JP2011109803A - 電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】騒音の低下および制御性の安定を維持しつつ２相ＰＷＭ制御を導入した電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】電動機の制御装置は、パルス幅変調部２４５と、キャリア発生部２７０とを備える。パルス幅変調部２４５は、３相パルス幅変調と３相のうちの一相を固定し他の２相に対してパルス幅変調を行なう２相パルス幅変調とを切替えて実行する。キャリア発生部２７０は、パルス幅変調部２４５が２相パルス幅変調を実行する際のパルス信号に基づくスイッチング素子のスイッチング回数が、パルス幅変調部２４５が３相パルス幅変調を実行する際のスイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、２相パルス幅変調実行時のキャリア信号Ｖｃの周波数ｆｃを調整する。
【選択図】図２

Description

この発明は、電動機の制御装置に関し、特に、３相パルス幅変調と２相パルス幅変調とを実行する電動機の制御装置に関する。

電動機（モータ）の制御には、インバータが用いられ、パルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によるスイッチング制御が行なわれることが知られている。インバータのスイッチング損を減らし、インバータ温度を下げるための方法として２相パルス幅変調がある。

特開平７−４６８５５号公報（特許文献１）には、３相交流モータのインバータのスイッチング損失を低減させるために、２相ＰＷＭ制御を行なうインバータの２相ＰＷＭ制御装置が開示されている。

特開平７−４６８５５号公報 特開２００７−２８８８５８号公報 特開２００８−１０４２８２号公報 特開２００９−１００６１３号公報

上記特開平７−４６８５５号公報では、インバータの２相ＰＷＭ制御装置において、電圧に対する電流の位相差に基づき、電流最大時には３相のうちの１相のスイッチングを停止している。

しかし、スイッチングの停止期間を設けると、スイッチング回数が通常制御時（３相ＰＷＭ制御時）よりも少なくなる。

図１４は、通常制御を実行した場合のＰＷＭの電圧パルスを示した波形図である。
図１５は、本願発明者による検討例であり、２相ＰＷＭ制御を実行した場合のＰＷＭの電圧パルスを示した波形図である。

図１４、図１５を参照して、指令電圧Ｖｕの１周期あたりキャリア波電圧Ｖｃが同期した１１パルス与えられる例（以下、同期１１パルスと称する）が示されている。図１４に示すように、同期１１パルスの通常制御では、ＰＷＭの電圧パルスＶｐｕは、電気角１周期あたりスイッチング回数２２回となる。なお、図１４、図１５には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のうち代表としてＵ相の波形が示されている。

一方、図１５に示すように、同期１１パルスの２相ＰＷＭ制御では、ＰＷＭの電圧パルスＶｐｕは、電気角１周期あたりスイッチング回数１８回となる。

このように、同じ同期１１パルスで２相ＰＷＭ変調を行なうのは、キャリアの周波数を下げているのと同じであり、いくつかの悪影響が現れる。この悪影響は、具体的には、制御性の悪化とキャリア騒音の増加である。

図１６は、キャリア周波数が十分に高い場合の電流波形を示した波形図である。
図１７は、キャリア周波数が低すぎる場合の電流波形を示した波形図である。

図１６，図１７を参照してまず制御性の悪化について述べる。図１６に示すようにキャリア周波数が十分に高い場合には、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅は安定している。それに比べて図１７に示すようにキャリア周波数が低すぎる場合には、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅が安定しておらず常に揺れ続けている。

近年、車輪をモータで駆動する電気自動車やハイブリッド自動車等が注目を浴びており、インバータの２相ＰＷＭを行なうことも検討されている。しかし図１７に示すような電流振幅の変動は、トルク変動や車両振動のような制御性の悪化につながるので、避けるほうが望ましい。

また、キャリア周波数が低下すると人間の可聴域に入るので、キャリア騒音が増加してしまう。キャリア騒音は少ないほうが好ましいが、キャリア騒音低下と燃費向上はトレードオフの関係にあり、どちらを取るかはユーザの好み次第である。

この発明の目的は、騒音の低下および制御性の安定を維持しつつ２相ＰＷＭ制御を導入した電動機の制御装置を提供することである。

この発明は、要約すると、３相コイルを有する電動機の制御装置であって、指令電圧とキャリア信号とに基づいて、パルス幅変調を実行して電動機を駆動するパルス信号を発生するパルス幅変調部と、キャリア信号を発生させるキャリア発生部とを備える。パルス幅変調部は、３相パルス幅変調と３相のうちの１相を固定し他の２相に対してパルス幅変調を行なう２相パルス幅変調とを切替えて実行する。キャリア発生部は、パルス幅変調部が２相パルス幅変調を実行する際のパルス信号に基づくスイッチング素子のスイッチング回数が、パルス幅変調部が３相パルス幅変調を実行する際のスイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、２相パルス幅変調実行時のキャリア信号の周波数を調整する。

好ましくは、キャリア発生部は、２相パルス幅変調実行時には、３相パルス幅変調実行時に比べて高い周波数のキャリア信号を発生する。

好ましくは、キャリア発生部は、２相パルス幅変調実行時と、３相パルス幅変調実行時とでスイッチング素子のスイッチング回数が略等しくなるように、キャリア信号の周波数を決定する。

好ましくは、パルス幅変調部は、３相のうちの１相を固定するように割り当てられた指定期間が開始されても、直ちに１相を固定することはせずに、１相に対応するパルス信号が固定すべき極性に変化するまで待ってから、１相に対応するパルス信号の固定を開始する。

好ましくは、前記制御装置は、スイッチング素子を用いて３相コイルに流れる電流を制御するインバータをさらに備える。スイッチング素子は、３相コイルの各々のコイル端を正極電源線に接続する第１のトランジスタ群と、３相コイルの各々のコイル端を負極電源線に接続する第２のトランジスタ群とを含む。

本発明によれば、騒音の低下および制御性の安定を維持しつつ２相ＰＷＭ制御を導入した電動機の制御装置を実現することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 一般的なＰＷＭ制御による電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図である。 図２のＰＷＭモード選択部２８０で実行される処理を説明するためのフローチャートである。 図２のキャリア発生部２７０で実行される処理を説明するためのフローチャートである。 図４のステップＳ１４、Ｓ１５で用いられるマップを説明するための図である。 ３相ＰＷＭ制御を実行した場合のスイッチング損の累積値を示した波形図である。 ２相ＰＷＭ制御を実行した場合のスイッチング損の累積値を示した波形図である。 スイッチングを停止すべき期間について説明するための図である。 実施の形態２において座標変換部２５０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。 ２相変調実行指定フラグＦのマップを説明するための図である。 図１０に対応するスイッチング停止指定区間を３相ＰＷＭ制御時に使用される指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに重ねて示した図である。 図９のステップＳ２４での判断について説明するための波形図である。 図１２の時刻ｔ１１〜ｔ１２を拡大して示した波形図である。 通常制御を実行した場合のＰＷＭの電圧パルスを示した波形図である。 本願発明者による検討例であり、２相ＰＷＭ制御を実行した場合のＰＷＭの電圧パルスを示した波形図である。 キャリア周波数が十分に高い場合の電流波形を示した波形図である。 キャリア周波数が低すぎる場合の電流波形を示した波形図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さない。

［システムの全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧ＶＬおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線（正極電源線）６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および負極母線（負極電源線）５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオンオフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極母線（正極電源線）７および負極母線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ１およびＳＧ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。なお、本実施の形態ではスイッチング素子を単にＩＧＢＴと呼ぶこともある。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極母線７および負極母線５の間に接続される。

インバータ１４は、正極母線７および負極母線５の間に互いに並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とを含む。各相上下アームは、正極母線７および負極母線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含んで構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含み、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含み、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８によって制御される。

なお、以下において、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４をそれぞれＵ相上アーム、Ｕ相下アームとも呼び，スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６をそれぞれＶ相上アーム、Ｖ相下アームとも呼び，スイッチング素子Ｑ７、Ｑ８をそれぞれＷ相上アーム、Ｗ相下アームとも呼ぶ。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの各々の一端が中性点に共通に接続されている。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、正極母線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると、制御装置３０からのスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、３相のモータ電流の瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流およびＷ相電流）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角（電気角）θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度ωｅを算出できる。なお、制御装置３０にてモータ電圧や電流から回転角θを直接演算することとして、回転角センサ２５を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号ＳＧ１〜ＳＧ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。制御装置３０は、この制御を、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧ＶＬ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨ、電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて行なう。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号ＳＧ１，ＳＧ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

制御装置３０は、インバータ１４に供給するスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を発生させるためにＰＷＭ制御を用いる。以下、ＰＷＭ制御の動作について簡単に説明する。ＰＷＭ制御では、搬送波（キャリア信号）と、交流電圧指令との電圧比較に基づき、インバータ１４の各相のスイッチング素子のオンオフを制御する。これによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧が印加される。キャリア信号は、たとえば、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。後に説明する図６，図７では、キャリア信号が三角波である例を示す。

図２は、一般的なＰＷＭ制御による電流フィードバックの構成を説明する機能ブロック図である。

なお、図２を始めとする各ブロック図に記載された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

図２を参照して、ＰＷＭ制御部２００♯は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０と、減算部２３０，２３５と、電圧指令生成部２４０と、パルス幅変調部２４５と、キャリア発生部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転速度演算部２９０と、電流サンプリング部２０５とを含む。パルス幅変調部２４５は、座標変換部２５０と、ＰＷＭパルス比較部２６０とを含む。

ＰＷＭモード選択部２８０は、交流電動機Ｍ１の動作状態（回転速度ωｅ、出力トルクＴｑ）および／またはインバータ１４の動作状態（インバータ温度Ｔｉｎｖ）等に基づいて、２相ＰＷＭ制御および３相ＰＷＭ制御の一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。

電流サンプリング部２０５は、一定周期で発生されるサンプリング指示に応答して電流センサ２４の出力をサンプリングすることによって、Ｖ相およびＷ相の電流検出値ＩｖおよびＩｗを取得する。上述のように、Ｕ相の電流検出値Ｉｖは、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）によって求められる。あるいは、電流センサ２４をＵ相にさらに設けて、Ｕ相電流Ｉｕを電流センサ２４の出力値のサンプリングによって求めてもよい。

同期ＰＷＭを採用する場合には、電流サンプリング指示は、キャリア信号と同期させて発生される。たとえば、キャリア信号の半周期毎に、電流サンプリング指示が発せられる。一方で、非同期ＰＷＭを採用する場合には、図示しないクロック信号等に従って、制御周期に対応する一定の時間間隔でサンプリング指示が発生される。

ＰＷＭ制御部２００♯は、電流サンプリング部２０５による電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを用いた後述の制御演算に従って、交流電動機Ｍ１を制御するように構成される。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（変換３相→２相）により、電流サンプリング部２０５からの電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令に変換する。そして、２相ＰＷＭ制御モードか３相ＰＷＭ制御かを指定するモード信号ＭＤに応じて、対応する電圧指令Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを出力する。

回転速度演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転速度ωｅを演算する。

キャリア発生部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転速度演算部２９０によって演算された回転速度ωｅに基づいて、キャリア周波数ｆｃを設定しその周波数のキャリア信号Ｖｃを出力する。

キャリア発生部２７０は、３相ＰＷＭ制御が選択されている場合には、演算された回転速度ωｅと後に説明するマップｍａｐ１とに基づいてキャリア周波数ｆｃを設定する。一般的には、このキャリア周波数ｆｃは、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い周波数に設定される。

一方、キャリア発生部２７０は、２相ＰＷＭが選択されている場合には、演算された回転速度ωｅと後に説明するマップｍａｐ２とに基づいて、キャリア周波数ｆｃを設定する。このキャリア周波数ｆｃは、後に図５で説明するように、３相ＰＷＭ制御実行時のキャリア周波数ｆｃよりも高い周波数に設定される。このようにキャリア周波数を変更することにより、生成されるＰＷＭ電圧パルスで示されるスイッチング回数は、２相ＰＷＭ制御使用時であっても３相ＰＷＭ制御使用時に近づくことになる。

ＰＷＭパルス比較部２６０は、キャリア発生部２７０からキャリア電圧Ｖｃを受けるとともに、座標変換部２５０からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、キャリア電圧Ｖｃとの電圧比較結果に基づいて、インバータ１４のスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を生成する。スイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオンオフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、パルス幅変調電圧Ｖｐｕに相当する疑似正弦波電圧が印加される。

［実施の形態１］
図３は、図２のＰＷＭモード選択部２８０で実行される処理を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は所定のメインルーチンから一定時間ごとまたは所定条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図２、図３を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１において、インバータ温度Ｔｉｎｖが計測される。計測は、温度センサを設けてインバータ１４の温度を測定しても良いし、インバータに温度測定機能が内蔵されている場合にはこれを用いても良い。

続いて、ステップＳ２においてインバータ温度Ｔｉｎｖが予め定められたしきい値αより大きいか否かが判断される。ステップＳ２においてＴｉｎｖ＞αが成立しない場合には、インバータ１４の温度を下げる必要が無いのでステップＳ３に処理が進み通常制御（３相ＰＷＭ制御）が実行される。

一方、ステップＳ２においてＴｉｎｖ＞αが成立した場合には、インバータ１４の温度を下げる必要があるのでステップＳ４に処理が進み２相ＰＷＭ制御が実行される。

ステップＳ３、Ｓ４のいずれかにおいて、制御モードが決定された後には、ステップＳ５において制御はメインルーチンに戻される。そしてその後再びステップＳ１から順に処理が実行される。

図４は、図２のキャリア発生部２７０で実行される処理を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は所定のメインルーチンから一定時間ごとまたは所定条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図４を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１１において回転速度の計測が行なわれる。回転角センサ２５で検出されたロータ回転角θが回転速度演算部２９０で回転速度ωｅに変換され、この値がステップＳ１１で用いられる。

続いて、ステップＳ１２において、トルクの計測が実行される。モータ制御では、トルクと電流が一対一の関係にあるので、モータ電流を計測することによりトルクを求めることができる。

ステップＳ１３では、２相ＰＷＭ制御が実行中であるか否かが判断される。図２のキャリア発生部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０が出力するモード信号ＭＤによって、現在の制御モードが２相ＰＷＭ制御であるか３相ＰＷＭ制御であるかを判断することができる。

ステップＳ１３において、２相ＰＷＭ制御実行中でないと判断された場合には、ステップＳ１４に処理が進み通常制御（３相ＰＷＭ制御）用のマップｍａｐ１に基づいてキャリア周波数ｆｃが決定される。

一方、ステップＳ１３において、２相ＰＷＭ制御実行中であると判断された場合には、ステップＳ１５に処理が進み２相ＰＷＭ制御用のマップｍａｐ２に基づいてキャリア周波数ｆｃが決定される。

ステップＳ１４、Ｓ１５のいずれかにおいて、キャリア周波数ｆｃが決定された後には、ステップＳ１６において制御はメインルーチンに戻される。そしてその後再びステップＳ１１から順に処理が実行される。

図５は、図４のステップＳ１４、Ｓ１５で用いられるマップを説明するための図である。

図５を参照して、マップｍａｐ１は、通常制御（３相ＰＷＭ制御）時に適用されるマップであり、マップｍａｐ２は、２相ＰＷＭ制御時に適用されるマップである。

マップｍａｐ１では、回転速度が０〜Ｎ１の範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝１．２５ｋＨｚ、回転速度がＮ１〜Ｎ２の範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝２．５ｋＨｚ、回転速度がＮ２〜Ｎ３の範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝３．７５ｋＨｚ、回転速度がＮ３より大きい範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝５ｋＨｚに設定されている。

これに対して、マップｍａｐ２では、回転速度が０〜Ｎ１Ａの範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝１．２５ｋＨｚ、回転速度がＮ１Ａ〜Ｎ２Ａの範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝２．５ｋＨｚ、回転速度がＮ２Ａ〜Ｎ３Ａの範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝３．７５ｋＨｚ、回転速度がＮ３Ａより大きい範囲ではキャリア周波数ｆｃ＝５ｋＨｚに設定されている。

ここで、Ｎ１Ａ＜Ｎ１、Ｎ２Ａ＜Ｎ２、Ｎ３Ａ＜Ｎ３の関係が成立している。このとき、通常モードから２相ＰＷＭモードにＰＷＭ制御モードが変更されると、回転速度Ｎ１Ａ〜Ｎ１の範囲ではキャリア周波数ｆｃは１．２５ｋＨｚから２．５ｋＨｚに増加し、回転速度Ｎ２Ａ〜Ｎ２の範囲ではキャリア周波数ｆｃは２．５ｋＨｚから３．７５ｋＨｚに増加し、回転速度Ｎ３Ａ〜Ｎ３の範囲ではキャリア周波数ｆｃは３．７５ｋＨｚから５ｋＨｚに増加する。

図６は、３相ＰＷＭ制御を実行した場合のスイッチング損の累積値を示した波形図である。

図７は、２相ＰＷＭ制御を実行した場合のスイッチング損の累積値を示した波形図である。

図６、図７には、代表としてＵ相について波形が示されており、上段には、指令電圧Ｖｕ、キャリア電圧Ｖｃ、電流Ｉｕが重ねて示され、中段にはＰＷＭによって生成された電圧パルス波形Ｖｐｕが示され、下段には、一周期分のスイッチング損失の累積値ＳＰｌｏｓｓが示されている。

図６では、３相ＰＷＭ制御実行時の累積値ＳＰｌｏｓｓを基準とするために１周期の合計値を１としている。図６では、電気角１周期あたり１１周期のキャリア信号を含むような（同期１１パルス）キャリア周波数が用いられ、その結果電圧パルスＶｐｕは１周期に２２回のスイッチングを示す波形になっている。

これに対し図７では、通常制御（３相ＰＷＭ制御）実行時の累積値ＳＰｌｏｓｓを１とした場合のスケールで、２相ＰＷＭ制御実行時の累積値ＳＰｌｏｓｓが示されている。図７では、電圧パルスＶｐｕで示されるスイッチング回数を図６の３相ＰＷＭ制御時と同じにする（近づける）ため、キャリア周波数を高くしており、電気角１周期あたり１５周期分のキャリア信号を含むような（同期１５パルス）キャリア電圧Ｖｃが図示されている。この結果、１周期分の累積値ＳＰｌｏｓｓは１０〜２０％低下している。したがってスイッチング損失が低減し、インバータ温度を下げることができる。

また、両者ともスイッチング回数は同じであるので、電動機の制御性やキャリア騒音は同程度とすることができる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、スイッチング停止指定期間の開始時に工夫することによって、さらにスイッチング素子の導通時の損失（ＯＮ損）を低減させる。ここでは、まず、スイッチング停止指定期間について説明をする。

図８は、スイッチングを停止すべき期間について説明するための図である。
図８を参照して、上段には、電流波形Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが示され、下段には電圧波形Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが示されている。なお、図８では電圧に対して電流がちょうど６０°ずれた関係になっているが、この位相差は電動機の運転状況によって変わる。

２相ＰＷＭにおいては、電流が大きいときのスイッチング素子のスイッチングを減らすとスイッチング損失低減の効果が大きい。したがって、各相のスイッチング素子の停止期間は各相の電流が大きい期間に設定することが望ましい。

図８の電流波形に着目すると、Ｕ相の上アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｕが最大値付近である期間Ｔｉ（Ｕ−ＵＰ）であり、Ｖ相の上アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｖが最大値付近である期間Ｔｉ（Ｖ−ＵＰ）であり、Ｗ相の上アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｗが最大値付近である期間Ｔｉ（Ｗ−ＵＰ）である。

また、Ｖ相の下アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｖが小さく（絶対値は大きく）なっている期間Ｔｉ（Ｖ−ＤＮ）であり、Ｗ相の下アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｗが最小値付近である期間Ｔｉ（Ｗ−ＤＮ）であり、Ｕ相の下アームのスイッチングを停止したい期間は、電流Ｉｕが最小値付近である期間Ｔｉ（Ｕ−ＤＮ）である。

しかし、実際には電圧が最大値付近でしかスイッチングを止めることはできない。これは、スイッチング停止時には電圧を最大値または最小値に張り付かせるように固定するからである。

具体的には、図８に示す電圧波形に着目すると、Ｕ相の上アームが停止可能な期間（ＯＮ状態に固定可能な期間）は期間Ｔｖ（Ｕ−ＵＰ）であり、Ｖ相の上アームが停止可能な期間は期間Ｔｖ（Ｖ−ＵＰ）であり、Ｗ相の上アームが停止可能な期間は期間Ｔｖ（Ｗ−ＵＰ）である。

また、Ｖ相の下アームが停止可能な期間（ＯＮ状態に固定可能な期間）は期間Ｔｖ（Ｖ−ＤＮ）であり、Ｗ相の下アームが停止可能な期間は期間Ｔｖ（Ｗ−ＤＮ）であり、Ｕ相の下アームが停止可能な期間は期間Ｔｖ（Ｕ−ＤＮ）である。

したがって、例えばＵ相に着目すると、Ｕ相の上アームが停止可能な期間Ｔｖ（Ｕ−ＵＰ）は時刻ｔ１〜ｔ３であり、必ずしも電流Ｉｕが最大値付近である期間Ｔｉ（Ｕ−ＵＰ）である時刻ｔ２〜ｔ４とは完全には一致しないことが分かる。Ｕ相の上アームに割り当てられる停止指定期間は、電気角で６０°であるので、期間Ｔｖ（Ｕ−ＵＰ）の中からなるべくスイッチング損失が低くなる６０°の期間を選ぶ必要がある。

そして、Ｖ相、Ｗ相においても同様な事情があるので、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相において、スイッチング損失の合計値が最も低くなるように各相の停止指定期間を決定することになる。

図８の場合には、Ｕ相の上アームのスイッチングを止めるのは、時刻ｔ１〜ｔ３の期間ではない。そのうち時刻ｔ１〜ｔ２の期間は、Ｕ相の上アームが停止可能な期間Ｔｖ（Ｕ−ＵＰ）であるとともに、Ｖ相の下アームが停止可能な期間Ｔｖ（Ｖ−ＤＮ）でもある。時刻ｔ１〜ｔ２でＵ相電流ＩｕとＶ相電流Ｉｖとを比較するとＶ相電流ＩｖのほうがＵ相電流Ｉｕよりも絶対値が大きい。したがって、時刻ｔ１〜ｔ２ではＵ相下アームのスイッチングを停止するほうが得策である。このようにして、時刻ｔ１〜ｔ２ではＶ相の下アームを停止させ、時刻ｔ２〜ｔ３ではＵ相の上アームを止めることにする。

このようにして、停止指定期間が決定され、図７の指令値Ｖｕが生成されている。この各相の停止指定期間を示すフラグとして、２相変調実行指定フラグを設ける。２相変調実行指定フラグは、図９の処理において使用されるが、後に図１０、図１１を用いて詳しく説明する。

図９は、実施の形態２において座標変換部２５０で実行される制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は所定のメインルーチンから一定時間ごとまたは所定条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図２、図９を参照して、まずステップＳ２１において、回転角センサ２５で検出されたロータ回転角（電気角）θが取得される。続いて、ステップＳ２２においてその電気角に対応する２相変調実行指定フラグＦをマップから読み出す。

図１０は、２相変調実行指定フラグＦのマップを説明するための図である。
図１０を参照して、Ｕ相上アーム（スイッチング素子Ｑ３）に対応するフラグはフラグＦ（Ｕ−ＵＰ）であり、Ｕ相下アーム（スイッチング素子Ｑ４）に対応するフラグはフラグＦ（Ｕ−ＤＮ）である。

また、Ｖ相上アーム（スイッチング素子Ｑ５）に対応するフラグはフラグＦ（Ｖ−ＵＰ）であり、Ｖ相下アーム（スイッチング素子Ｑ６）に対応するフラグはフラグＦ（Ｖ−ＤＮ）である。

また、Ｗ相上アーム（スイッチング素子Ｑ７）に対応するフラグはフラグＦ（Ｗ−ＵＰ）であり、Ｗ相下アーム（スイッチング素子Ｑ８）に対応するフラグはフラグＦ（Ｗ−ＤＮ）である。

以下、モータの駆動状態によって変化する位相θｕを使用して説明する。フラグＦ（Ｕ−ＵＰ）は、電気角θｕ〜θｕ＋６０°の間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。フラグＦ（Ｕ−ＤＮ）は、電気角θｕ＋１８０°〜θｕ＋２４０°の間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。

フラグＦ（Ｖ−ＵＰ）は、電気角θｕ＋１２０°〜θｕ＋１８０°の間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。フラグＦ（Ｖ−ＤＮ）は、電気角θｕ−６０°〜θｕの間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。

フラグＦ（Ｗ−ＵＰ）は、電気角θｕ＋２４０°〜θｕ＋３００°の間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。フラグＦ（Ｗ−ＤＮ）は、電気角θｕ＋６０°〜θｕ＋１２０°の間はＯＮに設定され、それ以外の部分はＯＦＦに設定されている。

このフラグによって各相に対してスイッチング停止指定区間が定められる。
図１１は、図１０に対応するスイッチング停止指定区間を３相ＰＷＭ制御時に使用される指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに重ねて示した図である。１相についてスイッチング停止区間である時刻においては、当該１相に対応するスイッチング素子はＯＮ状態に固定される。そして、当該１相を固定してもモータの回転に与える影響があまり発生しないように他の２相において本来の３相ＰＭＷ制御の指令値が補正される。

再び図９を参照して、ステップＳ２２において現在の電気角に対応する２相変調実行指定フラグが読み出されると、ステップＳ２３に処理が進み、２相変調実行指定フラグがＯＮであるか否かが判断される。

続いて、ステップＳ２４において、現在の電気角θに対応する３相ＰＷＭ電圧指令では、スイッチング素子（ＩＧＢＴ素子）はＯＮ状態であるか否かが判断される。

図１２は、図９のステップＳ２４での判断について説明するための波形図である。
図１３は、図１２の時刻ｔ１１〜ｔ１２を拡大して示した波形図である。

図１２、図１３を参照して、２相変調実行指定フラグで決定されるスイッチング停止指定区間は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフ状態に無関係に設定される。図１３の時刻ｔ１１をスイッチング停止指定期間の開始時とする。時刻ｔ１１ではパルス電圧Ｖｐｕはロウレベルである。このことは、Ｕ相の上アームがオフ状態、Ｕ相の下アームがオン状態であることを示している。このときに無理やりＵ相の上アームをオン状態、Ｕ相の下アームをオフ状態に切替えると、ΔＴの間スイッチング素子のオン損が増加することになる。

すなわち、スイッチング停止中ではスイッチング損失は発生しないが、ＯＮ損は発生しつづけるので、２相変調を使用するとスイッチング損失は減るがＯＮ損は若干増加する。

そこで、図１３に示すようにスイッチング停止指定区間の開始時からΔＴだけスイッチング素子を固定する時期を遅らせるタイミング補正を行なう。こうすることにより、斜線ハッチングで示した損失ΔＰｌｏｓｓだけさらに損失を低減させることができる。

再び図９を参照して、ステップＳ２４でＹＥＳと判断された場合には、ステップＳ２６において該当するスイッチング素子のスイッチングが停止される。つまりスイッチング素子はＯＮ状態に固定される。

一方、ステップＳ２３またはステップＳ２４でＮＯと判断された場合には、ステップＳ２５に処理が進み、タイミング補正無しの通常の２相または３相ＰＷＭ制御のスイッチングが実行される。

ステップＳ２５、Ｓ２６のいずれかの処理が終了すると、ステップＳ２７において制御はメインルーチンに戻される。

このように、実施の形態２では実施の形態１で奏される効果に加えて、さらにＯＮ損を低減させることが可能となる。

最後に、再び図を参照して実施の形態１，２について総括する。本実施の形態の電動機の制御装置は、３相コイルを有する電動機の制御装置である。図２に示すように、電動機の制御装置は、指令電圧Ｖｄ＃，Ｖｑ＃とキャリア信号Ｖｃとに基づいて、パルス幅変調を実行して電動機を駆動するスイッチング制御信号ＳＧ３〜ＳＧ８を発生するパルス幅変調部２４５と、キャリア信号Ｖｃを発生させるキャリア発生部２７０とを備える。パルス幅変調部２４５は、３相パルス幅変調と３相のうちの１相を固定し他の２相に対してパルス幅変調を行なう２相パルス幅変調とを切替えて実行する。キャリア発生部２７０は、パルス幅変調部２４５が２相パルス幅変調を実行する際のパルス信号に基づくスイッチング素子のスイッチング回数が、パルス幅変調部２４５が３相パルス幅変調を実行する際のスイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、２相パルス幅変調実行時のキャリア信号Ｖｃの周波数ｆｃを調整する。

好ましくは、キャリア発生部２７０は、図５に示したように、２相パルス幅変調実行時には、３相パルス幅変調実行時に比べて高い周波数のキャリア信号を発生する。

好ましくは、キャリア発生部２７０は、２相パルス幅変調実行時と、３相パルス幅変調実行時とで図１のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング回数が略等しくなるように、キャリア信号Ｖｃの周波数ｆｃを決定する。

好ましくは、図１３で説明したように、パルス幅変調部２４５は、３相のうちの１相を固定するように割り当てられた指定期間がｔ１１で開始されても、直ちに１相を固定することはせずに、１相に対応するパルス信号が固定すべき極性に変化するまでΔＴの時間を待ってから、１相に対応するパルス信号の固定を開始する。

好ましくは、制御装置は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８を用いて３相コイルに流れる電流を制御するインバータ１４をさらに備える。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、３相コイルの各々のコイル端を正極電源線に接続する第１のトランジスタ群Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７と、３相コイルの各々のコイル端を負極電源線に接続する第２のトランジスタ群Ｑ４，Ｑ６，Ｑ８とを含む。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 負極母線、６ 電力線、７ 正極母線、１０＃ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、２００♯ ＰＷＭ制御部、２０５ 電流サンプリング部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０，２３５ 減算部、２４０ 電圧指令生成部、２４５ パルス幅変調部、２６０ ＰＷＭパルス比較部、２７０ キャリア発生部、２８０ モード選択部、２９０ 回転速度演算部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ｍａｐ１，ｍａｐ２ マップ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (5)

1. ３相コイルを有する電動機の制御装置であって、
   指令電圧とキャリア信号とに基づいて、パルス幅変調を実行して前記電動機を駆動するパルス信号を発生するパルス幅変調部と、
   前記キャリア信号を発生させるキャリア発生部とを備え、
   前記パルス幅変調部は、３相パルス幅変調と、３相のうちの１相を固定し他の２相に対してパルス幅変調を行なう２相パルス幅変調とを切替えて実行し、
   前記キャリア発生部は、前記パルス幅変調部が前記２相パルス幅変調を実行する際の前記パルス信号に基づくスイッチング素子のスイッチング回数が、前記パルス幅変調部が前記３相パルス幅変調を実行する際の前記スイッチング素子のスイッチング回数に近づくように、前記２相パルス幅変調実行時の前記キャリア信号の周波数を調整する、電動機の制御装置。
2. 前記キャリア発生部は、前記２相パルス幅変調実行時には、前記３相パルス幅変調実行時に比べて高い周波数の前記キャリア信号を発生する、請求項１に記載の電動機の制御装置。
3. 前記キャリア発生部は、前記２相パルス幅変調実行時と、前記３相パルス幅変調実行時とで前記スイッチング素子のスイッチング回数が略等しくなるように、前記キャリア信号の周波数を決定する、請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
4. 前記パルス幅変調部は、前記３相のうちの前記１相を固定するように割り当てられた指定期間が開始されても、直ちに前記１相を固定することはせずに、前記１相に対応する前記パルス信号が固定すべき極性に変化するまで待ってから、前記１相に対応する前記パルス信号の固定を開始する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
5. 前記スイッチング素子を用いて前記３相コイルに流れる電流を制御するインバータをさらに備え、
   前記スイッチング素子は、
   前記３相コイルの各々のコイル端を正極電源線に接続する第１のトランジスタ群と、
   前記３相コイルの各々のコイル端を負極電源線に接続する第２のトランジスタ群とを含む、請求項１に記載の電動機の制御装置。

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