WO2014174697A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2014174697A1
WO2014174697A1 PCT/JP2013/073578 JP2013073578W WO2014174697A1 WO 2014174697 A1 WO2014174697 A1 WO 2014174697A1 JP 2013073578 W JP2013073578 W JP 2013073578W WO 2014174697 A1 WO2014174697 A1 WO 2014174697A1
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modulation
mode
period
wave
overmodulation
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山崎　尚徳
将 加藤
万基 岡田
良 横堤
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device.
  • Patent Document 1 exists as a document describing conventional power conversion control.
  • Patent Document 1 In addition to this Patent Document 1, the following Patent Documents 2 to 4 and Non-Patent Documents 1 and 2 are also known documents related to power conversion control, and these documents are appropriately described in the embodiments described later as necessary. Mention.
  • the number of “equally spaced pulses” is proportional to the asynchronous carrier frequency Fc and inversely proportional to the fundamental frequency Fi as shown in the equation (3). It is inversely proportional to the rate (amplitude of the modulated wave) A.
  • the operation change of the modulation factor A changes more greatly with respect to the increase / decrease rate of the output voltage command value E *. Number fluctuation increases.
  • the modulation rate A and output defined by the equation (2)
  • the relational expression between the voltage command E * and the voltage command E * is not stored, and there is a problem that a control error of the voltage amplitude or a beat occurs and the inverter output current suddenly changes and pulsates.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to provide a power conversion device that enables stable load operation in a wide voltage operation range while suppressing sudden change and pulsation of an inverter output current. To do.
  • the present invention provides an inverter circuit that converts a DC voltage into a multi-phase AC voltage and outputs it, and a gate signal for driving the inverter circuit.
  • a switching signal generator that calculates and outputs to the inverter circuit based on the output amplitude command value and the AC voltage output phase angle command value, and the switching signal generator has one cycle of the AC voltage output command.
  • the gate signal in the first period (X1) centered on the first phase angle ( ⁇ 1) that is the upper potential, the gate signal is fixed so that the DC input positive terminal voltage value of the inverter circuit is always output, In the second period (X2) centered on the second phase angle ( ⁇ 2: ⁇ 2> ⁇ 1) that is the side potential, the gate signal is fixed so that the DC input negative terminal voltage value of the inverter circuit is always output.
  • the second ratio of the fourth period (Y2) obtained by excluding the first and second periods (X1, X2) from the period and the second period X2 is set as a modulation rate command or the AC voltage output amplitude.
  • the gate signal set based on the command value is generated, and the gate signal phase angle command condition in the third and fourth periods (Y1, Y2) is the gate signal in the third period (Y1).
  • a phase angle for turning on / off the signal, and the first and second The ratio of the phase angle ( ⁇ 1, ⁇ 2) to the average value (( ⁇ 1 + ⁇ 2) / 2) is maintained, and in the fourth period (Y2), the phase angle for turning on / off the gate signal and the average value
  • the ratio of the phase angle to the phase angle (( ⁇ 1 + ⁇ 2) / 2 + 180) obtained by shifting the phase angle by 180 degrees is maintained.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a mode selection method in the first embodiment of the modulation wave selection unit.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the carrier wave generation unit in the first embodiment.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the modulated wave generating unit in the first embodiment.
  • FIG. 5A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in the overmodulation PWM mode (modulation factor 0.9).
  • FIG. 5B is a diagram illustrating a waveform of the gate signal in the overmodulation PWM mode (modulation factor 0.9).
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a mode selection method in the first embodiment of the modulation wave selection unit.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of the carrier wave generation
  • FIG. 6A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in the overmodulation PWM mode (modulation rate 0.93).
  • FIG. 6B is a diagram illustrating a waveform of the gate signal in the overmodulation PWM mode (modulation factor: 0.93).
  • FIG. 7A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in the overmodulation PWM mode (modulation rate 0.97).
  • FIG. 7-2 is a diagram illustrating a waveform of the gate signal in the overmodulation PWM mode (modulation factor: 0.97).
  • FIG. 8 is a diagram showing the waveform of the gate signal in the 3-dash pulse mode (modulation factor: 0.97).
  • FIG. 9 is a diagram illustrating a mode selection method in the second embodiment of the modulation wave selection unit.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in the overmodulation preparation mode (modulation rate 0.8).
  • FIG. 10B is a diagram illustrating a waveform of the gate signal in the overmodulation preparation mode (modulation factor 0.8).
  • FIG. 11A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in an overmodulation preparation mode (modulation rate 0.8) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 11B is a diagram illustrating the waveform of the gate signal in the overmodulation preparation mode (modulation factor 0.8) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 10A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in an overmodulation preparation mode (modulation rate 0.8) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 11B is a diagram illustrating the wave
  • FIG. 12A is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in an overmodulation preparation mode (modulation rate 0.9) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 12-2 is a diagram illustrating a waveform of a modulated wave and a carrier wave in an overmodulation preparation mode (modulation factor: 0.93) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 12C is a diagram illustrating the waveform of the modulated wave and the carrier wave in the overmodulation preparation mode (modulation rate 0.97) when performing two-phase modulation.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a synchronous PWM switching signal generation unit in the fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating an example of the switching phase angle ⁇ x at the low-order harmonic elimination PWM maximum modulation rate according to the fifth embodiment.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating an example of the switching phase angle ⁇ in the overmodulation PWM mode (modulation factor 0.97) of the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the power conversion device according to the first embodiment includes an inverter circuit 2, a DC voltage source unit 3, a carrier wave generation unit 5, and a modulation wave generation unit as a configuration for driving an AC motor 1 that is a load. 6 and a switching signal generation unit 4 having a comparison unit 7, a modulation factor calculation unit 8, a modulation mode selection unit 9, a voltage detection unit 10, and an AC voltage command generation unit 11.
  • the inverter circuit 2 includes a semiconductor switch element (not shown) and has a function of converting DC power supplied from the DC voltage source unit 3 into AC power having a variable voltage and variable frequency and supplying power to the AC motor 1. .
  • the voltage detection unit 10 detects a DC voltage value output from the DC voltage source unit 3 and outputs it to the modulation rate calculation unit 8 for the modulation rate calculation described later.
  • the above power conversion operation in the inverter circuit 2 is performed by driving a plurality of semiconductor switch elements constituting the inverter circuit 2 by gate signals that are a plurality of switching signals generated by the switching signal generation unit 4.
  • the AC voltage command generator 11 generates command values related to the amplitude, phase and frequency of the AC voltage applied to the AC motor 1 by the inverter circuit 2.
  • the switching signal generator 4 generates a gate signal for controlling the inverter circuit 2 directly from the AC voltage command generator 11 or based on a signal output via the modulation factor calculator 8 and the modulation mode selector 9. Output.
  • the modulation wave generation unit 6 outputs a modulation wave that is an AC waveform signal based on a voltage command as a signal
  • the carrier wave generation unit 5 outputs a carrier wave based on a sawtooth wave or a triangular wave as a signal.
  • the comparator 7 receives the carrier wave signal and the modulated wave signal, and outputs a gate signal to the inverter circuit 2 based on the magnitude relationship that changes from time to time.
  • the inverter circuit 2 is a two-level inverter
  • the following signal corresponding to the magnitude relationship between the modulated wave and the carrier wave is generated as a gate signal output to the inverter circuit 2.
  • a signal for each phase is generated as a modulated wave, and a comparison between the carrier wave and the modulated wave is performed for each phase.
  • a gate signal is generated and output to the inverter circuit 2.
  • the gate signal generated by the switching signal generation unit 4 is output to the inverter circuit 2, so-called pulse width modulation (hereinafter abbreviated as “PWM”) is performed, and the DC power is converted into the multiphase AC power. And an AC load such as an AC motor is driven.
  • PWM pulse width modulation
  • the modulation factor calculation unit 8 calculates the modulation factor PMF by the following equation.
  • * in Equation (1.1) is the peak value of the neutral point voltage in three-phase AC, and the maximum voltage that can be output by the inverter circuit is 1 pulse described later.
  • This is a definition formula in which the modulation factor PMF in the mode (180 deg energization) is “1”.
  • the modulation mode selection unit 9 selects one of the modulation modes (1) to (3) shown in the following Table 1 in accordance with the modulation factor PMF according to the equation (1.1).
  • the relationship between this selection method and operating conditions is shown in FIG.
  • FIG. 2 is a typical example when the output of the inverter circuit 2 is an AC motor.
  • the vertical axis represents the modulation factor PMF, and the horizontal axis represents the output voltage frequency command value FinV * .
  • FinV * is substantially proportional to the rotational speed of the AC motor 1, but when FinV * ⁇ F3, the modulation rate changes to a maximum fixed value of 1.0.
  • the modulation rate range is assumed.
  • the output voltage frequency command value is generally as shown in Table 1 or FIG.
  • the magnitude of the modulation factor PMF is proportional to the amount of transient magnetic flux when the magnetic flux is started up such as when the inverter circuit 2 or the AC motor 1 is started. Therefore, the mode selection is more finely selected according to the modulation factor PMF.
  • the modulation mode can be selected in accordance with the actual operation.
  • the modulation mode selection unit 9 outputs the mode selected as shown in Table 1 and FIG. 2 to the switching signal generation unit 4 as a modulation mode signal (mode).
  • the carrier wave generation unit 5 and the modulation wave generation unit 6 each have a carrier wave / modulation wave generation unit for each modulation mode, as shown in FIGS.
  • ⁇ Modulation mode signal asynchronous PWM mode>
  • Asynchronous PWM carrier wave generation unit 50a computes and outputs a carrier wave that does not depend on output voltage phase angle command value ⁇ * , for example, a triangular wave with a period of 1 kHz constant and an amplitude of 1, and as a modulation mode signal, asynchronous PWM of region (1)
  • the mode is input, it is output as the output of the carrier wave generation unit 5 by the output switching in the carrier wave selection unit 51.
  • a carrier wave signal such as the following formula (1.2) or formula (1.3) is generated according to the output voltage phase angle command value ⁇ * and the modulation factor PMF, for example.
  • the output is output as the modulation wave generation unit 6 by switching the output in the modulation wave selection unit 61.
  • the carrier wave and the modulated wave thus obtained are compared in the comparison unit 7 for each phase according to the magnitude relationship between the carrier wave and the modulated wave, for example, as described above (i) and (ii).
  • This process is also a known inverter driving technique described in Non-Patent Document 1 described above.
  • ⁇ Modulation mode signal In overmodulation PWM mode>
  • 5-1, 6-1 and 7-1 show the carrier wave output from the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b and the modulation wave output from the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b. The cases of 0.9, 0.93, and 0.97 are shown.
  • FIG. 5B, FIG. 6B, and FIG. 7B illustrate the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b and the overmodulation PWM modulation wave illustrated in FIG. 5-1, FIG.
  • the result of comparing the output of the generation unit 60b with the comparison unit 7 to obtain a gate signal is shown.
  • the value of the period for selecting the upper potential of the DC voltage input is “1”, and the lower potential of the DC voltage input is selected.
  • the value of the period is “0”.
  • the inverter circuit 2 performs on / off control of the semiconductor switch element of each phase according to the gate signal of each phase.
  • the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b calculates the carrier wave with reference to the output voltage phase angle command value ⁇ * so as to be synchronized with the modulation wave generated by the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b. Output. More specifically, the synchronous carrier wave is generated so that the zero-cross phase of the carrier wave and the zero-cross phase of the modulated wave overlap so that even-numbered harmonics do not occur in the pulse waveform resulting from the modulation. In the example of 5-1, the calculation is performed so that the carrier wave is generated in synchronization with the triangular wave of 15 periods per one period of the modulated wave. By doing so, it is possible to smooth the transition to the operating condition at a higher modulation rate described later.
  • the center of the U phase ⁇ * 270 [deg]
  • the center of the V phase ⁇ * 30 [deg]
  • the period Y1 is a period sandwiched between the period X1 and the period X2. In this period, in the horizontal axis ( ⁇ * ) direction, both the modulated wave and the carrier wave are reduced in waveform as the modulation rate increases.
  • the period Y2 is a period between the period X2 and the period X1. In this period, in the horizontal axis ( ⁇ * ) direction, both the modulated wave and the carrier wave are reduced in waveform as the modulation rate increases.
  • Table 2 below summarizes the calculation signals calculated by the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b described above.
  • Table 3 below summarizes the calculation signals calculated by the modulation wave generator 60b for overmodulation PWM.
  • ⁇ u_x1, ⁇ u_x2, ⁇ u_y1, and ⁇ u_y2 are signals calculated during periods X1, X2, Y1, and Y2, respectively.
  • the U-phase modulation waves are 120 [deg] and 240 [deg] on the ⁇ * basis, respectively. ]
  • the shifted waveform becomes the V-phase and W-phase calculation signals.
  • the switching pause period ⁇ x is a function of the modulation factor PMF.
  • PMF PMF_1
  • ⁇ x 0 [deg]
  • PMF 1.0
  • ⁇ x 90 [deg] (180 [deg] energization, 1 pulse mode) It becomes.
  • ⁇ x is sequentially calculated by substituting the modulation factor PMF sequentially into the function, or the function is converted into map data in advance, this map data is referred to according to the modulation factor PMF, and the reference value is shown in Table 2 above.
  • ⁇ Modulation mode signal 3-dash pulse mode>
  • a 3-dash pulse mode selected when the modulation rate is high for example, when the modulation rate is 0.97 or higher will be described.
  • the 3-dash pulse mode is only switched three times (ON ⁇ OFF ⁇ ON or OFF ⁇ ON ⁇ OFF) during the period Y (Y1, Y2) of each phase. This is a pulse mode.
  • An example of this switching pattern is shown in FIG.
  • the 3-dash pulse mode of the region (3) is selected by the modulation mode selection unit 9
  • the 3-dash pulse carrier wave generation unit 50c and the 3-dash pulse modulation wave generation unit 60c are selected, respectively, and their outputs are compared with each other. 7 is obtained by the comparison according to 7.
  • the generation method of the 3-dash pulse mode in the 2-level inverter is a known technique as described in Patent Document 2 and Patent Document 3 described above, and further detailed description thereof is omitted here.
  • this three-dash pulse mode is selected under the condition that the modulation factor approaches 1 for the following reason.
  • the overmodulation PWM mode when the modulation factor PMF (AC voltage output amplitude command value
  • the modulation factor PMF AC voltage output amplitude command value
  • the transition from the overmodulation mode in the region (2) to the three-dash pulse mode in the region (3) is performed under conditions where the modulation factor is close to 1, specifically, a modulation factor of 97% or more.
  • the modulation factor is close to 1, specifically, a modulation factor of 97% or more.
  • the gate signal As described above, according to the power conversion device of the first embodiment, as the gate signal to each phase, in the period X1 centering on the phase angle ⁇ 1 that is the upper potential in one cycle of the AC voltage output command, the gate signal is fixed so that the DC input positive terminal voltage value of the inverter circuit 2 is always output, and the DC input negative terminal voltage value of the inverter circuit 2 is set in the period X2 centered on the phase angle ⁇ 2 that is the lower potential.
  • the gate signal is fixed so that it is always output, and the ratio (first ratio) between the period Y1 and the period X1 excluding the periods X1 and X2 from the period between the phase angle ⁇ 1 and the phase angle ⁇ 2, and the phase angle ⁇ 2
  • the ratio (second ratio) between the period Y2 and the period X2 excluding the periods X1 and X2 from the period between the phase angle ⁇ 1 + 360 [deg] is the modulation factor command PMF or the AC voltage output amplitude command value
  • the overmodulation control region Therefore, it is possible to further improve the follow-up performance to the AC voltage output amplitude command change.
  • the carrier wave value in the boundary phase angle condition of each of the periods X1, Y1, X2, and Y2 is set to the upper limit value or the lower limit value and a non-discontinuous carrier wave is output, it cannot be output by an actual inverter circuit.
  • the voltage control accuracy can be improved, and the controllability can be maintained while suppressing the switching loss of the inverter circuit.
  • the operation based on the asynchronous PWM which is the conventional technology is selected under the operating condition in which the overmodulation operation is unnecessary, and the overmodulation mode is selected under the operating condition suitable for the overmodulation operation.
  • the operation is performed by selecting the item, it is possible to perform the operation while suppressing the harmonic loss of the load under each operation condition.
  • the modulation rate is determined to be 95 to 97% or more and the operation is performed by selecting the so-called 3-dash pulse mode, the pulse width becomes extremely narrow and the control exceeds the control resolution of the inverter circuit. It is possible to make a transition to the 3-dash pulse mode that can prevent the switching loss and suppress the switching loss without extremely changing the voltage distortion rate.
  • the carrier wave generation unit is provided with an asynchronous PWM mode carrier wave generation unit and an over modulation mode carrier wave generation unit
  • the modulation wave generation unit is provided with an asynchronous PWM mode modulation wave generation unit and an over modulation PWM mode modulation wave generation unit. If these individual components are appropriately switched according to the modulation mode signal, smooth mode transition is possible.
  • Embodiment 2 the lower limit value PMF_1 of the modulation rate range in which the overmodulation PWM mode in the region (2) is selected is set to 0.9069 in the relationship between the selection ranges of the modulation modes shown in FIG. In the lower modulation rate range, the asynchronous PWM mode of the region (1) is selected.
  • the region (2) a shown in FIG.
  • the modulation mode selection unit 9 determines the modulation mode according to the modulation rate condition, and the carrier wave generation unit 5 and the modulation wave generation unit 6 send the overmodulation preparation of the region (2) a as the modulation mode signal. This is an embodiment for outputting a mode signal.
  • the overmodulation preparation mode in the region (2) a, the overmodulation PWM mode in the region (2), and the 3-dash pulse mode in the region (3) in this application generate a gate signal synchronized with the output voltage phase angle command value ⁇ *. This is based on a so-called synchronous PWM system.
  • the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b and the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b each execute the following processing.
  • the carrier wave and the modulation wave output in the overmodulation preparation mode by the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b and the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b The waveform is shown in FIG. 10-1, and the waveform of the gate signal when the modulation factor is 0.8 is shown in FIG. 10-2.
  • the former When it is necessary to distinguish between the carrier wave generated in the overmodulation preparation mode of region (2) a and the carrier wave generated in the overmodulation PWM mode of region (2), the former is referred to as the first carrier wave for convenience.
  • the latter is called the second carrier wave.
  • the former when it is necessary to distinguish between the modulated wave generated in the overmodulation preparation mode of the region (2) a and the modulated wave generated in the overmodulation PWM mode of the region (2), the former is set as the first.
  • the second modulation wave is referred to as the second modulation wave.
  • the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b calculates and outputs a triangular wave carrier wave as shown in FIG. This waveform is the same as that shown in FIG. That is, the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b calculates and outputs a synchronous carrier wave that is similarly 0 at the time of zero crossing of the modulated wave in synchronization with the output voltage phase angle command value ⁇ * .
  • the state at this time is equivalent to the state in which ⁇ x described in Embodiment 1 is always 0.
  • the modulation wave generating unit 60b for overmodulation PWM is based on the equation (1.3), and the three-phase is obtained by performing the amplitude operation according to the modulation factor PMF as in the asynchronous PWM mode of the region (1). Calculates and outputs the modulated wave.
  • overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b and overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b when PMF PMF_1.
  • the carrier wave and the modulated wave generated by the above can both have the waveform shown in FIG. 5-1, and smooth transitions between modes are possible.
  • the true switching point PMF_0 shown in FIG. 9 may have a certain range for stable mode switching.
  • the region is lower than the modulation rate condition PMF_1 for changing to the overmodulation PWM mode in the region (2).
  • the control for changing to the overmodulation preparatory mode in the region (2) a is once performed in consideration of the synchronization condition of ⁇ * .
  • the transition from the asynchronous PWM mode to the overmodulation PWM mode (and the reverse transition thereof) is made to pass through the overmodulation preparation mode, it is not intended. Smooth modulation mode transition is possible while suppressing generation of a gate signal and waveform distortion of the final output voltage of the inverter circuit.
  • Embodiment 3 FIG.
  • the method based on the equation (1.3) is shown as the modulation wave calculated by the modulation wave generator 6, but the method based on the modulation wave shown in the equation (1.2) is used.
  • the upper limit of the modulation rate that can be output in the normal triangular wave carrier comparison that is, the lower limit value PMF_1 of the modulation rate range that should be assumed by the overmodulation PWM mode in region (2) is smaller than those in the first and second embodiments. Note that (see Table 4 below).
  • the signals calculated by the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b at this time are as shown in Table 5 below.
  • the U-phase modulated waves are 120 [deg] and 240 [deg] on the ⁇ * basis, respectively.
  • the shifted waveform becomes the V-phase and W-phase calculation signals.
  • ⁇ x is sequentially calculated by substituting the sequential modulation factor PMF into the function, or the function is converted into map data in advance and referred to in accordance with the modulation factor PMF, and the reference value is expressed by the equations in Table 5 and Table 2 above.
  • the modulated wave and the carrier wave can be calculated.
  • Embodiment 4 As a PWM technique for a three-phase AC load, there is a technique called so-called two-phase modulation whose main purpose is to reduce inverter circuit loss. Similar to the third-order harmonic superimposition described in Equation (1.3), the line voltage remains unchanged even when the three-phase common voltage signal is superimposed on each phase voltage. This is a technology that uses a period in which each phase alternately stops switching.
  • the modulation wave generator 60b for overmodulation PWM calculates the modulation waves ⁇ u, ⁇ v, ⁇ w using the following equations.
  • ⁇ u_n, ⁇ v_n, and ⁇ w_n in the above equation are calculated using the following equations, and ⁇ 2ph is selected according to the following Table 6.
  • FIG. 11A shows a waveform of a modulated wave using the control method according to the fourth embodiment.
  • the waveform of the carrier wave synchronized with the output voltage phase angle command value ⁇ * is also shown.
  • Table 6 by selecting the three-phase common signal ⁇ 2ph, as shown in FIG. 11-1, a section where the modulated wave is always “1” and a section where “ ⁇ 1” is always set are provided for each phase. Therefore, as a comparison result by the comparison unit 7 with the carrier wave, as shown in FIG.
  • Two-phase modulation is a technique that can improve the upper limit of the modulation rate as compared with modulation by a general modulation wave shown in equation (1.2), similar to the third-order harmonic superposition shown in equation (1.3).
  • Table 7 below shows output signal generation methods in the overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b when the overmodulation PWM mode in the region (2) is selected based on the modulation rate condition. Examples of output signals are shown in FIGS. 12-1 to 12-3.
  • ⁇ x is sequentially calculated by substituting the sequential modulation rate PMF into the function, or the function is converted into map data in advance, this map data is referred to according to the modulation rate PMF, and the reference value is shown in Table 7 above.
  • the switching pause period is defined as the periods X1 and X2 in the present application, and the modulation factor PMF is used. Since it was decided to operate, over-modulation exceeding the upper limit of modulation factor “ ⁇ / (2 ⁇ 3)” that enables the original two-phase modulation is possible while reducing the switching loss of the inverter circuit 2 In addition, a smooth transition up to a modulation factor of 1 is possible.
  • Embodiment 5 in any PWM mode, the carrier wave generation unit 5 and the modulation wave generation unit 6 are provided, and the gate signal is obtained by comparing the carrier wave and the modulation wave.
  • a PWM modulation method that is not based on comparison with a modulated wave is also widely known.
  • the overmodulation preparation mode in the region (2) a, the overmodulation PWM mode in the region (2), and the 3-dash pulse mode in the region (3) in this application are gate signals synchronized with the output voltage phase angle command value ⁇ *.
  • the relationship between the phase angle that each phase should switch and the output voltage phase angle command value ⁇ * can be uniquely determined by the modulation factor PMF, and can be mapped in advance. is there.
  • modulation rate PMF is set in advance for overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b, overmodulation PWM modulation wave generation unit 60b, and comparison unit 7 in the first to fourth embodiments. If the switching generation phase angle in the case of changing from 0 to 1 is recorded and mapped by simulation work, the switching generation phase angle can be obtained by using the modulation factor PMF as an argument.
  • FIG. 13 shows a configuration that does not depend on a comparison between a carrier wave and a modulated wave.
  • the configuration of the switching signal generation unit 4b is different, but the switching command SW_uvw that is finally generated is different from the above-described embodiments. It is the same.
  • the switching signal generation unit 4b includes an asynchronous PWM switching signal generation unit 41, a synchronous PWM switching signal generation unit 42, and a switching signal selection unit 43 that selects a gate signal output from them according to a modulation mode.
  • Asynchronous PWM switching signal generator 41 may use a technique such as “instantaneous space flux linkage number vector circle locus PWM” shown on page 47 of Non-Patent Document 1 or other implementation. Similarly to the embodiment, a method of comparing with a carrier wave and a modulated wave for asynchronous PWM may be used.
  • the synchronous PWM switching signal generation unit 42 can be configured as shown in FIG. 14, for example.
  • the synchronous PWM switching signal generation unit 42 is a switching characteristic map 45 that maps the relationship between the modulation rate that can be obtained in advance and the switching generation phase angle, as exemplified above, and a switching characteristic map.
  • the switching output determination unit 46 outputs a synchronous PWM switching signal by comparing the switching phase angle of each phase U, V, W output by the output 45 with the output voltage phase angle command value ⁇ * .
  • the gate signals of the overmodulation preparation mode, the overmodulation PWM mode, and the 3-dash pulse mode are output by quoting the switching characteristic map from the modulation factor PMF without constantly calculating the modulation wave and the carrier wave.
  • Embodiment 6 FIG.
  • any modulation method can be selected as long as it is a so-called synchronous PWM.
  • a switching characteristic map for the overmodulation preparation mode in the region (2) a a so-called low-order harmonic elimination PWM (which performs control for suppressing or eliminating a specific-order harmonic from the PWM output voltage of the inverter circuit 2 is performed.
  • Patent Document 5 it is possible to use the above-mentioned Patent Document 5), and this embodiment will be described as Embodiment 6.
  • the modulation factor upper limit value in the low-order harmonic elimination PWM is PWM_x
  • the switching waveform at this time is as shown in FIG. 15, for example.
  • a switching characteristic map for overmodulation PWM can be created as follows.
  • the switching characteristic map diagram when PMF> PMF_x or more the periods X1, Y1, X2, and Y2 similar to those in FIGS. 6-2 and 7-2 are expressed as voltage phase angle command values.
  • ⁇ * is defined on the basis of 0, 90, 180, 270 [deg] (in the case of U phase).
  • ⁇ x ( ⁇ x1, ⁇ x2, ⁇ x3,... ⁇ xn) is reduced by (90 ⁇ x) / 90 around 0 [deg] and 180 [deg].
  • ⁇ ( ⁇ x) ( ⁇ 1, ⁇ 2, ⁇ 3,... ⁇ n) is set.
  • Embodiment 7 FIG. In the first to sixth embodiments, the case where the inverter circuit 2 has two levels has been described. However, the same function can be configured even when the inverter circuit 2 has a so-called multi-level.
  • the carrier wave generation unit is for three levels
  • the carrier wave generation unit 5 has two types of carrier waves for the upper element and the lower element.
  • a carrier wave is output, and a gate signal is obtained by comparison with the modulated wave. Note that the gate signal at this time takes any one of the three levels of the upper potential “+1”, the middle potential “0”, and the lower potential “ ⁇ 1” with respect to the DC input voltage.
  • the three-level asynchronous PWM mode (region (1) ) Operates with a three-level overmodulation preparation mode (region (2) a), a three-level overmodulation PWM mode (region (2)) and a one-dash pulse mode (region (3)).
  • the asynchronous PWM carrier generation unit 50a in the carrier generation unit 5 outputs an upper element carrier and a lower element carrier that are asynchronous with the voltage phase angle command value ⁇ * .
  • the overmodulation PWM carrier generation unit 50b in the carrier generation unit 5 outputs the upper element carrier and the lower element carrier synchronized with the voltage phase angle command value ⁇ * .
  • the overmodulation PWM carrier wave generation unit 50b defines periods Y2, X1, Y2, and X1 centered at 0, 90, 180, and 270 [deg] (in the case of the U phase).
  • the upper element carrier wave and the lower element carrier wave for which ⁇ x corresponding to the modulation factor is operated are output.
  • the behavior of the asynchronous PWM modulation wave generator 60a and the overmodulation PWM modulation wave generator 60b is the same as that of the second embodiment.
  • the power conversion device of the seventh embodiment it is possible to improve the follow-up performance with respect to the change in the AC voltage output amplitude command even in the overmodulation control in the multilevel inverter.
  • an inverter circuit is used in a first period (X1) centered on a first phase angle ( ⁇ 1) that is an upper potential in one cycle of an AC voltage output command for each phase.
  • the gate signal is fixed so that the DC input positive terminal voltage value of 2 is always output.
  • the gate signal is fixed so that the DC input negative terminal voltage value of the inverter circuit 2 is always output, and the first and second phase periods are between the first phase angle ( ⁇ 1) and the second phase angle ( ⁇ 2).
  • the first ratio by the third period (Y1) and the first period (X1) excluding the period (X1, X2) and the second phase angle ( ⁇ 2) and the first phase angle ( ⁇ 1) To the first and second periods from the period between the phase angle ( ⁇ 1 + 360) shifted 360 degrees in the positive direction While generating a gate signal in which the second ratio of the fourth period (Y2) excluding (X1, X2) and the second period X2 is set based on the modulation rate command or the AC voltage output amplitude command value
  • a phase angle command condition for the gate signal in the third and fourth periods (Y1, Y2) in the third period (Y1), the phase angle for turning on / off the gate signal, and the first and second
  • the ratio of the phase angle ( ⁇ 1, ⁇ 2) to the average value (( ⁇ 1 + ⁇ 2) / 2) is maintained, and in the fourth period (Y2), the phase angle for turning on / off the gate signal and the phase angle of the average value
  • the follow-up performance to the change of the AC voltage output amplitude command The effect which improves can be acquired.
  • the AC voltage output amplitude command value is divided by the input DC voltage, and a modulation factor calculation unit that calculates and outputs the modulation factor command is provided.
  • the switching signal generation unit includes periods X1, X2 that occupy one cycle of the AC voltage output command, You may make it output the gate signal which set the ratio of period Y1, Y2 based on the modulation
  • the magnitude of the modulated wave output from the modulated wave generation unit is set to the upper limit value of the carrier wave output from the carrier wave generation unit.
  • the magnitude of the modulated wave output from the modulated wave generation unit is fixed to be equal to or lower than the lower limit value of the carrier wave output from the carrier wave generation unit in the second period (X2).
  • the carrier wave output from the carrier wave generation unit, the modulation wave output from the modulation wave generation unit above the upper limit value, and the modulation wave output from the modulation wave generation unit are AC voltage output amplitude commands
  • the power conversion device configured as described above it is possible to further improve the follow-up performance with respect to a change in the AC voltage output amplitude command.
  • a sine wave may be output as a modulated wave in the third and fourth periods (Y1, Y2), or a signal common to three phases may be added to the sine wave. May be superimposed. According to the power conversion device configured as described above, it is possible to improve the degree of freedom in setting the operation range of overmodulation control.
  • the value of the carrier wave in the boundary phase angle condition in each of the first to fourth periods (X1, X2, Y1, Y2) is An upper limit value or a lower limit value may be used, and a non-discontinuous carrier wave may be generated and output. According to the power converter configured as described above, it is possible to improve the voltage control accuracy by avoiding the output of a short voltage pulse that cannot be output by an actual inverter circuit, and to reduce the switching loss of the inverter circuit. It becomes possible to maintain controllability while suppressing.
  • the power conversion device when the AC voltage output amplitude command exists within the range of the preset voltage amplitude setting range, it is within the range of the preset modulation rate setting range.
  • the overmodulation mode is activated either when the modulation rate command is present in the operating condition or when the AC voltage output fundamental frequency is within the preset AC voltage output fundamental frequency setting range.
  • the first to fourth periods (X1, X2, Y1, Y2) are set to the AC voltage output amplitude command, the modulation rate command, and the AC voltage output fundamental wave frequency. It is possible to configure a power conversion device that operates to output a gate pulse signal obtained by setting based on this.
  • the operation according to the conventional technique is performed under an operation condition in which the overmodulation operation is unnecessary, and the operation is performed by selecting the overmodulation mode under the operation condition where the overmodulation operation is suitable.
  • the operation is possible to operate while suppressing the harmonic loss of the load under each operating condition.
  • the inverter circuit is a two-level inverter
  • the modulation rate is determined to be 95% or more
  • the third and fourth periods (Y1, Y2) When the 3-dash pulse mode in which the number of times of switching is only 3 is selected and this 3-dash pulse mode is selected, the first and third periods (X1, Y1) of one cycle of the AC voltage output command are selected.
  • Boundary, boundary between the third and second periods (Y2, X2), boundary between the second and fourth periods (X2, Y2), boundary between the fourth and first periods (Y2, X1), second A power conversion device that operates to output a gate signal for performing switching control six times in total in the center of the period (Y1) and the center of the fourth period (Y2) can be configured.
  • the pulse width in the overmodulation mode is extremely narrow, and it is possible to prevent the control from exceeding the control resolution of the inverter unit and to change the distortion factor of the voltage extremely. It is possible to make a transition to the 3-dash pulse mode that can suppress switching loss.
  • an AC voltage output amplitude command exists in a range that falls below a preset voltage amplitude setting threshold.
  • the modulation rate command exists in a range below a preset modulation factor setting threshold, or when the AC voltage output fundamental wave falls below a preset AC voltage output fundamental frequency setting threshold.
  • the synchronous PWM mode is selected at any of the operating conditions where the frequency exists, and this synchronous PWM mode is selected, the number of switchings in one cycle of the AC voltage output command is synchronized with the AC voltage output phase angle command. It is possible to configure a power conversion device that operates so as to output a gate signal in which is constant. According to the power conversion device configured as described above, in an operation region where overmodulation is unnecessary, an effect that it is possible to cope with a wide range of practically necessary operating conditions can be obtained by performing the conventional synchronous PWM.
  • an AC voltage output amplitude command exists in a range that falls below a preset voltage amplitude setting threshold.
  • the modulation rate command exists in a range below a preset modulation factor setting threshold, or when the AC voltage output fundamental wave falls below a preset AC voltage output fundamental frequency setting threshold
  • Asynchronous PWM mode is selected at any of the operating conditions where the frequency exists, and when this asynchronous PWM mode is selected, a gate signal is output so that the number of switching times per unit time is a predetermined value.
  • An operating power converter can be configured.
  • the power conversion device configured as described above, in an operation region where overmodulation is unnecessary, by performing the conventional asynchronous PWM, wide operating conditions necessary for practical use, in particular, a low frequency region including a fundamental frequency of 0. The effect that it becomes possible to respond to driving is included.
  • the configurations shown in the above first to seventh embodiments are examples of the configuration of the present invention, and can be combined with known techniques other than the above-described prior art documents and do not depart from the gist of the present invention. Needless to say, it is possible to change the configuration such as omitting a part.
  • the present invention is useful as a power converter that enables stable load operation in a wide voltage operation range while suppressing sudden change and pulsation of the inverter output current.

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Abstract

　交流電圧出力指令の１周期において、上側電位となる位相角θ１を中心とする期間Ｘ１では、インバータ回路の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲートパルス信号を固定し、下側電位となる位相角θ２を中心とする期間Ｘ２では、インバータ回路の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲートパルス信号を固定し、位相角θ１と位相角θ２との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ１と期間Ｘ１との比率ならびに、位相角θ２と位相角θ１＋３６０［ｄｅｇ］との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ２と期間Ｘ２との比率を、変調率指令もしくは交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲートパルス信号を出力する。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関する。
　従来の電力変換制御が記載された文献として、例えば特許文献１が存在する。この特許文献１においては、インバータの制御モードを切り換える際に発生する各種問題、具体的には、スイッチング周波数が不連続となり、それに伴って発生する磁気騒音の音色変化が耳障りである点、電動機の発生トルクに変動が生ずる点などが問題点として採り上げられると共に、これらの問題点を解決する技術についての記載がなされている。
　なお、この特許文献１以外にも、下記特許文献２～４および非特許文献１，２も電力変換制御に関する公知文献であり、これらの文献については、必要に応じて後述する実施の形態において適宜言及する。
特許第３７０００１９号公報 特公平５－６４０３６号公報 特許第２６５４１１８号公報 特許第３８１２２９０号公報 特開昭５８－８６８７４号公報 特許第２５６６０２１号公報
杉本英彦編著　「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」　総合電子出版社　１９９０年 社団法人電気学会編　「半導体電力変換回路」　オーム社
　電力変換装置において、電力変換制御が過変調状態の場合、変調波と搬送波の交差が発生しなくなる区間が存在する。上記特許文献１では、その区間を「広幅パルス」と定義し、変調波と搬送波の交差を発生させる区間を「等間隔パルス」と定義している。この特許文献１において、変調波が零クロスする近傍でＰＷＭ出力のパルス波形が「等間隔」となるのは、非同期ＰＷＭに基づくためである。この特許文献１の段落「００１２」において記載されているように、「非同期ＰＷＭでは、出力電圧の基本波一周期に含まれる個々の電圧パルスの幅は各周期毎に異なるものとなり、過変調モードで出力電圧が１００％に近づくにつれて出力電圧基本波の零クロス近傍のパルス数が減少すると、この影響が顕在化して出力電圧の正負間にアンバランスが生じ、インバータの負荷電流にビート現象が発生する」ことになる。このため、この特許文献１では、「移行電圧」、「移行位相」を工夫することにより、過渡的な電流やトルクの変動を抑制する制御を行うこととしている。
　しかしながら、非同期ＰＷＭに基づくため、「等間隔パルス」のパルス数は、同文献の（数３）式にも示されるとおり、非同期のキャリア周波数Ｆｃに比例し、基本波周波数Ｆｉに反比例し、変調率（変調波の振幅）Ａに反比例する。特に、過変調域では、出力電圧指令値Ｅ＊の増減率に対して変調率Ａの操作変化がより大きく変化するため、平均パルス数の増減変動が大きくなり、「等間隔パルス」期間のパルス数変動が大きくなる。
　従って、使用するアプリケーションでの基本波周波数Ｆｉ、非同期キャリア周波数Ｆｃの制約（電力変換器の発生損失および冷却性能）によっては、同文献の（数２）式で定義される、変調率Ａと出力電圧指令Ｅ＊との間の関係式が保存されず、電圧振幅の制御誤差や、ビートが発生してインバータ出力電流に急変および脈動が発生する、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能にする電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電圧を多相の交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、前記インバータ回路を駆動するためのゲート信号を、交流電圧出力振幅指令値と、交流電圧出力位相角指令値とに基づいて算出して前記インバータ回路に出力するスイッチング信号生成部と、を備え、前記スイッチング信号生成部は、交流電圧出力指令の１周期のうち、上側電位となる第１の位相角（θ１）を中心とする第１の期間（Ｘ１）では、前記インバータ回路の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第２の位相角（θ２：θ２＞θ１）を中心とする第２の期間（Ｘ２）では、前記インバータ回路の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、前記第１の位相角（θ１）と前記第２の位相角（θ２）との間の期間から前記第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第３の期間（Ｙ１）と前記第１の期間（Ｘ１）とによる第１の比率ならびに、前記第２の位相角（θ２）と前記第１の位相角（θ１）を正方向に３６０度シフトした位相角（θ１＋３６０）との間の期間から前記第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第４の期間（Ｙ２）と前記第２の期間Ｘ２とによる第２の比率を、変調率指令もしくは前記交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）におけるゲート信号の位相角指令条件として、前記第３の期間（Ｙ１）においては、前記ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、前記第１および第２の位相角（θ１，θ２）の平均値（（θ１＋θ２）／２）との比率を維持し、前記第４の期間（Ｙ２）においては、前記ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、前記平均値の位相角を１８０度シフトした位相角（（θ１＋θ２）／２＋１８０）との比を維持することを特徴とする。
　この発明によれば、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転が可能になる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図２は、変調波選択部の実施の形態１におけるモード選択手法を示す図である。 図３は、実施の形態１における搬送波生成部の構成を示すブロック図である。 図４は、実施の形態１における変調波生成部の構成を示すブロック図である。 図５－１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図５－２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図６－１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９３）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図６－２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９３）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図７－１は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図７－２は、過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図８は、３ダッシュパルスモード（変調率０．９７）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図９は、変調波選択部の実施の形態２におけるモード選択手法を示す図である。 図１０－１は、過変調準備モード（変調率０．８）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１０－２は、過変調準備モード（変調率０．８）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図１１－１は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．８）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１１－２は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．８）におけるゲート信号の波形を示す図である。 図１２－１は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１２－２は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９３）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１２－３は、二相変調実行時の過変調準備モード（変調率０．９７）における変調波および搬送波の波形を示す図である。 図１３は、実施の形態５における電力変換装置の構成を示すブロック図である。 図１４は、実施の形態５における同期ＰＷＭスイッチング信号生成部の構成を示すブロック図である。 図１５は、実施の形態５の低次高調波削除ＰＷＭ最大変調率におけるスイッチング位相角θｘの一例を示す図である。 図１６は、実施の形態５の過変調ＰＷＭモード（変調率０．９７）におけるスイッチング位相角θの一例を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。同図に示すように、実施の形態１の電力変換装置は、負荷である交流電動機１を駆動するための構成として、インバータ回路２、直流電圧源部３、搬送波生成部５、変調波生成部６および比較部７を有するスイッチング信号生成部４、変調率演算部８、変調モード選択部９、電圧検出部１０ならびに、交流電圧指令生成部１１を備えて構成される。
　インバータ回路２は、図示しない半導体スイッチ素子を有して構成され、直流電圧源部３から供給される直流電力を可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、交流電動機１に電力供給する機能を有する。電圧検出部１０は、後述する変調率演算のため、直流電圧源部３から出力される直流電圧値を検出して変調率演算部８に出力する。
　インバータ回路２における上記の電力変換動作は、スイッチング信号生成部４により生成された、複数のスイッチング信号であるゲート信号により、インバータ回路２を構成する複数の半導体スイッチ素子を駆動することで行われる。
　交流電圧指令生成部１１は、インバータ回路２が交流電動機１に印加する交流電圧における振幅、位相および周波数に関係する指令値を生成する。スイッチング信号生成部４は、交流電圧指令生成部１１から直接、もしくは変調率演算部８および変調モード選択部９を介して出力される信号に基づいて、インバータ回路２を制御するゲート信号を生成して出力する。具体的には、変調波生成部６では、電圧指令に基づいた交流波形信号である変調波を信号として出力し、搬送波生成部５は、のこぎり波や三角波を基本とした搬送波を信号として出力する。比較部７には、これらの搬送波信号および変調波信号が入力され、時々刻々変化する各々の大小関係に基づいて、ゲート信号をインバータ回路２に出力する。
　例えば、インバータ回路２が２レベルインバータである場合、インバータ回路２に出力するゲート信号として、変調波と搬送波の大小関係に応じた以下の信号を生成する。
　（i）変調波＞搬送波である期間
　直流電圧入力の上電位がゲート信号として選択される。
　（ii）変調波＜搬送波である期間
　直流電圧入力の下電位がゲート信号として選択される。
　なお、交流電動機が多相交流である場合、変調波として、各々の相に対する信号が生成されると共に、各々の相に対して搬送波と変調波との比較が行われることにより、各々の相に対するゲート信号が生成されてインバータ回路２に出力される。
　このようにして、スイッチング信号生成部４が生成したゲート信号がインバータ回路２に出力され、いわゆるパルス幅変調（Pulse　Width　Modulation:以下「ＰＷＭ」と略記）が行われ、直流電力から多相交流電力に変換され、交流電動機等の交流負荷が駆動される。
　なお、以上の制御は公知の技術であり、詳細な内容は、例えば上記した非特許文献１に記載されているので、ここでの更なる説明は省略する。
　つぎに、変調モード選択部９、スイッチング信号生成部４が内包する搬送波生成部５および変調波生成部６の各動作ならびに、スイッチング信号生成部４と変調率演算部８との関係について説明する。
　まず、変調率演算部８では、電圧検出部１０が検出する直流電圧源部３の出力電圧値ＥＦＣと、交流電動機１を運転するために交流電圧指令生成部１１が生成する交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊とから、以下の式によって変調率ＰＭＦを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　なお、式（１．１）における交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊は、三相交流における対中性点電圧の波高値であり、インバータ回路が出力可能な最大電圧を、後述する１パルスモード（１８０ｄｅｇ通電）時の変調率ＰＭＦを「１」とする定義式である。
　この式（１．１）による変調率ＰＭＦに応じて、変調モード選択部９では、下記表１に示される（１）～（３）のうちの何れかの変調モードを選択する。この選択手法と運転条件との関係を図２に示す。図２は、インバータ回路２の出力が交流電動機であるときの典型的な例である。縦軸は変調率ＰＭＦ、横軸は出力電圧周波数指令値ＦｉｎＶ＊である。ＦｉｎＶ＊は交流電動機１の回転速度にほぼ比例するが、ＦｉｎＶ＊≧Ｆ３においては変調率が最大の１．０固定となって推移する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　ここで、変調モード選択部９におけるモード選択の判別条件としては、変調率範囲を前提とするが、電動機を駆動する場合、一般的には、表１または図２の通り、出力電圧周波数指令値ＦｉｎＶ＊と定常時の変調率ＰＭＦとの間には、ある区間では比例関係にある。このため、ＦｉｎＶ＊の値によって、モード選択の判別条件としてもほぼ同様の機能とすることは可能である。しかしながら、変調率ＰＭＦの大きさは、インバータ回路２、交流電動機１の起動時などの磁束立ち上げ時には過渡的な磁束量にも比例するため、変調率ＰＭＦに応じてモード選択するほうが、よりきめ細かな、実際の運転に則した変調モード選択が可能となる。変調モード選択部９は、表１および図２のようにして選択したモードを変調モード信号（ｍｏｄｅ）として、スイッチング信号生成部４に出力する。
　つぎに、変調モード信号に応じた、スイッチング信号生成部４（搬送波生成部５、変調波生成部６）の動作について説明する。搬送波生成部５および変調波生成部６は、図３および図４のように、各変調モード用の搬送波／変調波の生成部をそれぞれ有している。
　＜変調モード信号：非同期ＰＷＭモードの場合＞
　非同期ＰＷＭ用搬送波生成部５０ａは、出力電圧位相角指令値θ＊に依存しない搬送波、例えば周期１ｋＨｚ一定、振幅１の三角波を演算出力しており、変調モード信号として、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが入力された場合、搬送波選択部５１での出力切り替えにより、搬送波生成部５の出力として出力される。
　一方、非同期ＰＷＭ用変調波生成部６０ａでは、出力電圧位相角指令値θ＊、および変調率ＰＭＦに応じ、例えば以下の式（１．２）もしくは式（１．３）のような搬送波信号を演算出力しており、変調モード信号として、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが入力された場合、変調波選択部６１での出力切り替えにより、変調波生成部６の出力として出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　なお、上記（１．３）式では、出力電圧位相角指令値θ＊の３倍の大きさの正弦波を重畳しているが、各相に共通であれば、他の信号を重畳してもよい。
　こうして得られる搬送波および変調波は、例えば上述した（i）、（ii）のように搬送波と変調波の大小関係に従って各相毎に比較部７にて比較処理され、各相毎のスイッチング指令としてインバータ回路２に出力され、インバータを駆動する。この処理も、上記した非特許文献１に記載されている公知のインバータ駆動技術である。
　＜変調モード信号：過変調ＰＷＭモードの場合＞
　つぎに、本願の最大の特徴となる過変調ＰＷＭモードについて説明する。図５－１、図６－１および図７－１は、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂが出力する搬送波、および過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが出力する変調波を、変調率ＰＭＦが０．９、０．９３、０．９７の場合について示したものである。
　また、図５－２、図６－２および図７－２は、図５－１、図６－１および図７－１に示した過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの出力を比較部７にて比較し、ゲート信号にした結果を示しており、直流電圧入力の上電位を選択する期間の値が「１」、直流電圧入力の下電位を選択する期間の値が「０」である。インバータ回路２はこれら各相のゲート信号に従って各相の半導体スイッチ素子のオンオフ制御を行う。
　つぎに、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの詳細動作について説明する。
　(iii）変調率ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合（図５－１，５－２）
　変調率ＰＭＦ＝π／(２√３）＝０．９０６９を式（１．３）に代入すると、ＵＶＷ相それぞれの変調波の波高値がほぼ１となる。すなわち、最大値「＋１」、最小値「－１」の三角波である搬送波と比較して変調を行うことができる最大の変調率が０．９近傍となる。通常の三角波またはのこぎり波の搬送波と変調波とを比較して行うＰＷＭより、高い変調率（高い出力電圧振幅）を得る変調手法が、いわゆる過変調と呼ばれる。そこで、本実施の形態１における過変調ＰＷＭモードの使用変調率範囲の下限値、すなわち表１におけるＰＭＦ＿１を、次式のように設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、このとき、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが生成する変調波と同期させるように、出力電圧位相角指令値θ＊を参照しながら搬送波を算出出力する。より具体的には、変調の結果のパルス波形に、偶数の高調波が発生しないよう、搬送波の零クロス位相と変調波の零クロス位相とが重なるように、同期搬送波を生成しており、図５－１の例では、変調波１周期あたり、搬送波は１５周期の三角波を同期して生成するように、演算出力している。こうすることにより、後述する更に高い変調率での運転条件への遷移を滑らかにすることができる。
　（iv）変調率ＰＭＦ＝０．９３，０．９７の場合（図６－１，６－２、図７－１，７－２）
　図６－１は、実施の形態１にて変調率ＰＭＦ＝０．９３とした場合の、搬送波と変調波である。以下のように、期間Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２を、各相毎に定義した結果の図を示している。
　期間Ｘ１は、式（１．３）で変調波を定義した場合における、Ｕ相θ＊＝９０［ｄｅｇ］中心、Ｖ相θ＊＝２１０［ｄｅｇ］中心、Ｗ相θ＊＝３３０［ｄｅｇ］中心の、±Δｘの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームにおける上側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど、期間Ｘ１（Δｘ）が長くなる。なお、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合はΔｘ＝０［ｄｅｇ］であり、Ｘ１の期間幅２Δｘも０である。
　また、期間Ｘ２は、式（１．３）で変調波を定義した場合における、Ｕ相θ＊＝２７０［ｄｅｇ］中心、Ｖ相θ＊＝３０［ｄｅｇ］中心、Ｗ相θ＊＝１５０［ｄｅｇ］中心の±Δｘの期間において、搬送波、変調波を固定し、インバータ回路の各相アームの下側がオンし続けるようにする期間である。変調率が大きくなるほど期間Ｘ２が長くなり、同一変調率、同一周波数条件であれば期間の長さはＸ１＝Ｘ２となる。なお、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１の場合はΔｘ＝０［ｄｅｇ］であり、Ｘ２の期間幅２Δｘも０である。
　期間Ｙ１は、期間Ｘ１と期間Ｘ２とに挟まれる期間である。この期間では、横軸（θ＊）方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。
　期間Ｙ２は、期間Ｘ２と期間Ｘ１の間の期間である。この期間では、横軸（θ＊）方向において、変調波、搬送波共に、変調率の上昇に応じて縮小された波形となる。
　以上に説明した過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂが算出する算出信号を整理したものが下記表２である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000006
　なお、上記表２ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の搬送波については、上記Ｕ相の搬送波をそれぞれθ＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。
　また、下記表３は過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが算出する算出信号を整理したものである。この表３において、αｕ＿ｘ１，αｕ＿ｘ２，αｕ＿ｙ１，αｕ＿ｙ２は、それぞれ、期間Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２のときに算出される信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000007
　なお、上記表３ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の変調波については、上記Ｕ相の変調波をそれぞれθ＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。
　また、上記表３において、スイッチング休止期間Δｘは変調率ＰＭＦの関数であり、理想的には、
　ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１のときΔｘ＝０［ｄｅｇ］
　ＰＭＦ＝１．０のときΔｘ＝９０［ｄｅｇ］（１８０［ｄｅｇ］通電、１パルスモード）
　となる。
　なお、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表２，３の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。このようにして算出された搬送波および変調波を比較部７で比較した結果で得られるスイッチング指令が、図６－２（ＰＭＦ＝０．９３）および図７－２（ＰＭＦ＝０．９７）である。
　以上の表２，３のように、搬送波、変調波を算出すると、上記（i）項でも説明した、通常の三角波比較方式の変調率上限値であるＰＭＦ＿１を超えた変調率においても、滑らかな過変調を実施することができる。
　＜変調モード信号：３ダッシュパルスモードの場合＞
　最後に、変調率が高い領域、例えば変調率０．９７以上の場合に選択する３ダッシュパルスモードについて説明する。
　３ダッシュパルスモードは、上記（２）の過変調モードの説明において、各相の期間Ｙ（Ｙ１，Ｙ２）中に、スイッチングが３回（ＯＮ→ＯＦＦ→ＯＮまたはＯＦＦ→ＯＮ→ＯＦＦ）のみとなるパルスモードである。このスイッチングパターンの一例を図８に示す。領域（３）の３ダッシュパルスモードが変調モード選択部９によって選択された場合、３ダッシュパルス用搬送波生成部５０ｃ、３ダッシュパルス用変調波生成部６０ｃがそれぞれ選択され、それらの出力が比較部７により比較されることで、図８に示すスイッチングパターンが得られる。なお、２レベルインバータにおける３ダッシュパルスモードの生成手法は、上記した特許文献２および特許文献３に示されるように公知の技術であり、ここでの更に詳細な説明は省略する。
　実施の形態１において、この３ダッシュパルスモードを、変調率が１に近づく条件で選択するのは以下の理由による。
　既に述べた通り、本願における領域（２）の過変調ＰＷＭモードでは、各相のスイッチング波形において、常時オンもしくは常時オフとしてスイッチングを休止する期間Ｘと、オンオフのスイッチング制御を行う期間Ｙとが存在し、変調率ＰＭＦ（交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊）が大きくなるほど、期間Ｙの比が小さくなる。
　インバータ回路２においては、半導体素子部にて、スイッチングに応じてロスおよび、これに伴う発熱が生じる。そのため、出力電圧の制御に問題が無い範囲では、スイッチング回数が少ない方が、冷却設計上有利である。また、現実の半導体素子として、１回のスイッチングに必要な時間は物理的に０ではない（近年のＩＧＢＴの場合、数百ｎｓｅｃ～数μｓｅｃ程度）ため、やみくもに時間の短いパルスを発生させることは困難である。よって、過変調モードにおいて、変調率を１に近づけ、極端に短い期間Ｙで多数のパルスを発生させることには、機器設計上の制約がある。
　その一方で、過変調ＰＷＭモードにおいて、変調率ＰＭＦ（交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊）が大きくなり、期間Ｙの比が小さくなる場合、スイッチングによる実際の出力電圧ＰＷＭ波形の波形（基本波、高調波）にとって、期間Ｙの内部のスイッチング動作の影響は小さくなり、３ダッシュパルスモードとの波形差異、含有高調波の分布特性の差異は小さくなる。したがって、期間Ｙが短い条件下で領域（２）の過変調モードから領域（３）の３ダッシュパルスモードに移行すれば、基本波、高調波とも変化を小さく抑えたモード切替が可能となる。また、３ダッシュパルスモードでは、変調率が１００％に到達した、いわゆる期間Ｙが０となると、１パルス制御に滑らかに移行可能である。
　上記の説明から理解できるように、変調率が１に近づいた条件、具体例としては変調率９７％以上において、領域（２）の過変調モードから領域（３）の３ダッシュパルスモードに移行させるようにすれば、短いパルスを発生させないという機器制約を守りつつ、実際の出力電圧振幅を、変調率９７％以下相当から変調率１００％相当まで、滑らかに遷移させることが可能となる。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、各相へのゲート信号として、交流電圧出力指令の１周期において、上側電位となる位相角θ１を中心とする期間Ｘ１では、インバータ回路２の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる位相角θ２を中心とする期間Ｘ２では、インバータ回路２の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、位相角θ１と位相角θ２との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ１と期間Ｘ１との比率（第１の比率）ならびに、位相角θ２と位相角θ１＋３６０［ｄｅｇ］との間の期間から期間Ｘ１，Ｘ２を除いた期間Ｙ２と期間Ｘ２との比率（第２の比率）を、変調率指令ＰＭＦもしくは交流電圧出力振幅指令値｜Ｖ｜＊に基づいて設定したゲート信号を出力することとしたので、いわゆる過変調制御領域においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることができる。
　なお、期間Ｘ１においては、変調波の大きさを搬送波の上限値以上に固定し、期間Ｘ２においては、変調波の大きさを搬送波の下限値以下に固定するようにすれば、過変調制御領域において、交流電圧出力振幅指令変化への追従性能の更なる向上が可能になる。
　また、期間Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２，Ｙ２それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値或いは下限値とし、不連続でない搬送波を出力するようにすれば、現実のインバータ回路では出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。
　また、交流電圧出力振幅指令或いは変調率指令に基づいて、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術である非同期ＰＷＭによる運転を選択し、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うようにすれば、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながらの運転が可能となる。
　また、変調率が９５～９７％以上を判定した後には、いわゆる３ダッシュパルスモードを選択して運転を行うようにすれば、パルス幅が極端に狭くなってインバータ回路の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐことができると共に、電圧歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制可能な３ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。
　また、搬送波生成部に非同期ＰＷＭモード用搬送波生成部および過変調モード用搬送波生成部を設け、変調波生成部に非同期ＰＷＭモード用変調波生成部および過変調ＰＷＭモード用変調波生成部を設けると共に、それらの個別の構成部を変調モード信号に応じて適宜切り替えて用いるようにすれば、円滑なモード遷移が可能となる。
実施の形態２．
　実施の形態１は、図２に示す各変調モードの選択範囲の関係において、領域（２）の過変調ＰＷＭモードが選択される変調率範囲の下限値ＰＭＦ＿１を０．９０６９に設定し、この値より低い変調率の範囲では、領域（１）の非同期ＰＷＭモードが選択される実施の形態であった。これに対し、実施の形態２は、図９に示す領域（２）ａのように、変調率ＰＭＦがＰＭＦ＿１以下の領域において、この変調率ＰＭＦがＰＭＦ＿０＜ＰＭＦ≦ＰＭＦ＿１を満たす領域を「過変調準備モード」として定義し、変調モード選択部９が変調率条件に応じた変調モードを判別し、搬送波生成部５および変調波生成部６に、変調モード信号として領域（２）ａの過変調準備モード信号を出力する実施の形態である。本願における領域（２）ａの過変調準備モード、領域（２）の過変調ＰＷＭモードおよび、領域（３）の３ダッシュパルスモードは、出力電圧位相角指令値θ＊に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期ＰＷＭ方式に基づいている。
　実施の形態２において、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、それぞれ以下の処理を実行する。なお、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが過変調準備モード時にそれぞれ出力する搬送波および変調波の一例として、変調率０．８のときの搬送波および変調波の波形を図１０－１に示し、変調率０．８のときのゲート信号の波形を図１０－２に示す。
　なお、領域（２）ａの過変調準備モード時に生成される搬送波と、領域（２）の過変調ＰＷＭモード時に生成される搬送波とを区別する必要があるときは、便宜上前者を第１の搬送波、後者を第２の搬送波と称する。同様に、領域（２）ａの過変調準備モード時に生成される変調波と、領域（２）の過変調ＰＷＭモード時に生成される変調波とを区別する必要があるときは、前者を第１の変調波、後者を第２の変調波と称する。
　過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、図１０－１に示すような三角波の搬送波を演算出力する。なお、この波形は図５－１に示すものと同一である。すなわち、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、出力電圧位相角指令値θ＊に同期し、変調波の零クロス時点で同様に０となるような同期搬送波を算出して出力する。なお、このときの状態は、実施の形態１で説明したΔｘを常時０とした状態と等価である。
　また、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、式（１．３）に基づき、領域（１）の非同期ＰＷＭモードのときと同様に、変調率ＰＭＦに応じた振幅操作を行った三相の変調波を演算して出力する。
　すなわち、領域（２）ａの過変調準備モードおよび、領域（２）の過変調モードの両者において、ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿１のときに過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂによって生成される搬送波、変調波は、共に図５－１の波形とすることができ、モード間の円滑な遷移が可能となる。
　また、一般的に、出力電圧位相角指令θ＊に同期したスイッチングをする同期ＰＷＭモードに、領域（１）の非同期ＰＷＭモードから切替遷移させるためには、変調率条件のみではなく、θ＊の条件も加味し、不要なスイッチング動作を発生させない配慮が必要となる場合がある。すなわち、図９に示される真の切替点ＰＭＦ＿０は、ある範囲を持たせたほうが、安定なモード切替のためには好適である。
　そこで、この実施の形態２では、領域（１）の非同期ＰＷＭモードから、同期ＰＷＭモードに遷移させる場合に、領域（２）の過変調ＰＷＭモードに遷移させる変調率条件ＰＭＦ＿１より低い領域で、ある幅を持たせた変調率条件（ＰＭＦ＿０近傍）において、θ＊の同期条件も加味した上で、一旦、領域（２）ａの過変調準備モードに遷移させる制御を行うようにする。
　このように、実施の形態２の電力変換装置では、非同期ＰＷＭモードから過変調ＰＷＭモードへの遷移（および、これらの逆の遷移）に際し、過変調準備モードを経由させることとしたので、意図しないゲート信号の発生、最終的なインバータ回路の出力電圧の波形歪などを抑制しながら、円滑な変調モードの遷移が可能となる。
実施の形態３．
　実施の形態１，２では、変調波生成部６が算出する変調波として、式（１．３）に基づいた手法を示したが、式（１．２）に示した変調波に基づいた手法でも同様の構成が可能である。この場合には、通常の三角波キャリア比較で出力可能な変調率上限、すなわち領域（２）の過変調ＰＷＭモードが担うべき変調率範囲の下限値ＰＭＦ＿１が、実施の形態１，２より小さい値となる（下記表４を参照）ことに注意が必要である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000008
　また、このときの過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂが算出する信号は、下記表５の通りである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000009
　なお、上記表５ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の変調波については、上記Ｕ相の変調波をそれぞれθ＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。
　また、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表５の各式および表２の搬送波の形態に代入することで、変調波および搬送波を算出することができる。
　以上の説明のように、実施の形態３の電力変換装置によれば、表５のように、表２の式より簡易な変調波演算にて制御器への論理実装が可能になるという効果が得られる。
実施の形態４．
　三相交流負荷に対するＰＷＭ技術として、インバータ回路の損失低減を主目的としたいわゆる二相変調と呼ばれる技術がある。これは、式（１．３）で述べた三次調波重畳と同様に、三相共通の電圧信号が各相電圧に重畳されても、線間電圧は不変となる三相交流電圧の特性を利用し、各相が交互にスイッチングを休止する期間を設ける技術である。
　つぎに実施の形態４に係る制御手法として、実施の形態２における過変調ＰＷＭモードおよび過変調準備モードを、二相変調に基づいて構成した形態を一例として以下に説明する。
　まず、領域（２）ａの過変調準備モードが選択された場合、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂは、変調波αｕ，αｖ，αｗを次式を用いて演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　なお、上式におけるαｕ_ｎ，αｖ_ｎ，αｗ_ｎは次式を用いて演算され、α２ｐｈは下記表６に従って算出式が選択される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000012
　この実施の形態４に係る制御手法を用いた変調波の波形を図１１－１に示す。なお、図１１－１では、出力電圧位相角指令値θ＊に同期した搬送波の波形も同様に示している。表６のように、三相共通信号α２ｐｈを選択することにより、図１１－１に示すように、各相で変調波が常時「１」となる区間、常時「－１」となる区間を設けられるため、搬送波との比較部７による比較結果として、図１１－２に示すように、スイッチングを休止する区間となる。
　二相変調は、式（１．３）に示した三次調波重畳と同じく、式（１．２）に示す一般的な変調波による変調よりも変調率上限を向上できる手法であり、過変調ＰＷＭモードへの遷移点は、実施の形態１と同様に、ＰＭＦ＿１＝π／（２√３）となる。ここで、領域（２）の過変調ＰＷＭモードが変調率条件に基づいて選択された場合の、過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂでの出力信号生成手法を下記表７に示す。また、出力信号の一例を図１２－１～図１２－３に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000013
　なお、上記表７ではＵ相の算出信号についてのみ示しているが、Ｖ相、Ｗ相用の搬送波については、上記Ｕ相の搬送波をそれぞれθ＊基準で１２０［ｄｅｇ］、２４０［ｄｅｇ］シフトした波形がＶ相およびＷ相の算出信号となる。
　また、Δｘについては、関数に逐次変調率ＰＭＦを代入して逐次算出するか、予め関数をマップデータ化しておき、このマップデータを変調率ＰＭＦに応じて参照し、参照値を上記表７の各式に代入することで、搬送波および変調波を算出することができる。
　このように、実施の形態４の電力変換装置では、元来スイッチング休止期間を有する二相変調に基づいて、スイッチング休止期間を本願における期間Ｘ１，Ｘ２のように定義し、変調率ＰＭＦに応じた操作をすることとしたので、インバータ回路２のスイッチング損失を低減しつつ、元来の二相変調が可能とする変調率上限値「π／（２√３）」を超えた過変調が可能になると共に、変調率１までの円滑な移行も可能となる。
実施の形態５．
　実施の形態１～４では、何れのＰＷＭモードにおいても、搬送波生成部５および変調波生成部６を設け、搬送波と変調波とを比較することによりゲート信号を得る形態であったが、搬送波と変調波との比較によらないＰＷＭ変調方法も広く知られている。特に、本願における領域（２）ａの過変調準備モード、領域（２）の過変調ＰＷＭモードおよび、領域（３）の３ダッシュパルスモードは、出力電圧位相角指令値θ＊に同期したゲート信号を生成する、いわゆる同期ＰＷＭ方式に基づいており、各相がスイッチングすべき位相角と出力電圧位相角指令値θ＊との関係は、変調率ＰＭＦによって一意に決定でき、あらかじめマップ化が可能である。
　より具体的なマップ化の例としては、実施の形態１～４における、過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂと過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂ、比較部７に対し、あらかじめ、変調率ＰＭＦを０から１まで変化させた場合のスイッチング発生位相角をシミュレーション作業で記録しマップ化しておけば、変調率ＰＭＦを引数として用いることで、スイッチング発生位相角を求めることができる。
　より具体的な実施の形態として、搬送波と変調波の比較に拠らない構成を図１３に示す。図１３の構成を、図１の実施の形態１の構成と比較すると、スイッチング信号生成部４ｂの構成が異なっているが、最終的に発生するスイッチング指令ＳＷ＿ｕｖｗは、これまで挙げた実施の形態と同様である。
　スイッチング信号生成部４ｂは、非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４１と、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２と、それらが出力するゲート信号を変調モードに応じて選択するスイッチング信号選択部４３とを有する。非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４１は、上記非特許文献１の４７頁に示された「瞬時空間磁束鎖交数ベクトル円軌跡ＰＷＭ」のような手法を利用してもよいし、あるいは、他の実施の形態と同様、非同期ＰＷＭ用の搬送波、変調波で比較する手法でもよい。
　一方、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２は、例えば図１４のように構成することができる。図１４に示すように、同期ＰＷＭスイッチング信号生成部４２は、上記で例示した、あらかじめ求めることが可能な変調率とスイッチング発生位相角との関係をマップ化したスイッチング特性マップ４５と、スイッチング特性マップ４５が出力するＵ，Ｖ，Ｗ各相のスイッチング位相角と出力電圧位相角指令値θ＊とを比較することで同期ＰＷＭスイッチング信号を出力するスイッチング出力判定部４６を有して構成される。
　上記の構成により、変調波および搬送波を常時演算することなく、変調率ＰＭＦからスイッチング特性マップを引用することで、過変調準備モード、過変調ＰＷＭモードおよび３ダッシュパルスモードそれぞれのゲート信号を出力することが可能となり、制御装置内部の演算量を減じ、高価な高速演算処理演算器を用いることなくＰＷＭ演算が可能になるという効果が得られる。
実施の形態６．
　実施の形態５の電力変換装置では、スイッチング特性マップを用いてゲート信号を生成させるため、いわゆる同期ＰＷＭであれば、あらゆる変調手法が選択可能であった。例えば、領域（２）ａの過変調準備モード用のスイッチング特性マップとして、インバータ回路２のＰＷＭ出力電圧から特定の次数の高調波を抑制または削除する制御を行う、いわゆる低次高調波削除ＰＷＭ（詳細な内容は、上記特許文献５を参照）を用いることが可能であり、この形態を実施の形態６として説明する。
　低次高調波削除ＰＷＭを用いると、インバータ回路２から電力供給される交流電動機１に印加される電圧から、特定の次数の高調波電圧を削除できるため、一部の高調波電流、高調波損失が抑制される他、特定次数のトルクリプルや騒音を削減できるという効果が得られる。ただし、パルス発生タイミングの操作の工夫でその効果を得るため、効果を維持できる変調率の上限は決まっている。
　低次高調波削除ＰＷＭにおける変調率上限値をＰＷＭ＿ｘとし、そのときのスイッチング発生位相角の列をθｘ＝（θｘ１，θｘ２，θｘ３，……θｘｎ）とする。このときのスイッチング波形は、例えば図１５に示されるものとなる。
　これら情報に基づけば、過変調ＰＷＭ用のスイッチング特性マップを、以下のように作成可能である。
　具体的には、上記θｘを用い、ＰＭＦ＞ＰＭＦ＿ｘ以上でのスイッチング特性マップ図である、図６－２、図７－２と同様の期間Ｘ１、Ｙ１、Ｘ２、Ｙ２を、電圧位相角指令値θ＊が０，９０，１８０，２７０［ｄｅｇ］を基準に定義する（Ｕ相の場合）。
　つぎに、期間Ｘ１、Ｘ２を生じさせるΔｘとして、
　・ＰＭＦ＝ＰＭＦ＿ｘでは、Δｘ＝０
　・ＰＭＦ＝１（１パルスモード）では、Δｘ＝９０ｄｅｇ
　と定義する。
　そして、ＰＭＦ＿ｘ＜ＰＭＦ＜１の間では、ＰＭＦに応じ、ＰＭＦが大きいほどΔｘが大きくなるように操作する。
　そして、スイッチング発生位相角列θｘとΔｘとから、図１６のように、過変調ＰＷＭモードでのスイッチング特性θ（Δｘ）＝（θ１，θ２，θ３，……θｎ）を求める。期間Ｙ２，Ｙ１においては、θｘ＝（θｘ１，θｘ２，θｘ３，……θｘｎ）を、０［ｄｅｇ］中心、および１８０［ｄｅｇ］を中心として、（９０－Δｘ）／９０だけ横軸方向を縮小したものを、θ（Δｘ）＝（θ１，θ２，θ３，……θｎ）とする。
　こうすることで、低次高調波削除の機能は失われるが、変調率１（１パルスモード）近傍までの連続的な変調が可能となる。また、変調率０．９７以上などでは、３ダッシュパルスモード（同様にスイッチング位相角をマップ化しておくことは可能）に切り替えると、実施の形態１と同様、変調率１への切り替えをより円滑に行うことが可能となる。
実施の形態７．
　実施の形態１～６では、インバータ回路２が２レベルである場合について説明したが、インバータ回路２が、いわゆるマルチレベルである場合にも、同様の機能を構成することは可能である。
　例えば、実施の形態２において、インバータ回路２が３レベルである場合には、搬送波生成部が３レベル用となり、搬送波生成部５からは、上側素子用搬送波と下側素子用搬送波の２種の搬送波が出力され、変調波との比較によってゲート信号が求められることになる。なお、このときのゲート信号は、直流入力電圧に対し、上位電位「＋１」、中位電位「０」および下位電位「－１」による３つのレベルのうちの何れかのレベルをとる。
　このような３レベルインバータを有する実施の形態７の電力変換装置の場合、図９にて定義した４つの領域に対応する４つのモード、具体的には、３レベル非同期ＰＷＭモード（領域（１））、３レベル過変調準備モード（領域（２）ａ）、３レベル過変調ＰＷＭモード（領域（２））および１ダッシュパルスモード（領域（３））を有して動作する。
　＜３レベル非同期ＰＷＭモード＞
　搬送波生成部５における非同期ＰＷＭ用搬送波生成部５０ａは、電圧位相角指令値θ＊とは非同期である上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。
　＜３レベル過変調準備モード＞
　搬送波生成部５における過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、電圧位相角指令値θ＊と同期した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。
　＜３レベル過変調ＰＷＭモード＞
　過変調ＰＷＭ用搬送波生成部５０ｂは、図１６に示すように、０，９０，１８０，２７０［ｄｅｇ］をそれぞれ中心とする期間Ｙ２，Ｘ１，Ｙ２，Ｘ１を定義（Ｕ相の場合）すると共に、変調率に応じたΔｘを操作した上側素子用搬送波および下側素子用搬送波を出力する。
　なお、以上の３つのモードにおいて、非同期ＰＷＭ用変調波生成部６０ａおよび過変調ＰＷＭ用変調波生成部６０ｂの挙動は、実施の形態２と同様である。
　＜１ダッシュパルスモード＞
　実施の形態１で説明した３ダッシュパルスモードと同様、やみくもに期間の短いスイッチングパルスを出力することはインバータ回路２の制約で不可能であるため、変調率が１近傍の領域（例えば０．９５～０．９７を超えた領域）では、期間Ｙ１，Ｙ２のスイッチング回数を最小限にするモードとする。３レベルインバータの場合、例えば上記特許文献６に開示された技術を用いれば、パルス幅可変の１パルスを出力することが可能であり、これを２レベルインバータの場合の３ダッシュパルスモードの代わりに使用すれば、領域（２）における３レベル過変調モードからの円滑な遷移が可能となる。
　以上の説明のように、実施の形態７の電力変換装置によれば、マルチレベルインバータにおける過変調制御においても、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させることが可能となる。
　以上、実施の形態１～７に係る電力変換装置の構成および動作について説明してきたが、これらの実施の形態の概念により、以下に示す内容を要旨とする電力変換装置を構成することができる。
　まず、各相へのゲート信号として、各相の交流電圧出力指令の１周期のうち、上側電位となる第１の位相角（θ１）を中心とする第１の期間（Ｘ１）では、インバータ回路２の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第２の位相角（θ２：θ２＞θ１）を中心とする第２の期間（Ｘ２）では、インバータ回路２の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、第１の位相角（θ１）と第２の位相角（θ２）との間の期間から第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第３の期間（Ｙ１）と第１の期間（Ｘ１）とによる第１の比率ならびに、第２の位相角（θ２）と第１の位相角（θ１）を正方向に３６０度シフトした位相角（θ１＋３６０）との間の期間から第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第４の期間（Ｙ２）と第２の期間Ｘ２とによる第２の比率を、変調率指令もしくは交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）におけるゲート信号の位相角指令条件として、第３の期間（Ｙ１）においては、ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、第１および第２の位相角（θ１，θ２）の平均値（（θ１＋θ２）／２）との比率を維持し、第４の期間（Ｙ２）においては、ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、平均値の位相角を１８０度シフトした位相角（（θ１＋θ２）／２＋１８０）との比を維持するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、インバータ回路の出力交流電圧振幅の、直流入力電圧に対する比である変調度を向上させるいわゆる過変調制御において、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能を向上させる効果を得ることができる。
　なお、交流電圧出力振幅指令値を入力直流電圧で除して変調率指令を算出出力する変調率演算部を備え、スイッチング信号生成部は、交流電圧出力指令の１周期に占める期間Ｘ１，Ｘ２、期間Ｙ１，Ｙ２の比率を、変調率指令に基づいて設定したゲート信号を出力するようにしてもよい。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、第１の期間（Ｘ１）においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の上限値以上に固定し、第２の期間（Ｘ２）においては、変調波生成部から出力される変調波の大きさを搬送波生成部から出力される搬送波の下限値以下に固定し、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）においては、搬送波生成部から出力される搬送波および、上限値以上変調波生成部から出力される変調波および変調波生成部から出力される変調波を交流電圧出力振幅指令または変調率指令に基づいて位相角方向にそれぞれ同じ比率で縮小もしくは拡大操作することにより設定したゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、交流電圧出力振幅指令の変化に対する追従性能の更なる向上が可能となる。
　なお、本実施の形態に係る電力変換装置では、第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）の変調波として正弦波を出力してもよいし、この正弦波に加えて三相共通の信号を重畳してもよい。このように構成された電力変換装置によれば、過変調制御の利用運転範囲の設定自由度を向上させることが可能となる。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置では、搬送波生成部が出力する搬送波として、第１乃至第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値または下限値とし、不連続でない搬送波を生成して出力するようにしてもよい。このように構成された電力変換装置によれば、現実のインバータ回路が出力不可能な短い電圧パルスの出力を回避することを通じて、電圧の制御精度を向上させることができ、インバータ回路のスイッチング損失を抑制しつつ、制御性を維持することが可能となる。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、予め設定された電圧振幅設定範囲の範囲内に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定範囲の範囲内に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定範囲の範囲内に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいては過変調モードを選択し、この過変調モードが選択された場合には、第１乃至第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）を、交流電圧出力振幅指令、変調率指令、交流電圧出力基本波周波数に基づいて設定することで得られるゲートパルス信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調運転が不要となる運転条件下では従来技術による運転を行い、過変調運転が適する運転条件下では過変調モードを選択して運転を行うことで、各運転条件下にて、負荷の高調波損失を抑制しながら運転することが可能となる。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、インバータ回路が２レベルインバータである場合に、変調率が９５％以上を判定した後には第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）中のスイッチング回数が３回のみとなる３ダッシュパルスモードを選択し、この３ダッシュパルスモードが選択された場合、交流電圧出力指令の１周期あたり、第１および第３の期間（Ｘ１，Ｙ１）の境界、第３および第２の期間（Ｙ２，Ｘ２）の境界、第２および第４の期間（Ｘ２，Ｙ２）の境界、第４および第１の期間（Ｙ２，Ｘ１）の境界、第２の期間（Ｙ１）の中心ならびに、第４の期間（Ｙ２）の中心における合計６回のスイッチング制御を行うゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調モードにおけるパルス幅が極端に狭くなり、インバータ部の制御分解能を超える制御に陥ることを防ぐと共に、電圧の歪率を極端に変化させることなくスイッチング損失を抑制できる３ダッシュパルスモードに遷移させることが可能となる。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に同期ＰＷＭモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて同期ＰＷＭモードを選択し、この同期ＰＷＭモードが選択された場合に、交流電圧出力位相角指令に同期し、交流電圧出力指令の１周期中のスイッチング回数が一定となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の同期ＰＷＭを行うことにより、実用上必要な広い運転条件に対応可能になるという効果が得られる。
　また、本実施の形態に係る電力変換装置が過変調モードの他に非同期ＰＷＭモードを選択可能に構成されている場合、予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令が存在する運転条件時、予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいて非同期ＰＷＭモードを選択し、この非同期ＰＷＭモードが選択された場合に、単位時間内のスイッチング回数が予め定められた値となるゲート信号を出力するように動作する電力変換装置を構成することができる。このように構成された電力変換装置によれば、過変調が不要の運転領域では、従来技術の非同期ＰＷＭを行うことにより、実用上必要な広い運転条件、特に基本波周波数０を含む低周波数域を含めて運転対応可能になるという効果が得られる。
　なお、以上の実施の形態１～７に示した構成は、本発明の構成の一例であり、上記先行技術文献以外の公知技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明は、インバータ出力電流の急変および脈動を抑制しながら、広い電圧操作範囲で安定した負荷の運転を可能とする電力変換装置として有用である。
　１　交流電動機、２　インバータ回路、３　直流電圧源部、４，４ｂ　スイッチング信号生成部、５　搬送波生成部、６　変調波生成部、７　比較部、８　変調率演算部、９　変調モード選択部、１０　電圧検出部、１１　交流電圧指令生成部、４１　非同期ＰＷＭスイッチング信号生成部、４２　同期ＰＷＭスイッチング信号生成部、４３　スイッチング信号選択部、４５　スイッチング特性マップ、４６　スイッチング出力判定部、５０ａ　非同期ＰＷＭ用搬送波生成部、５０ｂ　過変調ＰＷＭ用搬送波生成部、５０ｃ　３ダッシュパルス用搬送波生成部、５１　搬送波選択部、６０ａ　非同期ＰＷＭ用変調波生成部、６０ｂ　過変調ＰＷＭ用変調波生成部、６０ｃ　３ダッシュパルス用変調波生成部、６１　変調波選択部。

Claims (12)

  1. 　直流電圧を多相の交流電圧に変換して出力するインバータ回路と、
    　前記インバータ回路を駆動するためのゲート信号を、交流電圧出力振幅指令値と、交流電圧出力位相角指令値とに基づいて算出して前記インバータ回路に出力するスイッチング信号生成部と、
    　を備え、
    　前記スイッチング信号生成部は、
    　交流電圧出力指令の１周期のうち、上側電位となる第１の位相角（θ１）を中心とする第１の期間（Ｘ１）では、前記インバータ回路の直流入力正側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、下側電位となる第２の位相角（θ２：θ２＞θ１）を中心とする第２の期間（Ｘ２）では、前記インバータ回路の直流入力負側端子電圧値を常時出力するようゲート信号を固定し、前記第１の位相角（θ１）と前記第２の位相角（θ２）との間の期間から前記第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第３の期間（Ｙ１）と前記第１の期間（Ｘ１）とによる第１の比率ならびに、前記第２の位相角（θ２）と前記第１の位相角（θ１）を正方向に３６０度シフトした位相角（θ１＋３６０）との間の期間から前記第１および第２の期間（Ｘ１，Ｘ２）を除いた第４の期間（Ｙ２）と前記第２の期間Ｘ２とによる第２の比率を、変調率指令もしくは前記交流電圧出力振幅指令値に基づいて設定したゲート信号を生成すると共に、
    　前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）におけるゲート信号の位相角指令条件として、
    　前記第３の期間（Ｙ１）においては、前記ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、前記第１および第２の位相角（θ１，θ２）の平均値（（θ１＋θ２）／２）との比率を維持し、
    　前記第４の期間（Ｙ２）においては、前記ゲート信号をオン／オフさせる位相角と、前記平均値の位相角を１８０度シフトした位相角（（θ１＋θ２）／２＋１８０）との比を維持する
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記スイッチング信号生成部には、前記交流電圧出力振幅指令値を前記直流電圧で除して変調率指令を算出する変調率演算部が設けられ、
    　前記スイッチング信号生成部は、前記第１および第２の比率を、前記変調率演算部が出力する変調率指令に基づいて設定したゲート信号を出力することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記スイッチング信号生成部は、
    　前記交流電圧出力振幅指令値および前記交流電圧出力位相角指令値に基づいて変調波を算出する変調波生成部と、
    　前記交流電圧出力位相角指令から搬送波を算出する搬送波生成部と、
    　を備え、
    　前記第１の期間（Ｘ１）においては、前記変調波生成部から出力される変調波の大きさを前記搬送波生成部から出力される搬送波の上限値以上に固定し、
    　前記第２の期間（Ｘ２）においては、前記変調波生成部から出力される変調波の大きさを前記搬送波生成部から出力される搬送波の下限値以下に固定し、
    　前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）においては、前記搬送波生成部から出力される搬送波および、前記上限値以上変調波生成部から出力される変調波および前記変調波生成部から出力される変調波を前記交流電圧出力振幅指令値または変調率指令に基づいて位相角方向にそれぞれ同じ比率で縮小もしくは拡大操作することにより設定したゲート信号を出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記変調波生成部は、前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）の変調波として正弦波を出力することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記変調波生成部は、前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）の変調波として、正弦波に加え、三相共通の信号を重畳することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　前記搬送波生成部は、前記第１から第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）それぞれの境界位相角条件における搬送波の値を、上限値または下限値とし、不連続でない搬送波を生成して出力することを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
  7. 　前記交流電圧出力振幅指令値または前記変調率指令に基づいて、変調モードを選択する変調モード選択部を備え、
    　この変調モード選択部は、
    　予め設定された電圧振幅設定範囲の範囲内に交流電圧出力振幅指令値が存在する運転条件時、
    　予め設定された変調率設定範囲の範囲内に変調率指令が存在する運転条件時、または、
    　予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定範囲の範囲内に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時の何れかにおいては過変調モードを選択し、
    　この過変調モードが選択された場合、前記スイッチング信号生成部は、
    　前記第１から第４の期間（Ｘ１，Ｘ２，Ｙ１，Ｙ２）を、前記交流電圧出力振幅指令値、前記変調率指令、前記交流電圧出力基本波周波数に基づいて設定することで得られるゲート信号を出力することを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  8. 　前記インバータ回路は２レベルインバータであり、
    　前記変調モード選択部は、変調率が９５％以上を判定した後には、前記第３および第４の期間（Ｙ１，Ｙ２）中のスイッチング回数が３回のみとなる３ダッシュパルスモードを選択し、
    　この３ダッシュパルスモードが選択された場合、前記スイッチング信号生成部は、前記交流電圧出力指令の１周期あたり、
    　前記第１および第３の期間（Ｘ１，Ｙ１）の境界、
    　前記第３および第２の期間（Ｙ１，Ｘ２）の境界、
    　前記第２および第４の期間（Ｘ２，Ｙ２）の境界、
    　前記第４および第１の期間（Ｙ２，Ｘ１）の境界、
    　前記第３の期間（Ｙ１）の中心ならびに、
    　前記第４の期間（Ｙ２）の中心
    　における合計６回のスイッチング制御を行うゲート信号を出力することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記変調モード選択部は、前記過変調モードの他、過変調準備モードを選択可能に構成され、
    　予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令値が存在する運転条件時、
    　予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、
    　予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時
    　の何れかにおいて過変調準備モードを選択し、
    　この過変調準備モードが選択された場合、前記スイッチング信号生成部は、
    　交流電圧出力位相角指令に同期し、前記交流電圧出力指令の１周期中のスイッチング回数が一定となるゲート信号を出力することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  10. 　前記搬送波生成部は、前記変調モード選択部から出力される変調モード信号が過変調モードの場合には過変調用搬送波を生成し、前記変調モード信号が過変調準備モードの場合には過変調準備用搬送波を生成し、
    　前記変調波生成部は、前記変調モード信号が過変調モードの場合には過変調用変調波を生成し、前記変調モード信号が過変調準備モードの場合には過変調準備用変調波を生成する
    　ことを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
  11. 　前記変調モード選択部は、前記過変調モードの他、非同期ＰＷＭモードを選択可能に構成され、
    　予め設定された電圧振幅設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力振幅指令値が存在する運転条件時、
    　予め設定された変調率設定閾値を下回る範囲に変調率指令が存在する運転条件時、または、
    　予め設定された交流電圧出力基本波周波数設定閾値を下回る範囲に交流電圧出力基本波周波数が存在する運転条件時
    　の何れかにおいて非同期ＰＷＭモードを選択し、
    　この非同期ＰＷＭモードが選択された場合、前記スイッチング信号生成部は、
    　単位時間内のスイッチング回数が、予め定められた値となるゲート信号を出力することを特徴とする請求項７に記載の電力変換装置。
  12. 　前記搬送波生成部は、前記変調モード選択部から出力される変調モード信号が過変調モードの場合には過変調用搬送波を生成し、前記変調モード信号が非同期ＰＷＭモードの場合には非同期ＰＷＭ用搬送波を生成し、
    　前記変調波生成部は、前記変調モード信号が過変調モードの場合には過変調用変調波を生成し、前記変調モード信号が非同期ＰＷＭモードの場合には非同期ＰＷＭ用変調波を生成する
    　ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
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