CN102301586B - 交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

过调制PWM控制部(200)，包括：电压振幅运算部(245)，其基于电流反馈控制运算本来的电压指令(Vd#，Vq#)的电压指令振幅(VA)；电压振幅校正部(270)，其对电压指令振幅进行线性补偿，使得从变换器(14)输出的脉冲宽度调制电压的基波振幅与本来的电压指令振幅(VA)一致；以及高次谐波判定部(300)，基于本来的电压指令振幅(VA)的推移切换有/没有三次谐波成分的重叠，使得避开通过分别对有/没有三次谐波成分的重叠预先求出的、表示基波振幅与为了实现该基波振幅所需的必要电压振幅之间关系的电压振幅特性变得不连续的变化点。

Description

交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及交流电动机的控制装置，特别涉及交流电动机的过调制PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制。

背景技术

为了使用直流电源驱动控制交流电动机，采用使用了变换器的驱动方法。通过变换器驱动电路对变换器进行开关控制，例如，向交流电动机施加按照基于电压指令和载波的电压比较进行的脉冲宽度调制(PWM)控制进行转换的电压。

关于PWM控制，一般进行对交流电动机的相电压指令的振幅设在载波电压振幅以下的范围的、所谓正弦波PWM控制。但是，例如在日本特开2008-11682号公报(专利文献1)记载了：在正弦波PWM中，因为对高输出的应对不充分，进行使用了振幅比载波电压振幅大的相电压指令的过调制PWM控制。

专利文献1中记载了在正弦波PWM控制、过调制PWM控制、矩形波电压相位控制之间切换的交流电动机的驱动控制，记载了在过调制PWM控制中，对基于d轴电流以及q轴电流的反馈结果的d轴电压指令和q轴电压指令，对电压振幅进行线性补偿。此外，记载了在正弦波PWM控制以及过调制PWM控制中，对正弦波状的相电压指令，分开使用叠加了三次谐波的调制和不叠加三次谐波的调制，特别是提出了对应于有无使用三次谐波，变更控制模式的切换条件。

专利文献1：日本特开2008-11682号公报

发明内容

专利文献1记载的过调制PWM控制中的电压振幅补偿应对如下问题点：因为相电压指令的振幅超过载波(代表性的是三角波载波)的振幅，相对于相电压指令振幅的直线增加，从变换器输出的脉冲宽度调制电压的基波成分的振幅不是直线增加的问题点。

也就是说，通过预先确定为了得到与本来的电压指令振幅对应的基波电压振幅所需要的电压指令振幅与该基波电压振幅之比相关的特性(电压振幅特性)，能够实现电压振幅补偿。具体而言，可以是如下控制结构：对基于电流反馈控制的本来的d轴电压指令以及q轴电压指令下的本来的电压指令振幅，按照图形化的电压振幅特性，求得必要的电压振幅的扩大率(校正率)，并且基于按照该校正率校正后的电压振幅，算出校正后的d轴电压指令以及q轴电压指令。

但是，电压振幅补偿中表示校正率的上述电压振幅特性，在本来的电压指令振幅增大或者减小时，不一定同样地变化，以某一电压指令振幅为界，校正率的特性改变很大。在该校正率变化很大的点(变化点)，变换器输出电压波形的每个电周期的转换次数变化。在变换器控制中，公知设置有死区时间，所以在转换次数变化时，由于死区时间的影响，输出电压是不连续的。因此，存在在上述的变化点控制不稳定化的可能性。

另外，在能够切换有无三次谐波的使用的过调制PWM控制的使用时，根据有无三次谐波，相电压指令在峰值附近的行为会变化，因此需要考虑这一点实现过调制PWM控制的稳定化。

本发明是为了解决上述问题点做出的，本发明的目的是使得具有电压指令的振幅补偿功能和有无三次谐波叠加的选择功能的过调制PWM控制进行的电动机控制稳定化。

本发明的交流电动机的控制装置，是通过变换器控制施加电压的交流电动机的控制装置，具备：电流检测器，其检测在变换器以及交流电动机之间流动的电流；以及过调制PWM控制部，其基于振幅超过载波的电压振幅的相电压指令与该载波的电压比较，控制从变换器向交流电动机施加的脉冲宽度调制电压。

过调制PWM控制部，包括：电压指令生成部、电压振幅运算部、电压振幅校正部、电压指令变换部、高次谐波判定部。电压指令生成部，根据交流电动机的电流指令与基于电流检测器的检测值的实际电流的偏差，生成d轴电压指令和q轴电压指令使得消除该偏差。电压振幅运算部，基于电压指令生成部生成的本来的d轴电压指令以及q轴电压指令运算本来的电压指令振幅。电压振幅校正部，校正d轴电压指令以及q轴电压指令，使得脉冲宽度调制电压的基波振幅与本来的电压指令振幅一致。电压指令变换部，将电压振幅校正部校正后的d轴电压指令以及q轴电压指令变换为相电压指令。电压振幅校正部，根据表示基波振幅和用于实现该基波振幅所需的必要电压指令振幅之间的关系的、预先设定的电压振幅特性，运算对本来的电压指令振幅必要的校正比率，并且基于按照该校正比率校正本来的电压指令振幅后得到的校正后的电压指令振幅，算出校正后的d轴电压指令以及q轴电压指令。而且，电压振幅特性包含：分别与有无三次谐波向由电压指令变换部变换后的相电压指令的叠加对应地个别设定的第一以及第二的振幅特性。高次谐波判定部基于第一以及第二振幅特性与电压振幅运算部运算出的本来的电压指令振幅，指示有无三次谐波成分向由电压指令变换部变换后的相电压指令的叠加。

优选，高次谐波判定部，在有三次谐波成分的叠加的情况下进行控制时，当本来的电压指令振幅以预定以上的程度接近了在第一振幅特性上必要电压指令振幅相对于基波振幅的线性特性变为不连续的变化点时，向没有三次谐波成分的叠加的控制切换，另一方面，在没有三次谐波成分的叠加的情况下进行控制时，当本来的电压指令振幅以预定以上的程度接近了第二振幅特性上的变化点时，向有三次谐波成分的叠加的控制切换。

此外优选，高次谐波判定部包含变化点存储部、推移度算出部、接近判定部。变化点存储部预先存储第一以及第二振幅特性上的变化点。推移度算出部，算出表示电压指令振幅的当前值以及变化方向的推移度。接近判定部构成为：基于由推移度算出部算出的推移度以及在变化点存储部存储的变化点，在当前的本来的电压指令振幅以及与变化点对应的电压振幅的差比第一预定值小时，从当前起切换有无三次谐波成分的叠加。

此外优选，第一预定值根据本来的电压指令振幅的变化速度可变地设定。

优选，高次谐波判定部，在维持有三次谐波成分的叠加的情况下的控制的期间，当本来的电压指令振幅和与在第一振幅特性上的变化点对应的电压振幅的差比第二预定值大时，将三次谐波成分的振幅逐渐增大到预定的上限，另一方面，当差为第二预定值以下时，使三次谐波成分的振幅逐渐减小。

此外优选，过调制PWM控制部还包含使来自电压指令变换部的相电压指令和载波的相位同步的同步PWM控制部。同步PWM控制部，以将作为相电压指令每一周期的载波的周期数的同步数根据交流电动机的旋转速度可变地设定的方式，使相电压指令和载波的相位同步，第一以及第二振幅特性按每个同步数预先设定。

根据本发明，能够使得具有电压指令的振幅补偿功能以及三次谐波叠加有无的选择功能的过调制PWM控制进行的电动机控制稳定化。

附图说明

图1是本发明实施方式中交流电动机的控制装置适用的马达驱动控制系统的整体结构图。

图2是图1所示的马达驱动控制系统中交流电动机M1的控制模式的概略说明图。

图3是说明PWM控制的基本原理的波形图。

图4是表示交流电动机的动作状态和上述的控制模式的对应关系的概念图。

图5是说明本发明的实施形态中交流电动机的控制装置进行过调制PWM控制的功能框图。

图6是说明按照图5所示的高次谐波判定部的判定结果的相电压指令变化的波形图。

图7是表示电压振幅特性图的举例的图。

图8是例示由于有无向载波叠加三次谐波引起的电压振幅特性的不同的第一图。

图9是例示由于有无向载波叠加的三次谐波引起的电压振幅特性的不同的第二图。

图10是说明图5所示的高次谐波判定部的结构的功能框图。

图11是说明图5所示的高次谐波判定部的控制处理的流程图。

图12是本实施方式中过调制PWM控制中三次谐波有/无的选择控制的第一动作例。

图13是本实施方式中过调制PWM控制中三次谐波有/无的选择控制的第二动作例。

图14是说明本实施方式的变形例中过调制PWM控制中三次谐波成分的振幅控制的概念图。

图15是说明本实施方式的变形例中过调制PWM控制中三次谐波成分的振幅控制的流程图。

标号说明

5地线、6，7电力线、10，13电压传感器、10#直流电压产生部、11，24电流传感器、12转换器、14变换器、15～17各相臂、25转角传感器、30控制装置(ECU)、100马达驱动控制系统、160载波、170相电压指令、172三次谐波成分、175相电压指令(三次谐波叠加)、180脉冲宽度调制电压、200过调制PWM控制部、210电流指令生成部、220，250坐标变换部、230电流滤波器、240电压指令生成部、245电压振幅运算部、260PWM调制部、270电压振幅校正部、271，272图(电压振幅特性)、280同步PWM控制部、290旋转频率运算部、300高次谐波判定部、300a电压振幅特性(无高次谐波)、300b电压振幅特性(有高次谐波)、302变化点图、304参数算出部、306变化点接近判定部、500接近区域、510接近预备区域、A1低转速域、A2中转速域、A3高转速域、B直流电源、C0，C1平滑电容器、D1～D8二极管、Ib直流电流、Id d轴电流、Idcom d轴电流指令值、Iq q轴电流、Iqcom q轴电流指令值、iu，iv，iw三相电流、K同步数、L1电抗器、M1交流电动机、Pa(i)变化点(无高次谐波)、Pb(i)变化点(有高次谐波)、Q1～Q8功率半导体开关元件、S1～S8开关控制信号、Shr判定标志(有/无高次谐波)、SR1，SR2系统继电器、Trqcom转矩指令值、VA电压指令振幅(补偿前)、VA#电压振幅指令(线性补偿后)、VL直流电压(电池)、Vd d轴电压指令(校正前)、Vd#d轴电压指令值(校正后)、VH系统电压、Vp推移参数、Vq q轴电压指令值(校正前)、Vq#q轴电压指令值(校正后)、Vu，Vv，Vw各相电压指令、ΔId d轴电流偏差、ΔIq q轴电流偏差、θ转子转角、ωe转角速度。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。并且，下面对图中的同一或者相当部分标记同一标号，原则上不重复其说明。

(电动机控制的全体结构)

图1是本发明实施方式中交流电动机的控制装置适用的马达驱动控制系统的全体结构图。

参照图1，马达控制系统100具有：直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器14、交流电动机M1和控制装置30。

交流电动机M1，例如，是用于产生用于驱动电动车辆(是指混合动力车、电动车、燃料电池车等通过电能产生车辆驱动力的汽车)的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电动机M1可以构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，也可以构成为兼有电动机和发电机的功能。此外，交流电动机M1，可以相对于发动机作为电动机动作，例如，作为能够进行发动机启动的设备安装于混合动力车。也就是说，本实施方式中，“交流电动机”包括：交流驱动的电动机、发电机以及电动发电机。

直流电压产生部10#包括：直流电源B、系统继电器SR1，SR2、平滑电容C1、转换器12。

直流电源B代表性的由镍氢或者锂离子电池等二次电池、电双层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压VL以及输入输出的直流电流Ib，由电压传感器10以及电流传感器11分别检测。

系统继电器SR1连接在直流电源B的正极端子以及电力线6之间，系统继电器SR1连接在直流电源B的负极端子以及地线5之间。系统继电器SR1，SR2，根据来自控制装置30的信号SE而进行接通/断开。

转换器12包括：电抗器L1、功率半导体开关元件Q1、Q2、二极管D1、D2。功率半导体开关元件Q1以及Q2在电力线7以及地线5之间串联连接。功率半导体开关元件Q1以及Q2的接通/断开通过来自控制装置30的开关控制信号S1以及S2控制。

在本发明的实施方式中，作为功率半导体开关元件(以下，简称为“开关元件”)，可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管或者功率双极晶体管等。相对于开关元件Q1，Q2配置有反并联二极管D1，D2。电抗器L1在开关元件Q1和Q2的连接节点以及电力线6之间连接。另外，平滑电容器C0在电力线7以及地线5之间连接。

变换器14包括在电力线7以及地线5之间并联设置的、U相上下臂15、V相上下臂16、W相上下臂17。各相上下臂由在电力线7和地线5之间串联连接的开关元件构成。例如，U相上下臂15包括开关元件Q3，Q4，V相上下臂16包括开关元件Q5，Q6，W相上下臂17包括开关元件Q7，Q8。另外，反并联二极管D3～D8分别连接于开关元件Q3～Q8。开关元件Q3～Q8的导通/断开通过来自控制装置30的开关控制信号S3～S8控制。

代表而言，交流电动机M1是三相永磁型同步电动机，U，V，W相的三个线圈的一端共同连接于中性点而构成。此外，各相线圈的另一端与各相上下臂15～17的开关元件的中间点连接。

基本而言，转换器12被控制为在各开关周期内开关元件Q1以及Q2互补且交替地导通/断开。转换器12在升压动作时，将从直流电源B供给的直流电压VL升压为直流电压VH(相当于向变换器14的输入电压的该直流电压以下也称为“系统电压”)。该升压动作通过将在开关元件Q2的导通期间在电抗器L1储存的电磁能量经由开关元件Q1以及反并联二极管D1向电力线7供给而进行。

另外，转换器12在降压动作时，将直流电压VH降压为直流电压VL。该降压动作，通过将在开关元件Q1的导通期间在电抗器L1储存的电磁能量，经由开关元件Q2以及反并联二极管D2向电力线6供给而进行。上述升压动作或降压动作中电压变换比(VH以及VL的比)，通过相对于上述开关周期的开关元件Q1，Q2的导通期间比(占空比)控制。并且，如果将开关元件Q1以及Q2分别固定为导通以及断开，则可以使VH＝VL(电压变换比＝1.0)。

平滑电容器C0将来自转换器12的直流电压平滑化，将此平滑化后的直流电压供给到变换器14。电压传感器13检测平滑电容器C0两端的电压，即系统电压VH，向控制装置30输出此检测值。

变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为正(Trqcom＞0)的情况下，在从平滑电容器C0供给直流电压时，通过应答来自控制装置30的开关控制信号S3～S8的开关元件Q3～Q8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电动机M1使得输出正的转矩。另外，变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为0(Trqcom＝0)的情况下，通过应答开关控制信号S3～S8的开关动作，将直流电压变换为交流电压，驱动交流电动机使得转矩变为0。由此，驱动交流电动机M1使得产生由指令值Trqcom指定的0或正的转矩。

此外，在搭载了马达驱动控制系统100的电动车辆的再生制动时，交流电动机M1的转矩指令值Trqcom设定为负(Trqcom＜0)。在此情况下，变换器14，通过应答开关控制信号S3～S8的开关动作，将交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并通过平滑电容器C0将此变换后的直流电压(系统电压)供给到转换器12。并且，这里所说的再生制动包括：存在驾驶电动车辆的驾驶者进行的脚制动器操作的情况下的伴随再生发电的制动、虽然不操作脚制动器但在行驶中通过释放加速踏板进行再生发电并且使车辆减速(或者加速中止)的情况。

电流传感器24检测在交流电动机M1流动的电流，向控制装置30输出此检测的马达电流。并且，由于三相电流iu，iv，iw的瞬时值的和是0，如图1所示，电流传感器24配置为检测两相的马达电流(例如，V相电流iv以及W相电流iw)即可。

转角传感器(旋转变压器)25检测交流电动机M1的转子转角θ，并将此检测的转角θ输出至控制装置30。控制装置30，基于转角θ，能够算出交流电动机M1的转速(旋转速度)以及角速度ωe(rad/s)。并且，关于转角传感器25，可以通过在控制装置30中通过马达电压、电流直接运算转角θ，省略此配置。

控制装置30由电子控制单元(ECU)构成，通过由未图示的CPU执行预先存储的程序的软件处理以及/或者专用的通过电子电路进行的硬件处理，控制电动机驱动控制系统100的动作。

作为代表性的功能，控制装置30，基于：输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测出的直流电压VL、由电流传感器11检测出的直流电流Ib、由电压传感器13检测出的系统电压VH以及来自电流传感器24的马达电流iv，iw、来自转角传感器25的转角θ等，通过后述的控制方式，控制转换器12以及变换器14的动作，使得交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。也就是说，生成用于按照上述方式控制转换器12以及变换器14的开关控制信号S1～S8，输出至转换器12以及变换器14。

在转换器12的升压动作时，控制装置30反馈控制系统电压VH，生成开关控制信号S1，S2使得系统电压VH与电压指令值一致。

另外，控制装置30，在从外部ECU接受表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE时，生成开关控制信号S3～S8使得将在交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，输出至变换器14。由此，变换器14将在交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压并供给至转换器12。

此外，控制装置30，在从外部ECU接受表示电动车辆进入了再生制动模式的信号RGE时，生成开关控制信号S1，S2使得从变换器14供给的直流电压降压，输出至转换器12。由此，交流电动机M1发电产生的交流电压，变换为直流电压，降压后供给到直流电源B。

(控制模式说明)

进一步详细的说明通过控制装置30控制交流电动机M1。

图2是本发明的实施方式中马达驱动控制系统中交流电动机M1的控制模式的概略说明图。

如图2所示，在本发明的实施方式中的马达驱动控制系统100中，交流电动机M1的控制也就是变换器14中的电力变换，交替使用三种控制模式。

控制模式大致划分为PWM控制模式和矩形波电压控制模式，在PWM控制模式中，选择性使用正弦波PWM控制以及过调制PWM控制。

参照图3，在PWM控制中，通过基于载波160以及相电压指令170的比较控制变换器14的各相的开关元件的导通/断开，由此向交流电动机M1的各相施加作为伪正弦波电压的脉冲宽度调制电压180。载波160由预定频率的三角波、锯齿波构成。

并且，用于变换器控制的PWM调制中，本来，载波160的振幅相当于变换器14的输入直流电压(系统电压VH)。但是，如果根据系统电压VH变换相电压指令170的振幅，则能够固定载波160的振幅。

众所周知，正弦波状的电压指令的振幅限制在载波振幅以下的范围的正弦波PWM控制中，向交流电动机M1施加的电压的基波成分只能提高到变换器的直流链电压的大约0.61倍程度。以下，本说明书中，将马达施加电压(线间电压)的基波成分(实效值)相对于变换器14的直流链电压(也就是系统电压VH)的比称为“调制率”。

另一方面，矩形波电压控制中，在上述一定期间内，向交流电动机施加高电平期间以及低电平期间的比为1∶1的矩形波1脉冲。如此，调制率能够提高到0.78。

过调制PWM控制，在电压指令(正弦波成分)的振幅比载波振幅大的范围，进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。特别的，能够通过为了上述电压振幅补偿校正电压振幅来提高基波成分，能够使得调制率从正弦波PWM控制模式的最高调制率达到0.78的范围。过调制PWM控制中，因为电压指令(正弦波成分)的振幅比载波的振幅大，向交流电动机M1施加的线间电压，不是正弦波而变为失真的电压。

交流电动机M1中，因为转速、输出转矩增加时感应电压变高，必要的驱动电压(马达必要电压)变高。通过转换器12升压的升压电压，也就是系统电压VH需要设定为比该马达必要电压要高。另一方面，通过转换器12升压的升压电压也就是系统电压VH存在界限值(VH最大电压)。

因此，根据交流电动机M1的动作状态，选择性的使用通过马达电流的反馈控制马达施加电压(交流)的振幅以及相位的、基于正弦波PWM控制或过调制PWM控制的PWM控制模式以及矩形波电压控制模式中的任意一个。并且，矩形波电压控制中，由于马达施加电压的振幅是固定的，所以通过基于转矩实际值和转矩指令值的偏差的、矩形波电压脉冲的相位控制执行转矩控制。

图4表示交流电动机M1的动作状态和上述的控制模式的对应关系。

参照图4，概略而言，低转速域A1中转矩变动小，所以适用正弦波PWM控制，中转速域A2中适用过调制PWM控制，高转速域A3中适用矩形波电压控制。特别的，通过适用过调制PWM控制以及矩形波电压控制，实现交流电动机M1输出的提高。如此，关于使用图2所示的哪一个控制模式，基本上在可能实现的调制率的范围内决定。

如以下的说明中明确的，本实施方式中交流电动机的控制装置在过调制PWM控制方面具有特征点。因此，详细说明过调制PWM控制的控制结构。

(过调制PWM控制)

图5是说明本发明的实施形态中交流电动机的控制装置中过调制PWM控制的功能框图。

参照图5，过调制PWM控制部200，具有：电流指令生成部210、坐标变换部220、电流滤波器230、电压指令生成部240、电压振幅运算部245、坐标变换部250、PWM调制部260、电压振幅校正部270、同步PWM控制部280、旋转频率运算部290。包含图5在内的以下说明的框图中记载的用于马达控制的各功能模块，通过控制装置30进行硬件或者软件处理而实现。

电流指令生成部210，按照预先制作的图等，生成对应于交流电动机M1的转矩指令值Trqcom的d轴电流指令值Idcom以及q轴电流指令值Iqcom。例如，决定相对于转矩指令值Trqcom的d轴电流指令值Idcom以及q轴电流指令值Iqcom的组，使得实现对同一电流振幅的输出转矩最大的电流相位。

坐标变换部220通过使用了由转角传感器25检测的交流电动机M1的转角θ进行的坐标变换(三相→两相)，变换基于由电流传感器24检测出的v相电流iv以及W相电流iw的三相电流，算出d轴电流Id以及q轴电流Iq。

电流滤波器230执行将由坐标变换部220算出的d轴电流Id以及q轴电流Iq在时间轴方向进行平滑化的处理。由此，对基于传感器检测值的实际电流Id，Iq进行滤波处理。

向电压指令生成部240输入相对于d轴电流的指令值的偏差ΔId(ΔId＝Idcom-Id)以及相对于q轴电流的指令值的偏差ΔIq(ΔIq＝Iqcom-Iq)。电压指令生成部240基于用于消除d轴电流偏差ΔId和q轴电流偏差ΔIq的预定的控制运算(代表性的是PI(比例积分)运算)，生成d轴电压指令值Vd#以及q轴电压指令值Vq#。

电压振幅运算部245，基于由电压指令生成部240运算出的本来的d轴电压指令Vd#以及q轴电压指令Vq#，按照下述(1)式，运算电压指令振幅VA。也就是说，电压振幅运算部245运算出的电压指令振幅VA，表示为了电流反馈控制本来需要的电压指令振幅。

VA＝(Vd#²+Vq#²)^0.5...(1)

电压振幅校正部270对由电压振幅运算部245运算出的本来的电压指令振幅VA，求得为了将该电压指令振幅VA作为过调制PWM中脉冲宽度调制电压180(图3)的基波振幅得到所需要的电压指令振幅的扩大率(校正率)，并且校正d轴电压指令以及q轴电压指令，使得按照该校正率对电压指令振幅进行线性补偿。而且，输出校正后的d轴电压指令Vd以及q轴电压指令Vq。并且，电压振幅校正部270进行的线性补偿的详细情况在后面描述。

坐标变换部250，通过使用了交流电动机M1的转角θ的坐标变换(两相→三相)，将由电压振幅校正部270校正后的d轴电压指令Vd以及q轴电压指令Vq变换为U相、V相、W相的各相电压指令Vu，Vv，Vw。概括的表示相电压指令Vu，Vv，Vw，相当于图3中的相电压指令170。如上所述，关于相电压指令170的振幅，可以根据系统电压VH进行变换。

旋转频率运算部290基于转角传感器25的输出，运算交流电动机M1的旋转频率(角速度)ωe。同步PWM控制部280根据由旋转频率运算部290求得的旋转角速度ωe，控制PWM调制部260，使得执行使载波160以及相电压指令170(图3)的相位同步的同步PWM。

更加详细的，同步PWM控制部280，根据转角速度ωe，决定相当于相电压指令的1周期(交流电动机M1的电角1周期)内包含的载波160的周期数相当的同步数K，并且设定载波的频率fc并发送到PWM调制部260。

PWM调制部260中，以与相电压指令170同步的方式生成按照由同步PWM控制部280设定的频率fc的载波160。如此，PWM调制部260，按照图3所示的载波160以及相电压指令170的电压比较，根据各相电压指令Vu，Vv，Vw，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。

过调制PWM控制部200，进一步包含判定可否向各相电压指令Vu，Vv，Vw叠加三次谐波的高次谐波判定部300。

高次谐波判定部300，基于由电压振幅运算部245求得的本来的电压指令振幅VA，生成指示有无三次谐波向相电压指令的叠加(以下也表示为高次谐波有/无)的判定标志Shr。

图6中示出说明按照高次谐波判定部的判定结果的相电压指令变化的波形图。

参照图6，PWM调制部260，在判定标志Shr为有效时，比较对由坐标变换部250产生的相电压指令170叠加了三次谐波成分172的相电压指令175和载波160(图3)。三次谐波成分172，因为具有相电压指令170的3倍的频率，所以即使叠加在相电压指令170上也在交流电动机M1的线间抵消。因此，交流电动机M1的线间电压能够设为按照正弦波状的相电压指令170的方式，另一方面，通过三次谐波成分使得峰值部分失真，由此能够相对提高脉冲宽度调制电压180(图3)的基波成分。并且，众所周知，如果是交流电动机M1的旋转频率(电角)的3n倍(n＞2的自然数)的频率，则得到与三次谐波同样的效果。以下，本实施方式中，包括这样的3n次(n：自然数)高次谐波在内都表示为“三次谐波”。

另一方面，PWM调制部260，在判定标志Shr为无效时，将由坐标变换部250产生的相电压指令170直接与载波160(图3)比较。

下面，详细说明电压振幅校正部270进行的电压指令振幅的线性补偿。

如上所述，相电压指令170(三相电压指令Vu，Vv，Vw)的振幅超过载波160的振幅的过调制PWM控制中，相对于相电压指令170振幅的直线增加，从变换器14输出的脉冲宽度调制电压180的基波成分的振幅不是直线增加，该基波成分的振幅，相比于相电压指令170的振幅要小。因此，电压振幅校正部270中，将d轴电压指令Vd#以及q轴电压指令Vq#向d轴电压指令Vd以及q轴电压指令Vq校正，使得变换器14的输出电压(脉冲宽度调制电压180)的基波振幅与在电压振幅运算部245运算出的本来的电压振幅指令VA一致。

在此，用于将过调制PWM的脉冲宽度调制电压的基波振幅作为本来的电压指令振幅VA所需的电压指令振幅VA#，能够按照如图6所示的电压振幅特性求得。

图7表示用于按照上述电压振幅特性求出电压指令振幅的校正率的电压振幅特性图的一个示例。即使电压指令振幅相同，当载波160的同步数K不同时，来自变换器14的脉冲宽度调制电压180的基波成分的振幅(以下，称为基波振幅)变化，所以优选按各同步数K设定电压振幅特性图。

图7(a)是对应于同步数K＝6的电压振幅特性图、图7(b)是对应于同步数K＝9的电压振幅特性图、图7(c)是对应于同步数K＝12的电压振幅特性图、图7(d)是对应于同步数K＝15的电压振幅特性图。并且，关于同步数K，确认的记载图7中举例表示的K＝6，9，12，15以外的任意的数(3的倍数)也是可以适用的。并且，确认的记载：本实施方式中，同步数K不是必须可变的，本发明也能够适用使用固定了同步数的同步PWM的过调制PWM控制。

图7的电压振幅特性图中，基波振幅以及电压指令振幅的值是除以载波振幅后的正规化值。例如，同步数K＝6、本来的电压指令振幅VA＝1.2(载波振幅的1.2倍)的情况下，为了将脉冲宽度调制电压180的基波振幅设为1.2(载波振幅的1.2倍)，使用图7(a)所示的电压振幅校正图，校正电压指令振幅的值为2.2(载波振幅的2.2倍)。另一方面，同步数K＝9、电压指令振幅VA＝1.2(载波振幅的1.2倍)的情况下，为了将脉冲宽度调制电压的基波振幅设为1.2(载波振幅的1.2倍)，使用图7(b)所示的电压振幅特性图，将电压指令振幅的值校正为1.9(载波振幅的1.9倍)。也就是说，图7(a)～(d)的横轴，相当于本来的电压指令振幅VA，纵轴相当于电压振幅校正部270校正后的电压指令振幅VA#。

使用根据同步数K而不同的电压振幅特性补偿电压指令振幅，由此，避免由于同步数K的变化，变换器14的输出电压(脉冲宽度调制电压180)的基波振幅变化引起的控制性降低。

进一步的，同步数K即使相同，在有高次谐波和没有高次谐波时，电压振幅特性也变化。图8中示出同步数K＝9时的分别有高次谐波以及没有高次谐波的电压振幅特性。

参照图8，没有高次谐波时的电压振幅特性300a和图7(b)是同样的。另一方面，有高次谐波时的电压振幅特性300b中，由于三次谐波的叠加确保在相电压指令170的峰值附近开关元件的导通周期，因此用于得到同一的基波振幅的电压指令振幅(校正后)比没有高次谐波时低。

另外，理解为在电压振幅特性300a中，存在校正后的电压指令振幅相对于基波电压振幅的比也就是图8中的电压振幅特性的斜率变化的变化点Pa(1)，Pa(2)。在电压振幅特性300b中，存在同样的变化点Pb(1)。但是，理解为电压振幅特性300a以及电压振幅特性300b之间，对应于变化点的电压指令振幅(VA)也不同。在这些变化点Pa(i)，Pb(i)(i：自然数)，以该变化点为界，校正后的电压指令振幅相对于基波电压振幅的比变得不连续。

图9表示了关于同步数K＝15的有高次谐波时的电压振幅特性300a以及没有高次谐波时的电压振幅特性300b。能够理解在电压振幅特性300a上存在变化点Pa(1)，Pa(2)，在电压振幅特性300b上存在变化点Pb(1)，Pb(2)。

在同步数K＝15时，也和图8所示的K＝9时同样，在电压振幅特性300a以及电压振幅特性300b之间，为了得到同一基波振幅需要的电压振幅指令(VA#)以及对应于变化点的电压指令振幅(VA)不同。进一步的，关于有高次谐波、没有高次谐波的各自情况，当同步数K不同时，对应于变化点的电压指令振幅(VA)也不同。

再次参照图5，在图271中按每个同步数K存储有如图7所示的没有高次谐波时的电压振幅特性图。另一方面，关于有高次谐波时，预先制作与图7同样的按每个同步数K的电压振幅特性图，存储于图272。

电压振幅校正部270，根据来自同步PWM控制部280的同步数K以及高次谐波判定部300的高次谐波判定标志Shr，从图271，272读取出需要的电压振幅特性。然后，电压振幅校正部270，按照读出的电压振幅特性，算出用于得到将本来的电压指令振幅VA作为基波振幅所需要的电压指令振幅VA#，并且基于算出的电压指令振幅VA#算出校正后的d轴电压指令Vd和q轴电压指令Vq。由此，由于能够线性补偿当初的d轴电压指令Vd#以及q轴电压指令Vq#，所以相对于电压指令振幅VA的直线增加，能够使脉冲宽度调制电压的基波振幅也直线的增加。

接着，说明基于高次谐波判定部300的有/没有高次谐波的选择控制。首先，试着考虑为了根据对电动车辆的加速要求等增大交流电动机的输出转矩，需要增大对交流电动机M1的施加电压的振幅时的过调制PWM控制。

此种情况下，随着转矩指令值Trqcom的增大，进行过调制PWM使得d轴电压指令Vd#以及q轴电压指令Vq#以电压指令振幅VA增大的方式变化。此时，当以在图8，9所示的电压振幅特性300a，300b上通过变化点Pa(i)，Pb(i)(i：自然数)的方式电压指令振幅VA变化时，以该变化点为界，校正后的电压指令振幅相对于基波电压振幅的比变得不连续，所以存在在该通过时控制动作不稳定的可能性。

因此，在本发明的实施方式中的过调制PWM中，着眼于如上所述的对应于电压振幅特性300a，300b上的变化点Pa(i)，Pb(i)的电压指令振幅的不同，执行如下所述的有/没有高次谐波的选择控制。

图10是说明图5所示的高次谐波判定部300的结构的功能框图。

参照图10，高次谐波判定部300包含变化点图302、参数算出部304、变化点接近判定部306。

变化点图302是为了读出如图8，9所示的变化点Pa(i)以及Pb(i)的图。具体来说，准备用于按照按每个上述同步数K的电压振幅特性300a，300b，根据同步数K读出没有高次谐波时的变化点Pa(i)的图(未图示)以及根据同步数K读出有高次谐波时的变化点Pb(i)的图(未图示)。通过变化点图302，基于来自同步PWM控制部280的同步数K以及当前的判定标志Shr，能够得到变化点Pa(i)以及Pb(i)。

参数算出部304，接受在每个过调制PWM控制的控制周期由电压振幅运算部245运算的本来的电压指令振幅VA，产生电压指令振幅VA的推移参数Vp。例如，推移参数Vp至少包含电压指令振幅VA的变化方向(增大/变小)以及当前值。此外，推移参数Vp还可以包含在最近的预定数的控制周期中电压指令振幅VA的变化量(也就是VA的变化速度)。

变化点接近判定部306，基于由参数算出部304算出的推移参数Vp和由变化点图302读出的变化点Pa(i)以及Pb(i)，生成判定标志Shr。判定标志Shr被发送至PWM调制部260以及电压振幅校正部270。

图11是说明图10所示的高次谐波判定部300进行的控制处理的流程图。按照图11所示的流程图的控制处理，在每个过调制PWM控制适用的控制周期执行。另外，图11所示的流程图的各步骤，也通过控制装置30进行软件或者硬件的处理实现。

参照图11，控制装置30(高次谐波判定部300)，在步骤S100中，读入同步PWM的同步数K、电流反馈控制中基于本来的d轴电压指令Vd#以及q轴电压指令Vq#的本来的电压指令振幅VA。也就是说，步骤S100的处理，对应于图10中的对变化点图302以及参数算出部304的信息读入功能。

控制装置30(高次谐波判定部300)，在步骤S110中，基于判定标志Shr的当前值，判定当前的过调制PWM控制是否有高次谐波。而且，在执行有高次谐波的过调制PWM控制时(步骤S110的“是”判定时)，控制装置30(高次谐波判定部300)，通过步骤S120，从在变化点图302存储的有高次谐波时的图中基于同步数K读出变化点Pb(i)。另一方面，在执行没有高次谐波的过调制PWM控制时(步骤S110的“否”判定)，控制装置30(高次谐波判定部300)，通过步骤S130，从没有高次谐波时的图中基于同步数K读出变化点Pa(i)。

进一步的，控制装置30(高次谐波判定部300)，在步骤S140中，基于包含电压指令振幅VA的过去值的推移(推移参数Vp)，评价与变化点的接近程度。

例如，如图12所示，关于与变化点Pa(1)的接近程度，可以基于对应于变化点Pa(1)的电压指令振幅Va以及电压指令振幅VA的差进行判定。也就是说，在VA＜Va且VA在增加方向上时，设定比Va低预定电压的判定电压V1，设定V1＜VA≤Va的电压范围作为接近区域500，并且在电压指令振幅VA变为在接近区域500内时，步骤S150判定为“是”，在接近区域500外时步骤S150判定为“否”。接近区域500可以根据当前的电压指令振幅VA的变化方向仅在变化点的一侧设定，也可以在变化点的两侧设定。并且，接近区域500的范围，也可以是根据电压指令振幅VA的变化速度可变地设定，例如，以变化快时接近区域500扩大的方式设定。

然后，参照图11，控制装置30(高次谐波判定部300)，在电压指令振幅VA接近变化点Pa(i)或者Pb(i)时(S150判定为“是”时)，通过步骤S160，反转判定标志Shr。也就是说，执行有高次谐波的过调制PWM控制时，向没有高次谐波的过调制PWM控制切换，在执行没有高次谐波的过调制PWM控制时，向有高次谐波的过调制PWM控制切换。

另一方面，电压指令振幅VA没有向变化点Pa(i)或者Pb(i)接近时(S150判定为“否”时)，控制装置30(高次谐波判定部300)继续进行步骤S170的处理，将判定标志Shr维持为当前值。其结果是，过调制PWM控制中的有/没有高次谐波，维持为当前的状态。

图12以及图13示出图10，11所示的有高次谐波/无高次谐波的选择控制的动作示例。

参照图12，预想在没有高次谐波的状态下从VA＜V1的区域开始电压指令振幅VA逐渐增大的情况。此种情况下，在从没有高次谐波时的与变化点Pa(1)的电压指令振幅Va起在一定范围内设定接近区域500。变化点Pa(1)的接近区域500的边界为VA＝V1。如上所述，关于接近区域500的范围，能够根据电压指令振幅VA的变化方向或者变化速度可变。

如此，当VA＞V1，电压指令振幅VA进入接近区域500时，为了避免电压指令振幅VA通过变化点Pa(1)，利用在电压振幅特性300b中Va附近不存在变化点Pb(i)，将过调制PWM控制从没有高次谐波切换到有高次谐波。

进一步，在有高次谐波的过调制PWM控制下，当电压指令振幅VA从V1增大时，判定是否进入了从与有高次谐波时的变化点Pb(1)对应的电压指令振幅Vb在一定范围内设定的接近区域500。变化点Pb(1)的接近区域500的边界为VA＝V3。

而且，在VA≤V3的期间，维持有高次谐波的过调制PWM控制，另一方面，当VA＞V3，电压指令振幅VA进入接近区域500时，为了避免电压指令振幅VA通过变化点Pb(1)，和上面相反的，将过调制PWM控制从有高次谐波切换到没有高次谐波。这是因为，电压振幅特性300a中在Vb附近不存在变化点Pa(i)。

进一步的，在没有高次谐波的过调制PWM控制下，当电压指令振幅VA从V3开始上升时，判定是否进入了从对应于有高次谐波时的变化点Pa(2)的电压指令振幅Vc在一定范围内设定的接近区域500。变化点Pa(2)的接近区域500的边界为VA＝V5。而且，VA≤V5的期间，维持没有高次谐波的过调制PWM控制，另一方面，当VA＞V5，电压指令振幅VA进入接近区域500时，为了避免电压指令振幅VA通过变化点Pa(2)，再次，将过调制PWM控制从没有高次谐波切换到有高次谐波。

如此，通过使得切换有高次谐波/没有高次谐波，能够不跨过电压振幅特性300a，300b上的变化点Pa(i)，Pb(i)，使与电压指令振幅VA增大对应的过调制WM控制稳定化。

图13中，与图12相反，预想在没有高次谐波的状态下电压指令振幅VA逐渐降低的情况。

参照图13，预想从在有高次谐波的状态下的VA＞Vc的区域，电压指令振幅VA逐渐降低的情况。此种情况下，从在有高次谐波时的对应于变化点Pb(1)的电压指令振幅Vb在一定范围内设定接近区域500。此时的接近区域500的边界是VA＝V4。

而且，当VA＜V4，电压指令振幅VA进入接近区域500时，因为，在电压振幅特性300a中Vb附近不存在变化点Pb(i)，为了避免电压指令振幅VA通过变化点Pb(1)，将过调制PWM控制从有高次谐波切换到没有高次谐波。

进一步的，在没有高次谐波的过调制PWM控制下，当电压指令振幅VA从V4开始降低时，此时，判定是否进入了从没有高次谐波时的对应于变化点Pa(1)的电压指令振幅Va在一定范围内设定的接近区域500。此时的接近区域500的边界为VA＝V2。

如此，VA≥V2的期间，维持没有高次谐波的过调制PWM控制，另一方面，当VA＜V2，电压指令振幅VA进入接近区域500时，为了避免电压指令振幅VA通过变化点Pa(1)，和上面相反的，将过调制PWM控制从没有高次谐波切换到有高次谐波。这是因为，在电压振幅特性300b中在Va附近不存在变化点Pb(i)。

如此，通过适当切换有高次谐波/没有高次谐波，能够不跨过电压振幅特性300a，300b上的变化点Pa(i)，Pb(i)，使与电压指令振幅VA降低对应的过调制PWM控制稳定化。

如上所述根据本发明的实施方式中的过调制PWM控制，通过有高次谐波/没有高次谐波的选择控制，能够避免通过电压振幅特性300a，300上的变化点Pa(i)，Pb(i)而执行电压指令振幅的线性补偿。因此，能够防止：由于为了得到和本来的电压指令振幅匹配的脉冲宽度调制电压180的基波振幅进行的电压指令振幅的线性补偿的影响，使得过调制PWM控制的控制动作不稳定化。

[变形例]

上述本实施方式中的过调制PWM控制，通过有高次谐波/没有高次谐波的切换，防止电压振幅校正中线性补偿突变的情况。另一方面，通过有高次谐波/没有高次谐波的切换，三次谐波成分172(图6)的振幅也就是相电压指令的波形有很大的变化。如此，在本实施方式的变形例中，说明对高次谐波成分的影响也能够防止急剧变化的控制结构。

图14是说明本实施方式的变形例中过调制PWM控制中三次谐波成分的振幅控制的概念图。

参照图14，对于有高次谐波的电压振幅特性300b上的变化点Pb(1)，设定图12，13中说明了的接近区域(V3＜VA＜V4)。如上所述，当电压指令振幅VA进入接近区域500时，切换为没有高次谐波的过调制PWM控制。

本实施方式的变形例中，在接近区域500的外侧，进一步的设置接近预备区域510。例如V3～V3#(V3#＜V3)以及V4～V4#(V4#＞V4)的范围作为接近预备区域510。关于接近预备区域510的范围，可以随着电压指令振幅VA的变化方向以及变化速度变化。

而且，高次谐波判定部300(图5)，在电压指令振幅VA在接近区域500之外，维持为有高次谐波的过调制PWM控制的情况下，判定电压指令振幅VA是否进入了接近预备区域510。如此，高次谐波判定部300，在电压指令振幅VA进入了接近预备区域510的期间，在每个控制周期逐渐降低与相电压指令叠加的三次谐波成分172(图6)的振幅。另一方面，高次谐波判定部300，在电压指令振幅VA没有进入接近预备区域510的期间，在每个控制周期逐渐增大三次谐波成分172的振幅。但是，三次谐波成分172的振幅的增大，受限于预定的上限值。例如，将在仅仅控制有高次谐波/没有高次谐波的实施方式中预想的高次谐波成分172的振幅作为上述的上限值。

图15是如图14所示的用于实现三次谐波成分的振幅控制的控制处理顺序的流程图。在过调制PWM控制适用的每一个控制周期执行按照图15所示的流程进行的控制处理。另外，图15所示的流程的各个步骤，也是通过控制装置30进行硬件或者软件的处理实现。

参照图15，控制装置30(高次谐波判定部300)，通过步骤S200，基于判定标志Shr，判定当前的设定是否有高次谐波。而且，在没有高次谐波的情况下(步骤S200为“否”的判定时)，跳过以后的处理。

高次谐波判定部300，在有高次谐波的情况下(步骤S200为“是”的判定时)，进行步骤S210的处理，判定电压指令振幅VA是否进入了接近预备区域510。如上所述，在电压指令振幅VA的变化速度快的情况下，可以使接近预备区域510相对大。

在当前的电压指令振幅VA在接近预备区域510之外时(S210的“否”判定时)，控制装置30(高次谐波判定部300)生成将三次谐波振幅比当前值增大一个级别的指示。并且，在三次谐波振幅已经达到了预定的上限值的情况下，不生成上述增大指示。

另一方面，在当前的电压指令振幅VA在接近预备区域510之内时(S210的“是”判定)，控制装置30(高次谐波判定部300)生成将三次谐波振幅比当前值降低一个级别的指示。并且，在三次谐波振幅已经是0的情况下，不生成上述降低指示。

步骤S220，S230中的振幅增大/降低指示，与判定标志Shr同样的，在图5的结构中，从高次谐波判定部300输入到PWM调制部260。

通过如此对三次谐波振幅进行控制，能够抑制在用于防止电压指令振幅的线性补偿举动急剧变化而切换有高次谐波/没有高次谐波时的、三次谐波的振幅变化的影响。因此，能够将本发明实施方式中的过调制PWM控制进一步的稳定化。

并且，本实施方式中，虽然说明了适用同步PWM的过调制PWM控制，但是，本发明的适用并不必须是同步PWM的适用。因为进行不适用同步PWM的过调制PWM控制的情况下，在电压振幅校正图上，也会出现与图7～9同样的变化点，而且，此变化点在有高次谐波/没有高次谐波时不同。因此，确切记载：在适用同步PWM的过调制PWM控制中，与本实施方式或者此变形例同样地，能够控制有高次谐波/没有高次谐波的切换，使得避免电压指令振幅通过变化点。

另外，本实施方式中，作为优选的结构例，示出了如下构成：为了能够可变控制向变换器14的输入电压(系统电压VH)，电动机驱动控制系统的直流电压产生部10#包含转换器12，但是，只要是能够可变控制向变换器14的输入电压，直流电压产生部10#不限于本实施方式所例示的结构。另外，变换器输入电压不是必须可变，对于直流电源B的输出电压直接输入变换器14的结构(例如省略转换器12的配置的结构)，本发明也能够适用。

进一步的，作为马达驱动控制系统的负载的交流电动机，虽然本实施方式中设想为在电动车辆(混合动力车辆、电气车辆等)搭载的车辆驱动用的永磁马达，但是对于其他的用于设备的任意的交流电动机作为负载的结构，本发明都能够适用。

应该认为，此次公开的实施方式的所有方面均为示例，不是对本发明的限制。本发明的范围不是由上述说明而是由权利要求表示，与权利要求均等的意义以及范围内的所有变更均包含其中。

本发明能够适用于使用了过调制PWM控制的交流电动机控制。

Claims (6)

1.一种交流电动机的控制装置，是通过变换器（14）控制施加电压的交流电动机（M1）的控制装置，具备：

电流检测器（24），其检测在所述变换器和所述交流电动机之间流动的电流；以及

过调制PWM控制部（200），其基于振幅超过载波（160）的电压振幅的相电压指令（170）与该载波的电压比较，控制从所述变换器向所述交流电动机施加的脉冲宽度调制电压（180），

所述过调制PWM控制部，包括：

电压指令生成部（240），其根据所述交流电动机的电流指令（Idcom，Iqcom）与基于所述电流检测器的检测值的实际电流（Id，Iq）的偏差，生成d轴电压指令（Vd#）和q轴电压指令（Vq#）使得消除该偏差；

电压振幅运算部（245），其基于所述电压指令生成部生成的本来的d轴电压指令以及q轴电压指令运算本来的电压指令振幅（VA）；

电压振幅校正部（270），其校正所述d轴电压指令以及所述q轴电压指令，使得所述脉冲宽度调制电压的基波振幅与所述本来的电压指令振幅一致；以及

电压指令变换部（250），其将所述电压振幅校正部校正后的d轴电压指令（Vd）以及q轴电压指令（Vq）变换为所述相电压指令，

所述电压振幅校正部，根据表示所述基波振幅和用于实现该基波振幅所需的必要电压指令振幅之间的关系的、预先设定的电压振幅特性，运算对所述本来的电压指令振幅必要的校正比率，并且基于按照该校正比率校正所述本来的电压指令振幅后得到的校正后的电压指令振幅，算出所述校正后的d轴电压指令（Vd）以及q轴电压指令（Vq），

所述电压振幅特性包含：分别与有无三次谐波成分（172）向由所述电压指令变换部变换后的所述相电压指令的叠加对应地个别设定的第一振幅特性以及第二振幅特性，

所述过调制PWM控制部还包含高次谐波判定部（300），该高次谐波判定部（300）基于所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性与由所述电压振幅运算部运算出的所述本来的电压指令振幅，指示有无三次谐波成分（172）向由所述电压指令变换部变换后的所述相电压指令的叠加。

2.如权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其中：

所述高次谐波判定部（300），在有所述三次谐波成分（172）的叠加的情况下进行控制时，当所述本来的电压指令振幅（VA）以预定以上的程度接近了在所述第一振幅特性（300b）上所述必要电压指令振幅相对于所述基波振幅的线性特性变为不连续的变化点（Pb（i））时，向没有所述三次谐波成分的叠加的控制切换，另一方面，在没有所述三次谐波成分的叠加的情况下进行控制时，当所述本来的电压指令振幅以预定以上的程度接近了在所述第二振幅特性（300a）上所述必要电压指令振幅相对于所述基波振幅的线性特性变为不连续的变化点（Pa（i））时，向有所述三次谐波成分的叠加的控制切换。

3.如权利要求2所述的交流电动机的控制装置，其中：

所述高次谐波判定部（300）包含：

变化点存储部（302），其预先存储所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性上的所述变化点（Pa（i），Pb（i））；

推移度算出部（304），其算出表示所述电压指令振幅的当前值以及变化方向的推移度（Vp）；以及

接近判定部（306），其构成为基于由所述推移度算出部算出的所述推移度以及在所述变化点存储部存储的所述变化点，在当前的所述本来的电压指令振幅和与所述变化点对应的电压振幅的差比第一预定值小时，从当前起切换有无所述三次谐波成分（172）的叠加。

4.如权利要求3所述的交流电动机的控制装置，其中：

所述第一预定值根据所述本来的电压指令振幅（VA）的变化速度可变地设定。

5.如权利要求1～4中任意一项所述的交流电动机的控制装置，其中：

所述高次谐波判定部（300），在维持有所述三次谐波成分（172）的叠加的情况下的控制的期间，当所述本来的电压指令振幅（VA）和与在所述第一振幅特性（300b）上所述必要电压指令振幅相对于所述基波振幅的线性特性变为不连续的变化点（Pb（i））对应的电压振幅（Vb）的差比第二预定值大时，将所述三次谐波成分的振幅逐渐增大到预定的上限，另一方面，当所述差为所述第二预定值以下时，使所述三次谐波成分的振幅逐渐减小。

6.如权利要求1～4中任意一项所述的交流电动机的控制装置，其中：

所述过调制PWM控制部还包含使来自所述电压指令变换部的所述相电压指令和所述载波的相位同步的同步PWM控制部（280），

所述同步PWM控制部（280），以将作为所述相电压指令每一周期的所述载波（160）的周期数的同步数（K）根据所述交流电动机（M1）的转速（ωe）可变地设定的方式，使所述相电压指令（170）和所述载波的相位同步，

所述第一振幅特性以及所述第二振幅特性（300a，300b），按每个所述同步数预先设定。

Images