图18表示的变形例的过调制PWM控制的情况下的控制模式切换时的转矩控制的实际验证结果。
图19A表示在图17表示的过调制PWM控制205#中，拆除相位/振幅滤波器310的情况下的控制结果。即在图19A中表示与图16A同样的波形图。
与此相对，图19B表示图17表示的过调制PWM控制205#进行的转矩控制的实际验证结果。
参照图19B，对基于电流反馈控制的电压指令值Vd#、Vq#，在换算成电压振幅|V|和电压相位Vφ的基础上执行滤波处理，也与图16B同样能够防止控制模式切换时电压指令的相位和振幅发生骤变，不使转矩Tq产生巨大的变动，能够实现按照转矩指令值Trqcom的稳定的控制。
另外，对于交流电压指令的变化，如果考虑从矩形波电压控制向过调制PWM控制进行控制模式切换时(刚切换后)变显著的情况，对于电压指令值的滤波处理可以构成为，限定于在该控制模式切换时执行，而通常情况下滤波处理为非执行。根据同样的观点，关于滤波处理的时间常数(τv)可以是控制模式切换时(刚切换后)以及在此以外的期间为不同的值的可变控制。时间常数的可变控制，例如能够通过改变(4)～(7)式的平滑化系数fa来实现。
此外，在图12、图17表示的控制构成中，过调制PWM控制部205、205#对应于“第二控制部”，电流指令生成部240对应于“计算部”。另外，dq轴电压滤波器300和相位/振幅滤波器310对应于“第一滤波处理部”，电流滤波器230对应于“第二滤波处理部”。此外，电压振幅修正部270对应于“振幅修正部”，由坐标变换部250和PWM调制部260构成“调制部“。
(用于提高过调制PWM的控制稳定性的其他手法)
以下，通过用于对过调制PWM控制部205(图12)和过调制PWM控制部205#(图17)附加地执行，来提高过调制PWM控制的稳定性的控制构成进行说明。
图20和图21表示说明在从矩形波电压控制模式向过调制PWM控制模式切换时的，电压指令生成部240(图12、图17)中的电压指令值的生成处理的变形例的流程图。
参照图20，电压指令生成部240(控制装置30)通过步骤S111取得电流偏差ΔId和ΔIq，进而通过步骤S112判定是否为从矩形波电压控制进行控制模式切换时。然后，除了从矩形波电压控制切换时或者刚切换后以外(S110的“否”判定时)，电压指令生成部240(控制装置30)进入步骤S114进行处理，并将用于根据电流偏差ΔId、ΔIq求出电压指令值Vd#、Vq#的PI(比例积分)计算的增益(PI增益)设定为通常值。
另一方面，在从矩形波电压控制模式切换时或者刚切换后(S110的“是”判定时)，电压指令生成部240(控制装置30)通过步骤S113将PI增益设定为比在通常时，即在步骤S114设定的PI增益小的值。
然后，电压指令生成部240(控制装置30)通过S115执行基于在步骤S113或者S114设定的PI增益的PI计算，生成电压指令值Vd#、Vq#。
或者，在步骤S113、S114的处理中，在步骤S114中直接使用在步骤S111求出的电流偏差ΔId、ΔIq执行PI计算(S115)，另一方面可以在步骤S113中，将电流偏差ΔId、ΔIq设为在步骤S111中取得的值的m倍(m＜1.0)，来实现与PI增益的降低同样的控制处理。
如果按照图20表示的流程图，由于在电压指令值骤变的可能性高、从矩形波电压控制向过调制PWM控制进行控制模式切换时，能够防止电压指令值产生较大的变化，因此能够提高过调制PWM控制的稳定性。
或者，电压指令生成部240(控制装置30)，能够按照图21表示的流程图，生成从矩形波电压控制进行控制模式切换时的电压指令值。
参照图21，电压指令生成部240(控制装置30)通过步骤S112判定是否为从矩形波电压控制进行控制模式切换时。然后，在除了从矩形波电压控制模式切换时或者刚切换后(S112的“否”判定时)以外，电压指令生成部240(控制装置30)通过步骤S116，通过基于电流偏差ΔId、ΔIq的反馈控制生成电压指令值Vd#、Vq#。
另一方面，在从矩形波电压控制模式切换时或者刚切换后(S112的“是”判定时)，电压指令生成部240(控制装置30)，进入步骤S117进行处理，通过基于电动机电压方程式的前馈控制，根据电流指令值Idcom、Iqcom计算出电压指令值Vd#、Vq#。
在此，在步骤S117中参照的电动机电压方程式，用下述(8)、(9)式表示。
Vd＝Ra·Id-ω·Lq·Iq       …(8)
Vq＝ω·Ld·Id+Ra·Iq+ω·φ…(9)
在(8)、(9)式中，Ra表示电枢绕线电阻，ω表示交流电动机M1的电气角速度，φ表示永磁体的电枢交链磁通数。依存于绕线电阻的电压成分(分量)有助于在非常低的旋转区域，随着转速上升其以外的成分成为支配性的。因此，在适用过调制PWM控制和矩形波电压控制的速度区域中，(8)、(9)式中的绕线电阻成分可以忽略。因此，上述(8)、(9)式在适用过调制PWM控制时，用下述(10)、(11)式表示。
Vd#＝-ω·Lq·Iq                   …(10)
Vq#＝ω·Ld·Id+ωφ＝ω(Ld·Id+φ)…(11)
而且，步骤S117中，通过将Id＝Idcom、Iq＝Iqcom代入到简单化的电动机电压方程式(10)、(11)中，来计算出电压指令值Vd#和Vq#。
这样，在刚向过调制PWM控制进行控制模式切换后，借助电动机电流中所包含的高次谐波成分，通过使反馈控制中的电流偏差(ΔId、ΔIq)变动，能够防止控制不稳定。
另外，不只是在控制模式切换时以及刚切换后，作为通过了过调制PWM控制适用期间的控制稳定化对策，也可按照图22表示的流程图，通过设置电压指令值的防护，从而防止转矩变动。
参照图22，电压指令生成部240(控制装置30)，通过步骤S111～115(图20)或步骤S116(图21)，通过电流反馈控制，基于对电压指令Idcom、Iqcom的电流偏差ΔId、ΔIq生成电压指令值Vd#、Vq#。如上所述，典型的是该计算基于PI(比例积分)计算而生成。
此外，电压指令生成部240(控制装置30)在步骤S118中保护q轴电压指令值Vq#的范围，以使所生成的电压指令值Vd#、Vq#不超过用交流电动机M1的角速度ω和永磁体的电枢交链磁通数φ的积表示的反电动势(逆起電圧)ω·φ。
即，在步骤S111～115或者S116中求出的电压指令值Vq#＞ω·φ时，通过步骤S118修正为Vq#＝ω·φ。其结果，可靠地避免产生超过反电动势ω·φ的q轴电压指令值Vq#。
如从上述(11)式所理解的那样，当将q轴电压指令值Vq#和反电动势ω·φ之差的符号(正负)反转时，则d轴电流Id的符号(正负)也反转。即，如果由于影响电动机电流的高频成分，或用于减少该高频成分的滤波处理的延迟等的，在瞬间产生将d轴电流Id的符号反转的控制状态，与此对应有可能产生转矩变动。
因此，通过步骤S118，通过避免设定超过反电动势ω·φ的q轴电压指令值Vq#，由此能够抑制在过调制PWM控制的适用中产生转矩变动。
这样，按照图20～图22表示的变形例，通过使过调制PWM控制部205、205#中的电压指令生成部240动作，能够进一步提高过调制PWM控制的稳定性。另外，对于图22表示的q轴电压指令值Vq#的保护处理，也可以在电压滤波处理后或者振幅修正处理后执行。
此外，在本实施方式中，作为优选构成例，表示了电动机驱动系统的直流电压产生部10#包括升降压转换器12的构成，以使能够对向变换器14输入的电压(系统电压VH)进行可变控制，然而只要能够对向变换器14输入的电压进行可变控制，则直流电压产生部10#不限定于本实施方式所例示的构成。另外，变换器输入电压不一定必须是可变的，对于将直流电源B的输出电压直接输入变换器14的构成(例如，省略升降压转换器12的配置的构成)也能够适用本发明。
此外，对于成为电动机驱动系统的负荷的交流电动机，在本实施方式中，假设了作为车辆驱动用而搭载于电动车辆(混合动力汽车、电动汽车等)的永磁电动机，然而对于将其以外的设备所使用的任意的交流电动机作为负荷的构成，也能够适用本申请发明。
产业上的实用性
本发明能够用于具有过调制模式的脉冲宽度调制控制进行的交流电动机的控制。
应该认为这次公开的实施方式所有的点只是例示而不是限制。本发明的范围不是通过上述的说明而是通过权利要求来表示，且意味着包括与权利要求均等的意思以及在范围内的全部变更。

Claims (8)

1.一种交流电动机的控制装置，是通过变换器(14)控制外加电压的交流电动机(M1)的控制装置，其中，包括：
电流检测器(24)，该电流检测器用于检测出在所述变换器与所述交流电动机之间流动的电流；
脉冲宽度调制控制部，该脉冲宽度调制控制部用于通过脉冲宽度调制控制，产生所述变换器的控制指令(S3～S8)，所述脉冲宽度调制控制是基于用于使所述交流电动机按照动作指令动作的交流电压指令(264)与载波(262)的比较的控制，
所述脉冲宽度调制控制部包括：
第一控制部(200)，该第一控制部用于按照正弦波脉冲宽度调制方式，根据基于所述电流检测器的检测值的电动机电流(Id、Iq)、和与所述动作指令对应的电流指令(Idcom、Iqcom)的偏差，产生所述控制指令；
第二控制部(205、205#)，该第二控制部用于按照过调制脉冲宽度调制方式，根据所述电动机电流与所述电流指令的电流偏差(ΔId、ΔIq)产生所述控制指令，所述过调制脉冲宽度调制方式用于输出基波成分比所述正弦波脉冲宽度调制方式大的外加电压，
所述第二控制部包括：
计算部(240、280)，该计算部用于基于所述电动机电流和所述电流指令求出所述电流偏差，并且根据求出的所述电流偏差，计算表示所述交流电压指令的控制值；
第一滤波处理部(300、310)，该第一滤波处理部用于使计算出的所述控制值的时间轴方向的变化平滑化；
振幅修正部(270)，该振幅修正部用于对由所述第一滤波处理部平滑化的控制值，进行用于放大所述交流电压指令的振幅的修正计算；
调制部(250、260)，该调制部用于将所述修正计算后的所述控制值变换成所述交流电压指令，并且基于所述交流电压指令与所述载波的比较，产生所述控制指令，
所述第二控制部(205、205#)还包括第二滤波处理部(230)，该第二滤波处理部用于使基于所述电流检测器的检测值的所述电动机电流(Id、Iq)的时间轴方向的变化平滑化，
所述计算部(240)构成为：基于所述电流指令(Idcom、Iqcom)、和由所述第二滤波处理部平滑化的电动机电流(Idf、Iqf)，求出所述电流偏差(ΔId、ΔIq)，
由所述第一滤波处理部(300、310)平滑化的时间常数大于由所述第二滤波处理部(230)平滑化的时间常数。
2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中，
由所述第二滤波处理部(230)平滑化的时间常数被控制为所述交流电动机(M1)的电周期的预定的整数倍。
3.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其中，
所述电流指令包括d轴电流指令值(Idcom)和q轴电流指令值(Iqcom)，
所述控制值包括基于分别相对于所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值的所述电流偏差(ΔId、ΔIq)计算出的d轴电压指令值(Vd#)和q轴电压指令值(Vq#)，
所述第一滤波处理部(300)构成为：使所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值的时间轴方向的变化平滑化。
4.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其中，
所述电流指令包括d轴电流指令值(Idcom)和q轴电流指令值(Iqcom)，
所述控制值包括基于分别相对于所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值的所述电流偏差(ΔId、ΔIq)计算出的d轴电压指令值(Vd#)和q轴电压指令值(Vq#)，
所述第一滤波处理部(310)构成为：使由所述d轴电压指令值与所述q轴电压指令值的组合所表示的电压指令振幅(|V|)和电压指令相位(Vφ)的时间轴方向的变化平滑化。
5.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其中，还包括：
矩形波电压控制部(400)，该矩形波电压控制部用于产生所述变换器(14)的控制指令(S3～S8)，使得将为使所述交流电动机(M1)按照动作指令动作而被相位控制的矩形波电压施加于所述交流电动机；
模式切换判定部(S10～S15)，该模式切换判定部用于根据所述交流电动机的控制状态，选择所述脉冲宽度调制控制和由所述矩形波电压控制部进行的矩形波电压控制中的一方，
所述计算部(240)构成为：使所述控制值相对于相同的所述电流偏差(ΔId、ΔIq)的变化量，在从所述矩形波电压控制向按照所述过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制进行控制模式切换时的所述控制值(Vdf、Vqf)的计算中，比所述控制模式切换后的所述控制值的计算降低。
6.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其中，还包括：
矩形波电压控制部(400)，该矩形波电压控制部用于产生所述变换器(14)的控制指令(S3～S8)，使得将为使所述交流电动机(M1)按照动作指令动作而被相位控制的矩形波电压施加于所述交流电动机；和
模式切换判定部(S10～S15)，该模式切换判定部用于根据所述交流电动机的控制状态，选择由所述矩形波电压控制部进行的矩形波电压控制和由所述脉冲宽度调制控制部进行的脉冲宽度调制控制中的一方，
所述计算部(240)构成为：在从所述矩形波电压控制向按照所述过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制进行控制模式切换时，代替基于所述电流偏差(ΔId、ΔIq)的计算，而利用将所述电流指令(Idcom、Iqcom)代入所述交流电动机的特性方程式的计算求出所述控制值(Vdf、Vqf)。
7.根据权利要求1或2所述的交流电动机的控制装置，其中，
所述电流指令包括d轴电流指令值(Idcom)和q轴电流指令值(Iqcom)，
所述控制值包括：基于分别相对于所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值的所述电流偏差(ΔId、ΔIq)计算出的d轴电压指令值(Vd#)和q轴电压指令值(Vq#)，
所述计算部(240)构成为：将所述q轴电压指令值限制在不超过所述交流电动机(M1)当前的旋转速度下的反电动势的范围内，求出所述d轴电压指令值和所述q轴电压指令值。
8.一种交流电动机的控制方法，是通过变换器(14)控制外加电压的交流电动机(M1)的控制方法，其中，
包括通过按照过调制脉冲宽度调制方式的脉冲宽度调制控制，来控制所述交流电动机的步骤(S100～S150)，所述过调制脉冲宽度调制方式用于输出基波成分比正弦波脉冲宽度调制方式大的外加电压，
所述控制的步骤包括以下步骤：
使与用于检测出在所述变换器与所述交流电动机之间流动的电流的电流检测器(24)的检测值相应的电动机电流(Id、Iq)在时间轴方向的变化平滑化的步骤(S100)；
基于与所述交流电动机的动作指令对应的电流指令(Idcom、Iqcom)和被平滑化的电动机电流，求出电流偏差(ΔId、ΔIq)，并且根据该电流偏差，计算表示用于使所述交流电动机按照所述动作指令动作的交流电压指令的控制值的步骤(S110)；
使计算出的所述控制值的时间轴方向的变化平滑化的步骤(S120、S120#)；
对通过所述平滑化的步骤而平滑化的控制值进行用于放大所述交流电压指令的振幅的修正计算的步骤(S130)；
将所述修正计算后的所述控制值变换成交流电压指令的步骤(S140)；和
基于载波(262)与变换得到的所述交流电压指令(264)的比较，产生所述变换器的控制指令(S3～S8)的步骤(S150)，
所述控制值的平滑化处理的时间常数大于所述电动机电流的平滑化处理的时间常数。
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