CN101529714B - 永磁同步电动机的矢量控制装置 - Google Patents

Abstract

在将电压与设定值进行比较、控制电流指令值的方法中，需要根据电压变动使设定值变化，需要进行复杂的控制。本发明所涉及的永磁同步电动机的矢量控制装置，包括：利用基于调制比算出的电流指令值校正值来校正电流指令值的电流指令值校正部，从而能用简单的结构实现在高速区域以单脉冲模式进行稳定的弱磁控制。

Description

永磁同步电动机的矢量控制装置

技术领域

本发明涉及永磁同步电动机的矢量控制装置。

背景技术

使用逆变器对永磁同步电动机(以下简称为电动机)进行矢量控制的技术在产业界被广泛利用，通过分别操作逆变器的输出电压的大小和相位，对电动机内的电流矢量进行最佳操作，对电动机的转矩进行高速瞬时控制。永磁同步电动机与感应电动机相比，已知由于其利用永磁体建立磁通，因此不需要励磁电流，在转子中没有电流流动，所以不产生二次铜损等，是一种高效率的电动机，近年来，正在探讨将其应用于电车的控制装置。

将永磁同步电动机应用于电车的控制装置的问题是：直至高速区域能实现稳定的弱磁运转；以及稳定转移至可以使逆变器的损耗最小、可以使施加至电动机的电压最大化的单脉冲模式。所谓单脉冲模式是指一种逆变器的运转模式，该运转模式是在1个周期即360度中，逆变器输出的输出线电压为重复输出交替夹着60度的电压为零的期间的、具有120度的正的最大电压和负的最大电压的矩形波的矩形波电压。

作为相关的以往技术，在专利文献1中披露了一种方法，该方法是设置输入基于电流指令值算出的电压指令值、和电压固定指令的电压固定部，若输入电压固定指令，则将电压指令值的大小固定为预先决定的电压设定值，作为新的电压指令值输出，对根据电流指令值计算的电压指令值与新的电压指令值之差进行比例积分控制，利用得到的磁通方向(d轴)电流校正值来校正磁通方向(d轴)电流指令值，根据新的电压指令值来计算逆变器的调制比，以控制逆变器，从而进行弱磁运转。

专利文献1：日本专利特开平9-84399(参照段落0023～0029)

发明内容

在上述专利文献1中，没有披露电压固定指令是怎样生成的，另外，需要新设置电压固定部。另外，电容器电压是经常变动的，与之相应，逆变器可以输出的最大电压也会变动，但根据专利文献1的方法，为了使施加在电动机的电压最大化，需要根据电容器电压变动，使电压固定指令的生成时刻和固定的电压设定值变化，需要进行复杂的控制。

并且，由于对基于电流指令值算出的电压指令值、和大小被电压固定指令固定的新的电压指令值的偏差进行比例积分控制，并使用该比例积分控制的值作为磁通方向(d轴)电流校正值，所以在电压指令值与新的电压指令值的偏差不为零时、即比例积分控制的输入不为零的期间，成为积分值一直积累下去的动作。因此，例如在转矩指令值相对于电动机的旋转速度过大时等情况下，即使利用磁通方向电流校正值来校正磁通方向电流，在理论上基于电流指令值算出的电压指令值无法位于固定的新的电压指令值以下时，电压指令值与固定的新的电压指令值之差也无法为零，比例积分控制内部的积分值会积累下去，磁通方向电流校正值随着时间的经过会增加而过大。若磁通方向电流校正值过大，则由于不能实现正常的矢量控制，所以使用时需要限制积分值的上限、或者在规定的条件下将积分值复位等复杂的结构。

本发明是为解决上述问题而设计的，提供一种能以简单的结构实现在高速区域以单脉冲模式进行稳定的弱磁控制的永磁同步电动机的矢量控制装置。

本发明所涉及的永磁同步电动机的矢量控制装置，控制驱动永磁同步电动机的逆变器的交流电流、使其与指令值一致，包括：生成上述永磁同步电动机的基准相位角的基准相位角计算部；根据供给的转矩指令值生成电流指令值的电流指令值生成部；将上述电流指令值和上述永磁同步电动机的电流的电流误差放大并输出的电流控制部；根据上述永磁同步电动机的电动机常数和上述电流指令值计算前馈电压的非干涉电压计算部；将上述电流误差和上述前馈电压之和即电压指令值与上述逆变器的直流电压作为输入、输出上述逆变器的调制比的调制比计算部；将上述电压指令值和上述基准相位角作为输入、输出上述逆变器的控制相位角的控制相位角计算部；根据上述调制比和上述控制相位角生成上述逆变器的PWM信号的PWM信号生成部；以及利用基于上述调制比算出的电流指令值校正值来校正上述电流指令值的电流指令值校正部，上述电流指令值校正部将对上述调制比与规定的调制比设定值之差乘以规定的系数倍、且通过时间延迟元件的值，作为上述电流指令值校正值。

由于本发明所涉及的永磁同步电动机的矢量控制装置，控制驱动永磁同步电动机的逆变器的交流电流、使其与指令值一致，包括：生成上述永磁同步电动机的基准相位角的基准相位角计算部；根据供给的转矩指令值来生成电流指令值的电流指令值生成部；将上述电流指令值和上述永磁同步电动机的电流的电流误差放大并输出的电流控制部；根据上述永磁同步电动机的电动机常数和上述电流指令值来计算前馈电压的非干涉电压计算部；将上述电流误差和上述前馈电压之和即电压指令值与上述逆变器的直流电压作为输入、输出上述逆变器的调制比的调制比计算部；将上述电压指令值和上述基准相位角作为输入、输出上述逆变器的控制相位角的控制相位角计算部；根据上述调制比和上述控制相位角来生成上述逆变器的PWM信号的PWM信号生成部；以及利用基于上述调制比算出的电流指令值校正值来校正上述电流指令值的电流指令值校正部，上述电流指令值校正部将对上述调制比与规定的调制比设定值之差乘以规定的系数倍、且通过时间延迟元件的值，作为上述电流指令值校正值，所以具有能以简单的结构实现在高速区域以单脉冲模式进行稳定的弱磁控制这样的效果。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的永磁同步电动机的矢量控制装置的结构例的图。

图2是表示本发明的实施方式1的电流指令值生成部的结构例的图。

图3是表示本发明的实施方式1的PWM信号生成部的结构例的图。

图4是说明本发明的实施方式1的对于逆变器角频率ω的、调制比PMF、脉冲模式的转移、开关的动作及控制模式的转移的图。

图5是表示本发明的实施方式1的电流指令值校正部的结构例的图。

图6是表示本发明的实施方式1的d轴电流误差与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系图。

图7是表示本发明的实施方式1的d轴电流误差与电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系图。

图8是表示本发明的实施方式1的q轴电流误差与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系图。

图9是表示本发明的实施方式1的q轴电流误差与电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系图。

图10是表示本发明的实施方式1的转矩指令值、转矩、d轴电流指令值、d轴电流、q轴电流指令值及q轴电流的动作模拟波形图。

图11是表示本发明的实施方式1的调制比、电流指令值校正值、U相电压指令值、同步三脉冲PWM模式标记、同步单脉冲模式标记及U相电流的动作模拟波形图。

标号说明

1：电容器                2：逆变器

3、4、5：电流检测器      6：电动机

7：解算器(resolver)      8：电压检测器

10：电流指令值生成部     11：d轴基本电流指令值生成部

14：加法器               15：q轴电流指令值生成部

20：d轴电流控制部        21：q轴非干涉计算部

22：d轴非干涉计算部(非干涉计算部)

23：q轴电流控制部(非干涉计算部)

30：调制比计算部         40：控制相位角计算部

50：PWM信号生成部        53：乘法器

54：调整增益表           55：电压指令值计算部

57：多脉冲载波信号生成部 58：同步三脉冲载波生成部

59：开关                 60：脉冲模式切换处理部

61～63：比较器           64～66：反相电路

70：逆变器角频率计算部   80：电流指令值校正部

81：限幅器               82：一阶延迟元件

83：比例增益             85：常数误差校正部

90：三相-dq轴坐标变换部

95：基准相位角计算部    100：矢量控制装置

具体实施方式

实施方式1.

图1是表示本发明的实施方式1的永磁同步电动机的矢量控制装置的结构例的图。如图1所示，主电路由成为直流电源的电容器1；将电容器1的直流电压转换为任意频率的交流电压的逆变器2；以及永磁同步电动机(以下仅记为电动机)6构成。

在主电路上配置检测电容器1的电压的电压检测器8；以及检测逆变器2的输出线的电流iu、iv、iw的电流检测器3、4、5，对电动机6配置检测转子机械角θm的解算器7，将各检测信号输入至矢量控制装置100。

另外，也可以使用译码器代替解算器7，还可以使用根据检测的电压、电流等来计算求出位置信号的无位置传感器方式，代替由解算器7得到的位置信号，此时不需要解算器7。即，位置信号的获取不限于使用解算器7。

另外，关于电流检测器3、4、5，由于最低只要设置2相，其余1相的电流就可以计算求出，所以可以这样构成，也可以根据逆变器2的直流侧电流再现逆变器2的输出电流来获取而构成。

向逆变器2输入由矢量控制装置100生成的栅极信号U、V、W、X、Y、Z，对逆变器2中内置的开关元件进行PWM控制。逆变器2是电压式PWM逆变器时较为理想，由于其结构是已知的，所以详细的说明从略。

从未图示的外部的控制装置向矢量控制装置100输入转矩指令值T＊，矢量控制装置100控制逆变器2，使电动机6产生的转矩T与转矩指令值T＊一致。

接下来，说明矢量控制装置100的结构。矢量控制装置100由：根据转子机械角θm算出基准相位角θe的基准相位角计算部95；根据由电流检测器3、4、5检测的三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe生成d轴电流id、q轴电流iq的三相-dq轴坐标变换部90；根据基准相位角θe算出逆变器角频率ω的逆变器角频率计算部70；根据从外部输入的转矩指令值T＊和后述的电流指令值校正值dV生成d轴电流指令值id＊、q轴电流指令值iq＊的电流指令值生成部10；对d轴电流指令值id＊与d轴电流之差进行比例积分控制、生成d轴电流误差pde的d轴电流控制部20；对q轴电流指令值iq＊与q轴电流之差进行比例积分控制、生成q轴电流误差pqe的q轴电流控制部23；根据d轴电流指令值id＊和逆变器角速度ω计算q轴前馈电压vqFF的q轴非干涉计算部21；根据q轴电流指令值iq＊和逆变器角速度ω计算d轴前馈电压vdFF的d轴非干涉计算部22；计算调制比PMF的调制比计算部30；根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令值vd＊、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令值vq＊、基准相位角θe、及控制相位角校正值dTHV、计算控制相位角θ的控制相位角计算部40；生成输出至逆变器2的栅极信号U、V、W、X、Y、Z的PWM信号生成部50；将调制比PMF作为输入、计算电流指令值校正值dV的电流指令值校正部80；以及根据d轴电流id和q轴电流iq和d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊、计算控制相位角校正值dTHV的常数误差校正部85构成。

另外，调制比计算部30将d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令值vd＊、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令值vq＊、基准相位角θe、电容器1的电压EFC作为输入。另外，PWM信号生成部50的输入是调制比PMF和控制相位角θ。

接下来，说明以上说明的各控制块的详细结构。在基准相位角计算部95中，基于下式(1)，根据转子机械角θm算出电角度即基准相位角θe。此处，PP是电动机6的极对数。

θe＝θm·PP    (1)

在三相-dq轴坐标变换部90中，基于下式(2)，根据三相电流iu、iv、iw和基准相位角θe，生成d轴电流id、q轴电流iq。

[数学式1]

$\left(\begin{array}{c}\mathrm{iq}\\ \mathrm{id}\end{array}\right)=\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θe}& \cos (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ \sin \mathrm{\θe}& \sin (\mathrm{\θe}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \sin (\mathrm{\θe}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right)\·\left(\begin{array}{c}\mathrm{iu}\\ \mathrm{iv}\\ \mathrm{iw}\end{array}\right)$

在逆变器角频率计算部70中，通过基于下式(3)将基准相位角θe进行微分，算出逆变器角频率ω。

ω＝dθe/dt    (3)

下面，说明电流指令值生成部10的结构。图2是表示本发明的实施方式1的电流指令值生成部10的结构例的图。转矩指令值T＊输入至d轴基本电流指令值生成部11，生成d轴基本电流指令值id1＊。作为生成d轴基本电流指令值id1＊的方法，已知有电动机6能以最小的电流产生期望的转矩的最大转矩控制方法，基于转矩指令值T＊参照映射(map)，或者利用计算式得到最佳的d轴基本电流指令值id1＊。由于本部分可以由已知例构成，所以此处详细的说明从略。

若生成d轴基本电流指令值id1＊，则接下来，通过利用加法器14将上述d轴基本电流指令值id1＊与电流指令值校正值dV相加，得到d轴电流指令值id＊。通过电流指令值校正值dV取负的值，对d轴基本电流指令值id1＊实施负方向的校正，使d轴电流指令值id＊向负方向增大，产生抵消由电动机6的永磁体产生的磁通的方向的磁通，减弱电动机6的交链磁通，是以进行所谓的弱磁控制为目的而设置的。关于生成电流指令值校正值dV的方法，由于是本发明的重要部分，所以将在后面叙述。

最后，根据d轴电流指令值id＊和转矩指令值T＊，由q轴电流指令值生成部15生成q轴电流指令值iq＊。作为生成q轴电流指令值的方法，如上所述，参照映射，或者利用计算式得到最佳的q轴电流指令值iq＊。由于本部分可以由已知例构成，所以此处详细的说明从略。

d轴电流控制部20、和q轴电流控制部23基于下式(4)、(5)，生成将d轴电流指令值id＊与d轴电流之差进行比例积分放大的d轴电流误差pde；以及q轴电流指令值iq＊与q轴电流之差进行比例积分放大的q轴电流误差pqe。此处，K1和K3是比例增益，K2和K4是积分增益。

pqe＝(K1+K2/s)·(iq＊-iq)    (4)

pde＝(K3+K4/s)·(id＊-id)    (5)

另外，如后所述，pqe和pde从控制模式1(后述)转移至控制模式2(后述)后，缓缓降低至零，反之，从控制模式2转移至控制模式1时，其值会缓缓上升。

非干涉电压计算部即d轴非干涉计算部22和q轴非干涉计算部21分别基于下式(6)、(7)，计算d轴前馈电压vdFF、和q轴前馈电压vqFF。

vdFF＝(R1+s·Ld)·id＊-ω·Lq·iq＊    (6)

此处，R1是电动机6的一次绕组电阻(Ω)，Ld是d轴电感(H)，Lq是q轴电感(H)，

是永磁体磁通(Wb)，s是微分算子。

此处，调制比PMF表示逆变器输出电压指令值矢量的大小VM＊相对于逆变器可输出的最大电压VMmax的比例，在PMF＝1.0时，表示电压指令值矢量的大小VM＊与最大电压VMmax相等。

通过这样定义调制比PMF，由于调制比PMF在逆变器的输出电压指令值矢量的大小为零时为零，在逆变器输出最大电压的条件下为1.0，所以具有的优点是：容易直观地判别逆变器的电压输出比例，易于进行之后说明的脉冲模式切换的处理或控制模式切换处理等参照调制比PMF的控制处理的组成或设定。

在调制比计算部30中，基于上述的调制比PMF的定义，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令值vd＊、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令值vq＊、基准相位角θe、电容器1的电压EFC，基于下式(8)计算调制比PMF。

PMF＝VM＊/VMmax    (8)

其中，

$\mathrm{VM}\max =(\sqrt{\mathrm{}}6/\mathrm{\π})\·\mathrm{EFC}---\left(9\right)$

$\mathrm{VM}*=\sqrt{\mathrm{}}({\mathrm{vd}*}^2+{\mathrm{vq}*}^2)---\left(10\right)$

在控制相位角计算部40中，根据d轴电流误差pde与d轴前馈电压vdFF之和即d轴电压指令值vd＊、q轴电流误差pqe与q轴前馈电压vqFF之和即q轴电压指令值vq＊、基准相位角θe、控制相位角校正值dTHV，基于下式(11)计算控制相位角θ。

θ＝θe+π+THV+dTHV    (11)

此处，

THV＝tan^-1(vd＊/vq＊)    (12)

接下来，说明PWM信号生成部50的结构。图3是表示本发明的实施方式1的PWM信号生成部50的结构例的图。如图3所示，由电压指令值计算部55，根据调制比PMF和控制相位角θ，基于下式(13)～(15)生成三相电压指令值即U相电压指令值Vu＊、V相电压指令值Vv＊、W相电压指令值Vw＊。

Vu＊＝PMFM·sinθ                (13)

Vv＊＝PMFM·sin(θ-(2·π/3))    (14)

Vw＊＝PMFM·sin(θ-(4·π/3))    (15)

此处，系数PMFM是对调制比PMF由乘法器53乘以调整增益表54的输出的电压指令值振幅。调整增益表54在多脉冲PWM模式、同步三脉冲PWM模式下，用于校正逆变器输出电压VM相对于调制比PMF的关系不同，其概要如下。

逆变器没有失真可输出的最大电压(有效值)，在多脉冲PWM模式下为0.612·EFC，在同步三脉冲PWM模式下为VMmax(＝0.7797·EFC)。即，在多脉冲PWM模式下，与同步三脉冲PWM模式比较，逆变器的输出电压相对于调制比PMF为1/1.274。为了抵消该差异，在多脉冲PWM模式下，将调制比PMF调整为1.274倍，作为电压指令值振幅PMFM输入至上述的电压指令值计算部55。

接下来，由比较器61～63对U相电压指令值Vu＊、V相电压指令值Vv＊、W相电压指令值Vw＊与载波信号CAR进行大小比较，生成栅极信号U、V、W，根据栅极信号U、V、W，通过反相电路64～66，生成栅极信号X、Y、Z。载波信号CAR是由脉冲模式切换处理部60利用开关59在：由多脉冲载波信号生成部57生成的多脉冲(一般而言为1kHz左右)载波信号A；由同步三脉冲载波生成部58生成的同步三脉冲载波信号B；和在单脉冲模式选择的零值C之间进行选择的信号。多脉冲载波信号A，同步三脉冲载波信号B是以零为中心在-1～1的范围内取的值。

另外，脉冲模式切换处理部60根据调制比PMF和控制相位角θ进行切换开关59的动作，在调制比PMF较低的区域(0.785以下)时，切换开关59至非同步载波A侧；在调制比PMF 0.785～不到1.0时，切换开关59至同步三脉冲载波B侧；在调制比PMF到达1.0时，切换开关59至零值C侧。

通过这样构成，在调制比PMF等于1.0的时刻，可以将脉冲模式自动切换至单脉冲模式，反之，若调制比PMF小于1.0，则可以将脉冲模式自动切换至同步三脉冲模式。即，可以容易使逆变器2的输出电压从最小转移至最大。

另外，设切换非同步载波与同步三脉冲载波的调制比PMF的阈值为0.785，但该阈值也可以为更小的值。

此处，同步三脉冲PWM模式是用于输出在多脉冲PWM模式下不可能输出的、调制比PMF为0.785以上的电压所需的脉冲模式。另外，即使采用多脉冲PWM模式、同步5脉冲模式、同步9脉冲模式等使用过调制的方法的结构，虽然也可以输出相当于同步三脉冲模式的电压，但由于调制比PMF和逆变器2的输出电压成为明显的非线性，所以需要对其进行校正，导致结构复杂化。

另外，以上所示的各计算式一般由微型计算机进行S/W处理，但以减轻微型计算机的计算负载等为目的而降低计算精度(位数)进行计算时，在逆变器输出电压指令值矢量的大小VM＊为最大值VMmax的时刻，调制比PMF也有时不会正好到1.0，而是成为其以下的例如0.999等。此时，即使在调制比PMF为例如0.95以上时将脉冲模式切换至单脉冲模式，虽然会产生若干的电压跳变，但也能投入实用。

并且，也可以利用控制相位角θ对脉冲模式的切换时刻进行微调。通过这样微调，可以抑制脉冲模式切换时的电动机电流的脉动。

图4是说明本发明的实施方式1的对于逆变器角频率ω的、调制比PMF、脉冲模式的转移、开关59的动作及控制模式的转移的图。如图4所示，电车低速时，即在逆变器角频率ω较低时，调制比PMF较小，脉冲模式是多脉冲PWM模式，开关59选择A侧。另外，控制模式为控制模式1，d轴电流控制部20和q轴电流控制部23分别根据上式(4)、(5)进行动作。电车的速度增加，调制比PMF为0.785以上时，由于在多脉冲PWM模式下逆变器2的输出电压饱和，所以将开关59切换至B侧，使脉冲模式为同步三脉冲PWM模式。

另外，控制模式选择控制模式2，d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的计算停止，输出降低至零。降低至零的原因是，由于在同步三脉冲PWM模式下，逆变器输出电压半周期中的脉冲数从多脉冲PWM模式的10以上减少至3，所以控制延迟增加，若继续d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的计算，则由于控制系统有可能不稳定，所以d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的计算停止。

另外，在将d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的输出降低至零的过程中，以规定的时间常数缓缓降低至零，这在避免切换冲击方面较为理想。

另外，在控制模式2中，通过在常数误差校正部85中根据使用d轴电流id和q轴电流iq和d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊而生成的控制相位角校正值dTHV来校正控制相位角θ，可以抑制由于将d轴电流控制部20和q轴电流控制部23的计算停止而产生的电动机常数和控制常数之差等、导致的电动机6的转矩或电流与指令值偏离等控制误差。另外，常数误差校正部85的详细结构将后述。

另外，关于常数误差校正部85的输出，在从控制模式1转移至控制模式2后上升，反之，从控制模式2转移至控制模式1后降低至零。上升、下降以规定时间常数缓缓进行较好。通过这样进行校正，可以避免d轴电流控制部20或者q轴电流控制部23的输出、与常数误差校正部85的输出竞争，导致控制不稳定。

电车的速度进一步增加，调制比PMF为1.0以上时，将开关59切换至C侧，将脉冲模式切换至单脉冲模式。控制模式仍然是控制模式2。对电车施加再生制动减速时的状况虽然未图示，但以与上述相反的顺序，脉冲模式从单脉冲模式转移至同步三脉冲PWM模式、多脉冲PWM模式，开关59切换至C、B、A侧，控制模式从控制模式2转移至控制模式1。

接下来，说明对于发挥本发明的效果比较重要的电流指令值校正部80的结构。图5是表示本发明的实施方式1的电流指令值校正部80的结构例的图。如图5所示，将调制比设定值PMFmax与调制比PMF之差输入可以限制上下限的限幅器81。限幅器81的结构是可利用偏差上限设定值LIMH、偏差下限设定值LIML来限制输入信号的上下限而进行输出。限幅器81的输出被输入至一阶延迟元件82。一阶延迟元件82的输出被输入至比例增益元件83，被乘以规定的系数即增益K倍，作为电流指令值校正值dV输出。通过包括一阶延迟元件82，即使在调制比设定值PMFmax与调制比PMF之差急剧增大时，电流指令值校正值dV也能以规定的时间常数上升。

如上所述，电流指令值校正值dV如下式(16)所示。

dV＝LIMHL(PMFmax-PMF)·(1/(1+sτ))·K    (16)

式中，LIMHL()是分别以LIMH、LIML限制()内的值的上下限的函数。另外，τ是一阶延迟时间常数。τ的大小为10ms～100ms左右。

关于调制比设定值PMFmax、偏差上限设定值LIMH、偏差下限设定值LIML，在本实施方式中的理想设定如下。调制比设定值PMFmax为1.0时较为理想。这是因为，由于调制比PMF到达1.0，即在到达逆变器2可输出的最大电压的时刻，输入至限幅器81的输入为零以下，可以产生负的电流指令值校正值dV，所以对于在使逆变器2的输出电压最大化的状态下实施弱磁控制较为理想。

另外，关于偏差上限设定值LIMH的设定，是预先求出考虑到电容器的电压EFC的变动范围而产生期望的转矩指令值T＊时流过电动机6所需的d轴电流的大小的最大值Idmax(称为弱磁电流的最大值)，将其除以增益K的值时较为理想。例如，设Idmax为100A，增益K为100000时，则LIMH为0.001。偏差下限设定值LIML的设定为0(零)时较为理想。通过这样，由于在调制比PMF为1.0以下时，即电压指令值对于逆变器2的最大输出电压有余量时，不输出电流指令值校正值dV，在调制比PMF超过1.0，即电压指令值只超过逆变器2可输出的最大电压一点点的时刻，在限幅器81的输出产生负的值，输出电流指令值校正值dV，所以不会流过多余的d轴电流id，因此可以使电动机6的电流最小化。

这样，通过基于利用电容器1的电压EFC将逆变器输出电压指令值矢量的大小归一化的值即调制比PMF，生成电流指令值校正值dV，由于不管电容器1的电压EFC的大小，但根据逆变器电压指令值矢量的大小相对于逆变器2可输出的最大电压的超过比例，可以得到一定的电流指令值校正值dV，所以即使用于电容器1的电压EFC会产生变动的电车，也能得到稳定的动作。

并且，通过利用比例增益83和一阶延迟元件82的组合来生成电流指令值校正值dV，例如转矩指令值T＊相对于电动机6的旋转速度过大时等情况下，电动机6处于理论上不能进行弱磁控制的区域时，也可以进行稳定动作。即，在这样的情况下，即使利用电流指令值校正值dV将d轴电流指令值id＊向负方向校正，也无法将逆变器输出电压指令值矢量的大小位于逆变器可输出的最大电压以下，即使PMF处于大于1.0的状态下，但在将比例增益83与一阶延迟元件82组合的本发明的构成中，电流指令值校正值dV的最终值是由调制比PMF与偏差上限设定值LIMH与增益K决定的规定值，所以也不会继续增加成为过大的值。即，即使在转矩指令值T＊过大时，也能进行适当的弱磁控制。

然而，若代替上述的增益K和一阶延迟元件82的组合，在由具有以往的结构例中见到的积分元件的比例积分控制器构成时，若PMF处于大于1.0的状态，则积分值在积分元件中积累下去，电流指令值校正值dV随着时间的经过，会继续增加成为过大的值，不能对电动机6进行适当控制。另外，即使转矩指令值T＊从该状态减少、恢复至正常的状态时，但过量积累的积分值减少至适当值需要花费时间，导致该期间的控制不好。因此，在使用时需要限制积分值的上限、或者在规定的时刻将积分值复位等复杂的处理。

与之相反，在本发明中，不需要这样复杂的处理，就可以得到稳定的弱磁控制。

接下来，说明对于发挥本发明的效果比较重要的常数误差校正部85的结构。在常数误差校正部85中，根据d轴电流id和q轴电流iq和d轴电流指令值id＊和q轴电流指令值iq＊，基于下式(17)算出控制相位角校正值dTHV。此处，K5是比例增益，K6是积分增益，构成比例积分控制器。

dTHV＝(K5+K6/s)·((id＊²+iq＊²)-(id²+iq²))    (17)

(17)式的右边第一项是将d轴电流指令值id＊与q轴电流指令值iq＊分别平方并相加的值，是电流指令值矢量的大小的平方值。右边第二项是将d轴电流id与q轴电流iq分别平方并相加的值，是电流矢量的大小的平方值。

通过从电流指令值矢量的大小的平方值减去电流矢量的大小的平方值，对其进行比例积分控制，从而在由电动机的温度上升或电流而产生的永磁体磁通

的变动或由电动机常数的变动、导致电动机电流即d轴电流id与q轴电流iq和电流指令值即d轴电流指令值id＊与q轴电流指令值iq＊产生误差时，通过利用根据该误差的控制相位角校正值dTHV来校正控制相位角θ，可以进行动作，使电动机电流与电流指令值一致，可以抑制在电动机6的转矩T与转矩指令值T＊之间产生的误差。

另外，在算出控制相位角校正值dTHV时，也可以使用下式(18)来代替式(17)。

$\mathrm{dTHV}=(K5+K6/s)\·(\sqrt{\mathrm{}}({\mathrm{id}*}^2+{\mathrm{iq}*}^2)-\sqrt{\mathrm{}}({\mathrm{id}}^2+{\mathrm{iq}}^2))---\left(18\right)$

(18)式的右边第一项是将d轴电流指令值id＊与q轴电流指令值iq＊分别平方并相加的值的平方根，表示电流指令值矢量的大小。右边第二项是将d轴电流id与q轴电流iq分别平方并相加的值的平方根，表示电流矢量的大小。

通过从电流指令值矢量的大小减去电流矢量的大小，对其进行比例积分控制，在由电动机的温度上升或电流值而产生的永磁体磁通

的变动或由电动机常数的变动、导致电动机电流即d轴电流id与q轴电流iq和电流指令值即d轴电流指令值id＊与q轴电流指令值iq＊产生误差时，通过利用根据该误差的控制相位角校正值dTHV来校正控制相位角θ，可以进行动作，使电动机电流与电流指令值一致，可以抑制在电动机的转矩T与转矩指令值T＊之间产生的误差。

另外，与式(17)相比，由于式(18)在两个部分包含平方根计算，是复杂的算式，计算耗费时间，会增大微型计算机的负担，所以使用式(17)时较为理想。

下面，说明利用式(17)算出dTHV时和利用式(18)算出dTHV时的差异。图6是表示本发明的实施方式1的d轴电流误差与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系图(与式(17)相关)。图7是表示本发明的实施方式1的d轴电流误差与电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系图(与式(18)相关)。图8是表示本发明的实施方式1的q轴电流误差与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系图(与式(17)相关)。图9是表示本发明的实施方式1的q轴电流误差与电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系图(与式(18)相关)。

在图6和图7中，分别表示在q轴电流iq与q轴电流指令值iq＊相等而q轴电流没有误差的状态下，d轴电流id与d轴电流指令值id＊具有误差时，d轴电流误差Δid(横轴)与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系(纵轴)；以及电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系(纵轴)。此处，d轴电流误差Δid是从d轴电流指令值id＊减去d轴电流id的值。

如图6和图7所示，可知两者都在d轴电流误差Δid较小的区域(±50A以下)纵轴的值相对于d轴电流误差Δid大致是线性的等，除了纵轴的大小不同，其他的特性相同。另外，由于纵轴的大小的不同能用(17)式中的增益K5进行调整，所以不会带来问题。

在图8和图9中，分别表示在d轴电流id与d轴电流指令值id＊相等而d轴电流没有误差的状态下，q轴电流iq与q轴电流指令值iq＊具有误差时，q轴电流误差Δiq(横轴)与dq轴电流指令值平方和与dq轴电流平方和的偏差的关系(纵轴)；以及电流指令值矢量的大小与电流矢量的大小的偏差的关系(纵轴)。此处，q轴电流误差Δiq是从q轴电流指令值iq＊减去q轴电流iq的值。

如图8和图9所示，可知两者都在q轴电流误差Δiq较小的区域(±50A以下)纵轴的值相对于q轴电流误差Δiq大致是线性的等，除了纵轴的大小不同，其他的特性相同。另外，由于纵轴的大小的不同能用(17)式中的增益K5进行调整，所以不会带来问题。

如上所述，通过使用式(17)可以不延长计算时间，不增大微型计算机的负担，就能算出控制相位角校正值dTHV。

图10和图11是表示本发明的实施方式1的动作模拟波形图。在图10中表示转矩指令值、转矩、d轴电流指令值、d轴电流、q轴电流指令值及q轴电流的动作模拟波形，在图11中表示调制比、电流指令值校正值、U相电压指令值、同步三脉冲PWM模式标记、同步单脉冲模式标记及U相电流的动作模拟波形。如图10和图11所示，可知电动机在动力运转(时间0(s)～时间2.5(s)之间)、再生运转(时间2.6(s)～时间5.3(s)之间)时，会稳定动作。下面，详细进行说明。

在时间0(s)～0.7(s)附近，施加在电动机6的电压呈直线状增加，调制比PMF也呈直线状增加。选择多脉冲PWM模式(标记未图示)和控制模式1。

在时间0.7(s)附近，由于调制比PMF为规定的值以上，因此选择同步三脉冲PWM模式和控制模式2，在时间0.7(s)～1.0(s)附近，调制比PMF进一步呈直线状增加，其大小小于1.0。

另外，在时间0.7(s)附近，U相电压指令值Vu＊的振幅在刚切换至三脉冲PWM模式之后减少，但这是由于如上所述，在多脉冲PWM模式中，将利用调整增益表54调整为1.274倍的电压指令值振幅PMFM切换为1.0倍。

从起动后到时间1.0(s)附近，利用电流指令值生成部10执行最大转矩控制，由于转矩指令值T＊是一定值，所以d轴电流指令值id＊、q轴电流指令值iq＊为一定值。

由于在时间1.0(s)附近，调制比PMF到达1.0，所以选择同步单脉冲模式作为脉冲模式，并且，电流指令值校正值dV向负方向增加，相应地d轴电流指令值id＊进一步向负方向增加。可知d轴电流id跟随d轴电流指令值id＊向负方向增加，弱磁控制起到期望的作用，调制比PMF维持在无限接近1.0的值。即，电动机6的端子电压维持一定。

可知为了使电动机6恒功率运转，转矩指令值T＊与转速呈反比地降低，但电动机6的转矩T跟随转矩指令值T＊稳定加速。

在时间1.8(s)附近，转矩指令值T＊降低至零，使逆变器2停止(使栅极信号U、V、W、X、Y、Z都断开)后，在时间2.0(s)附近实施动力运转的再起动，在时间2.5(s)附近开始动力运转，但可知由于在这一系列的动作中转矩T与转矩指令值T＊也一致，所以正常动作。

另外，由于根据调制比PMF切换脉冲模式，所以在转矩指令值T＊降低的过程、在再起动的过程中，若调制比PMF小于1.0，则从同步三脉冲PWM模式标记、同步单脉冲模式标记得知脉冲模式自动切换至同步三脉冲PWM模式，。

并且，在时间2.2(s)～2.3(s)附近，转矩指令值T＊相对于旋转速度增大，电动机6理论上处于不能进行弱磁控制的区域，即使利用电流指令值校正值dV将d轴电流指令值id＊向负方向校正，也不可能使逆变器输出电压指令值矢量的大小位于逆变器可输出的最大电压以下，但可知电流指令值校正值dV是由调制比PMF与偏差上限设定值LIMH与增益K决定的一定值(-150A)限制，不会成为过大。

在时间2.7(s)附近，使转矩指令值T＊为负，在再生运转中进行上升。在时间3.2(s)附近，转矩指令值T＊暂时为零，使逆变器2停止(栅极信号U、V、W、X、Y、Z都断开)后，在时间3.4(s)附近实施再起动。可知在这一系列的动作中，由于电动机6的转矩T与转矩指令值T＊一致，所以也正常动作。

另外，由于在转矩指令值T＊的上升过程、下降过程中，调制比PMF小于1.0，所以可知脉冲模式自动切换至同步三脉冲PWM模式，在调制比PMF到达1.0的阶段，自动选择同步单脉冲模式。

在时间3.4(s)附近以后，持续进行再生运转，但在时间4.2(s)附近，利用电流指令值校正值dV将d轴电流指令值id＊向负方向调整，弱磁控制正常动作。

在时间4.2(s)附近以后，由于电动机6的转速的减少而导致电动机端子电压下降，所以调制比PMF小于1.0，电流指令值校正值dV自动为零。同时脉冲模式选择同步三脉冲PWM模式，在时间4.5(s)附近，调制比PMF进一步下降，切换至多脉冲PWM模式，同时选择控制模式1。

这样可知，即使在弱磁运转区域，也可以稳定进行动作，弱磁运转区域与除此之外的区域的转移也能稳定进行。并且可知，控制模式的转移、脉冲模式的转移也能稳定进行。

如以上所示，本发明可以提供一种永磁同步电动机的矢量控制装置，该永磁同步电动机的矢量控制装置在从电动机6的低速区域到高速区域，可以切换逆变器2的脉冲模式和控制模式并稳定转移，在高速区域中与已有例相比，也能用简单的结构以能够使逆变器2的输出电压最大化的单脉冲模式进行稳定的弱磁运转。

脉冲模式和控制模式的切换也可以不基于调制比，而基于电压指令值、电动机频率、逆变器频率、或车辆速度等进行。

以上的实施方式所示的结构是本发明的内容的一个例子，也可以与其他已知的技术组合，在不脱离本发明要点的范围内，也可以省略一部分等、进行变更而构成。

并且，在本说明书中，说明了应用于电车的控制装置时的发明内容，但应用领域不限于此，可以应用于电动汽车、电梯等各种相关领域。

Claims (16)

1.一种永磁同步电动机的矢量控制装置，控制驱动永磁同步电动机的逆变器的交流电流、使其与指令值一致，其特征在于，包括：

生成所述永磁同步电动机的基准相位角的基准相位角计算部；

根据供给的转矩指令值生成电流指令值的电流指令值生成部；

将所述电流指令值与所述永磁同步电动机的电流的电流误差放大并输出的电流控制部；

根据所述永磁同步电动机的电动机常数和所述电流指令值计算前馈电压的非干涉电压计算部；

将所述电流误差和所述前馈电压之和即电压指令值与所述逆变器的直流电压作为输入、输出所述逆变器的调制比的调制比计算部；

将所述电压指令值和所述基准相位角作为输入、输出所述逆变器的控制相位角的控制相位角计算部；

根据所述调制比和所述控制相位角生成所述逆变器的PWM信号的PWM信号生成部；以及

利用基于所述调制比算出的电流指令值校正值来校正所述电流指令值的电流指令值校正部，

所述电流指令值校正部将对所述调制比与规定的调制比设定值之差乘以规定的系数倍、且通过时间延迟元件的值，作为所述电流指令值校正值。

2.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述电流指令值校正部在将所述调制比与规定的调制比设定值之差乘以规定的系数倍之前，将其限制在偏差上限设定值以下、且偏差下限设定值以上的范围。

3.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述调制比是被定义为在所述逆变器的线电压基波分量为最大的矩形波输出时为1的值。

4.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，将所述调制比设定值作为在所述逆变器的线电压基波分量为最大的矩形波输出时的所述调制比。

5.如权利要求2所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述偏差上限设定值大于零，所述偏差下限设定值在零以下。

6.如权利要求2所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述偏差上限设定值是基于使所述永磁同步电动机在所述逆变器的直流电压的变动范围产生所述转矩指令值所需的弱磁电流的最大值而设定的。

7.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述PWM信号生成部根据所述调制比变更所述逆变器的脉冲模式。

8.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述PWM信号生成部根据所述调制比将载波信号固定为零。

9.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，还包括：基于根据所述电流指令值和所述永磁同步电动机的电流计算的控制相位角校正值，校正所述控制相位角的常数误差校正部。

10.如权利要求9所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，计算垂直的d轴与q轴形成的旋转坐标系中的矢量控制，基于所述电流指令值的d轴分量的平方与q轴分量的平方之和；以及所述永磁同步电动机的所述电流的d轴分量的平方与q轴分量的平方之和，计算所述控制相位角校正值。

11.如权利要求9所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述常数误差校正部基于规定的信号，决定是否计算。

12.如权利要求11所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述规定的信号是所述调制比。

13.如权利要求1所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述电流控制部基于规定的信号，决定是否计算。

14.如权利要求13所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述规定的信号是所述调制比。

15.如权利要求10所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，对所述电流指令值的d轴分量的平方与q轴分量的平方之和、与所述永磁同步电动机的所述电流的d轴分量的平方与q轴分量的平方之和的差进行比例积分控制，求出所述控制相位角校正值。

16.如权利要求12所述的永磁同步电动机的矢量控制装置，其特征在于，所述PWM信号生成部根据所述调制比变更所述逆变器的脉冲模式，

所述电流控制部包括d轴电流控制部和q轴电流控制部，

在所述调制比高于所述逆变器选择同步3脉冲PWM模式的下限时，所述d轴电流控制部和所述q轴电流控制部停止计算，所述常数误差校正部进行计算，

在所述调制比低于所述逆变器选择同步3脉冲PWM模式的下限时，所述d轴电流控制部和所述q轴电流控制部进行计算，所述常数误差校正部停止计算，

作为所述选择同步3脉冲PWM模式的下限的调制比是0.785以下。

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