JPS5886874A - パルス幅変調インバ−タの制御装置 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの制御装置Info
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- JPS5886874A JPS5886874A JP56184822A JP18482281A JPS5886874A JP S5886874 A JPS5886874 A JP S5886874A JP 56184822 A JP56184822 A JP 56184822A JP 18482281 A JP18482281 A JP 18482281A JP S5886874 A JPS5886874 A JP S5886874A
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- voltage
- output
- inverter
- width modulation
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/084—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system
- H02M1/0845—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters using a control circuit common to several phases of a multi-phase system digitally controlled (or with digital control)
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はパルス幅変調インバータの制御装置に係り、特
にインバータの基本波出力電圧を大きくとれるように構
成したパルス幅変調インバータの制御装置に関する。
にインバータの基本波出力電圧を大きくとれるように構
成したパルス幅変調インバータの制御装置に関する。
直流電力を交流電力に変換するイン・く−夕装置の一例
として、第１図にブリツジインノく一夕を示す。図にお
いてＸ、Ｘ、Ｙ、Ｙはそれぞれ半導体スイッチを模型化
したスイッチであり、Ｚは負荷、Ｅは直流電源％ ｅｘ
、ｅｙＦｉそれぞれのアームの中点電位である。第２図
はこの回路の動作を説明するための信号波形で、信号Ｘ
、、Ｘ、、Ｙｇ。
として、第１図にブリツジインノく一夕を示す。図にお
いてＸ、Ｘ、Ｙ、Ｙはそれぞれ半導体スイッチを模型化
したスイッチであり、Ｚは負荷、Ｅは直流電源％ ｅｘ
、ｅｙＦｉそれぞれのアームの中点電位である。第２図
はこの回路の動作を説明するための信号波形で、信号Ｘ
、、Ｘ、、Ｙｇ。
Ｙｌがそれ゛ぞれ与えられると、それに対応するスイッ
チｘ、ｘ、ｙ、ｙがオンし、信号がないときにはスイッ
チがオフ状態となる。信号ＸｇとＸｉおよび￥８とＹｌ
はそれぞれ相補や関係にあム信号が同時に存在すること
はない。信号Ｘ８とＹｌまたはＸｌとＹ５が同時に与え
られる期間は負荷Ｚに直流電源Ｅの電圧が印加される。
チｘ、ｘ、ｙ、ｙがオンし、信号がないときにはスイッ
チがオフ状態となる。信号ＸｇとＸｉおよび￥８とＹｌ
はそれぞれ相補や関係にあム信号が同時に存在すること
はない。信号Ｘ８とＹｌまたはＸｌとＹ５が同時に与え
られる期間は負荷Ｚに直流電源Ｅの電圧が印加される。
ここで、信号Ｘ１とＹｌが与えられた時、負荷Ｚに印加
される電圧を正方向としておく。このようにしたものに
おいて、信号Ｘ１とＹｌ、あるいはＸ２とＹ５とが同時
に与えられる期間θを変えることによって交流電圧ｅの
芙効値の調整ができる。
される電圧を正方向としておく。このようにしたものに
おいて、信号Ｘ１とＹｌ、あるいはＸ２とＹ５とが同時
に与えられる期間θを変えることによって交流電圧ｅの
芙効値の調整ができる。
一般にインバータ出力電圧は正弦波に近いことが要求さ
れ、そのためにインバータ出力に交流フィルタを設け、
：インバータの矩形波出力を正弦波化している。ここで
、矩形波に含まれる高調波成分が小さいほど、交流フィ
ルタが小形化できることはよく知られている。矩形波に
含まれる高調波成分を小さくするため、種々の制御方式
が発表されているが、最も代表的な方式として、第３図
に示すような角波を搬送波とするパルス幅変調（ＰＷＭ
Ｉ制御がある。搬送波信号ＳｔとＸ相アーム変調波ＳＸ
を比較し、ＳＸくＳｔの時Ｘｆが出力し、Ｓｘ＞Ｓｔの
時Ｘ、が出力する。Ｙ相アームについても同様でする。
れ、そのためにインバータ出力に交流フィルタを設け、
：インバータの矩形波出力を正弦波化している。ここで
、矩形波に含まれる高調波成分が小さいほど、交流フィ
ルタが小形化できることはよく知られている。矩形波に
含まれる高調波成分を小さくするため、種々の制御方式
が発表されているが、最も代表的な方式として、第３図
に示すような角波を搬送波とするパルス幅変調（ＰＷＭ
Ｉ制御がある。搬送波信号ＳｔとＸ相アーム変調波ＳＸ
を比較し、ＳＸくＳｔの時Ｘｆが出力し、Ｓｘ＞Ｓｔの
時Ｘ、が出力する。Ｙ相アームについても同様でする。
さらに、Ｙ相アーム変調波Ｓ、をＸ相アーム変調波８ｘ
より１２０”遅れとすれば、アーム電圧ｅＸ、ｅＹに３
の倍数調波が含まれていても、出力電圧（ｅｚ ｅｙ
）には含まれない。ゆえに、アーム電圧ｅｘ、ｅｆに含
まれる高調波の内、３の倍数調波を除く成分が小さけれ
ば、出力電圧（ｅｘ ｅｙ）の高調波電圧が小さい。
より１２０”遅れとすれば、アーム電圧ｅＸ、ｅＹに３
の倍数調波が含まれていても、出力電圧（ｅｚ ｅｙ
）には含まれない。ゆえに、アーム電圧ｅｘ、ｅｆに含
まれる高調波の内、３の倍数調波を除く成分が小さけれ
ば、出力電圧（ｅｘ ｅｙ）の高調波電圧が小さい。
本方式においては、良く知られているように
変調度に一変調波波高値／搬送波波高値とアーム電圧ｅ
Ｘの高調波電圧波高値は、搬送波周波数を基本波周波数
のｍ倍とすると最低次高調波は（ｍ−２Ｊ次で６Ｃ１基
本波（１次］ｍに９とした場合の最低次高調波（７次）
関係は第４図に示すとおりとなる（ただし、３の倍数高
調波は省略した）。しかし、変調度に＝１の時に基本波
電圧は最大となるが、その波高値は直流電圧Ｅの１／２
をＥｄとして最大Ｅｄ″″Ｃあり、第２図に示す波形で
は、 Ｅａであるので、取り出し得る電π 圧は−に減少する。これはスイッチング素子の電流を同
一とすると、敗り出し得る電圧が−に減少するので実質
的に出力容量が低下する。また、同一出力容量を得るた
めにはスイッチング素子の電流容量を上げなければなら
ない欠点がある。
Ｘの高調波電圧波高値は、搬送波周波数を基本波周波数
のｍ倍とすると最低次高調波は（ｍ−２Ｊ次で６Ｃ１基
本波（１次］ｍに９とした場合の最低次高調波（７次）
関係は第４図に示すとおりとなる（ただし、３の倍数高
調波は省略した）。しかし、変調度に＝１の時に基本波
電圧は最大となるが、その波高値は直流電圧Ｅの１／２
をＥｄとして最大Ｅｄ″″Ｃあり、第２図に示す波形で
は、 Ｅａであるので、取り出し得る電π 圧は−に減少する。これはスイッチング素子の電流を同
一とすると、敗り出し得る電圧が−に減少するので実質
的に出力容量が低下する。また、同一出力容量を得るた
めにはスイッチング素子の電流容量を上げなければなら
ない欠点がある。
本発明の目的は、パルス幅変調インバータの基本波出力
電圧を大きくしうる制御装置を提供することにある。
電圧を大きくしうる制御装置を提供することにある。
一般に、低次の高調波成分を除去するには、基本波の半
サイクルの中心９０″ に対し対称なパルス幅をもち、
中心部はど幅を広くする。半廿イクル中の転流回数をｍ
回とすると、−サイクル中に［（ｍ−１３／２回の電圧
極性の変化する点があり、これを電気角度０° を基準
と１で制御角αと呼び、この制御角αを適当に選定すれ
ば、基本波出力電圧を大きく、高調波電圧を減少できる
。
サイクルの中心９０″ に対し対称なパルス幅をもち、
中心部はど幅を広くする。半廿イクル中の転流回数をｍ
回とすると、−サイクル中に［（ｍ−１３／２回の電圧
極性の変化する点があり、これを電気角度０° を基準
と１で制御角αと呼び、この制御角αを適当に選定すれ
ば、基本波出力電圧を大きく、高調波電圧を減少できる
。
本発明の一実施例を第５図に示し、第６図に動作タイム
チャートを示す。本例におけるインバータ回路２は第１
図の単相ブ・リッジ≧ンパータを前提に説明するが、本
発明はこれに限らず、３相インバータにも通用できるこ
とはもちろんである。
チャートを示す。本例におけるインバータ回路２は第１
図の単相ブ・リッジ≧ンパータを前提に説明するが、本
発明はこれに限らず、３相インバータにも通用できるこ
とはもちろんである。
このインバータ回路２は点弧回路２６〜２９の信号ｘ
ｔ 、ｘ ｇ ＝ ｙ ｔ 、 ｙ ｔによりスイッチ
ング動作を行なう。、発振器１１出力はカウンタ１７゜
１８、分周器１２に与えられる。分局器１２は１サイク
ル中の転流回数に応じた周波数でＣＬＯＣＫＩを出力し
、マイクロプロセッサ−（ＭＰＵ ） １３に割込信号
を与える。ＭＰＵ１３は、データバス（ＤＡＴＡ ＢＵ
ＳＪによってＲＡＭＩ４，１１’ＬＯＭ１５、カウンタ
１７，１８、マルチプレクサ２０、バッファ２３に接続
される。一方、ＭＰＵ１３はアドレスバス（ＡＤ ＨＵ
Ｓ）でデコーダーｘ６ＫＪＩＭされる。デコーダー１６
はマルチプレクサ２０．サンプルホールド２１、Ａ／Ｄ
変換器２２、バッファ２３、カウンタ１７，１８に接続
される。ノリツブフロップ１９のセット端子Ｓにはカウ
ンタ１７が接続され、リセット端子Ｒにはカウンタ１８
が接続される。さらにフリップ７０、ツブ１９のＱ出力
は点弧回路２６で増幅され、前述のＸ１信号としてイン
バータ回路２に与えられ、Ｑ出力は点弧回路２７で増幅
され、前述のＸ１信号としてインバータ回路２に与えら
れる。また、Ｙ、信号はノリツブフロップ県９のＱ出力
を移相器２４１で位相を変化させ、点弧回路２８で増幅
して形成を移相器２４で位相を変化させ、点弧回路２９
で増幅して形成する。出力電圧はマルチプレクサ２０に
取り込まれる。
ｔ 、ｘ ｇ ＝ ｙ ｔ 、 ｙ ｔによりスイッチ
ング動作を行なう。、発振器１１出力はカウンタ１７゜
１８、分周器１２に与えられる。分局器１２は１サイク
ル中の転流回数に応じた周波数でＣＬＯＣＫＩを出力し
、マイクロプロセッサ−（ＭＰＵ ） １３に割込信号
を与える。ＭＰＵ１３は、データバス（ＤＡＴＡ ＢＵ
ＳＪによってＲＡＭＩ４，１１’ＬＯＭ１５、カウンタ
１７，１８、マルチプレクサ２０、バッファ２３に接続
される。一方、ＭＰＵ１３はアドレスバス（ＡＤ ＨＵ
Ｓ）でデコーダーｘ６ＫＪＩＭされる。デコーダー１６
はマルチプレクサ２０．サンプルホールド２１、Ａ／Ｄ
変換器２２、バッファ２３、カウンタ１７，１８に接続
される。ノリツブフロップ１９のセット端子Ｓにはカウ
ンタ１７が接続され、リセット端子Ｒにはカウンタ１８
が接続される。さらにフリップ７０、ツブ１９のＱ出力
は点弧回路２６で増幅され、前述のＸ１信号としてイン
バータ回路２に与えられ、Ｑ出力は点弧回路２７で増幅
され、前述のＸ１信号としてインバータ回路２に与えら
れる。また、Ｙ、信号はノリツブフロップ県９のＱ出力
を移相器２４１で位相を変化させ、点弧回路２８で増幅
して形成を移相器２４で位相を変化させ、点弧回路２９
で増幅して形成する。出力電圧はマルチプレクサ２０に
取り込まれる。
出、力電圧をマルチプレクサ２０で取り込み、サンプル
ホールド回路２１でラッチし、Ａ／Ｄ変換器２２でディ
ジタル変換し、バッファ２３を介して、ＭＰＵ１３に取
り込み、ＭＰ Ｕ １３にて出力電圧を制御する演算を
行ない、制御角αを決定するため、カラ／り１７，１８
にセットするデータを算出する。データはあらかじめＲ
ＯＭ１５に記憶させておき、演算結果により、ＲＯＭ１
５のデータを読み取り、ＣＬＯＣＫＩ に同期して、
デコーダー１６を通して、必要なデータをカウンタにセ
ットする。カウンタはＣＬＯＣＫ２ により、セット
されたデータを減少するように動作し出力データが零と
なると、パルスを出力する。移相器２４゜２５は位相を
１２゛０°遅らせ、３倍調波が出力電圧に含まれないよ
うにする。
ホールド回路２１でラッチし、Ａ／Ｄ変換器２２でディ
ジタル変換し、バッファ２３を介して、ＭＰＵ１３に取
り込み、ＭＰ Ｕ １３にて出力電圧を制御する演算を
行ない、制御角αを決定するため、カラ／り１７，１８
にセットするデータを算出する。データはあらかじめＲ
ＯＭ１５に記憶させておき、演算結果により、ＲＯＭ１
５のデータを読み取り、ＣＬＯＣＫＩ に同期して、
デコーダー１６を通して、必要なデータをカウンタにセ
ットする。カウンタはＣＬＯＣＫ２ により、セット
されたデータを減少するように動作し出力データが零と
なると、パルスを出力する。移相器２４゜２５は位相を
１２゛０°遅らせ、３倍調波が出力電圧に含まれないよ
うにする。
ｍ＝１１について、第６図を用い説明する。
ＣＬＯＣＫＩに２０° ごとに出力される。０＠のＣＬ
ＯＣＫＩ でカウンタ１７にデータＤ−，がセットさ
れ、カウンタ１８にデータＤ２がセットされる。
ＯＣＫＩ でカウンタ１７にデータＤ−，がセットさ
れ、カウンタ１８にデータＤ２がセットされる。
さらに、カウンタ１８は位相Ｏ″ でリセットパルスを
ＭＰＵ１３よりの指令で出力する。したがって、０°
ではＸｌが与えられ、ＸがＯＮする。カウンタ１７，１
８の出力データはＣＬＯＣＫＩ により、減少し、電気
角α１で、カウンタ１７の出力データが苓となるので、
セントパルスが出力され、フリップ刀ロップ１９が反転
し、Ｘｇが与えられ、Ｘ相アーム電圧は極性が反転する
。カウンタ１８の出力データが零にならない間に、次の
ＣＬＯ（Ｘｉでカウンタ１７にデータＤ３をセットする
。電気角α２でカウンタ１８の出力データが零となるの
で、リセットパルスが出力され、スリップフロップ１９
が反転し％Ｘ、が祢えられ、Ｘ相アーム電圧は極性が反
転する。電気角α３でカウンタ１７の出力データが零と
なり％Ｘ、が与えられる。
ＭＰＵ１３よりの指令で出力する。したがって、０°
ではＸｌが与えられ、ＸがＯＮする。カウンタ１７，１
８の出力データはＣＬＯＣＫＩ により、減少し、電気
角α１で、カウンタ１７の出力データが苓となるので、
セントパルスが出力され、フリップ刀ロップ１９が反転
し、Ｘｇが与えられ、Ｘ相アーム電圧は極性が反転する
。カウンタ１８の出力データが零にならない間に、次の
ＣＬＯ（Ｘｉでカウンタ１７にデータＤ３をセットする
。電気角α２でカウンタ１８の出力データが零となるの
で、リセットパルスが出力され、スリップフロップ１９
が反転し％Ｘ、が祢えられ、Ｘ相アーム電圧は極性が反
転する。電気角α３でカウンタ１７の出力データが零と
なり％Ｘ、が与えられる。
４０＠ で再びカウンタ１７にデータＤ５％ カウンタ
１８にデータＤ、がセットされる。電気角α４で、カウ
ンタ１８はリセットパルスを出し、Ｘｇが与えられ、α
、でカウンタ１７はセットパルス金山し、Ｘｔが与えら
れる。１２０°でデータＤ７ 。
１８にデータＤ、がセットされる。電気角α４で、カウ
ンタ１８はリセットパルスを出し、Ｘｇが与えられ、α
、でカウンタ１７はセットパルス金山し、Ｘｔが与えら
れる。１２０°でデータＤ７ 。
Ｄ６をセットし、電気角α６．α、を得て、１４０゜で
データＤ、、Ｄ、ｉセットし、電気角α８．α。
データＤ、、Ｄ、ｉセットし、電気角α８．α。
を傅て、１６０’ でデータＤ、。をセットし電気角
α、０を得る。次に、１８０″ でカウンタ１７にデー
タＤ、□がセットされ、カウンタ１．８にデータＤ、１
がセットされる。さらに、カウンタ１７は位相０°で、
セットパルスをＭＰＵＩ ３よりの指令で出力する。こ
こで、Ｄ１ミＤｌｌｅ Ｄ２ ＝ＤＩ２とすれば、α２
＝α１２ １８０’、α２＝α１２ １８０°である。
α、０を得る。次に、１８０″ でカウンタ１７にデー
タＤ、□がセットされ、カウンタ１．８にデータＤ、１
がセットされる。さらに、カウンタ１７は位相０°で、
セットパルスをＭＰＵＩ ３よりの指令で出力する。こ
こで、Ｄ１ミＤｌｌｅ Ｄ２ ＝ＤＩ２とすれば、α２
＝α１２ １８０’、α２＝α１２ １８０°である。
以後、Ｄｌ−Ｄ１ｏ＋１．（ｉ＝１〜１０ｊとすれば、
αｉ−α＋ｏ＋＋ ｉｓｏｏとなシ、電圧ｅＸは位相
１８０°に対し点対称となる。さらに、９０” −αａ
−Ｊ−αａ ＋１−９０°、（Ｊ−１〜５）とし、電
圧ｅｌの０° 〜１８０°１８０°位相９０°に対し線
対称となる。
αｉ−α＋ｏ＋＋ ｉｓｏｏとなシ、電圧ｅＸは位相
１８０°に対し点対称となる。さらに、９０” −αａ
−Ｊ−αａ ＋１−９０°、（Ｊ−１〜５）とし、電
圧ｅｌの０° 〜１８０°１８０°位相９０°に対し線
対称となる。
また、Ｙ相アーム電圧ｅＹはＸ相アーム電圧ｅＸに対し
１２０°遅れとなり、出力電圧（ｅｘ−ｅｙｌは第６図
に示す波形となる。
１２０°遅れとなり、出力電圧（ｅｘ−ｅｙｌは第６図
に示す波形となる。
ここで、電圧ｅｚの高調波を減少させるため、電気角α
をどう選定すれば良いか考察する。まず第６図に示す電
圧ｅＸの波形について、フーリエ級数に展開し、第７次
の轍圧成分波高値ｅ８□を求めると、 偶数次高調波は零であり、３倍調波は含まれていても問
題ないので、問題とな不高調波次数は５次、７次、・１
１次、１３次、１９次つまり、（６の倍数±１］次の周
波数となる。ここで、電気内分が制御できる。これには
、基本渡分も含まれる個の高調波成分を零にできる。
をどう選定すれば良いか考察する。まず第６図に示す電
圧ｅＸの波形について、フーリエ級数に展開し、第７次
の轍圧成分波高値ｅ８□を求めると、 偶数次高調波は零であり、３倍調波は含まれていても問
題ないので、問題とな不高調波次数は５次、７次、・１
１次、１３次、１９次つまり、（６の倍数±１］次の周
波数となる。ここで、電気内分が制御できる。これには
、基本渡分も含まれる個の高調波成分を零にできる。
この時、基本波電圧波高値は次のようになる。
Ｍ＝基本波電圧波高値／ Ｅ ａ
ｍ＝１１の場合について、電気角α１〜α６、およびＭ
を求め、第７図、第８図に示す。Ｍの最大値は１．１６
最低次高調波は１７次、１９次となる。データＤ、〜Ｄ
、は、Ｄｌ−α１．Ｄ２−α、、Ｄ３−αｍ−２０’、
Ｄ４＝α４ ４０’、Ｄａ”α５−４ｏ６ として、
セットすれば良く、これらデータをＲＯＭ１５にあらか
じめ格納しておく。
を求め、第７図、第８図に示す。Ｍの最大値は１．１６
最低次高調波は１７次、１９次となる。データＤ、〜Ｄ
、は、Ｄｌ−α１．Ｄ２−α、、Ｄ３−αｍ−２０’、
Ｄ４＝α４ ４０’、Ｄａ”α５−４ｏ６ として、
セットすれば良く、これらデータをＲＯＭ１５にあらか
じめ格納しておく。
次にｍ＝１５の場合について、電気角α１〜α。
およびＭを求め、第９図、第１０図に示す。Ｍの最大値
は１．１６、最低次高調波は２３次、２５次となる。こ
の時ＣＬＯＣＫＩ は１５″間隔で出力さｎる。
は１．１６、最低次高調波は２３次、２５次となる。こ
の時ＣＬＯＣＫＩ は１５″間隔で出力さｎる。
本発明は従来の三角波と正弦波によるＰＷＭ制御方式と
比べて、基本波電圧が大きくとれ、高調波次数が高くな
り、それを除去する交流フィルタは小さくてすむ。半サ
イクル中の転流回数が１５回の場合について、本発明と
従来方式を比較するこのように本発明によれば、基本波
電圧が大きくとれるのでスイッチング素子の転流責務を
軽減でき、また最低次高調波が高いので、交流フィルタ
の責務も軽減でき、小形にして軽量しかも電気的過渡応
答も向上するという効果がある。
比べて、基本波電圧が大きくとれ、高調波次数が高くな
り、それを除去する交流フィルタは小さくてすむ。半サ
イクル中の転流回数が１５回の場合について、本発明と
従来方式を比較するこのように本発明によれば、基本波
電圧が大きくとれるのでスイッチング素子の転流責務を
軽減でき、また最低次高調波が高いので、交流フィルタ
の責務も軽減でき、小形にして軽量しかも電気的過渡応
答も向上するという効果がある。
第１図はブリッジインバータを説明する回路図を第２図
は第１図の負荷乙に印加される電圧と信号Ｘ、、Ｘ、、
Ｙ、、Ｙ、の関係を示す図、第３図は従来のＰＷＭ制御
の説明図、第４図は従来のＰＷＭ制御のｆ調度と高調波
波高値の関係を説明する図、第５図は本発明の一実施例
回路図、第６図は第５図の動作を説明するタイムチャー
ト図・第７図１４ｍ＝１１の場合の制御角と（基本波電
圧波高値／ Ｅ ａ ）の関係を示す図、第８図はｍ＝
１１の場曾の（基本波電圧波高値／Ｅ、＋）と基本波成
分に対する高調波成分の割合を示す図、第９図はｍ＝１
５の場合の制御角と（基本波電圧波高値／Ｅａ）の関係
を示す図、第１０図はｍ−１５の場合の（基本波電圧波
高値） Ｅ ａ ｒと基本波成分に、対する高調波成分
の割合を示す図である。 １、・・・直流電源、２・・・インバータ回路、３、・
・・負荷、１１・・・発振器、１６・・・デコーダー、
１７．１８・・・カウンタ、１９・・・フリップ７０ツ
ブ、２６〜２９第 １口 第２図 第３図
は第１図の負荷乙に印加される電圧と信号Ｘ、、Ｘ、、
Ｙ、、Ｙ、の関係を示す図、第３図は従来のＰＷＭ制御
の説明図、第４図は従来のＰＷＭ制御のｆ調度と高調波
波高値の関係を説明する図、第５図は本発明の一実施例
回路図、第６図は第５図の動作を説明するタイムチャー
ト図・第７図１４ｍ＝１１の場合の制御角と（基本波電
圧波高値／ Ｅ ａ ）の関係を示す図、第８図はｍ＝
１１の場曾の（基本波電圧波高値／Ｅ、＋）と基本波成
分に対する高調波成分の割合を示す図、第９図はｍ＝１
５の場合の制御角と（基本波電圧波高値／Ｅａ）の関係
を示す図、第１０図はｍ−１５の場合の（基本波電圧波
高値） Ｅ ａ ｒと基本波成分に、対する高調波成分
の割合を示す図である。 １、・・・直流電源、２・・・インバータ回路、３、・
・・負荷、１１・・・発振器、１６・・・デコーダー、
１７．１８・・・カウンタ、１９・・・フリップ７０ツ
ブ、２６〜２９第 １口 第２図 第３図
Claims (1)
- １、°インバータを構成する各スイッチにパルス幅変調
信号を与えて制御するパルス幅変調インバータの制御装
置においで、下記インバータ出力電圧をフーリエ級数に
展開して得られる高調波成分のうち、所定次数の高調波
成分を零とするように選定された制御信号を出力する手
段を備え、この制御信号に基づいて上記パルス幅変調信
号を作成することを特徴とするパルス幅変調インバータ
の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56184822A JPS5886874A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56184822A JPS5886874A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5886874A true JPS5886874A (ja) | 1983-05-24 |
Family
ID=16159894
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56184822A Pending JPS5886874A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5886874A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6110967A (ja) * | 1984-06-26 | 1986-01-18 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
| US9647575B2 (en) | 2013-04-23 | 2017-05-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| WO2021130911A1 (ja) | 2019-12-25 | 2021-07-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1981
- 1981-11-18 JP JP56184822A patent/JPS5886874A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6110967A (ja) * | 1984-06-26 | 1986-01-18 | Yaskawa Electric Mfg Co Ltd | ３相電圧形インバ−タのパルス幅変調方法 |
| US9647575B2 (en) | 2013-04-23 | 2017-05-09 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter |
| WO2021130911A1 (ja) | 2019-12-25 | 2021-07-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
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