WO2012144456A1 - 電動機の制御装置及び電動機の制御方法 - Google Patents

電動機の制御装置及び電動機の制御方法 Download PDF

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phase
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正治　満博
中村　英夫
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日産自動車株式会社
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    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device and a motor control method for controlling a motor by vector control, and in particular, determines whether a motor is stable or unstable even when the motor is in an overmodulation state.
  • the present invention relates to a control device for a motor to be driven and a control method for the motor.
  • Patent Document 1 is disclosed as an example of a drive control device for an AC motor that performs such current vector control.
  • a normal modulation region in which a pseudo sine wave voltage can be realized by pulse width modulation and an overmodulation region in which a voltage is applied beyond the range of the normal modulation region The purpose of this is to reduce the torque shock generated by the motor when shifting from the normal modulation region to the overmodulation region.
  • current control is used, and in the overmodulation region, voltage control and rectangular wave control are used to switch the control according to the situation.
  • Another object of the present invention is to provide a motor control device and a motor control method capable of improving the efficiency and output of the motor by improving the utilization factor of the power supply voltage.
  • the electric motor control device calculates a voltage command value for driving the electric motor based on a voltage command value calculation state quantity calculated from the torque command value and a current detection value detected from the electric motor. To determine whether the motor is stable or unstable when the motor is in an overmodulation state based on the current control unit to be controlled, the phase of the voltage command value, and the control state quantity for controlling the motor. By providing the overmodulation processing unit that drives the electric motor based on the result, the above-described problems are solved.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control device according to a first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the overmodulation processing unit according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 3 is a flowchart showing a processing procedure of motor control processing by the motor control apparatus according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 4 is a block diagram simply representing the current control system of the electric motor according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining a method for determining overmodulation stability in the motor control apparatus according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control device according to a first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the overmodulation processing unit according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 3 is a flowchart showing
  • FIG. 6 is a diagram for explaining a determination method of stability or instability in the motor control device according to the first embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the overall configuration of the motor control device according to the second embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of an overmodulation processing unit according to the second embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 9 is a flowchart showing the procedure of the motor control process performed by the motor control apparatus according to the second embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining overmodulation stability in the motor control apparatus according to the second embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining overmodulation stability in the motor control apparatus according to the second embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 11 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control device according to a third embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an overmodulation processing unit according to the third embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 13 is a diagram for explaining current control constants in the motor control apparatus according to the third embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 14 is a flowchart showing the procedure of the motor control process performed by the motor control apparatus according to the third embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 15 is a block diagram simply representing a current control system of an electric motor according to a third embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 16 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control device according to a fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 17 is a block diagram showing a configuration of an overmodulation processing unit according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 18 is a flowchart showing a processing procedure of motor control processing by the motor control device according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining a stable or unstable control method in the motor control apparatus according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 20 is a diagram for explaining a stable or unstable control method in the motor control apparatus according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining a stable or unstable control method in the motor control apparatus according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a stable or unstable control method in the motor control apparatus according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 23 is a diagram for explaining a stable or unstable control method in the motor control apparatus according to the fourth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 24 is a block diagram showing an overall configuration of a motor control device according to a fifth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of an overmodulation processing unit according to the fifth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 26 is a diagram for explaining current control constants in the motor control apparatus according to the fifth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the relationship between the modulation factor and the phase of the voltage command value in the motor control device according to the fifth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 28 is a flowchart showing the procedure of the motor control process performed by the motor control apparatus according to the fifth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 29 is a block diagram showing a configuration of an overmodulation processing unit according to the sixth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 30 is a diagram for explaining the relationship between the inductance ratio and the phase of the voltage command value in the motor control apparatus according to the sixth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 31 is a diagram for explaining the relationship between the modulation factor and the phase of the voltage command value in the motor control apparatus according to the sixth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 32 is a flowchart showing the procedure of the motor control process performed by the motor control apparatus according to the sixth embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a motor control device according to the present embodiment.
  • the motor control device 1 is a control device that controls the motor 100 by current vector control, and refers to a current-voltage conversion map that is stored in advance.
  • a current-voltage conversion unit 2 that calculates a state quantity for calculating a voltage command value from T * and a high-frequency component of the dq-axis non-interference voltage command values v d_dcpl * and v q_dcpl * output from the current-voltage conversion unit 2 are removed.
  • the current control unit 4 that calculates * and the coordinate command for the dq-axis voltage command values v d * and v q * to obtain the voltage command values v u * , v v * , and v w * for each UVW phase.
  • a dead time compensator 14 for outputting the detected magnetic pole position value ⁇ ′ of the rotor after the dead time compensation, a rotational speed calculator 15 for calculating and outputting the electrical angular velocity ⁇ from the rotor position information ⁇ , and a dq axis Based on the voltage command values v d * and v q * and a control state quantity for controlling the motor 100, it is determined whether the motor 100 is stable or unstable when it is in an overmodulation state. And an overmodulation processing unit 16 to be driven.
  • the electric motor 100 is a permanent magnet type synchronous motor, and so-called current vector control that performs current feedback control on the dq axis with the magnetic axis direction of the rotor magnet as the d axis and the direction orthogonal to the d axis as the q axis. Is driven by.
  • the current-voltage conversion unit 2 refers to the current-voltage conversion map using the input torque command value T * , the electric angular velocity ⁇ of the electric motor 100 and the voltage detection value V dc of the DC power supply 7 input to the inverter 8 as indexes.
  • the dq-axis current command values i d * and i q * and the dq-axis non-interference voltage command values v d_dcpl * and v q_dcpl * which are state quantities for calculating the voltage command value, are calculated and output.
  • the current control unit 4 performs vf_dcpl_flt * , vq_dcpl_flt * , and dq axis current obtained by performing LPF processing on the dq axis current command values i d * and i q * and the dq axis non-interference voltage command values v d_dcpl * and v q_dcpl *.
  • the detected values i d and i q are input, and dq axis voltage command values v d * and v q * are output by performing current control calculation.
  • the voltage coordinate converter 5 receives the dq-axis voltage command values v d * and v q * and the magnetic pole position detection value ⁇ ′ of the rotor after the dead time compensation, and performs the coordinate conversion process shown in Expression (1). By doing this, the voltage command values v u * , v v * , v w * of each UVW phase are calculated and output.
  • the current sensor 9 detects at least two-phase current (for example, u u and i v of U phase and V phase) out of the three phase currents, and uses i us and i vs sampled through the A / D converter 10 as current. Input to the coordinate converter 11. At this time, when the current sensor 9 is attached to only two phases, the current value of the remaining one phase that is not detected can be obtained by the equation (2) in principle.
  • i ws ⁇ i us ⁇ i vs (2)
  • Current coordinate converter 11 A / D converter 10 is output from the i us, when i vs is inputted, calculates dq axis current detection value i d, a i q by the formula (3).
  • the overmodulation processing unit 16 obtains the dq-axis voltage command values v d * , v q * , the voltage detection value V dc of the DC power supply 7, the current control constant and the motor constant that are the state quantities for control, and the motor
  • a correction value ⁇ V dc for correcting the voltage detection value V dc of the DC power supply 7 and a correction value ⁇ i d * of the d-axis current command value i d * are output.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the overmodulation processing unit 16 according to the present embodiment.
  • the overmodulation processing unit 16 includes a modulation factor calculator 21 that calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100, and a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value. And an overmodulation characteristic determination unit 23 that determines characteristics relating to stability when the motor 100 is in an overmodulation state based on the current control constants L dc ′, L qc ′ and the motor constants L dp ′, L qp ′, A phase region determination unit 24 that determines whether the electric motor 100 is stable or unstable when the motor 100 is in an overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value; and the phase ⁇ of the voltage command value is stable in an overmodulation state And a voltage phase limiter 25 that changes the current command value so as to be within the phase region, and an overmodulation suppressor 26 that suppresses the modulation factor M ′ when the electric motor 100 is unstable in an overmodulation state. ing.
  • the modulation factor calculator 21 calculates the modulation factor M ′ of the voltage command value based on the equation (4).
  • the voltage phase calculator 22 obtains the phase ⁇ of the voltage command value based on the q axis based on the formula (5) which is the formula of the inverse trigonometric function.
  • the overmodulation characteristic determining unit 23 obtains current control constants L dc ′, L qc ′ and motor constants L dp ′, L qp ′, which are control state quantities, and takes these ratios to obtain an inductance ratio L qc. '/ L qp ' and L dc '/ L dp ' are obtained, and the characteristics relating to stability when the electric motor 100 is in an overmodulation state are determined based on the inductance ratio.
  • the phase region determination unit 24 specifies a stable phase region that is stable when the electric motor 100 is in the overmodulation state according to the characteristics determined by the overmodulation characteristic determination unit 23, and the phase ⁇ of the voltage command value is the stable phase region. It is determined whether the electric motor 100 is stable or unstable when the electric motor 100 is in an overmodulation state based on whether or not the electric motor 100 is within.
  • Voltage phase limiting unit 25 changes the d-axis current command value i d * by outputting a d-axis current command value i d * of the correction value .DELTA.i d * when the motor 100 is unstable overmodulation state Thus, the phase ⁇ of the voltage command value is moved into a phase region that is stable in the overmodulation state.
  • the overmodulation suppressor 26 changes the voltage detection value V dc by outputting a correction value ⁇ V dc for correcting the voltage detection value V dc of the DC power supply 7 when the electric motor 100 is unstable in an over modulation state.
  • the modulation factor M ′ is suppressed.
  • step S101 the modulation factor calculator 21 calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100, and in step S102, the voltage phase calculator 22 calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • step S103 the overmodulation characteristic determination unit 23 determines characteristics relating to stability when the overmodulation state is present.
  • the overmodulation characteristic determination unit 23 first obtains current control constants L dc ′, L qc ′ and motor constants L dp ′, L qp ′, which are control state quantities, and takes these ratios to obtain an inductance ratio L qc '/ L qp', seek the L dc '/ L dp'.
  • the current control constants L dc ′ and L qc ′ are inductance values of the current control unit 4
  • the motor constants L dp ′ and L qp ′ are inductance values of the motor 100.
  • the motor constants L dp ′ and L qp ′ are within the block expressed by the primary transfer function of the motor 100.
  • the current control constants L dc ′ and L qc ′ are constants used for designing the current controller constituting the current control unit 4.
  • the inductance value of the electric motor 100 includes inductance values L dp , L qp appearing in the interference path between the dq axes, and inductance values L dp ′, L qp used in the primary transfer function between the current and the voltage.
  • These inductance values have different physical meanings and become different values when there is magnetic saturation, so they are also distinguished by symbols (the same value when there is no magnetic saturation). Therefore, it may be written with the same symbol).
  • the current control system is designed so that the control to completely cancel the interference voltage is established, the response characteristics are designed for the remaining first-order dynamics. Therefore, the motor constants are L dp ′ and L qp ′, and the winding the nominal value of the line resistance R p are designing a current control system as R c.
  • the overmodulation characteristic determining unit 23 uses the above-described inductance ratios L qc ′ / L qp ′ and L dc ′ / L dp ′ to determine overmodulation stability that is a characteristic related to stability in the overmodulation state. Judgment.
  • overmodulation stability representing divides into two properties with a stability boundary near the center as a boundary.
  • the lower side of the stability boundary is defined as overmodulation stability (a)
  • the upper side of the stability boundary is defined as overmodulation stability (b).
  • the stability boundary can be obtained analytically in advance.
  • the overmodulation characteristic determination unit 23 stores information as shown in FIG. 5 in advance, and determines whether the overmodulation stability is (a) or (b) according to the obtained inductance ratio. is doing.
  • step S103 when overmodulation stability is determined in step S103, the process proceeds to either step S104 or step S112 depending on the overmodulation stability.
  • the overmodulation stability is assumed to be (a) and the process proceeds to step S104 will be described.
  • step S104 the phase region determination unit 24 determines whether it is stable or unstable in the overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value.
  • FIG. 6A is a diagram when the overmodulation stability is (a)
  • FIG. 6B is a diagram when the overmodulation stability is (b).
  • the state of the motor 100 changes stably or unstable each time the quadrant changes. To do.
  • the voltage command value is unstable when the phase ⁇ is in the first quadrant. It is stable when facing the quadrant, unstable when facing the third quadrant, and stable when facing the fourth quadrant.
  • the stable phase region and the unstable phase region are alternately reversed in the four quadrants on the dq axis.
  • the phase region determination unit 24 refers to either FIG. 6 (a) or FIG. 6 (b) depending on whether the overmodulation stability is (a) or (b), and determines the voltage command value. It can be determined whether the motor 100 is stable or unstable in the overmodulation state depending on whether the phase ⁇ is within the stable phase region or the unstable phase region.
  • step S104 it is determined whether the phase ⁇ of the voltage command value is either forward regenerative in the first quadrant or reverse power running in the third quadrant, and if it is either, the phase is unstable. And the process proceeds to step S105.
  • step S105 it is determined whether or not the modulation factor M ′ is larger than the first threshold value 1.0 or smaller than the second threshold value 0.7. Since it becomes unstable, the overmodulation suppressor 26 increases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc and outputs it in step S106 (where ⁇ V dc ⁇ 0).
  • the correction value [Delta] V dc is subtracted from the voltage detection value V dc, as shown in FIG. 1, the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 decreases, thereby decreases the modulation factor M '
  • the control process for the electric motor according to the present embodiment ends.
  • step 105 when the modulation factor M ′ is 0.7 or more and 1.0 or less, the necessity for correction is low. Therefore, even if it is unstable, the electric motor according to the present embodiment is not processed without being processed. The control process ends.
  • step S107 the overmodulation suppressor 26 decreases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc. Output.
  • the correction value ⁇ V dc decreases, the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 increases, thereby increasing the modulation factor M ′ and the motor control process according to the present embodiment ends. .
  • step S104 when the phase ⁇ of the voltage command value is neither forward regenerative in the first quadrant nor reverse power running in the third quadrant, the process proceeds to step S108, and the phase ⁇ of the voltage command value is the first. It is determined whether it is either forward rotation in the three quadrants or reverse regeneration in the first quadrant. If it is neither of them, the phase ⁇ of the voltage command value is located in the second quadrant or the fourth quadrant. Therefore, it is determined that the voltage command value is stable, and the electric motor according to the present embodiment is performed without performing processing. The control process ends.
  • step S109 it is determined whether or not the modulation factor M ′ is larger than the first threshold value 1.0 or smaller than the second threshold value 0.7. Since it becomes unstable, the voltage phase limiter 25 increases the correction value ⁇ i d * of the current command value i d * in step S110 and outputs it (where ⁇ i d * ⁇ 0, i d * ⁇ 0). The correction value .DELTA.i d * is added to the current command value i d *, as shown in FIG. 1, the current command value i d * that is input to the current control unit 4 is reduced, whereby the phase ⁇ of the voltage command value To move to the stable phase region.
  • the phase ⁇ of the voltage command value is mainly stable in the second quadrant and overmodulation in the normal powering operation mode.
  • the d-axis current is large in the negative direction, it reaches the third quadrant and becomes unstable (how much the d-axis current is increased depends on the temperature of the motor, etc. Different). Therefore, by reducing the d-axis current according to the phase ⁇ of the voltage command value, the phase ⁇ of the voltage command value is moved to the second quadrant, which is the stable phase region, without lowering the modulation rate. But it can be stabilized.
  • the correction value .DELTA.i d * is increased in step S110, the control process of the motor according to the embodiment is completed.
  • Step 109 when the modulation rate M ′ is 0.7 or more and 1.0 or less, the necessity for correction is low, and therefore the electric motor according to the present embodiment is not processed even if it is unstable.
  • the control process ends.
  • step 109 the modulation factor M 'when 0.7 smaller than the modulation factor M' so low, the voltage phase limiting portion 25 of the current command value i d * in step S111 a correction value .DELTA.i d * The output is reduced and the control process for the electric motor according to the present embodiment ends.
  • step S103 if the overmodulation stability is (b), the process proceeds from step S112 to step S113, and the same process as described above is executed.
  • the characteristic regarding the stability in the overmodulation state is determined based on the inductance value of the current control unit 4 and the inductance value of the motor 100, and this characteristic is determined. Accordingly, a stable phase region that is stable when the electric motor 100 is in the overmodulation state is specified to determine whether the electric motor 100 is stable or unstable when the electric motor 100 is in the overmodulation state. By constantly monitoring the inductance value of the electric motor 100, it can always be determined whether the electric motor 100 is stable or unstable.
  • the voltage phase limiter 25 changes the current command value so that the phase ⁇ of the voltage command value falls within the stable phase region, so that the modulation rate is changed. Without this, the electric motor 100 can be brought into a stable state.
  • the current command value changed by the voltage phase limiter 25 is the d-axis current command value i d * that is the magnetic pole direction current, so the magnet magnetic flux is almost canceled.
  • the phase ⁇ of the voltage command value can be shifted into the stable phase region, thereby ensuring stability while minimizing changes in the current command value.
  • the overmodulation suppressor 26 when the modulation rate of the motor 100 is within a preset threshold, the overmodulation suppressor 26 does not perform processing for suppressing the modulation rate. Therefore, it is possible to prevent unnecessary restriction of operating points and change of constants.
  • FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the present embodiment. As shown in FIG. 7, the motor control device 71 according to the present embodiment has the same components as the motor control device 1 of the first embodiment shown in FIG. Is different.
  • the current control constant and the motor constant are input, but in the overmodulation processing unit 76 of the present embodiment, the current control constant and the motor constant are not input. .
  • the overmodulation processor 76 outputs to the present embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the overmodulation processing unit 76 according to this embodiment.
  • the overmodulation processing unit 76 includes a modulation factor calculator 21 that calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100 and a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value. And a phase region determination unit 24 that determines whether the motor 100 is stable or unstable when the motor 100 is in an overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value, and the motor 100 is unstable in an overmodulation state.
  • an overmodulation suppressor 26 that suppresses the modulation factor M ′ is provided, and the overmodulation characteristic determination unit 23 and the voltage phase limiter 25 shown in FIG. 2 are not provided.
  • step S201 the modulation factor calculator 21 calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100, and in step S202, the voltage phase calculator 22 calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • step S203 the phase region determination unit 24 determines whether the phase region is stable or unstable in the overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value.
  • the determination method of stability and instability in step S203 will be described with reference to FIG.
  • the inductance ratio is the point of [1, 1] shown in FIG. It is set to the position of X that is the periphery.
  • it is designed so that it is shifted from the point [1, 1] to the Y position, and this fixes the overmodulation stability to be (a) at all operating points.
  • the determination of overmodulation stability is not necessary.
  • the overmodulation characteristic determination unit 23 is not provided unlike the first embodiment.
  • this method dares to increase the model error, the current control unit 4 adopts a two-degree-of-freedom control configuration and the like, and is designed to be robust against disturbance, so that almost no bounce to the current response performance occurs. It can be reduced to a negligible level.
  • step S203 it is determined whether the phase ⁇ of the voltage command value is in the first quadrant or the third quadrant. If it is neither, it is determined that the motor is stable based on FIG. 6A, and the control process for the electric motor according to the present embodiment ends.
  • step S203 when the phase ⁇ of the voltage command value is in either the first quadrant or the third quadrant in step S203, it is determined that it is unstable based on FIG. 6A, and the process proceeds to step S204.
  • step S204 it is determined whether or not the modulation factor M ′ is larger than the first threshold value 1.0 or smaller than the second threshold value 0.7.
  • the overmodulation suppressor 26 increases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc and outputs it in step S205 (where ⁇ V dc ⁇ 0).
  • the correction value [Delta] V dc is subtracted from the voltage detection value V dc, as shown in FIG. 7, the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 decreases, thereby decreases the modulation factor M '
  • the control process for the electric motor according to the present embodiment ends.
  • step 204 when the modulation factor M ′ is 0.7 or more and 1.0 or less, the necessity for correction is low, so even if it is unstable, the process of the motor according to the present embodiment is not performed. The control process ends.
  • step S206 the overmodulation suppressor 26 decreases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc. Output.
  • the correction value ⁇ V dc decreases, the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 increases, thereby increasing the modulation factor M ′, and the motor by the motor control device 71 according to the present embodiment. The control process ends.
  • the overmodulation processing unit 76 of the present embodiment does not include the voltage phase limiter 25. This is when calculating the current command value i d * by the current-voltage converting unit 2, it is because the calculated advance limit the current command value i d *.
  • the current-voltage conversion map of the current-voltage conversion unit 2 is stable when the phase ⁇ of the voltage command value including the temperature characteristics and variations remains in the same mode (rotation direction, power running / regeneration) and shifts to another quadrant. It is set in advance so as to calculate the current command value i d * so as not to be unstable.
  • the overmodulation processing unit 76 of the present embodiment can maintain the phase ⁇ of the voltage command value in a stable region even if the voltage phase limiting unit 25 is not provided. Even if the phase ⁇ of the voltage command value shifts to the unstable phase region beyond the expected range, the overmodulation state can be avoided by the phase region determination unit 24 and the overmodulation suppressor 26.
  • the motor control device 71 every time the phase ⁇ of the voltage command value changes the quadrant on the coordinates defined by the magnetic pole direction and the direction orthogonal to the magnetic pole direction, Since it is determined whether the motor 100 is stable or unstable when the motor 100 is in an overmodulation state using the characteristic that the state changes stably or unstable, it is possible to accurately monitor the phase ⁇ of the voltage command value. Stability during overmodulation can be determined.
  • the inductance value of the current control unit 4 and the inductance value of the motor 100 are such that the characteristics regarding stability when in an overmodulation state are constant. Since it is set in advance, the stability in the overmodulation state can be determined by monitoring only the phase ⁇ of the voltage command value. In addition, since the phase ⁇ of the voltage command value that becomes the boundary between stability and instability is almost the same as the boundary between regeneration and power running, the more important operating area (power running for motors and regeneration for generators) is selectively used. In addition, it can be stabilized during overmodulation, and an optimum design according to the purpose of use is possible.
  • the current command value i d * is calculated based on a preset current-voltage conversion map, and the current-voltage conversion map has a phase ⁇ of the voltage command value. Since the current command value i d * is set so as not to move to another quadrant, it is overmodulated without correcting the current command value i d * when the motor 100 is operated. Can be stabilized.
  • FIG. 11 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the present embodiment.
  • the motor control device 111 according to this embodiment has the same components as the motor control device 1 of the first embodiment shown in FIG. 1, but the input / output of the overmodulation processing unit 116. Is different.
  • the overmodulation processing unit 116 of this embodiment only the voltage command values v d * and v q * are input, and only current control constants L dc ′ and L qc ′ are output as outputs.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the overmodulation processing unit 116 according to the present embodiment.
  • the overmodulation processing unit 116 determines a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value and in which quadrant the phase ⁇ of the voltage command value is.
  • a current control constant selector 121 for selecting a current control constant stored for each of the plurality of overmodulation stability, and a current control constant according to an instruction from the current control constant selector 121; And a selector 122 for switching between.
  • the current control constant selector 121 stores, as shown in FIG. 13, current control constants that are always distributed on one of the stability boundaries at all operating points for overmodulation stability (a) and (b), respectively.
  • One of the current control constants is always selected and used.
  • step S301 when the voltage phase calculator 22 calculates the phase ⁇ of the voltage command value in step S301, the phase region determination unit 24 then determines that the phase ⁇ of the voltage command value is in the first quadrant or the third in step S302. It is determined whether it is in any quadrant, and if it is neither, the process proceeds to step S303.
  • step S303 the current control constants L dc1 ′ and L qc1 ′ in the case of overmodulation stability (a) are selected by the current control constant selector 121.
  • step S302 when the phase ⁇ of the voltage command value is in either the first quadrant or the third quadrant in step S302, the process proceeds to step S304.
  • step S304 the current control constants L dc2 ′ and L qc2 ′ in the case of overmodulation stability (b) are selected by the current control constant selector 121.
  • the current control constant is switched by the selector 122 in step S305.
  • the selector 122 switches the current control constant by the selector 122 in step S305.
  • the current control constant (Inductance value of the current control unit 4) is stored and the current control constant is selected according to the phase ⁇ of the voltage command value, so that the motor 100 can be driven stably without limiting the operation and operating conditions during overmodulation. Can do.
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the motor control device according to the present embodiment. As shown in FIG. 16, the electric motor control device 161 according to the present embodiment has the same components as the electric motor control device 1 of the first embodiment shown in FIG. Is connected.
  • the overmodulation processing unit 166 of the present embodiment is different in input / output from the overmodulation processing unit 16 of the first embodiment shown in FIG. 1, and the overmodulation processing unit 166 of the present embodiment has a dq axis voltage.
  • an electrical angular velocity ⁇ is input.
  • the output of the overmodulation processing unit 166 of the present embodiment outputs a correction value ⁇ T of the torque command value T * and a shift request signal.
  • the current control constant and the motor constant are set in advance as described in FIG. 10 of the second embodiment so that the overmodulation stability is always (a).
  • the overmodulation stability may be set to (b) instead of (a).
  • FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of the overmodulation processing unit 166 according to the present embodiment.
  • the overmodulation processing unit 166 includes a modulation factor calculator 21 that calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100, and a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • phase region determination unit 24 that determines whether the motor 100 is stable or unstable when the motor 100 is in an overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value, and an overmodulation state by shifting the transmission 101 Is provided with a shift requesting device 171 for outputting a correction value ⁇ T of the torque command value T * and a shift request signal so as to be stable at this time.
  • the overmodulation processing unit 166 of the present embodiment described above is stable when the phase of the voltage command value is in the overmodulation state by shifting the transmission 101 when the electric motor 100 is unstable in the overmodulation state. It is moved to the phase region.
  • step S401 the modulation factor calculator 21 calculates the modulation factor M ′ of the voltage command value, and in step S402, the voltage phase calculator 22 calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • step S403 the phase region determination unit 24 determines whether the phase region is stable or unstable in the overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value.
  • the overmodulation stability is fixed to (a) in this embodiment, it is determined in step S403 whether the phase ⁇ of the voltage command value is either the first quadrant or the third quadrant. If none of these are satisfied, it is determined that the motor is stable as shown in FIG. 6, and the control process for the electric motor according to the present embodiment ends.
  • step S404 when the phase ⁇ of the voltage command value is in either the first quadrant or the third quadrant in step S403, it is determined that it is unstable as shown in FIG. 6, and the process proceeds to step S404.
  • step S404 the shift requester 171 determines whether or not the modulation factor M ′ is greater than the first threshold value 1.0. Therefore, the control process for the electric motor according to the present embodiment is terminated without performing the process.
  • step S404 if the modulation factor M ′ is greater than 1.0 in step S404, the modulation request M 171 is unstable and overmodulated, so the shift requester 171 outputs a shift request signal in step S405.
  • step S406 in order to keep the output P * of the transmission 101 constant before and after the gear shift, the gear shift requester 171 determines the torque command value T based on the formula (6) from the electrical angular velocity ⁇ and the torque command value T *. Calculate and output the correction value ⁇ T of * .
  • FIG. 19 is a diagram showing the relationship between the torque and the rotational speed of the electric motor 100, and shows two operating points A1 and A2 on the equal output line S and a voltage quadrant change line C.
  • a voltage quadrant change line C indicates a position where the quadrant of the phase ⁇ of the voltage command value changes.
  • the quadrant of the phase ⁇ of the voltage command value changes. For example, assume that the upper right side of the voltage quadrant change line C is the unstable first quadrant shown in FIG.
  • the transmission 101 is shifted to output the correction value ⁇ T, thereby shifting to the operating point A2 while keeping the output of the electric motor 100 constant.
  • the phase ⁇ of the voltage command value is in the stable second quadrant, and the electric motor 100 is in a stable state even in the overmodulation state.
  • the motor 100 can be always in a stable state even in the overmodulation state.
  • the values of the current control constant and the motor constant are designed in advance so that the inductance ratio is distributed on one side of the stability boundary and the overmodulation stability is always (a) as shown in FIG. Keep it. If the transmission 101 is not used and the electric motor 100 is used as a generator, the iso-output line S shown in FIG. 19 (the regeneration side in the case of a generator) is output according to the required output (power generation amount) P *. Simply transition.
  • the transmission 101 may be used as a driving force transmission mechanism for simply switching the driving force transmission direction.
  • the driving force transmission direction of the transmission 101 is switched and the rotation direction of the electric motor 100 is reversed.
  • the usage area of the electric motor 100 is switched from the normal rotation power running to the reverse rotation power running, or from the normal rotation regeneration to the reverse rotation regeneration.
  • the current command value vector v shifts to the stable second quadrant when in the overmodulation state, so that the motor 100 can be driven at a stable operating point even in the overmodulation state.
  • the motor control device 161 when the motor 100 is connected to the driving force transmission mechanism and the motor 100 is unstable in an overmodulated state, the driving force Since the phase ⁇ of the voltage command value is moved to a stable phase region in the overmodulation state by switching the transmission direction, the operation that is stable in the overmodulation state while maintaining the output of the driving force transmission mechanism A point can be selected. This increases the number of operating points that can be driven in an overmodulated state, thereby contributing to improved efficiency and improved output.
  • the motor control device 161 when the motor 100 is a power generator and the power generator is unstable in an overmodulated state, the power generation amount and rotation of the power generator are reduced.
  • the phase ⁇ of the voltage command value is moved to a stable phase region when overmodulated by moving on the iso-output line in relation to the number, so a stable operating point is selected while maintaining the required power generation amount. can do.
  • FIG. 24 is a block diagram showing the overall configuration of the motor control device according to the present embodiment. As shown in FIG. 24, the motor control device 241 according to this embodiment has the same components as the motor control device 1 of the first embodiment shown in FIG. Is different.
  • the overmodulation processing unit 216 acquires the dq-axis voltage command values v d * and v q * and the voltage detection value V dc of the DC power source 7 and is stable when the motor 100 is in the over-modulation state. Select and output the current control constant. Further, a correction value ⁇ V dc for correcting the voltage detection value V dc of the DC power supply 7 is also output.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration of the overmodulation processing unit 216 according to the present embodiment.
  • the overmodulation processing unit 216 includes a modulation factor calculator 21 that calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100 and a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • a current control constant selector 223 that selects a current control constant that is stable in the overmodulation state from among the current control constants stored in advance, and a current control constant according to an instruction from the current control constant selector 223
  • an overmodulation suppressor 225 that suppresses the modulation rate M ′ of the electric motor 100 to be equal to or lower than the upper limit of the preset modulation rate.
  • the current control constant selector 223 stores the current control constants L dc0 ′, L qc0 ′ for low modulation rate and the current control constants L dc1 ′, L qc1 ′, L dc2 for high modulation rate stored in advance .
  • One of the current control constants is selected from ', L qc2 ' based on the modulation factor M ′ and the phase ⁇ of the voltage command value.
  • the selected result is transmitted to the selector 224, and the selector 224 selects one of the current control constants and outputs it to the current control unit 4.
  • the overmodulation suppressor 225 changes the modulation rate by changing the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc of the DC power supply 7 so as to be equal to or lower than the upper limit of the modulation rate set according to the phase ⁇ of the voltage command value. M 'is suppressed.
  • overmodulation processing unit 216 current control constants L dc1 ′ and L qc1 ′ in the case of overmodulation stability (a) and overmodulation stability (b) as shown in FIG.
  • Current control constants L dc2 ′, L qc2 ′ and current control constants L dc0 ′, L qc0 ′ corresponding to the position that becomes the boundary of overmodulation stability are always stored. Select and use.
  • the current control constants L dc1 ′, L qc1 ′, L dc2 ′, L qc2 ′ in the case of overmodulation stability (a) or (b) are inductance values that are always distributed on one of the stability boundaries at all operating points. Yes, used for high modulation rates.
  • the current control constants L dc0 ′ and L qc0 ′ corresponding to the position that becomes the boundary of the overmodulation stability are inductance values aimed at a point of 1: 1, and are used when the modulation factor is low. It is.
  • phase ⁇ of the voltage command value calculated by the voltage phase calculator 22 includes errors due to various sensor errors, variations in things, and the like. Therefore, when the current control constant is switched based on this value, the voltage command value phase ⁇ is instantaneous. May become unstable in an overmodulated state. Further, if the boundary of the quadrant of the phase ⁇ of the voltage command value is set as a threshold value for switching the current control constant, there is a possibility of chattering.
  • the current control constant selector 223 gives hysteresis to the switching threshold of the current control constant, and the overmodulation suppressor 225 lowers the upper limit of the modulation factor M ′ in the hysteresis section. . More specifically, the overmodulation suppressor 225 lowers the upper limit of the modulation factor from the value of Max in the vicinity of quadrant boundaries of 90 °, 180 °, 270 °, 360 ° (for example, ⁇ 5 °). Is limited to 1.
  • step S501 the modulation factor calculator 21 calculates the modulation factor M ′ of the voltage command value, and in step S502, the voltage phase calculator 22 calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • step S503 the current control constant selector 223 determines whether or not the modulation factor M ′ is smaller than 0.9. If the modulation factor M ′ is smaller than 0.9, the process proceeds to step S504 to select the low modulation factor current control constants L dc0 ′ and L qc0 ′ described with reference to FIG.
  • step S505 the threshold value set to ⁇ 5 ° of the quadrant boundary in FIG. 27 is compared with the phase ⁇ of the voltage command value, and current control is performed. Select a constant. For example, when the phase ⁇ of the voltage command value is 5 to 85 ° and 185 to 265 ° in FIG. 27, the process proceeds to step S506 and the current control constants L dc1 ′, L qc1 ′ of overmodulation stability (a) are obtained .
  • step S507 When the phase ⁇ of the voltage command value is 95 to 175 °, 275 to 355 °, the process proceeds to step S507 and the current control constants L dc2 ′ and L qc2 ′ of overmodulation stability (b) are set. select.
  • step S508 the current control constant selector 223 determines whether or not it is a hysteresis section set from + 5 ° to ⁇ 5 ° of the quadrant boundary. In the case of the hysteresis period, the process proceeds to step S509 and the upper limit of the modulation rate is set to 1. When it is not the hysteresis period, the process proceeds to step S510 and the upper limit of the modulation rate is set to the maximum value Max in the overmodulation state (for example, 1.1).
  • step S511 whether the modulation rate M ′ is larger than the upper limit of the modulation rate by the overmodulation suppressor 225 is determined. Is less than 0.7.
  • the overmodulation suppressor 225 increases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc and outputs it (step ⁇ V dc ⁇ 0) in step S512. .
  • the correction value [Delta] V dc is subtracted from the voltage detection value V dc, as shown in FIG. 24, the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 decreases, whereby the modulation factor M 'is reduced.
  • step S511 since 'the modulation factor M when the smaller than 0.7' low modulation factor M in step S511, reduces the correction value [Delta] V dc voltage detection value V dc output at step S513, whereby the current-voltage The detected voltage value V dc input to the converter 2 increases and the modulation factor M ′ increases. Furthermore, in step S511, when the modulation rate M ′ is 0.7 or more and less than or equal to the upper limit of the modulation rate, the necessity for correction is low, so the overmodulation suppressor 225 does not perform processing.
  • the motor control device 241 selects a current control constant that is stable when the motor 100 is in an overmodulation state based on the phase ⁇ of the voltage command value. Since the electric motor 100 is driven, the electric motor 100 can always be controlled stably even in the overmodulation state.
  • the current control constant is stored for each of the plurality of characteristics relating to the stability when the motor is in the overmodulation state, and the modulation factor is a predetermined value. At this time, it is determined that overmodulation is made, and a current control constant that stabilizes the electric motor 100 is selected based on the phase ⁇ of the voltage command value. Therefore, the overmodulation state can be obtained only by storing minimum parameters. However, the electric motor 100 can always be driven stably.
  • current control constants corresponding to positions serving as boundaries between a plurality of characteristics are stored, and the positions serving as boundaries when the modulation rate is less than a predetermined value are stored. Since the corresponding current control constant is selected, it is possible to select a current control constant with a small error with an emphasis on responsiveness in the normal modulation factor region.
  • the modulation rate of the motor 100 is reduced at a position where the phase ⁇ of the voltage command value is in the vicinity of the quadrant boundary. It is possible to reliably avoid instability at the boundary.
  • the motor control device 241 since the inductance value of the current control unit 4 is used as a current control constant, the motor 100 can be simply changed by changing a minimum parameter related to overmodulation stability. Can always be driven stably.
  • FIG. 29 is a block diagram showing the configuration of the overmodulation processing unit according to this embodiment.
  • the overmodulation processing unit 256 includes a modulation factor calculator 21 that calculates the modulation factor M ′ of the electric motor 100 and a voltage phase calculator 22 that calculates the phase ⁇ of the voltage command value.
  • An overmodulation suppressor 225 that suppresses the modulation factor M ′ when the motor 100 is in an overmodulation state, and a current control constant calculation unit that calculates a current control constant that continuously changes according to the phase ⁇ of the voltage command value 257.
  • the current control constant calculation unit 257 includes a map that records the relationship between the phase ⁇ of the voltage command value and the inductance ratios L qc ′ / L qp ′, L dc ′ / L dp ′.
  • the inductance ratios L qc ′ / L qp ′ and L dc ′ / L dp ′ are designed to change continuously according to the phase ⁇ of the voltage command value.
  • the inductance ratios L qc ′ / L qp ′ and L dc ′ / L dp ′ are the stability shown in FIG.
  • the overmodulation suppressor 225 changes the modulation factor M by changing the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc so that the modulation factor M ′ is equal to or less than the upper limit value set according to the phase ⁇ of the voltage command value.
  • the closer to the change of quadrant ( ⁇ 0 °, 90 °, 180 °, 270 °, 360 °), and the closer the current control constant is to the stability boundary, the more diverging occurs due to overmodulation. Since there is a property that the modulation rate becomes high, the possibility of becoming unstable in the overmodulation state due to the error of the phase ⁇ of the voltage command value is low. Therefore, in the fifth embodiment, as shown in FIG.
  • the upper limit of the modulation rate is limited to be reduced to 1 from the maximum value Max, but in this embodiment, it is shown in FIG.
  • the upper limit of the modulation rate is relaxed from 1 to ⁇ (for example, 1.02 to 1.05) at the change of the quadrant.
  • the maximum value Max may be set without limiting the upper limit of the modulation rate at the change of the quadrant.
  • step S603 the current control constant calculation unit 257 calculates the current control constants L dc ′ and L qc ′ with reference to the map shown in FIG.
  • step S604 it is determined whether or not it is a hysteresis interval set in the range of + 5 ° to ⁇ 5 ° of the quadrant boundary shown in FIG. 31, and if it is a hysteresis interval, the process proceeds to step S605. To set the upper limit of the modulation rate to ⁇ . On the other hand, if it is not the hysteresis interval, the process proceeds to step S606, where the upper limit of the modulation rate is set to the maximum value Max (eg, 1.1) in the overmodulation state.
  • Max eg, 1.1
  • step S607 the overmodulation suppressor 225 determines whether or not the modulation rate M ′ is larger than the upper limit of the modulation rate, and the modulation rate M ′ is 0. It is determined whether it is smaller than .7.
  • step S608 the overmodulation suppressor 225 increases the correction value ⁇ V dc of the voltage detection value V dc and outputs it ( ⁇ V dc ⁇ 0).
  • the correction value ⁇ V dc is subtracted from the voltage detection value V dc, so that the voltage detection value V dc input to the current-voltage converter 2 decreases and the modulation factor M ′ decreases.
  • step S607 since 'the modulation factor M when the smaller than 0.7' low modulation factor M at step S607, the decreasing the correction value [Delta] V dc voltage detection value V dc output at step S609, whereby the current-voltage The detected voltage value V dc input to the converter 2 increases and the modulation factor M ′ increases. Furthermore, in step S607, when the modulation rate M ′ is 0.7 or more and below the upper limit of the modulation rate, the necessity for correction is low, and the overmodulation suppressor 225 does not perform processing.
  • the motor control device and motor control method of the present invention since the control is performed by determining whether the motor is stable or unstable when the motor is in an overmodulation state, stable operation even if the motor is in an overmodulation state In this respect, the utilization factor of the power supply voltage can be improved, and the efficiency and output of the motor can be improved. Moreover, since a situation where the motor becomes unstable when the motor is in an overmodulation state can be avoided, a highly efficient system can be realized while ensuring stability. Therefore, the motor control device and the motor control method according to the present invention are industrially applicable.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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Abstract

　本発明の電動機の制御装置１は、トルク指令値Ｔ＊から算出された電圧指令値算出用の状態量とｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑとに基づいて、電動機１００を駆動するための電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を算出する電流制御部４と、電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と電流制御定数と電動機定数とに基づいて、電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定し、安定であると判定された場合には過変調状態で電動機１００を駆動する過変調処理部１６とを備えており、これによって電動機が過変調状態であっても電源電圧の利用率を向上させて電動機の出力向上を実現することができる。

Description

電動機の制御装置及び電動機の制御方法
　本発明は、ベクトル制御によって電動機を制御する電動機の制御装置及び電動機の制御方法に係り、特に電動機が過変調状態のときであっても安定であるか不安定であるかを判定して電動機を駆動する電動機の制御装置及び電動機の制御方法に関する。
　従来から交流電動機では、ｄｑ軸上で電流フィードバック制御を行う、いわゆる電流ベクトル制御が行われおり、このような電流ベクトル制御を行う交流電動機の駆動制御装置の一例として特許文献１が開示されている。
　この特許文献１に開示されている従来の交流電動機の駆動制御装置では、パルス幅変調によって擬似正弦波電圧を実現できる通常変調領域と、通常変調領域の範囲を超えて電圧を印加する過変調領域との間で異なる制御を行っており、通常変調領域から過変調領域へ移行する際に電動機で発生するトルクショックを低減させることを目的としている。そして、通常変調領域では電流制御を使用し、過変調領域では電圧制御と矩形波制御を使用して状況に応じて制御を切り替えている。
特開２０００－５０６８６号公報
しかしながら、上述した従来の交流電動機の駆動制御装置では、過変調領域において安定であるか不安定であるかの判定を行っていないので、単純な矩形波による制御しか行うことができなかった。これにより、電源電圧の利用率が低下してしまうので、電動機の効率が低下して電動機の出力を向上させることができないという問題点があった。
また、通常変調領域と過変調領域との間で３つの制御方式を切り替えているので、制御をシームレスに切り替えるための処理が複雑になるとともに、それぞれの制御方式のために処理装置のリソースが必要になり、それによってハードウェアや適合にかかるコストが増大してしまうという問題もあった。
　さらに、電圧制御及び矩形波制御では電圧位相を操作することによってトルクを制御しているので、電圧振幅が操作できず、電流制御を行っている場合と比較して電流制御性能が低下し、モデル化誤差や外乱による高調波電流が流れ、効率が低下してしまうという問題点もあった
そこで、本発明は、上述した実情に鑑みて提案されたものであり、電動機が過変調状態であっても電源電圧の利用率を向上させて電動機の効率向上及び出力向上を実現することのできる電動機の制御装置及び電動機の制御方法を提供することを目的とする。
　本発明に係る電動機の制御装置は、トルク指令値から算出された電圧指令値算出用の状態量と電動機から検出された電流検出値とに基づいて、電動機を駆動するための電圧指令値を算出する電流制御部と、電圧指令値の位相と電動機を制御するための制御用の状態量とに基づいて電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定し、この判定結果に基づいて電動機を駆動する過変調処理部とを備えていることにより、上述した課題を解決する。
図１は、本発明を適用した第１実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図２は、本発明を適用した第１実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図３は、本発明を適用した第１実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 図４は、本発明を適用した第１実施形態に係る電動機の電流制御系を簡易的に表現したブロック図である。 図５は、本発明を適用した第１実施形態に係る電動機の制御装置における過変調安定性の判定方法を説明するための図である。 図６は、本発明を適用した第１実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の判定方法を説明するための図である。 図７は、本発明を適用した第２実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図８は、本発明を適用した第２実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図９は、本発明を適用した第２実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 図１０は、本発明を適用した第２実施形態に係る電動機の制御装置における過変調安定性を説明するための図である。 図１１は、本発明を適用した第３実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図１２は、本発明を適用した第３実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図１３は、本発明を適用した第３実施形態に係る電動機の制御装置における電流制御定数を説明するための図である。 図１４は、本発明を適用した第３実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 図１５は、本発明を適用した第３実施形態に係る電動機の電流制御系を簡易的に表現したブロック図である。 図１６は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図１７は、本発明を適用した第４実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図１８は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 図１９は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の制御方法を説明するための図である。 図２０は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の制御方法を説明するための図である。 図２１は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の制御方法を説明するための図である。 図２２は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の制御方法を説明するための図である。 図２３は、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置における安定または不安定の制御方法を説明するための図である。 図２４は、本発明を適用した第５実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図２５は、本発明を適用した第５実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図２６は、本発明を適用した第５実施形態に係る電動機の制御装置における電流制御定数を説明するための図である。 図２７は、本発明を適用した第５実施形態に係る電動機の制御装置における変調率と電圧指令値の位相との関係を説明するための図である。 図２８は、本発明を適用した第５実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。 図２９は、本発明を適用した第６実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。 図３０は、本発明を適用した第６実施形態に係る電動機の制御装置におけるインダクタンス比と電圧指令値の位相との関係を説明するための図である。 図３１は、本発明を適用した第６実施形態に係る電動機の制御装置における変調率と電圧指令値の位相との関係を説明するための図である。 図３２は、本発明を適用した第６実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の処理手順を示すフローチャートである。
　以下、本発明を適用した第１～第６実施形態について図面を参照して説明する。
［第１実施形態］
　［電動機の制御装置の全体構成］
　図１は本実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。
　図１に示すように、本実施形態に係る電動機の制御装置１は、電流ベクトル制御によって電動機１００を制御する制御装置であって、予め格納されている電流電圧変換マップを参照してトルク指令値Ｔ＊から電圧指令値算出用の状態量を算出する電流電圧変換部２と、電流電圧変換部２から出力されたｄｑ軸非干渉電圧指令値ｖｄ＿ｄｃｐｌ ＊、ｖｑ＿ｄｃｐｌ ＊の高周波成分を除去するローパスフィルタ３と、電圧指令値算出用の状態量と電動機１００から検出された電流検出値ｉｄ、ｉｑとに基づいて電動機１００を駆動するためのｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を算出する電流制御部４と、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊に対して座標変換処理を行ってＵＶＷ各相の電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を算出する電圧座標変換器５と、電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊に応じてインバータのスイッチング素子の駆動信号Ｄｕｕ ＊、Ｄｕｌ ＊、Ｄｖｕ ＊、Ｄｖｌ ＊、Ｄｗｕ ＊、Ｄｗｌ ＊を生成するＰＷＭ変換器６と、駆動信号Ｄｕｕ ＊、Ｄｕｌ ＊、Ｄｖｕ ＊、Ｄｖｌ ＊、Ｄｗｕ ＊、Ｄｗｌ ＊に応じて直流電源７の直流電圧を交流電圧ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊に変換して電動機１００に供給するインバータ８と、電動機１００に供給される電流を検出する電流センサ９と、電流センサ９で検出された電流をＡ／Ｄ変換器１０によってサンプリングしたｉｕｓ、ｉｖｓに対して座標変換処理を行ってｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを算出する電流座標変換器１１と、電動機１００の回転子の位置に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスを出力する磁極位置検出器１２と、磁極位置検出器１２からのパルスをカウントして回転子の位置情報θを出力するパルスカウンタ１３と、回転子の位置情報θのむだ時間を補償してむだ時間補償後の回転子の磁極位置検出値θ’を出力するむだ時間補償器１４と、回転子の位置情報θから電気角速度ωを演算して出力する回転数演算器１５と、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と電動機１００を制御するための制御用の状態量とに基づいて、電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定して駆動する過変調処理部１６とを備えている。
　ここで、電動機１００は永久磁石型同期電動機であり、回転子磁石の磁軸方向をｄ軸、ｄ軸と直交する方向をq軸として、ｄｑ軸上で電流フィードバック制御を行う、いわゆる電流ベクトル制御によって駆動されている。
　電流電圧変換部２は、入力されるトルク指令値Ｔ＊、電動機１００の電気角速度ω及びインバータ８に入力される直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃを指標とした電流電圧変換マップを参照することにより、電圧指令値算出用の状態量であるｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊及びｄｑ軸非干渉電圧指令値ｖｄ＿ｄｃｐｌ ＊、ｖｑ＿ｄｃｐｌ ＊を算出して出力する。
　電流制御部４は、ｄｑ軸電流指令値ｉｄ ＊、ｉｑ ＊と、ｄｑ軸非干渉電圧指令値ｖｄ＿ｄｃｐｌ ＊、ｖｑ＿ｄｃｐｌ ＊をＬＰＦ処理したｖｄ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ ＊、ｖｑ＿ｄｃｐｌ＿ｆｌｔ ＊と、ｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑとを入力とし、電流制御演算を行うことによってｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊を出力する。
　電圧座標変換器５は、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と、むだ時間補償後の回転子の磁極位置検出値θ’とが入力されて式（１）に示す座標変換処理を行うことによってＵＶＷ各相の電圧指令値ｖｕ ＊、ｖｖ ＊、ｖｗ ＊を算出して出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　電流センサ９は、三相の電流のうち少なくとも二相の電流（例えばＵ相、Ｖ相のｉｕ、ｉｖ）を検出し、Ａ／Ｄ変換器１０を通してサンプリングしたｉｕｓ、ｉｖｓを電流座標変換器１１に入力する。このとき電流センサ９を二相のみに取り付ける場合、検出されない残り１相の電流値は原理的に式（２）で求めることができる。
　ｉｗｓ＝－ｉｕｓ－ｉｖｓ　　　　（２）
　電流座標変換器１１は、Ａ／Ｄ変換器１０から出力されたｉｕｓ、ｉｖｓが入力されると、式（３）によってｄｑ軸電流検出値ｉｄ、ｉｑを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　過変調処理部１６は、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃと制御用の状態量である電流制御定数及び電動機定数とを取得して、電動機１００の過変調状態に対応するために、直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃを補正するための補正値ΔＶｄｃとｄ軸電流指令値ｉｄ ＊の補正値Δｉｄ ＊とを出力する。
　［過変調処理部の構成］
　図２は本実施形態に係る過変調処理部１６の構成を示すブロック図である。
　図２に示すように、本実施形態に係る過変調処理部１６は、電動機１００の変調率Ｍ’を演算する変調率演算器２１と、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’と電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’とに基づいて電動機１００が過変調状態であるときの安定性に関する特性を判定する過変調特性判定部２３と、電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する位相領域判定部２４と、電圧指令値の位相αが過変調状態で安定となる位相領域内となるように電流指令値を変化させる電圧位相制限部２５と、電動機１００が過変調状態で不安定であるときに変調率Ｍ’を抑制する過変調抑制器２６とを備えている。
　ここで、変調率演算器２１は、式（４）に基づいて電圧指令値の変調率Ｍ’を算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　電圧位相演算器２２は、逆三角関数の公式である式（５）に基づいてｑ軸を基準とした電圧指令値の位相αを求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　過変調特性判定部２３は、制御用の状態量である電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’と電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’とを取得し、これらの比を取ってインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’を求め、このインダクタンス比に基づいて電動機１００が過変調状態であるときの安定性に関する特性を判定している。
　位相領域判定部２４は、過変調特性判定部２３で判定された特性に応じて電動機１００が過変調状態のときに安定となる安定位相領域を特定し、電圧指令値の位相αが安定位相領域内にあるか否かに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定している。
　電圧位相制限部２５は、電動機１００が過変調状態で不安定である場合にｄ軸電流指令値ｉｄ ＊の補正値Δｉｄ ＊を出力することによってｄ軸電流指令値ｉｄ ＊を変化させ、これによって電圧指令値の位相αを過変調状態で安定となる位相領域内へ移動させている。
　過変調抑制器２６は、電動機１００が過変調状態で不安定であるときに、直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃを補正するための補正値ΔＶｄｃを出力して電圧検出値Ｖｄｃを変化させ、これによって変調率Ｍ’を抑制している。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置１による電動機の制御処理の手順を図３のフローチャートを参照して説明する。
　図３に示すように、ステップＳ１０１において、変調率演算器２１が電動機１００の変調率Ｍ’を算出し、ステップＳ１０２において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ１０３において過変調特性判定部２３が過変調状態であるときの安定性に関する特性の判定を行う。
　ここで、過変調特性判定部２３における処理を詳細に説明する。
　過変調特性判定部２３は、まず制御用の状態量である電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’と電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’とを取得し、これらの比を取ってインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’を求める。電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’は電流制御部４のインダクタンス値であり、電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’は電動機１００のインダクタンス値である。これらのインダクタンス値について、電流制御系を簡易的に表現した図４を参照して具体的に説明すると、電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’は電動機１００の１次の伝達関数で表わされるブロック内の定数であり、電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’は電流制御部４を構成する電流制御器の設計に使用される定数である。
　ここで、電動機１００のインダクタンス値には、ｄｑ軸間の干渉パスに現れるインダクタンス値Ｌｄｐ、Ｌｑｐと、電流と電圧との間の１次の伝達関数で用いるインダクタンス値Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’とがあり、これらのインダクタンス値は物理的な意味合いが異なり、磁気飽和がある場合には異なる値となるので、記号でも区別して表記している(磁気飽和が無い場合には同一の値となるので、同じ記号で表記してもよい)。
　一般に電流制御系は干渉電圧を完全に打ち消す制御が成立しているという前提で、残った１次のダイナミクスに対して応答特性を設計するので、電動機定数をＬｄｐ’、Ｌｑｐ’とし、巻線抵抗Ｒｐのノミナル値をＲｃとして電流制御系を設計している。
　そして、過変調特性判定部２３は、上述したインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’を用いて過変調状態であるときの安定性に関する特性である過変調安定性を判定している。
　ここで、過変調安定性の判定方法について、図５を参照して説明する。図５に示すように、インダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’とＬｄｃ’／Ｌｄｐ’とをそれぞれ縦軸と横軸にして図を作成すると、電動機１００が過変調状態であるときの性質を表す過変調安定性が、中心付近にある安定性境界を境にして２つの性質に分かれることが分かっている。図５では安定性境界より下側を過変調安定性（ａ）とし、安定性境界より上側を過変調安定性（ｂ）としている。尚、安定性境界は予め解析的に求めることができるものである。
　したがって、過変調特性判定部２３では、予め図５に示すような情報を記憶しており、求めたインダクタンス比に応じて過変調安定性が（ａ）か（ｂ）のいずれになるかを判定している。
　こうしてステップＳ１０３において過変調安定性が判定されると、次に過変調安定性に応じてステップＳ１０４かステップＳ１１２のいずれかに移行する。ここでは過変調安定性が（ａ）であるとして、ステップＳ１０４へ移行する場合を説明する。
　ステップＳ１０４では、位相領域判定部２４が電圧指令値の位相αに基づいて過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する。
　ここで、図６を参照してステップＳ１０４における安定及び不安定の判定方法を説明する。図６（ａ）は過変調安定性が（ａ）の場合の図であり、図６（ｂ）は過変調安定性が（ｂ）の場合の図である。図６に示すように、磁極方向であるｄ軸方向とｄ軸方向と直交するｑ軸方向とで定義される座標上において、象限が変化する毎に電動機１００の状態は安定または不安定に変化する。
　具体的に説明すると、図６（ａ）に示すように、過変調安定性が（ａ）の場合には電圧指令値の位相αが第１象限を向いている場合には不安定、第２象限を向いている場合には安定、第３象限を向いている場合には不安定、第４象限を向いている場合には安定となる。このように電動機１００が過変調状態のときには、ｄｑ軸上の４象限において交互に安定位相領域と不安定位相領域が逆になるという性質がある。
　また、過変調安定性が（ｂ）の場合には、図６（ｂ）に示すように安定と不安定が図６（ａ）と比較して逆になっている。
　したがって、位相領域判定部２４では、過変調安定性が（ａ）であるか（ｂ）であるかに応じて図６（ａ）または図６（ｂ）のいずれかを参照し、電圧指令値の位相αが安定位相領域内にあるか、不安定位相領域内にあるかによって過変調状態のときに電動機１００が安定であるか不安定であるかを判定することができる。
　そして、ステップＳ１０４において、電圧指令値の位相αが第１象限で正転回生または第３象限で逆転力行のいずれかであるか否かを判定し、いずれかである場合には不安定であると判定してステップＳ１０５へ移行する。
　ステップＳ１０５では、変調率Ｍ’が第１の閾値１．０より大きいか否か、第２の閾値０．７より小さいか否かが判定され、１．０より大きい場合には過変調状態で不安定となるので、ステップＳ１０６において過変調抑制器２６が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを増加させて出力する（ただし、ΔＶｄｃ≧０）。補正値ΔＶｄｃは図１に示すように電圧検出値Ｖｄｃから減算されるので、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは減少し、これによって変調率Ｍ’が低下して本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　また、ステップ１０５において、変調率Ｍ’が０．７以上、１．０以下の場合には補正の必要性は低いので、不安定であっても処理を行わずに本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　さらに、ステップ１０５において、変調率Ｍ’が０．７より小さい場合には変調率Ｍ’が低いので、ステップＳ１０７において過変調抑制器２６が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを減少させて出力する。補正値ΔＶｄｃが減少したことにより、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは増加し、これによって変調率Ｍ’を上昇させて本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　次に、ステップＳ１０４において、電圧指令値の位相αが第１象限で正転回生または第３象限で逆転力行のいずれでもない場合には、ステップＳ１０８へ移行して電圧指令値の位相αが第３象限で正転力行または第１象限で逆転回生のいずれかであるか否かを判定する。そして、いずれでもない場合には電圧指令値の位相αは第２象限または第４象限に位置していることになるので、安定であると判定して処理を行わずに本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　一方、ステップＳ１０８において電圧指令値の位相αが第３象限で正転力行または第１象限で逆転回生のいずれかである場合には、不安定であると判定してステップＳ１０９へ移行する。ステップＳ１０９では、変調率Ｍ’が第１の閾値１．０より大きいか否か、第２の閾値０．７より小さいか否かが判定され、１．０より大きい場合には過変調状態で不安定となるので、ステップＳ１１０において電圧位相制限部２５が電流指令値ｉｄ ＊の補正値Δｉｄ ＊を増加させて出力する（ただし、Δｉｄ ＊≧０、ｉｄ ＊＜０）。補正値Δｉｄ ＊は図１に示すように電流指令値ｉｄ ＊に加算されるので、電流制御部４に入力される電流指令値ｉｄ ＊は減少し、これによって電圧指令値の位相αを移動させて安定位相領域へ推移させる。
　例えば、図６（ａ）の場合では、正転力行の動作モードにおいて電圧指令値の位相αは主に第二象限で過変調でも安定となる。しかし、ｄ軸電流が負の方向に大きい場合には、第三象限に到達して不安定となってしまう（ｄ軸電流をどの程度増やすと、第三象限になるかは電動機の温度等によって異なる）。そこで、電圧指令値の位相αに応じてｄ軸電流を減少させることによって、変調率を下げることなく、電圧指令値の位相αを安定位相領域である第二象限へ移動させて過変調であっても安定にすることができる。こうしてステップＳ１１０において補正値Δｉｄ ＊が増加されると、本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　また、ステップ１０９において、変調率Ｍ’が０．７以上、１．０以下の場合には、補正の必要性は低いので、不安定であっても処理を行わずに本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　さらに、ステップ１０９において、変調率Ｍ’が０．７より小さい場合には、変調率Ｍ’が低いので、ステップＳ１１１において電圧位相制限部２５が電流指令値ｉｄ ＊の補正値Δｉｄ ＊を減少させて出力し、本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　また、ステップＳ１０３において、過変調安定性が（ｂ）の場合にはステップＳ１１２からステップＳ１１３へと移行して、上述した処理と同様の処理を実行する。
　このようにして過変調処理部１６による処理が実行されると、本実施形態に係る電動機の制御装置１による電動機の制御処理は終了する。
　［第１実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本実施形態に係る電動機の制御装置１によれば、電動機１００が過変調状態のときに安定か不安定かを判定して制御するので、電動機１００が過変調状態であっても安定な動作点において電源電圧の利用率を向上させ、電動機の効率向上と出力向上を実現することができる。また、電動機が過変調状態のときに不安定となる状況を回避することができるので、安定性を確保しつつ効率の高いシステムを実現することができる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置１によれば、電流制御部４のインダクタンス値と電動機１００のインダクタンス値とに基づいて過変調状態であるときの安定性に関する特性を判定し、この特性に応じて電動機１００が過変調状態のときに安定となる安定位相領域を特定して電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定するので、動作点によって変化する電動機１００のインダクタンス値を常時監視することによって、電動機１００が安定であるか不安定であるかを常に判定することができる。
　さらに、本実施形態に係る電動機の制御装置１によれば、電圧指令値の位相αが安定位相領域内となるように電圧位相制限部２５が電流指令値を変化させるので、変調率を変化させることなく電動機１００を安定な状態にすることができる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置１によれば、電圧位相制限部２５によって変化される電流指令値は磁極方向電流であるｄ軸電流指令値ｉｄ ＊なので、磁石磁束をほぼ相殺する程度以上に電流を流すことによって電圧指令値の位相αを安定位相領域内へ推移させることができ、これによって電流指令値の変化を最小限にしつつ安定性を確保することができる。
　さらに、本実施形態に係る電動機の制御装置１によれば、電動機１００の変調率が予め設定された閾値以内である場合には、過変調抑制器２６が変調率を抑制する処理を行わないので、不要な動作点の制限や定数の変更を防止することができる。
［第２実施形態］
　次に、本発明を適用した第２実施形態について図面を参照して説明する。尚、上述した第１実施形態と同一の部分については同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
　［電動機の制御装置の全体構成］
　図７は本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図７に示すように、本実施形態に係る電動機の制御装置７１は、図１に示す第１実施形態の電動機の制御装置１と構成要素は同一であるが、過変調処理部７６の入出力が相違している。
　図１に示す第１実施形態の過変調処理部１６では電流制御定数と電動機定数とが入力されているが、本実施形態の過変調処理部７６では電流制御定数と電動機定数は入力されていない。また、第１実施形態の過変調処理部１６では電流指令値ｉｄ ＊の補正値Δｉｄ ＊を出力していたが、本実施形態の過変調処理部７６では出力していない。
　［過変調処理部の構成］
　図８は本実施形態に係る過変調処理部７６の構成を示すブロック図である。図８に示すように、本実施形態に係る過変調処理部７６は、電動機１００の変調率Ｍ’を演算する変調率演算器２１と、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する位相領域判定部２４と、電動機１００が過変調状態で不安定であるときに変調率Ｍ’を抑制する過変調抑制器２６とを備えており、図２に示す過変調特性判定部２３と電圧位相制限部２５は備えていない。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置７１による電動機の制御処理の手順を図９のフローチャートを参照して説明する。
　図９に示すように、ステップＳ２０１において、変調率演算器２１が電動機１００の変調率Ｍ’を算出し、ステップＳ２０２において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ２０３において位相領域判定部２４が電圧指令値の位相αに基づいて過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する。
　ここで、図１０を参照してステップＳ２０３における安定及び不安定の判定方法を説明する。通常、電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’は平均的に電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’と一致するように設計されるので、インダクタンス比は図１０に示す［１、１］の点の周辺となるＸの位置に設定される。しかし、本実施形態では［１、１］の点からずらしてＹの位置となるように設計し、これによって過変調安定性がすべての動作点で（ａ）となるように固定してしまうので、過変調安定性の判定を不用としている。もちろん、安定性境界よりも上側になるように設計して過変調安定性を（ｂ）に固定することも可能である。
　したがって、本実施形態では過変調安定性が予め固定されているので、第１実施形態とは異なって過変調特性判定部２３を備えていない。この方法はあえてモデル誤差を大きくすることになるが、電流制御部４において２自由度制御構成等を採用して外乱に対してロバストに設計しておくことにより、電流応答性能への跳ね返りをほとんど無視できる程度に低減させることは可能である。
　このように本実施形態では過変調安定性が（ａ）に固定されているので、ステップＳ２０３では電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかであるか否かを判定し、いずれでもない場合には図６（ａ）に基づいて安定であると判定して本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　一方で、ステップＳ２０３において電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかである場合には図６（ａ）に基づいて不安定であると判定してステップＳ２０４へ移行する。
　ステップＳ２０４では、変調率Ｍ’が第１の閾値１．０より大きいか否か、第２の閾値０．７より小さいか否かを判定し、１．０より大きい場合には不安定で、尚且つ過変調状態となるので、ステップＳ２０５において過変調抑制器２６が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを増加させて出力する（ただし、ΔＶｄｃ≧０）。補正値ΔＶｄｃは図７に示すように電圧検出値Ｖｄｃから減算されるので、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは減少し、これによって変調率Ｍ’が低下して本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　また、ステップ２０４において、変調率Ｍ’が０．７以上、１．０以下の場合には補正の必要性は低いので、不安定であっても処理を行わずに本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　さらに、ステップ２０４において、変調率Ｍ’が０．７より小さい場合には変調率Ｍ’が低いので、ステップＳ２０６において過変調抑制器２６が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを減少させて出力する。補正値ΔＶｄｃが減少したことにより、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは増加し、これによって変調率Ｍ’が上昇して本実施形態に係る電動機の制御装置７１による電動機の制御処理は終了する。
　また、本実施形態の過変調処理部７６は、第１実施形態と異なって電圧位相制限部２５を備えていない。これは電流電圧変換部２で電流指令値ｉｄ ＊を算出する際に、電流指令値ｉｄ ＊を予め制限して算出しているためである。
　すなわち、電流電圧変換部２の電流電圧変換マップは、温度特性やバラツキを含めて電圧指令値の位相αが同一モード(回転方向、力行／回生)のままで他の象限へ移行して安定から不安定へ推移することがないような電流指令値ｉｄ ＊を算出するように予め設定されている。
　したがって、本実施形態の過変調処理部７６では、電圧位相制限部２５を備えていなくても電圧指令値の位相αを安定となる領域に維持することができる。また、万が一想定の範囲を超えて電圧指令値の位相αが不安定位相領域に推移したとしても、位相領域判定部２４と過変調抑制器２６によって過変調状態を回避することは可能である。
［第２実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本発明を適用した第２実施形態に係る電動機の制御装置７１によれば、電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定するので、電圧指令値の位相αのみを監視することによってより簡単な方法で正確に過変調状態のときの安定性を判定することができる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置７１によれば、磁極方向と磁極方向と直交する方向とで定義される座標上において、電圧指令値の位相αが象限を変化する毎に電動機１００の状態が安定または不安定に変化する特性を用いて、電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定するので、電圧指令値の位相αを監視することによって正確に過変調状態のときの安定性を判定することができる。
　さらに、本実施形態に係る電動機の制御装置７１によれば、電流制御部４のインダクタンス値と電動機１００のインダクタンス値は、過変調状態であるときの安定性に関する特性が一定の性質となるように予め設定されているので、電圧指令値の位相αのみを監視することによって過変調状態のときの安定性を判定することができる。また、回生や力行の境界と安定／不安定の境界となる電圧指令値の位相αはほぼ一致するので、より重視する動作領域（電動機の場合は力行、発電機の場合は回生）を選択的に過変調時に安定にすることができ、使用目的に応じた最適設計が可能となる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置７１によれば、電流指令値ｉｄ ＊は予め設定された電流電圧変換マップに基づいて算出され、この電流電圧変換マップは電圧指令値の位相αが別の象限へ移動することがないような電流指令値ｉｄ ＊を算出するように予め設定されているので、電動機１００を運転する際に電流指令値ｉｄ ＊を補正することなく過変調状態を安定にすることができる。
［第３の実施形態］
　次に、本発明を適用した第３実施形態について図面を参照して説明する。尚、上述した第１及び第２実施形態と同一の部分については同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
　［電動機の制御装置の全体構成］
　図１１は本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１１に示すように、本実施形態に係る電動機の制御装置１１１は、図１に示す第１実施形態の電動機の制御装置１と構成要素は同一であるが、過変調処理部１１６の入出力が相違している。本実施形態の過変調処理部１１６では電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊のみが入力されており、出力としては電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’のみを出力している。
　［過変調処理部の構成］
　図１２は本実施形態に係る過変調処理部１１６の構成を示すブロック図である。図１２に示すように、本実施形態に係る過変調処理部１１６は、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、電圧指令値の位相αがどの象限にあるかを判定する位相領域判定部２４と、複数の過変調安定性のそれぞれに対して記憶されている電流制御定数を選択する電流制御定数選択器１２１と、電流制御定数選択器１２１の指示に応じて電流制御定数を切り替えるセレクタ１２２とを備えている。
　ここで、電流制御定数選択器１２１は、図１３に示すように全動作点で安定性境界の一方に必ず分布する電流制御定数を、過変調安定性（ａ）、（ｂ）についてそれぞれ記憶しており、常にどちらかの電流制御定数を選択して用いている。例えば、図１３では過変調安定性（ａ）の場合には電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’を選択し、過変調安定性（ｂ）の場合には電流制御定数Ｌｄｃ２’、Ｌｑｃ２’を選択して用いている。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置１１１による電動機の制御処理の手順を図１４のフローチャートを参照して説明する。
　図１４に示すように、ステップＳ３０１において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ３０２において位相領域判定部２４が電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかであるか否かを判定し、いずれでもない場合にはステップＳ３０３に移行する。
　電圧指令値の位相αが第１象限でも第３象限でもない場合、すなわち第２象限か第４象限の場合には過変調状態のときに安定となるのは図６を参照すると、過変調安定性（ａ）の場合である。そこで、ステップＳ３０３では過変調安定性（ａ）の場合の電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’が電流制御定数選択器１２１によって選択される。
　一方、ステップＳ３０２において電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかである場合にはステップＳ３０４に移行する。
　電圧指令値の位相αが第１象限か第３象限のいずれかである場合には過変調状態のときに安定となるのは図６を参照すると、過変調安定性（ｂ）の場合である。そこで、ステップＳ３０４では過変調安定性（ｂ）の場合の電流制御定数Ｌｄｃ２’、Ｌｑｃ２’が電流制御定数選択器１２１によって選択される。
　こうしていずれかの電流制御定数が選択されると、ステップＳ３０５においてセレクタ１２２によって電流制御定数が切り替えられる。これにより、図１５に示すように新たな電流制御定数が電流制御部４を構成する電流制御器に入力されて反映され、本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　［第３実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本発明を適用した第３実施形態に係る電動機の制御装置１１１によれば、過変調状態であるときの安定性に関する複数の特性のそれぞれに対して電流制御定数（電流制御部４のインダクタンス値）を記憶し、電圧指令値の位相αに応じて電流制御定数を選択するので、過変調時における電動機１００の動作や動作条件を制限することなく安定に駆動することができる。
［第４実施形態］
　次に、本発明を適用した第４実施形態について図面を参照して説明する。尚、上述した第１実施形態と同様の部分については同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
　［電動機の制御装置の全体構成］
　図１６は本実施形態に係る電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図１６に示すように、本実施形態に係る電動機の制御装置１６１は、図１に示す第１実施形態の電動機の制御装置１と構成要素は同一であるが、電動機１００の出力に変速機１０１が接続されている。
　また、本実施形態の過変調処理部１６６は、図１に示す第１実施形態の過変調処理部１６と入出力が相違しており、本実施形態の過変調処理部１６６では、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と電圧検出値Ｖｄｃの他に電気角速度ωが入力されている。さらに、本実施形態の過変調処理部１６６の出力では、トルク指令値Ｔ＊の補正値ΔＴと変速要求信号を出力している。
　尚、本実施形態では過変調安定性が常に（ａ）となるように、電流制御定数と電動機定数を第２実施形態の図１０で説明したように予め設定している。ただし、過変調安定性は（ａ）ではなく（ｂ）に設定してもよい。
　［過変調処理部の構成］
　図１７は本実施形態に係る過変調処理部１６６の構成を示すブロック図である。図１７に示すように、本実施形態に係る過変調処理部１６６は、電動機１００の変調率Ｍ’を演算する変調率演算器２１と、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する位相領域判定部２４と、変速機１０１を変速することによって過変調状態のときに安定となるようにトルク指令値Ｔ＊の補正値ΔＴと変速要求信号とを出力する変速要求器１７１とを備えている。
　上述した本実施形態の過変調処理部１６６は、電動機１００が過変調状態で不安定であるときには変速機１０１を変速することによって、電圧指令値の位相αを過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させている。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置１６１による電動機の制御処理の手順を図１８のフローチャートを参照して説明する。
　図１８に示すように、ステップＳ４０１において、変調率演算器２１が電圧指令値の変調率Ｍ’を算出し、ステップＳ４０２において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ４０３において位相領域判定部２４が電圧指令値の位相αに基づいて過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する。ここで、本実施形態では過変調安定性が（ａ）に固定されているので、ステップＳ４０３では電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかであるか否かを判定し、いずれでもない場合には図６に示したように安定であると判定して本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　一方で、ステップＳ４０３において電圧指令値の位相αが第１象限または第３象限のいずれかである場合には図６に示したように不安定であると判定してステップＳ４０４へ移行する。
　ステップＳ４０４では、変速要求器１７１が、変調率Ｍ’が第１の閾値１．０より大きいか否かを判定し、１．０以下の場合には、不安定であっても変調率Ｍ’が高くないので、処理を行わずに本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　一方で、ステップＳ４０４において変調率Ｍ’が１．０より大きい場合には、不安定で、尚且つ過変調状態となるので、ステップＳ４０５において変速要求器１７１が変速要求信号を出力する。そして、ステップＳ４０６では変速の前後で変速機１０１の出力Ｐ＊を一定に維持するために、変速要求器１７１が電気角速度ωとトルク指令値Ｔ＊から式（６）に基づいてトルク指令値Ｔ＊の補正値ΔＴを計算して出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、変速要求器１７１によって出力される変速要求信号の決定方法について説明する。図１９は電動機１００のトルクと回転数との関係を表した図であり、等出力線Ｓ上の２つの動作点Ａ１、Ａ２と電圧象限転換線Ｃとが示されている。図１９において、電圧象限転換線Ｃは電圧指令値の位相αの象限が転換する位置を示しており、特にｄ軸電流を制限しない場合には同じ動作モード(回転方向、力行／回生)内でも電圧指令値の位相αの象限は転換する。例えば電圧象限転換線Ｃの右側上方が図６（ａ）に示す不安定な第１象限であり、左側下方が図６（ａ）に示す安定な第２象限であるとする。この場合、動作点Ａ１では不安定となるので、変速機１０１を変速して補正値ΔＴを出力することによって電動機１００の出力を一定にしたまま動作点Ａ２へと移行させる。これにより電圧指令値の位相αは安定な第２象限となるので、電動機１００は過変調状態であっても安定な状態となる。
　したがって、このように複数の動作点の間を選択的に推移させることにより、電動機１００が過変調状態であっても常時安定な状態にすることができる。
　ただし、図２０に示すように過変調安定性（ｂ）となる動作点Ａ１から過変調安定性（ａ）となる動作点Ａ２へ推移させると、等出力線上において過変調状態で安定となる解を得られない場合がある。そこで、本実施形態では図２１に示すようにインダクタンス比が安定性境界の一方に分布して常に過変調安定性が（ａ）となるように、予め電流制御定数と電動機定数の値を設計しておく。尚、変速機１０１が無くて電動機１００の用途が発電機の場合には、図１９に示す等出力線Ｓ上(発電機の場合は回生側)を要求出力（発電量）Ｐ＊に応じて単に推移させるのみでよい。
　また、電圧指令値の位相αの象限はトルク方向、回転方向を逆にすることによっても推移させることができる。そこで、変速機１０１を単に駆動力伝達方向を切り替えるための駆動力伝達機構として用いてもよい。例えば、図２２に示すように電圧指令値ベクトルｖが過変調状態のときに不安定である第３象限にある場合には変速機１０１の駆動力伝達方向を切り替えるとともに電動機１００の回転方向を逆にして、電動機１００の使用領域を正転力行から逆転力行へ、または正転回生から逆転回生へと切り替えるようにする。
　これにより、図２３に示すように電流指令値ベクトルｖは過変調状態のときに安定な第２象限へと移行するので、電動機１００を過変調状態でも安定な動作点で駆動することができる。
　このようにして変速要求信号を出力して変速機１０１を変速し、トルク指令値Ｔ＊の補正値ΔＴを出力して電動機１００の出力を制御すると、本実施形態に係る電動機の制御処理は終了する。
　［第４実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置１６１によれば、電動機１００が過変調状態で不安定であるときには、変速機１０１を変速することによって電圧指令値の位相αを過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させるので、変速機１０１の出力を維持しつつ過変調状態のときに安定となる動作点を選択することができる。これにより、過変調状態で駆動できる動作点が増えるので、効率向上や出力向上に貢献することができる。
　また、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置１６１によれば、電動機１００が駆動力伝達機構に接続されており、電動機１００が過変調状態で不安定であるときには、駆動力の伝達方向を切替えることによって電圧指令値の位相αを過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させるので、駆動力伝達機構の出力を維持しつつ過変調状態のときに安定となる動作点を選択することができる。これにより、過変調状態で駆動できる動作点が増えるので、効率向上や出力向上に貢献することができる。
　さらに、本発明を適用した第４実施形態に係る電動機の制御装置１６１によれば、電動機１００が発電機であり、発電機が過変調状態で不安定であるときには、発電機の発電量と回転数との関係における等出力線上を移動させることによって、電圧指令値の位相αを過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させるので、要求発電量を維持したまま安定な動作点を選択することができる。
［第５実施形態］
　次に、本発明を適用した第５実施形態について図面を参照して説明する。尚、上述した第１実施形態と同様の部分については同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
　［電動機の制御装置の全体構成］
　図２４は本実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成を示すブロック図である。図２４に示すように、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１は、図１に示す第１実施形態の電動機の制御装置１と構成要素は同一であるが、過変調処理部２１６の入出力が相違している。
　本実施形態に係る過変調処理部２１６では、ｄｑ軸電圧指令値ｖｄ ＊、ｖｑ ＊と直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃとを取得して、電動機１００が過変調状態のときに安定となる電流制御定数を選択して出力する。また、直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃを補正するための補正値ΔＶｄｃも出力する。
　［過変調処理部の構成］
　図２５は本実施形態に係る過変調処理部２１６の構成を示すブロック図である。
　図２５に示すように、本実施形態に係る過変調処理部２１６は、電動機１００の変調率Ｍ’を演算する変調率演算器２１と、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、予め記憶されている電流制御定数の中から過変調状態のときに安定となる電流制御定数を選択する電流制御定数選択器２２３と、電流制御定数選択器２２３の指示に応じて電流制御定数を切り替えるセレクタ２２４と、電動機１００の変調率Ｍ’が予め設定されている変調率の上限以下となるように抑制する過変調抑制器２２５とを備えている。
　ここで、電流制御定数選択器２２３は、予め記憶されている低変調率用の電流制御定数Ｌｄｃ０’、Ｌｑｃ０’と高変調率用の電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’及びＬｄｃ２’、Ｌｑｃ２’の中から、変調率Ｍ’と電圧指令値の位相αとに基づいていずれかの電流制御定数を選択している。選択した結果はセレクタ２２４に送信され、セレクタ２２４がいずれかの電流制御定数を選択して電流制御部４へ出力している。
　過変調抑制器２２５は、電圧指令値の位相αに応じて設定されている変調率の上限以下となるように、直流電源７の電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶdcを変化させて変調率Ｍ’を抑制している。
　そして、本実施形態に係る過変調処理部２１６では、図２６に示すように過変調安定性（ａ）の場合の電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’と、過変調安定性（ｂ）の場合の電流制御定数Ｌｄｃ２’、Ｌｑｃ２’と、過変調安定性の境界となる位置に対応した電流制御定数Ｌｄｃ０’、Ｌｑｃ０’とを記憶しており、常にいずれかの電流制御定数を選択して使用する。過変調安定性（ａ）または（ｂ）の場合の電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’、Ｌｄｃ２’、Ｌｑｃ２’は、全動作点で安定性境界の一方に必ず分布するインダクタンス値であり、高変調率の場合に使用されるものである。また、過変調安定性の境界となる位置に対応した電流制御定数Ｌｄｃ０’、Ｌｑｃ０’は、１：１となる点を狙ったインダクタンス値であり、低変調率の場合に使用されるものである。
　そして、電流制御定数選択器２２３とセレクタ２２４によって、上述したいずれかの電流制御定数が選択されて出力されると、図１５に示すように電流制御部４を構成する電流制御器に反映される。
　また、電圧位相演算器２２で算出した電圧指令値の位相αは、種々のセンサ誤差やモノのバラツキ等の影響による誤差を含んでいるので、この値に基づいて電流制御定数を切り替えると瞬間的に過変調状態で不安定となる可能性がある。また、電圧指令値の位相αの象限の境界を、電流制御定数を切り替える閾値とすると、チャタリングの恐れがある。
　そこで、電流制御定数選択器２２３は、図２７に示すように電流制御定数の切り替え閾値にヒステリシスを持たせるとともに、過変調抑制器２２５はヒステリシスの区間では変調率Ｍ’の上限を低下させている。具体的に説明すると、過変調抑制器２２５は、象限の境界である９０°、１８０°、２７０°、３６０°の近傍（例えば±５°）では、変調率の上限をＭａｘの値から低下させて１となるように制限している。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置１による電動機の制御処理の手順を図２８のフローチャートを参照して説明する。
　図２８に示すように、ステップＳ５０１において、変調率演算器２１が電圧指令値の変調率Ｍ’を算出し、ステップＳ５０２において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ５０３において、変調率Ｍ’が０．９より小さいか否かを電流制御定数選択器２２３が判定する。そして、変調率Ｍ’が０．９より小さい場合にはステップＳ５０４に移行して図２６で説明した低変調率用の電流制御定数Ｌｄｃ０’、Ｌｑｃ０’を選択する。
　一方、変調率Ｍ’が０．９以上の場合にはステップＳ５０５に移行し、図２７において象限の境界の±５°に設定された閾値と電圧指令値の位相αとを比較し、電流制御定数を選択する。例えば、電圧指令値の位相αが図２７において５～８５°、１８５～２６５°の場合には、ステップＳ５０６に移行して過変調安定性（ａ）の電流制御定数Ｌｄｃ１’、Ｌｑｃ１’を選択し、電圧指令値の位相αが９５～１７５°、２７５～３５５°の場合には、ステップＳ５０７に移行して過変調安定性（ｂ）の電流制御定数Ｌｄｃ２’、Ｌｑｃ２’を選択する。
　こうして電流制御定数が選択されると、次にステップＳ５０８において、電流制御定数選択器２２３は象限の境界の＋５°から－５°に設定されたヒステリシス区間であるか否かを判定する。そして、ヒステリシス区間の場合にはステップＳ５０９に移行して変調率の上限を１に設定し、ヒステリシス区間でない場合にはステップＳ５１０に移行して変調率の上限を過変調状態における最大値Ｍａｘ（例えば１．１）に設定する。
　このようにして電流制御定数が選択され、変調率の上限が設定されると、ステップＳ５１１では、過変調抑制器２２５によって変調率Ｍ’が変調率の上限より大きいか否か、変調率Ｍ’が０．７より小さいか否かが判定される。
　そして、変調率Ｍ’が変調率の上限より大きい場合には、ステップＳ５１２において過変調抑制器２２５が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを増加させて出力する（ただし、ΔＶｄｃ≧０）。補正値ΔＶｄｃは図２４に示すように電圧検出値Ｖｄｃから減算されるので、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは減少し、これによって変調率Ｍ’が低下する。　また、ステップＳ５１１において変調率Ｍ’が０．７より小さい場合には変調率Ｍ’が低いので、ステップＳ５１３において電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを減少させて出力し、これによって電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは増加して変調率Ｍ’は上昇する。さらに、ステップＳ５１１において、変調率Ｍ’が０．７以上、変調率の上限以下の場合には補正の必要性は低いので、過変調抑制器２２５は処理を行わない。
　こうして過変調抑制器２２５によって変調率Ｍ’に応じた制御が行われると、ステップＳ５１４において電流制御定数がセレクタ２２４を通じて出力され、出力された電流制御定数が電流制御部４に反映されると、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１による電動機の制御処理は終了する。
［第５実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１によれば、電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が過変調状態のときに安定となる電流制御定数を選択して電動機１００を駆動するので、過変調状態であっても常に安定して電動機１００を制御することができる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１によれば、電動機が過変調状態であるときの安定性に関する複数の特性のそれぞれに対して電流制御定数を記憶しておき、変調率が所定値以上のときに過変調と判断して電圧指令値の位相αに基づいて電動機１００が安定となる電流制御定数を選択するので、最小限のパラメータを記憶しておくだけで、過変調状態であっても常に電動機１００を安定して駆動することができる。
　さらに、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１によれば、複数の特性の境界となる位置に対応した電流制御定数を記憶しておき、変調率が所定値未満のときに境界となる位置に対応した電流制御定数を選択するので、通常の変調率の領域では応答性を重視した誤差の少ない電流制御定数を選択することができる。
　また、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１によれば、電圧指令値の位相αが象限の境界近傍となる位置では電動機１００の変調率を低下させるので、安定と不安定が変化する象限の境界において不安定になることを確実に回避することができる。
　さらに、本実施形態に係る電動機の制御装置２４１によれば、電流制御定数として電流制御部４のインダクタンス値を用いるので、過変調安定性に関与する最小限のパラメータを変更するだけで、電動機１００を常に安定して駆動することができる。
［第６実施形態］
　次に、本発明を適用した第６実施形態について図面を参照して説明する。ただし、本実施形態に係る電動機の制御装置の全体構成は、上述した第５実施形態と同一なので省略する。また、その他の部分についても第５実施形態と同一の部分については同一の番号を付して詳細な説明は省略する。
　［過変調処理部の構成］
　図２９は本実施形態に係る過変調処理部の構成を示すブロック図である。図２９に示すように、本実施形態に係る過変調処理部２５６は、電動機１００の変調率Ｍ’を演算する変調率演算器２１と、電圧指令値の位相αを演算する電圧位相演算器２２と、電動機１００が過変調状態のときに変調率Ｍ’を抑制する過変調抑制器２２５と、電圧指令値の位相αに応じて連続的に変化する電流制御定数を算出する電流制御定数算出部２５７とを備えている。
　ここで、電流制御定数算出部２５７は、電圧指令値の位相αとインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’との関係を記録したマップを備えており、図３０に示すようにインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’は電圧指令値の位相αに応じて連続的に変化するように設計されている。また、各象限の変わり目（α=０°、９０°、１８０°、２７０°、３６０°）ではインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’が図５で示した安定性境界上となるように設計されている。そして、電流制御定数算出部２５７は、図３０に示したマップから電圧指令値の位相αに基づいてインダクタンス比Ｌｑｃ’／Ｌｑｐ’、Ｌｄｃ’／Ｌｄｐ’を求めると、電動機定数Ｌｄｐ’、Ｌｑｐ’が予め固定されているので、インダクタンス比から電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’を算出する。
　過変調抑制器２２５は、変調率Ｍ’が、電圧指令値の位相αに応じて設定される上限値以下となるように、電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶdcを変化させて変調率Ｍ’を抑制している。ただし、本実施形態では、象限の変わり目（α=０°、９０°、１８０°、２７０°、３６０°）に近いほど、また電流制御定数が安定性境界に近いほど、過変調で発散に至る変調率が高くなるという性質があるので、電圧指令値の位相αの誤差によって過変調状態で不安定になる可能性は低くなる。そこで、第５実施形態では図２７に示すように象限の変わり目では、変調率の上限を最大値Ｍａｘから低下させて１となるように制限しているが、本実施形態では、図３１に示すように象限の変わり目において変調率の上限を１からβ（例えば１．０２～１．０５）に緩和させている。また、象限の変わり目において変調率の上限を制限せずに、最大値Ｍａｘとしてもよい。
　［電動機の制御処理の手順］
　次に、本実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理の手順を図３２のフローチャートを参照して説明する。
　図３２に示すように、ステップＳ６０１において、変調率演算器２１が電圧指令値の変調率Ｍ’を算出し、ステップＳ６０２において電圧位相演算器２２が電圧指令値の位相αを算出すると、次にステップＳ６０３において、電流制御定数算出部２５７が図３０に示したマップを参照して電流制御定数Ｌｄｃ’、Ｌｑｃ’を算出する。
　次に、ステップＳ６０４において、図３１に示す象限の境界の＋５°から－５°の範囲に設定されたヒステリシス区間であるか否かを判定し、ヒステリシス区間である場合にはステップＳ６０５に移行して変調率の上限をβに設定する。一方、ヒステリシス区間でない場合にはステップＳ６０６に移行して変調率の上限を過変調状態における最大値Ｍａｘ（例えば１．１）に設定する。
　こうして電流制御定数が算出され、変調率の上限が設定されると、ステップＳ６０７において、過変調抑制器２２５は変調率Ｍ’が変調率の上限よりも大きいか否か、変調率Ｍ’が０．７より小さいか否かを判定する。
　そして、変調率Ｍ’が変調率の上限よりも大きい場合には、ステップＳ６０８に移行して過変調抑制器２２５が電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを増加させて出力する（ただし、ΔＶｄｃ≧０）。これにより補正値ΔＶｄｃは電圧検出値Ｖｄｃから減算されるので、電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは減少して変調率Ｍ’が低下する。また、ステップＳ６０７において変調率Ｍ’が０．７より小さい場合には変調率Ｍ’が低いので、ステップＳ６０９において電圧検出値Ｖｄｃの補正値ΔＶｄｃを減少させて出力し、これによって電流電圧変換部２に入力される電圧検出値Ｖｄｃは増加して変調率Ｍ’は上昇する。さらに、ステップＳ６０７において、変調率Ｍ’が０．７以上で変調率の上限以下の場合には補正の必要性は低いので、過変調抑制器２２５は処理を行わない。
　こうして過変調抑制器２２５によって変調率Ｍ’が抑制されると、ステップＳ６１０において電流制御定数が電流制御部４を構成する電流制御器に反映されて、本実施形態に係る電動機の制御装置による電動機の制御処理は終了する。
［第６実施形態の効果］
　以上詳細に説明したように、本発明を適用した第６実施形態に係る電動機の制御装置によれば、電流制御定数を電圧指令値の位相αに応じて連続的に変化させているので、象限の境界においてトルクショックを起こすことなく、常に安定して電動機１００を駆動することができる。
　なお、上述の実施形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施形態以外の形態であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計などに応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
　本出願は、２０１１年４月２１日に出願された日本国特許願第２０１１－０９５１９７号及び日本国特許願第２０１１－０９５１９８号に基づく優先権を主張しており、これらの出願の内容が参照により本発明の明細書に組み込まれる。
　本発明に係る電動機の制御装置及び電動機の制御方法によれば、電動機が過変調状態のときに安定か不安定かを判定して制御するので、電動機が過変調状態であっても安定な動作点において電源電圧の利用率を向上させ、電動機の効率向上と出力向上を実現することができる。また、電動機が過変調状態のときに不安定となる状況を回避することができるので、安定性を確保しつつ効率の高いシステムを実現することができる。したがって、本発明に係る電動機の制御装置及び電動機の制御方法は、産業上利用可能である。
　１、７１、１１１、１６１、２４１　制御装置
　２　電流電圧変換部
　３　ローパスフィルタ
　４　電流制御部
　５　電圧座標変換器
　６　ＰＷＭ変換器
　７　直流電源
　８　インバータ
　９　電流センサ
　１０　Ａ／Ｄ変換器
　１１　電流座標変換器
　１２　磁極位置検出器
　１３　パルスカウンタ
　１４　むだ時間補償器
　１５　回転数演算器
　１６、７６、１１６、１６６、２１６、２５６　過変調処理部
　２１　変調率演算器
　２２　電圧位相演算器
　２３　過変調特性判定部
　２４　位相領域判定部
　２５　電圧位相制限部
　２６、２２５　過変調抑制器
　１００　電動機
　１０１　変速機
　１２１、２２３　電流制御定数選択器
　１２２、２２４　セレクタ
　１７１　変速要求器
　２５７　電流制御定数算出部

Claims (21)

  1. 　ベクトル制御によって電動機を制御する電動機の制御装置であって、
    　前記電動機を駆動するためのトルク指令値から算出された電圧指令値算出用の状態量と前記電動機から検出された電流検出値とに基づいて、前記電動機を駆動するための電圧指令値を算出する電流制御部と、
    　前記電圧指令値の位相と前記電動機を制御するための制御用の状態量とに基づいて、前記電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定し、この判定結果に基づいて前記電動機を駆動する過変調処理部と
    を備えていることを特徴とする電動機の制御装置。
  2. 　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態のときに安定であると判定された場合には過変調状態で前記電動機を駆動することを特徴とする請求項１に記載の電動機の制御装置。
  3. 　前記制御用の状態量は、前記電流制御部のインダクタンス値と前記電動機のインダクタンス値であり、
    　前記過変調処理部は、
    　前記電流制御部のインダクタンス値と前記電動機のインダクタンス値とに基づいて、前記電動機が過変調状態であるときの安定性に関する特性を判定する過変調特性判定部と、
    　前記特性に応じて前記電動機が過変調状態のときに安定となる前記電圧指令値の安定位相領域を、磁極方向と前記磁極方向と直交する方向とで定義される座標上において特定し、前記電圧指令値の位相が前記安定位相領域内にあるか否かに基づいて前記電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定する位相領域判定部と
    を備えていることを特徴とする請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
  4. 　前記過変調処理部は、
    　前記電圧指令値の位相が前記安定位相領域内となるように、前記電圧指令値算出用の状態量である電流指令値を変化させる電圧位相制限部をさらに備えていることを特徴とする請求項３に記載の電動機の制御装置。
  5. 　前記過変調処理部は、磁極方向と前記磁極方向と直交する方向とで定義される座標上において、前記電圧指令値の位相が象限を変化する毎に電動機の状態が安定または不安定に変化する特性を用いて、前記電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定することを特徴とする請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
  6. 　前記制御用の状態量は、前記電流制御部のインダクタンス値と前記電動機のインダクタンス値であり、
    　前記電流制御部のインダクタンス値と前記電動機のインダクタンス値は、前記電動機が過変調状態であるときの安定性に関する特性が一定の性質となるように予め設定されていることを特徴とする請求項５に記載の電動機の制御装置。
  7. 　前記電圧指令値算出用の状態量である電流指令値は、予め設定された電流電圧変換マップに基づいて算出され、
    　前記電流電圧変換マップは、前記電圧指令値の位相が別の象限へ移動することがないような電流指令値を算出するように予め設定されていることを特徴とする請求項６に記載の電動機の制御装置。
  8. 　前記電流指令値は磁極方向電流であることを特徴とする請求項４または７に記載の電動機の制御装置。
  9. 　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態のときに不安定であると判定された場合に変調率を抑制する過変調抑制部をさらに備え、
    　前記過変調抑制部は、前記電動機の変調率が予め設定された閾値以内である場合には変調率を抑制する処理を行わないことを特徴とする請求項１～８のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  10. 　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態であるときの安定性に関する複数の特性のそれぞれに対して前記電流制御部のインダクタンス値を記憶し、前記電圧指令値の位相に応じて前記電流制御部のインダクタンス値を選択することを特徴とする請求項１、２、５のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  11. 　前記電動機が変速機に接続されており、
    　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態で不安定であるときには、前記変速機を変速することによって、前記電圧指令値の位相を過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させることを特徴とする請求項１、２、５のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  12. 　前記電動機が駆動力の伝達方向を切替え可能な駆動力伝達機構に接続されており、
    　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態で不安定であるときには、前記駆動力の伝達方向を切替えることによって、前記電圧指令値の位相を過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させることを特徴とする請求項１、２、５のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  13. 　前記電動機が発電機であり、
    　前記過変調処理部は、前記発電機が過変調状態で不安定であるときには、前記発電機の発電量と回転数との関係における等出力線上を移動させることによって、前記電圧指令値の位相を過変調状態のときに安定となる位相領域へ移動させることを特徴とする請求項１、２、５のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  14. 　　前記制御用の状態量は、前記電動機を制御するために前記電流制御部で使用される電流制御定数であり、
    　前記過変調処理部は、前記電流制御定数を記憶しておき、前記電圧指令値の位相に基づいて前記電動機が過変調状態のときに安定となる前記電流制御定数を選択し、選択された前記電流制御定数を前記電流制御部に出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電動機の制御装置。
  15. 　前記過変調処理部は、前記電動機が過変調状態であるときの安定性に関する複数の特性のそれぞれに対して前記電流制御定数を記憶しておき、前記電動機の変調率が所定値以上のときに過変調と判断し、前記電圧指令値の位相に基づいて前記電動機が安定となる特性の電流制御定数を選択することを特徴とする請求項１４に記載の電動機の制御装置。
  16. 　前記過変調処理部は、前記複数の特性の境界となる位置に対応した電流制御定数を記憶しておき、前記電動機の変調率が所定値未満のときに前記境界となる位置に対応した電流制御定数を選択することを特徴とする請求項１５に記載の電動機の制御装置。
  17. 　前記過変調処理部は、前記電流制御定数を前記電圧指令値の位相に応じて連続的に変化させることを特徴とする請求項１４～１６のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  18. 　前記過変調処理部は、前記電圧指令値の位相が象限の境界近傍となる位置では前記電動機の変調率を低下させることを特徴とする請求項１４～１７のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  19. 　前記電流制御定数は、前記電流制御部のインダクタンス値であることを特徴とする請求項１４～１８のいずれか１項に記載の電動機の制御装置。
  20. 　ベクトル制御によって電動機を制御する電動機の制御方法であって、
    　前記電動機を駆動するためのトルク指令値から算出された電圧指令値算出用の状態量と前記電動機から検出された電流検出値とに基づいて、前記電動機を駆動するための電圧指令値を算出し、
    　前記電圧指令値の位相と前記電動機を制御するための制御用の状態量とに基づいて、前記電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定し、この判定結果に基づいて前記電動機を駆動する
    ことを特徴とする電動機の制御方法。
  21. 　ベクトル制御によって電動機を制御する電動機の制御装置であって、
    　前記電動機を駆動するためのトルク指令値から算出された電圧指令値算出用の状態量と前記電動機から検出された電流検出値とに基づいて、前記電動機を駆動するための電圧指令値を算出する電流制御手段と、
    　前記電圧指令値の位相と前記電動機を制御するための制御用の状態量とに基づいて、前記電動機が過変調状態のときに安定であるか不安定であるかを判定し、この判定結果に基づいて前記電動機を駆動する過変調処理手段と
    を備えていることを特徴とする電動機の制御装置。
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