JP2011072103A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用するＰＷＭ制御において、両者の選択条件を適切に設定することによって、円滑な交流電動機制御を実現する。
【解決手段】制御装置は、相電圧指令と搬送波との電圧比較結果に基づいてインバータから交流電動機に印加されるパルス幅変調電圧を制御することによって、交流電動機の出力を制御する。制御装置は、交流電動機の回転速度が変動している場合（Ｓ２１０にてＹＥＳ）、搬送波が極大となる時の相電圧指令の実位相Ｐと目標位相Ｐｔｇｔとの位相差ΔＰを算出する（Ｓ２２０〜Ｓ２５０）。制御装置は、位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも小さい場合（Ｓ２６０にてＹＥＳ）、同期ＰＷＭを選択し（Ｓ２７０）、位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも大きい場合（Ｓ２６０にてＮＯ）、非同期ＰＷＭを選択する（Ｓ２８０）。
【選択図】図７

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、パルス幅変調（Pulse Width Modulation、以下「ＰＷＭ」ともいう）制御による交流電動機の制御に関する。

従来より、車両を走行させるためのモータをインバータを用いて制御するシステムが採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって走行用のモータの出力トルクが制御されることが一般的である。代表的には、電圧指令と搬送波（キャリア）との電圧比較に基づくＰＷＭ制御に従って、インバータによりスイッチングされた電圧がモータに印加される。

このようなモータのＰＷＭ制御に関し、たとえば特開２００７−１５９３６７号公報（特許文献１）に記載のモータ駆動装置は、モータのＰＷＭ制御を行なう際、レゾルバの検出値からモータ回転角度の変化率を算出し、算出した変化率が所定のしきい値を上回るとき、キャリア周波数を相対的に高い周波数に設定する。特許文献１によれば、モータ回転速度の変化率から急峻な回転速度変動が予測されるときには、直ちにキャリア周波数を高い周波数に設定することによって、モータの制御破綻を未然に防止することができるとされている。

また、モータのＰＷＭ制御において、非同期ＰＷＭと同期ＰＷＭとを切換えて適用する電動駆動制御装置が、たとえば特開２００５−７３３０７号公報（特許文献２）に記載されている。特許文献２では、電圧飽和の発生によって交流電動機のトルク制御に偏差が発生することを防止するために、電圧飽和の発生しやすさを表わす電圧飽和変量の推定結果に基づいて、同期ＰＷＭ制御および非同期ＰＷＭ制御を切換えて適用することが記載されている。

特開２００７−１５９３６７号公報 特開２００５−７３３０７号公報

ところで、モータの同期ＰＷＭにおいてモータ回転速度が急変した場合、低いキャリア周波数では制御破綻が生じる場合がある。これは、同期ＰＷＭでは、電圧指令の１周期における搬送波の数（ギャリア数）が整数となるように電圧指令とキャリアとを同期させる制御（同期制御）を行なっているが、モータ回転速度の急変に伴なって両者の同期が崩れてしまうことに起因する。すなわち、同期ＰＷＭで制御が破綻するかどうかは、実際には、モータ回転速度の変化率ではなく、電圧指令とキャリアとの同期のずれ量の大きさによって決まる。

しかしながら、上述の特許文献１では、モータの制御破綻をモータ回転角度の変化率で判断しているため、その判断精度が低くなり、モータの制御破綻を適切に防ぐことができない場合も考えられる。

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用するＰＷＭ制御において、両者の選択条件を適切に設定することによって、円滑な交流電動機制御を実現することである。

この発明に係る制御装置は、インバータから印加されるパルス幅変調電圧によって出力が制御される交流電動機を制御する。この制御装置は、交流電動機の回転速度を検出するセンサと、交流電動機の回転速度に応じた周波数を有する相電圧指令を生成する第１生成部と、同期モードおよび非同期モードのいずれかを選択する選択部と、同期モード選択時には相電圧指令と同期するように第１周波数で搬送波を生成する一方、非同期モード選択時には第１周波数よりも高い予め定められた周波数で搬送波を生成する第２生成部と、相電圧指令と搬送波との比較結果に基づいてパルス幅変調電圧を生成する第３生成部とを含む。選択部は、搬送波に対する相電圧指令の位相のずれ量を算出し、位相のずれ量が所定量よりも小さい場合に同期モードを選択し、位相のずれ量が所定量よりも大きい場合に非同期モードを選択する。

好ましくは、第２生成部は、第１周波数を相電圧指令の周波数の整数倍となるように調整する。位相のずれ量は、搬送波が極大となる時の相電圧指令の目標位相と実際の位相との差である。

好ましくは、選択部は、交流電動機の回転速度の変化率が所定率よりも小さい場合あるいは回転速度の変化率が所定率よりも大きくかつ位相のずれ量が所定量よりも小さい場合には同期モードを選択し、回転速度の変化率が所定率よりも大きくかつ位相のずれ量が所定量よりも大きい場合には非同期モードを選択する。

本発明によれば、同期モード（同期ＰＷＭ）および非同期モード（非同期ＰＷＭ）のいずれを選択するかを、交流電動機の回転角度の変化率に基づいて判断するのではなく、搬送波に対する相電圧指令の位相のずれ量（たとえば搬送波が極大となる時の相電圧指令の実位相と目標位相との差）に基づいて判断する。そのため、回転角度の変化率で判断する場合に比べて、その判断精度が高くなり、同期モードでの制御破綻を適切に防ぐことができる。その結果、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭを選択的に適用するＰＷＭ制御において、円滑な交流電動機制御を実現することができる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 ＰＷＭ制御の基本動作を説明する波形図である。 同期ＰＷＭでの搬送波を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によるＰＷＭ制御の構成を説明する機能ブロック図である。 本発明の実施の形態による交流電動機制御によって制御される搬送波および相電圧指令のタイミングチャートである。 本発明の実施の形態によるＰＷＭ制御の処理手順を説明するフローチャート（その１）である。 本発明の実施の形態によるＰＷＭ制御の処理手順を説明するフローチャート（その２）である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための走行用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検出される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポ
ーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶｂの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れる電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転速度および回転周波数ωｅを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

次に、図２、３を参照して、ＰＷＭ制御の動作について説明する。図２に示すように、ＰＷＭ制御では、搬送波１６０と相電圧指令１７０との電圧比較に基づきインバータ１４の各相のスイッチング素子のオン・オフを制御することによって、疑似正弦波電圧としてのパルス幅変調電圧１８０を交流電動機Ｍ１の各相に印加させる。搬送波１６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成することができる。以下では、三角波を例示する。

ＰＷＭ制御では、相電圧指令１７０の周期Ｔｖは、Ｔｖ＝（交流電動機Ｍ１の回転周期Ｔｍ）／極対数ｐで表わすことができる。極対数ｐとは、交流電動機Ｍ１の磁極の対の数であって自然数（たとえばｐ＝４）である。すなわち、相電圧指令１７０は交流電動機Ｍ１の回転に同期している。

ＰＷＭ制御では、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭが選択的に適用される。搬送波１６０の周期Ｔｃは、同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭとで異なる値に制御される。

非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０の周波数ｆｃが、相電圧指令１７０の周波数に同期して変化することなく、電磁騒音が感知され難い比較的高い所定周波数に固定される。したがって、非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０は相電圧指令１７０とは同期しない。

一方で、同期ＰＷＭでは、搬送波１６０と相電圧指令１７０とを同期させるために、相電圧指令１７０の１周期に含まれる搬送波１６０のパルス数（以下「キャリア数」ともいう）が一定値ｋとなるように制御される。なお、ｋは２以上の整数である。

このように、同期ＰＷＭでは、搬送波１６０と相電圧指令１７０とを同期させるため、キャリア数ｋを少なくしてもパルス幅変調電圧１８０（図２）の正負対称性が確保できる。このため、同期ＰＷＭの適用により、制御安定性を損なうことなく搬送波周波数ｆｃを非同期ＰＷＭよりも低く設定することができるので、インバータ１４の各スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減させることにより、スイッチング損失（電力損失）を低下することができる。

なお、交流電動機Ｍ１として三相モータを使用する場合には、通常、キャリア数ｋは３の倍数とされる。以下では、一例としてキャリア数ｋ＝６に設定される場合を説明する。

図３を参照して、同期ＰＷＭで交流電動機Ｍ１の回転速度を変化させた場合の搬送波１６０および相電圧指令１７０について説明する。

交流電動機Ｍ１の回転速度の変化がない場合には、時刻ｔ０で相電圧指令１７０の１周期（電気角３６０度）となり、相電圧指令周期Ｔｖの間に存在する搬送波１６０のパルス数はちょうど６個となっている。この状態がキャリア数ｋ＝６で同期がとれている状態である。

一方、交流電動機Ｍ１の回転速度が変化（増加）した場合には、時刻ｔ０’で相電圧指令１７０の１周期となり、回転速度の変化がない場合に比べて相電圧指令周期Ｔｖが短くなる。その結果、搬送波１６０が相電圧指令１７０の１周期となる時刻ｔ０’で極大とならず、相電圧指令周期Ｔｖ’の間に存在する搬送波１６０のパルス数は６個よりも図３のＡに示す量だけ不足してしまう。この状態はキャリア数ｋ＝６で同期がとれていない状態である。そして、搬送波１６０と相電圧指令１７０との同期のずれ量（パルス不足量α、あるいはパルス不足量αに相当する相電圧指令１７０の位相差β）が大きいほど、同期ＰＷＭでの制御破綻が生じる可能性が大きくなるため、非同期ＰＷＭ制御に切り換える必要性が大きくなる。

そこで、本発明の実施の形態による交流電動機制御では、同期のずれ量として、搬送波１６０が極大（あるいは極小でもよい）となる時の相電圧指令１７０の実際の位相と本来あるべき位相との位相差（図３のβに相当）の絶対値を算出する。そして、算出した位相差の絶対値が所定のしきい値を越えるか否かに基づいて、同期ＰＷＭと非同期ＰＷＭとの切り換えを行なう。このような同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへの切換手法が本発明の実施の形態による交流電動機制御の最も特徴的な点である。

図４を参照して、本発明の実施の形態による交流電動機制御の機能について説明する。なお、図４に示された各機能ブロックについては、当該ブロックに相当する機能を有する回路（ハードウェア）で構成してもよいし、予め設定されたプログラムに従って制御装置３０（ＥＣＵ）がソフトウェア処理を実行することにより実現してもよい。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、搬送波制御部２７０と、ＰＷＭモード選択部２８０と、回転周波数演算部２９０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じて、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

この際、座標変換部２５０は、上述のように各相電圧指令の周期を、いずれも周期Ｔｖ＝Ｔｍ／ｐに設定する。言い換えれば、座標変換部２５０は、各相電圧指令の周波数を、周波数ｆｖ＝ωｅ×ｐに設定する。なお、座標変換部２５０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各位相を互いに電気角１２０度づつずらして設定する。

ＰＷＭモード選択部２８０は、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択し、選択結果を示すモード信号ＭＤを生成する。

上述のように、同期ＰＷＭでは、搬送波１６０と相電圧指令１７０とを同期させることによって、制御安定性を損なうことなくスイッチング損失を低下することが可能となる。しかしながら、車両走行によるスリップ発生時のように交流電動機Ｍ１の回転速度に急激な変動があった場合、上述したように、搬送波１６０と相電圧指令１７０との同期のずれ量が大きくなり、制御安定性が損なわれる可能性がある。このような場合には、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭに切り換えることが望ましい。

そこで、ＰＷＭモード選択部２８０は、同期ＰＷＭの制御中において、搬送波１６０が極大（あるいは極小でもよい）となる時の相電圧指令１７０の実位相（実際の位相）Ｐと目標位相（本来あるべき位相）Ｐｔｇｔとを算出し、算出した実位相Ｐと目標位相Ｐｔｇｔとの位相差ΔＰの絶対値が所定のしきい値を越えるか否かに基づいて、同期ＰＷＭでの制御安定性を確保できるか否かを判断する。

そして、ＰＷＭモード選択部２８０は、位相差ΔＰの絶対値が所定のしきい値を越える場合に、同期ＰＷＭでの制御安定性が確保できないと判断して、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへ切り換える。

回転周波数演算部２９０は、回転角センサ２５の出力（回転角θ）に基づいて、交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算する。

搬送波制御部２７０は、ＰＷＭモード選択部２８０からのモード信号ＭＤ、回転周波数ωｅ、キャリア数ｋ、極対数ｐに基づいて、搬送波周波数ｆｃを、ｆｃ＝ωｅ×ｐ×ｋに設定する。キャリア数ｋ、極対数ｐは上述のように固定値であって、たとえばｋ＝６、ｐ＝４である。なお、キャリア数ｋについては、交流電動機Ｍ１の状態（たとえば、回転速度）に応じて可変に設定してもよい。

搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭが選択されている場合には、基本的には、搬送波周波数ｆｃを所定周波数に設定する。この所定周波数は、可聴周波数帯を考慮して、相対的に電磁騒音が感知され難い値に設定される。したがって、非同期ＰＷＭでは、搬送波１６０は相電圧指令１７０とは同期しない。

一方、搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭが選択されている場合には、図３で説明したように、搬送波周波数ｆｃを、ｆｃ＝ωｅ×ｐ×ｋに設定する。ここで、ωｅ×ｐ＝ｆｖであるから、搬送波の周波数ｆｃは、ｆｃ＝ｆｖ×ｋとなる。言い換えれば、搬送波の周期Ｔｃ（＝１／ｆｃ）が、Ｔｃ＝Ｔｖ／ｋに設定される。

ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波制御部２７０によって設定された搬送波周波数ｆｃに従って搬送波１６０（図２，３）を発生するとともに、座標変換部２５０からの各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（図２，３での相電圧指令１７０に相当）と、搬送波１６０との電圧比較に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従って、インバータ１４の各相上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に、図２のパルス幅変調電圧１８０に相当する疑似正弦波電圧が印加される。

なお、ＰＷＭ変調における搬送波１６０の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅について、Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく本来の振幅値をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波１６０の振幅を固定できる。

上述したように、本発明の実施の形態による交流電動機制御は、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへの切換手法に特徴を有する。したがって、以下では、搬送波制御部２７０およびＰＷＭモード選択部２８０の機能について、図５を参照しつつ更に詳細に説明する。

図５は、本発明の実施の形態による交流電動機制御によって制御される搬送波１６０および相電圧指令１７０のタイミングチャートである。

まず、同期ＰＷＭでの搬送波１６０と相電圧指令１７０との同期の取り方について説明する。

搬送波制御部２７０は、搬送波１６０が極大となった時に、下記の式（１）で相電圧指令周期Ｔｖを算出し、さらに式（１）で算出した相電圧指令周期Ｔｖを下記の式（２）に代入して搬送波周期Ｔｃを算出する。

相電圧指令周期Ｔｖ＝（交流電動機Ｍ１の回転周期Ｔｍ）／極対数ｐ・・・式（１）
搬送波周期Ｔｃ＝（相電圧指令周期Ｔｖ）／キャリア数ｋ・・・式（２）
キャリア数ｋ＝６とすると、相電圧指令周期Ｔｖは電気角３６０度であるから、搬送波周期Ｔｃは電気角６０度に相当する長さに設定される。

そして、搬送波制御部２７０は、搬送波１６０が次に極小となった時に、式（２）で算出した周期Ｔｃの搬送波を発生させる。図５では、たとえば時刻ｔ１で周期Ｔｃを算出し、搬送波１６０が極小となった時刻ｔ２で、時刻ｔ２〜ｔ４までの間で周期Ｔｃ（電気角６０度）の搬送波を発生させる。このような一連の制御を搬送波１６０が極大および極小になるたびに繰り返すことによって、搬送波１６０と相電圧指令１７０との同期が図られる。すなわち、搬送波１６０が極大となる時刻ｔ１、ｔ３、ｔ５の相電圧指令位相がそれぞれ電気角６０度ごとに０度、６０度、１２０度に配置される。また、搬送波１６０が極小となる時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６の相電圧指令位相がそれぞれ電気角６０度ごとに３０度、９０度、１５０度に配置される。

次に、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへの切換手法を説明する。
図５において、時刻ｔａで交流電動機Ｍ１の回転速度が急変すると、搬送波１６０が極大となる時刻ｔ７の相電圧指令１７０の位相が電気角６０度ごとに配置されなくなってしまう。たとえば、図５では、時刻ｔ７での相電圧指令１７０の実位相Ｐは本来あるべき位相である１８０度よりも１０度大きい１９０度となっている。

そこで、ＰＷＭモード選択部２８０は、同期ＰＷＭの制御中において、搬送波１６０が極大となる時の相電圧指令の実位相Ｐおよび本来あるべき位相（目標位相）Ｐｔｇｔを算出し、これらの位相差ΔＰの絶対値が所定のしきい値より大きいか否かに基づいて、同期ＰＷＭでの制御安定性を確保できるか否かを判断する。所定のしきい値は、実験等によって予め定められる。図５では、しきい値を電気角３０度に設定している。

ＰＷＭモード選択部２８０は、位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも小さい場合は、同期ＰＷＭでの制御安定性を確保できると判断して、同期ＰＷＭを選択することを示すモード信号ＭＤを、位相差ΔＰとともに搬送波制御部２７０に送信する。搬送波制御部２７０は、同期ＰＷＭを選択することを示すモード信号ＭＤ、位相差ΔＰを受信した場合、同期ＰＷＭを継続するが、位相差ΔＰに応じて次回発生させる搬送波周期Ｔｃを補正する。

図５では、時刻ｔ７での位相差ΔＰがプラス１０度でありかつ位相差ΔＰの絶対値がしきい値３０度よりも小さいため、次の時刻ｔ８では同期ＰＷＭが継続されるが、時刻ｔ８で発生させる搬送波周期Ｔｃは６０度ではなく５０度に補正される。

ＰＷＭモード選択部２８０は、位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも大きい場合は、同期ＰＷＭでの制御安定性を確保できないと判断して、非同期ＰＷＭを選択することを示すモード信号ＭＤを搬送波制御部２７０に送信する。搬送波制御部２７０は、非同期ＰＷＭを選択することを示すモード信号ＭＤを受信した場合、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへ切り換える。

図５では、時刻ｔ９での位相差ΔＰの絶対値が４０度でしきい値３０度を越えており、もはや搬送波１６０と相電圧指令１７０とが同期しているとは言えず、同期ＰＷＭでの制御安定性を確保できない。そのため、時刻ｔ１０において、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへ切り換えが行なわれる。

次に、図６、７を参照して、上述の制御装置３０の機能を実現するための制御処理手順について説明する。以下に示すフローチャートの各ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）は、基本的には制御装置３０によるソフトウェア処理によって実現されるが、制御装置３０内に設けられた電子回路等によるハードウェア処理によって実現されてもよい。

図６に示すように、Ｓ１００にて、制御装置３０は、フィードバック制御によりインバータ１４への各相電圧指令を生成する。代表的には、図４に示した、交流電動機Ｍ１の電流フィードバック制御により各相電圧指令が生成される。すなわち、Ｓ１００の処理は、図４の電流指令生成部２１０、座標変換部２２０および電圧指令生成部２４０による機能に対応する。

Ｓ２００にて、制御装置３０は、上述したように、搬送波１６０が極大となる時の相電圧指令の実位相Ｐと目標位相Ｐｔｇｔとの位相差ΔＰの絶対値に基づいて、同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭの一方を選択する。すなわち、Ｓ２００の処理は、図４のＰＷＭモード選択部２８０の機能に対応する。

ここで、図７を用いて、Ｓ２００の処理手順の詳細を説明する。図７には、ＰＷＭモード選択を実現するための制御処理手順が示される。

図７に示すように、Ｓ２１０にて、制御装置３０は、回転角θに基づいて交流電動機Ｍ１の回転速度が変動しているか否かを判断する（Ｓ２１０）。制御装置３０は、回転速度の単位時間あたりの変化量が所定量を超えている場合（回転速度の変化率が所定率よりも大きい場合）に、回転速度が変動していると判断する。回転速度が変動していると（Ｓ２１０にてＹＥＳ）、処理はＳ２２０に移される。そうでないと（Ｓ２１０にてＮＯ）、処理はＳ２６０に移される。

Ｓ２２０にて、制御装置３０は、搬送波が極大となったか否かを判断する。搬送波が極大となると（Ｓ２２０にてＹＥＳ）、処理はＳ２３０に移される。そうでないと（Ｓ２２０にてＮＯ）、処理はＳ２２０に戻され、搬送波が極大となるまで待つ。

Ｓ２３０にて、制御装置３０は、搬送波が極大となる時の相電圧指令の実位相Ｐを算出する。なお、実位相Ｐは、搬送波が極大となる時の交流電動機Ｍ１の回転角θ等に基づいて、算出される。

Ｓ２４０にて、制御装置３０は、搬送波が極大となる時の相電圧指令の目標位相Ｐｔｇｔを算出する。なお、目標位相Ｐｔｇｔは、基準時点の相電圧指令の実位相Ｐを基準位相として、Ｐｔｇｔ＝基準位相＋（基準時点以降の搬送波の極大回数）×（３６０度／ｋ）で算出される。たとえば、図５において、時刻ｔ９で搬送が極大となった時の目標位相Ｐｔｇｔは、時刻ｔ１の相電圧指令の実位相０度を基準位相として、Ｐｔｇｔ＝０度＋４回×（３６０度／６）＝２４０度に算出される。

Ｓ２５０にて、制御装置３０は、実位相Ｐと目標位相Ｐｔｇｔとの位相差ΔＰの絶対値を算出する。

Ｓ２６０にて、制御装置３０は、位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも小さいか否かを判断する。位相差ΔＰの絶対値がしきい値よりも小さいと（Ｓ２６０にてＹＥＳ）、処理はＳ２７０に移される。そうでないと（Ｓ２６０にてＮＯ）、処理はＳ２８０に移される。

Ｓ２７０にて、制御装置３０は、同期ＰＷＭを選択する。Ｓ２８０にて、制御装置３０は、非同期ＰＷＭを選択する。

再び図６を参照して、Ｓ１１０にて、制御装置３０は、Ｓ２００で同期ＰＷＭが選択されたか否かを判定する。

同期ＰＷＭの非選択時（Ｓ１１０にてＮＯ）には、制御装置３０は、Ｓ１４０に処理を進めて、非同期ＰＷＭ用の搬送波周波数ｆｃを採用する。上述のように、このときの搬送波周波数ｆｃは、基本的には、電磁騒音が感知され難い周波数に対応した所定値に固定される。

一方、同期ＰＷＭの選択時（Ｓ１１０にてＹＥＳ）には、制御装置３０は、Ｓ１２０にて交流電動機Ｍ１の回転周波数ωｅを演算し、Ｓ１３０にて回転周波数ωｅ、キャリア数ｋ、極対数ｐに基づいて、搬送波周波数ｆｃ（ｆｃ＝ωｅ×ｐ×ｋ）を設定する。なお、位相差ΔＰが存在する場合には、上述したように、位相差ΔＰに応じて搬送波周波数ｆｃ（搬送波周期Ｔｃ）を補正する。すなわち、Ｓ１２０の処理は、図４の回転周波数演算部２９０の機能に対応し、Ｓ１３０、Ｓ１４０の処理は、図４の搬送波制御部２７０の機能に相当する。

Ｓ１５０にて、制御装置３０は、搬送波が極小となったか否かを判断する。搬送波が極小となると（Ｓ１５０にてＹＥＳ）、処理はＳ１６０に移される。そうでないと（Ｓ１５０にてＮＯ）、処理はＳ１５０に戻され、搬送波が極小となるまで待つ。

Ｓ１６０にて、制御装置３０は、Ｓ１３０またはＳ１４０で設定された搬送波周波数ｆｃに従って、搬送波１６０（図２，図３，図５）を発生する。

Ｓ１７０にて、制御装置３０は、Ｓ１５０で発生された搬送波とＳ１００で生成された各相電圧指令との電圧比較に基づいて、インバータ１４の各相のスイッチングを制御する。これにより、インバータ１４の各相でのパルス幅変調電圧１８０（図２）が制御される。

図６、７に示した制御処理手順により、本発明の実施の形態による同期ＰＷＭおよび非同期ＰＷＭのモード選択を含むＰＷＭ制御を実現することができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置によれば、搬送波が極大となる時の相電圧指令の実位相と目標位相との差の絶対値を同期のずれ量として算出し、そのずれ量がしきい値を越えるか否かに基づいて同期ＰＷＭでの制御安定性を判断する。そのため、たとえばモータ回転角度の変化率で同期ＰＷＭでの制御安定性を判断する場合に比べて、その判断精度が高くなる。そして、その判断結果に応じて同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭへの切り換えを行なう。そのため、同期ＰＷＭでの制御破綻を適切に防ぐことができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯がコンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５〜１７ Ｕ，Ｖ，Ｗ相、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、１６０ 搬送波、１７０ 相電圧指令、１８０ パルス幅変調電圧、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ 搬送波制御部、２８０ ＰＷＭモード選択部、２９０ 回転周波数演算部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (3)

1. インバータから印加されるパルス幅変調電圧によって出力が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記交流電動機の回転速度を検出するセンサと、
   前記交流電動機の回転速度に応じた周波数を有する相電圧指令を生成する第１生成部と、
   同期モードおよび非同期モードのいずれかを選択する選択部と、
   前記同期モード選択時には前記相電圧指令と同期するように第１周波数で搬送波を生成する一方、前記非同期モード選択時には前記第１周波数よりも高い予め定められた第２周波数で搬送波を生成する第２生成部と、
   前記相電圧指令と前記搬送波との比較結果に基づいて前記パルス幅変調電圧を生成する第３生成部とを含み、
   前記選択部は、前記搬送波に対する前記相電圧指令の位相のずれ量を算出し、前記位相のずれ量が所定量よりも小さい場合に前記同期モードを選択し、前記位相のずれ量が前記所定量よりも大きい場合に前記非同期モードを選択する、交流電動機の制御装置。
2. 前記第２生成部は、前記第１周波数を前記相電圧指令の周波数の整数倍となるように調整し、
   前記位相のずれ量は、前記搬送波が極大となる時の前記相電圧指令の目標位相と実際の位相との差である、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記選択部は、前記交流電動機の回転速度の変化率が所定率よりも小さい場合あるいは前記回転速度の変化率が前記所定率よりも大きくかつ前記位相のずれ量が前記所定量よりも小さい場合には前記同期モードを選択し、前記回転速度の変化率が前記所定率よりも大きくかつ前記位相のずれ量が前記所定量よりも大きい場合には前記非同期モードを選択する、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。

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