JP3050314B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【要約】 【課題】 電圧レベル非変換モ−ド、降圧モ−ド、昇圧
モ−ドを選択的に得ることができる電力変換装置におい
てモ−ド切換回路が複雑になった。 【解決手段】 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直
列回路、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回
路、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路、及
びコンデンサＣを互いに並列に接続する。交流電源３の
一方の端子４を第１のリアクトルＬ1 を介して第１及び
第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の中点に接続する。第５及び
第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の中点と交流電源３の他方の
端子５との間に第２のリアクトルＬ2 を介して負荷１１
を接続する。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の中点
と交流電源３の他方の端子５とを接続する。出力電圧Ｖ
0 を入力交流電圧Ｖinと同じくする非変換モード、Ｖ0
をＶinよりも低くする降圧モード、Ｖ0 をＶinよりも高
くする昇圧モードを得るために第１〜第６のスイッチＱ
1 〜Ｑ6 の制御を切換える。この切換えを方形波電圧を
使用して自動的に行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＡＣ入力に基づい
てＡＣ出力を得るスイッチング方式の単相又は多相の電
力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置をハーフブリ
ッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータとハーフブリッジ型ＤＣ−
ＡＣインバータとの組み合せによって構成することは公
知である。また、電力変換装置の効率を向上させるため
に、ハーフブリッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータの一対のス
イッチ又はハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータの一
対のスイッチをＰＷＭ制御しないで電源電圧の周期でオ
ン・オフする方式が本件出願人に係る特開平８−１２６
３５２号公報で提案されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記公報で
提案されている方式には、入力電圧と出力電圧とがほぼ
同一になるようにコンバータ及びインバータのスイッチ
を制御する第１のモードと、入力電圧よりも出力電圧を
下げるようにスイッチを制御する第２のモードと、入力
電圧よりも出力電圧を上げるようにスイッチを制御する
第３のモードとがあり、モード切換が複雑になった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、レベルの異なる
複数の出力を高効率で得ることができ、且つ制御回路の
構成を簡単にすることができる単相又は多相の電力変換
装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決し、上記
目的を達成するための本発明は、実施例を示す図面の符
号を参照してせつめいすると、第１及び２の交流端子
と、共通端子５と、第1及び第2のスイッチＱ１，Ｑ２が
直列に接続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイ
ッチＱ３，Ｑ４が直列に接続された回路であり且つ前記
第1の直列回路に対して並列に接続された第2の直列回路
と、第5及び第6のスイッチＱ５，Ｑ６が直列に接続され
た回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に対して並
列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第2及び第3
の直列回路に対して並列に接続されたコンデンサＣ、リ
アクトルＬ1とを有し、前記第1及び第2のスイッチＱ
１，Ｑ２の相互接続点８が前記リアクトルＬ1を介して
前記第1の交流端子に接続され、前記第3及び第4のスイ
ッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９が直接に又はリアクトル
を介して前記共通端子５に接続され、前記第5及び第6の
スイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０が前記第2の交流
端子とされ、前記第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の
相互接続点１０と前記第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ
４の相互接続点９との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを前記第
１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２の相互接続点８と前記
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９との
間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖとほぼ等しくする非変換モー
ドの場合には、前記第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２
と前記第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６との両方を前
記第１の交流端子と前記共通端子５との間に供給される
電源電圧の基本波の周期でオン・オフ制御し、前記第３
及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４を前記基本波の周期より
も十分に短い周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧
Ｖｉｎｖを前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも低くする降
圧モードの場合には、前記第１及び第２のスイッチＱ
１，Ｑ２を前記基本波の周期でオン・オフ制御し、前記
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４と前記第５及び第６
のスイッチＱ５，Ｑ６との両方を前記基本波の周期より
も十分に短い周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧
Ｖｉｎｖを前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇
圧モードの場合には、前記第１及び第２のスイッチＱ
１，Ｑ２と前記第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４との
両方を前記基本波の周期よりも十分に短い周期でオン・
オフ制御し、前記第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６を
前記基本波の周期でオン・オフ制御するように前記制御
回路が形成されている電力変換装置であって、 前記制
御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値にするた
めの第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記出力段
電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値Ｖｒｉ
を発生する手段と、方形波発生器と、第１、第２及び第
３の演算手段と、第１、第２及び第３のＰＷＭ信号形成
回路とを有し、前記方形波発生器は、前記基本波と同一
の周期を有する方形波電圧Ｖｓを発生し、前記第１の演
算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１の値Ｖｒ１を
出力し、前記第２の演算手段はＶｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを
示す第２の値Ｖｒ３を出力し、前記第３の演算手段はＶ
ｒ３−Ｖｒｉ又はＶｒ１−Ｖｒｃを示す第３の値Ｖｒ２
を出力し、前記第１のＰＷＭ信号形成回路は前記第１の
値Ｖｒ１に基づいて前記第１及び第２のスイッチＱ１，
Ｑ２の制御信号を形成し、前記第２のＰＷＭ信号形成回
路は前記第３の値Ｖｒ２に基づいて前記第３及び第４の
スイッチＱ３，Ｑ４の制御信号を形成し、前記第３のＰ
ＷＭ信号形成回路は前記第２の値Ｖｒ３に基づいて前記
第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の制御信号を形成す
ることを特徴とする電力変換装置に係わるものである。

【０００６】なお、請求項５に示すようにリミッタを設
けることが望ましい。また、請求項２及び６に示すよう
に非変換モードと降圧モードとの組み合わせにすること
ができる。また、請求項３及び７に示すように、非変換
モードと昇圧モードとの組み合せとすることができる。
また、請求項４及び８に示すように、降圧モードと昇圧
モードとの組み合せとすることができる。また、請求項
９に示すように、非変換モードと降圧モードと昇圧モー
ドとの組み合せとすることができる。また、請求項１０
に示すように方形波発生器を、電源電圧の増幅手段と、
リミッタとで構成することが望ましい。また、請求項１
１に示すように電圧と電流の位相を一致させることが望
ましい。また、請求項１２に示すように第３のリアクト
ルを設けることができる。

【０００７】

【発明の効果】各請求項の発明によれば、指令値に対し
て方形波を加算することによってスイッチの高周波オン
・オフ制御を禁止する期間と禁止しない期間とを生じさ
せることができ、入力段の第１及び第２のスイッチ又は
出力段の第５及び第６のスイッチの高周波スイッチング
動作の禁止を容易且つ簡単な構成で達成することができ
る。なお、スイッチの高周波動作を禁止すると、電源電
圧の周期に従うオン・オフ動作のみとなり、スイッチン
グ回数が低減し、スイッチング損失が少なくなる。ま
た、請求項５に示すようにリミッタを設けると、コンパ
レータの入力を所望範囲に制限することができる。ま
た、請求項１０の発明によれば、目的とする方形波を容
易に形成することができる。また、請求項１１の発明に
よれば、力率改善が達成される。

【０００８】

【実施形態及び実施例】次に、図１〜図１１を参照して
本発明の実施形態及び実施例を説明する。

【０００９】図１は本発明の実施例に従うＡＣ入力に基
づいてＡＣ出力を得るための電力変換装置を示す。この
電力変換装置は、大別して変換回路１とこの制御回路２
とから成る。

【００１０】変換回路１は、例えば５０Ｈｚの商用交流
電源３に接続された第１及び第２の交流電源端子４、５
と、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ
Ｑ1、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6 と、変換用コンデ
ンサＣと、入力段の第１のリアクトルＬ1 、出力段の第
２のリアクトルＬ2 と、入力段フィルタ用コンデンサＣ
1 と、出力段フィルタ用コンデンサＣ2 と、第１及び第
２の交流出力端子６、７とから成る。

【００１１】第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 はソース
をバルク（サブストレート）に接続した構造の絶縁ゲー
ト型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、第
１、第２、第３、第４、第５及び第６のＦＥＴスイッチ
Ｓ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5、Ｓ6 とこれに逆並列に
接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダ
イオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 とを有す
る。なお、ダイオードＤ1 〜Ｄ6 をスイッチＱ1 〜Ｑ6
に内蔵させないで個別部品とすることができる。また、
ＦＥＴスイッチＳ1 〜Ｓ6 をバイポーラトランジスタ、
ＩＧＢＴ等の半導体スイッチとすることができる。

【００１２】第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列
接続から成る第１の直列回路と、第３及び第４のスイッ
チＱ3 、Ｑ4 の直列接続から成る第２の直列回路と、第
５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列接続から成る第
３の直列回路と、変換用コンデンサＣは、互いに並列に
接続されている。

【００１３】第１の直列回路の中点即ち第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点８は第１の変換回路の
交流端子であって、入力段の第１のリアクトルＬ1 を介
して第１の交流電源端子４に接続されている。第２の直
列回路の中点即ち第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の
相互接続点９は共通端子としての第２の交流電源端子５
に接続されている。なお、接続点９と第２の交流電源端
子５との間に点線で示すようにリアクトルＬ3 を接続す
ることができる。第３の直列回路の中点即ち第５及び第
６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点１０は変換回路の
第２の交流端子であって、出力段の第２のリアクトルＬ
2 を介して第１の交流出力端子６に接続されている。負
荷１１は出力手段としての第１及び第２の交流出力端子
６、７間に接続されている。なお、第２の交流電源端子
５と第２の交流出力端子７はグランド端子であって互い
に共通接続されている。

【００１４】第１のフィルタ用コンデンサＣ1 は入力電
流の高周波成分を除去するために１及び第２の交流電源
端子４、５間に接続されている。第２のフィルタ用コン
デンサＣ2 は出力電圧の高周波成分を除去するために第
１及び第２の交流出力端子６、７間に接続されている。

【００１５】制御回路２によって第１〜第６のスイッチ
Ｑ1 〜Ｑ6 を制御するために、制御回路２と第１〜第６
のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲート（制御端子）との間がラ
イン１２、１３、１４、１５、１６、１７で接続されて
いる。また、制御回路２によってスイッチＱ1 〜Ｑ6 の
制御信号を形成するために、第１及び第２の交流電源端
子４、５がライン１８、１９によって、また第１の交流
出力端子６がライン２０によって、またコンデンサＣの
両端がライン２１、２２によって、またリアクトルＬ1
に流れる電流を検出する電流検出器２３がライン２４に
よって制御回路２にそれぞれ接続されている。

【００１６】図１の制御回路２の詳細を図２によって説
明する前に、図１の変換回路１の動作を説明する。変換
回路１は、前述した特開平８−１２６３５２号公報と同
様に第１、第２及び第３のモードで動作する。第１のモ
ードは電源３の電圧Ｖin（例えば１００Ｖ）とほぼ同一
の出力電圧Ｖ0 を第１及び第２の交流出力端子６、７間
に得る電圧非変換モードである。第２のモードは電源電
圧Ｖin（１００Ｖ）よりも低い出力電圧Ｖ0 を得る降圧
モードである。第３のモードは電源電圧Ｖinよりも高い
出力電圧Ｖ0 を得る昇圧モードである。いずれのモード
においてても第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 と第５
及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のいずれか一方又は両方
の高周波のオン・オフが禁止され、低周波（５０Ｈｚ）
のオン・オフになるので、損失低減効果が生じる。

【００１７】

【非変換モード】入力交流電圧Ｖinと同一の出力電圧Ｖ
0 を得る非変換モードの場合には、第１〜第６のスイッ
チＱ1 〜Ｑ6 に図４（Ｂ）〜（Ｇ）の制御信号が供給さ
れる。即ち、第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 は電源
３の電圧の基本波と同一の周波数の５０Ｈｚ方形波パル
スによって１８０度間隔で断続的にオンになり、第２及
び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 はＱ1 、Ｑ5 と反対に動作
する。また、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図４
（Ａ）の交流電源電圧Ｖinの周波数よりも十分に高い周
波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。な
お、非変換モード時には第３及び第４のスイッチＱ3 、
Ｑ4 をオフに保つこともできるが、本実施例では力率改
善のために他のモードと同様にオン・オフしている。図
４に示すように各スイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御すると、入
力交流電圧Ｖinが正の半波の期間（ｔ0 〜ｔ1 ）では、
交流電源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のスイッチＱ
1 、第５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 、及び
負荷１１の閉回路で正方向電流が流れる。また、入力交
流電圧Ｖinが負の半波の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、交流
電源３、負荷１１、第２のリアクトルＬ2 、第６のスイ
ッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 、及び第１のリアクトル
Ｌ1 の閉回路で負方向電流が流れる。この非変換モード
には入力交流電圧Ｖinが僅かな電圧降下を伴って出力電
圧Ｖ0 となる。この場合、第１、第２、第５及び第６の
スイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 は高周波（例えば２０
ｋＨｚ）でオン・オフされないので、単位時間当りのス
イッチング回数が少なくなり、スイッチング損失による
効率低下が少なくなる。なお、本実施例においては、非
変換モード時に−１０％〜＋１０％程度の範囲の精度で
出力電圧Ｖｏを得ることができる。

【００１８】

【降圧モード】入力交流電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ
0 を得る降圧モードの場合には、第１〜第６の主スイッ
チＱ1 〜Ｑ6 に図５（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号が供
給される。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は
図５（Ａ）の電源電圧Ｖinと同一の低周波（５０Ｈｚ）
でオン・オフし、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 は高
周波（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭパルスでオン・オフ
する。図５の入力交流電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜
ｔ1 であり且つ第５のスイッチＱ5 がオンの期間には、
交流電源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のスイッチＱ
1 、第５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 及び負
荷１１の閉回路で正方向電流が流れる。また、入力交流
電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第６の
スイッチＱ6 がオン即ち第５のスイッチＱ5 がオフの期
間には、交流電源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のス
イッチＱ1 、コンデンサＣ、第６のスイッチＱ6 、第２
のリアクトルＬ2 及び負荷１１の閉回路で正方向電流が
流れる。

【００１９】降圧モードにおける入力交流電圧Ｖinの負
の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第６のスイッチＱ6
がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のリア
クトルＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2
及び第１のリアクトルＬ1 の閉回路で負方向の電流が流
れる。また、入力交流電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1〜
ｔ2 であり且つ第５のスイッチＱ5 のオンの期間即ち第
６のスイッチＱ6 のオフの期間には、交流電源３、負荷
１１、第２のリアクトルＬ2 、第５のスイッチＱ5 、コ
ンデンサＣ、第２のスイッチＱ2 及び第１のリアクトル
Ｌ1 の閉回路で負方向電流が流れる。入力交流電圧Ｖin
が第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 で高周波で断続さ
れるので、入力交流電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖ0 が
得られる。

【００２０】降圧モードにおいてコンデンサＣは第１、
第２、第５及び第６のスイッチＱ1Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を
通る回路で充電される。このため、もしコンデンサＣの
電圧Ｖc を制御しないと、この電圧Ｖc は徐々に高くな
る。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を高い
周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフしてコンデン
サＣの電荷を放出し、この電圧Ｖc を制御する。コンデ
ンサＣの放電回路は次のようにして形成される。まず、
入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1であり且
つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、コンデンサ
Ｃ、第１のスイッチＱ1 、第１のリアクトルＬ1 、電源
３及び第４のスイッチＱ4 から成る閉回路でコンデンサ
Ｃの放電電流が流れる。この時、第１のリアクトルＬ1
にエネルギーが蓄積される。次に、入力交流電圧Ｖinが
正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ
3 のオン期間には、第１のリアクトルＬ1 、電源３、第
３のスイッチＱ3 、第１のスイッチＱ1 から成る閉回路
でリアクトルＬ1 のエネルギーの放出が行われ、リアク
トルＬ1 のエネルギーは電源３に帰還される。第３及び
第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 が図５（Ｄ）（Ｆ）に示すよ
うに電源３の電圧Ｖinよりも十分に高い周波数でＰＷＭ
パルスで断続され、このＰＷＭパルスの幅の制御によっ
てコンデンサＣの放電期間が制御され、コンデンサＣの
電圧Ｖc はほぼ一定値に保たれる。なお、入力交流電圧
Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ
3 がオンの期間には、コンデンサＣ、第３のスイッチＱ
3 ，電源３、第１のリアクトルＬ1 及び第２のスイッチ
Ｑ2 から成る閉回路でコンデンサＣの電荷が放出され
る。また、入力交流電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であ
り且つ第４のスイッチＱ4 のオン期間には、第１のリア
クトルＬ1 、第２のスイッチＱ2 、第４のスイッチＱ4
及び電源３から成る閉回路でリアクトルＬ1 のエネルギ
ーが放出される。また、本実施例では入力の力率改善を
行うように第３及び第４のスイッチＱ3，Ｑ4がオン．オ
フ制御される

【００２１】

【昇圧モード】入力交流電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖ
0 を得る昇圧モードの場合には、図６（Ｂ）〜（Ｇ）に
示す制御信号で第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 がオン
・オフ制御される。即ち、第１〜第４のスイッチＱ1 〜
Ｑ4 は高周波でオン・オフされ、第５及び第６のスイッ
チＱ5 、Ｑ6 は電源周波数（５０Ｈｚ）でオン・オフさ
れる。図６の入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜
ｔ1 であり且つ第１のスイッチＱ1 のオン期間には、電
源３、第１のリアクトルＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第
５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 、負荷１１か
ら成る閉回路で第１の方向の電流が流れる。この時、第
１のリアクトルＬ1 に前のサイクルで充電されたエネル
ギーの放出が生じ、電源３の電圧Ｖinと第１のリアクト
ルＬ1 の電圧との和が出力され、入力交流電圧Ｖinより
も高い振幅の出力電圧Ｖ0 が得られる。昇圧モードにお
いて、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 で
あり且つ第２のスイッチＱ2 のオン期間には、電源３、
第１のリアクトルＬ1 、第２のスイッチＱ2 、コンデン
サＣ、第５のスイッチＱ5 、第２のリアクトルＬ2 及び
負荷１１から成る閉回路で第１の方向の電流が流れ、且
つ第１のリアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。こ
の時には入力交流電圧ＶinにコンデンサＣの電圧Ｖc が
加算されて出力電圧Ｖ0 となる。

【００２２】昇圧モードにおいて、入力交流電圧Ｖinが
負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２のスイッチＱ
2 がオンの期間には、電源３、負荷１１、第２のリアク
トルＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及
び第１のリアクトルＬ1 から成る閉回路で第２の方向の
電流が流れる。この時は入力交流電圧Ｖinに第１のリア
クトルＬ1 の電圧が加算されて出力電圧Ｖ0 となる。ま
た、入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であ
り且つ第１のスイッチＱ1 がオンの期間には、電源３、
負荷１１、第２のリアクトルＬ2 、第６のスイッチＱ6
、コンデンサＣ、第１のスイッチＱ1 及び第１のリア
クトルＬ1 から成る閉回路で第２の方向の電流が流れ
る。この時には入力交流電圧ＶinにコンデンサＣの電圧
Ｖc が加算されて出力電圧Ｖ0 となる。なお、この期間
に第１のリアクトルＬ1 にエネルギーが蓄積される。

【００２３】昇圧モードにおいてコンデンサＣの放電が
生じ、この電圧が低下する。そこで、第３及び第４のス
イッチＱ3 、Ｑ4 を第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6
よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）で断続すること
によってコンデンサＣの電圧Ｖc をほぼ一定に制御す
る。この詳しい動作を次に述べる。入力交流電圧Ｖinが
正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ
4 のオン期間には、電源３、第１のリアクトルＬ1 、第
１のスイッチＱ1 、コンデンサＣ、第４のスイッチＱ4
から成る閉回路でコンデンサＣを充電する。この時、第
１のリアクトルＬ1 の蓄積エネルギーの放出があるの
で、コンデンサＣは、電源３の電圧Ｖinと第１のリアク
トルＬ1 の電圧との和で充電される。即ち、出力電圧Ｖ
0 よりも高い電圧でコンデンサＣが充電される。入力交
流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３
のスイッチＱ3 のオン期間には、電源３、第１のリアク
トルＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第３のスイッチＱ3 の
閉回路に電流が流れ、第１のリアクトルＬ1 にエネルギ
ーが蓄積される。入力交流電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ
1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ3がオンの期間に
は、電源３、第３のスイッチＱ3 、コンデンサＣ、第２
のスイッチＱ2 及び第１のリアクトルＬ1 から成る閉回
路に電流が流れ、電源３の電圧Ｖinと第１のリアクトル
Ｌ1 の電圧の和でコンデンサＣが充電される。入力交流
電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４の
スイッチＱ4のオンの期間には、電源３、第４のスイッ
チＱ４ 、第２のスイッチＱ2 及び第１のリアクトルＬ1
から成る閉回路に電流が流れ、第１のリアクトルＬ1
にエネルギーが蓄積される。なお、この昇圧モ−ドにお
いても第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ４は入力の力率
を改善するように動作する。

【００２４】図３は図１の変換回路１によって非変換モ
ード、降圧モード、昇圧モードを得ることを示す等価回
路である。入力段のエネルギー蓄積要素３０は第１のリ
アクトルＬ1 に相当し、出力段エネルギー蓄積要素３４
は第２のリアクトルＬ2 に相当し、電圧Ｖ1’ の第１の
電源３１は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に相当
し、電圧Ｖ2’の第２の電源３２は第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 に相当し、電圧Ｖ3’ の第３の電源３３
は第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 に相当する。非変
換モード時は、第１及び第３の電源３１、３３の電圧Ｖ
1’ 、Ｖ3’ を零にするように第１、第２、第５及び第
６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を制御する。降圧
モードには第１の電源３１の電圧Ｖ1’ を零にし、第３
の電源３３の電圧Ｖ3’ をマイナスの値にするように第
１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、
Ｑ6 を制御する。昇圧モード時には第１の電源３１の電
圧Ｖ1’ をプラスの値にし、第３の電源３３の電圧Ｖ
3’ を零にするように第１、第２、第５及び第６のスイ
ッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を制御する。第２の電源３
２の電圧Ｖ2’は入力の力率を改善するように制御され
る。

【００２５】次に、制御回路２の詳細を図２によって説
明する。制御回路２は、入力電圧検出回路４１、直流電
圧検出回路４２、出力電圧検出回路４３、第１の指令値
発生手段４４、第２の指令値発生手段４５、方形波発生
器４６、第１、第２及び第３の演算回路４７、４８、４
９、第１及び第２のリミッタ５０、５１、三角波発生器
５２、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、
５５、第１、第２及び第３の逆相信号形成回路５６、５
７、５８を有する。

【００２６】入力電圧検出回路４１は、ライン１８、１
９によって第１及び第２の交流電源端子４、５に接続さ
れており、電源３の電圧Ｖinを検出し、基準正弦波を発
生する。直流電圧検出回路４２はライン２１、２２によ
ってコンデンサＣの両端に接続され、コンデンサＣの電
圧Ｖc を示す検出信号を出力する。出力電圧検出回路４
３はライン２０、１９によって第１及び第２の交流出力
端子６、７に接続され、出力電圧Ｖ0 を示す検出信号を
出力する。各検出回路４１、４２、４３は、電源電圧Ｖ
in、コンデンサ電圧Ｖc 、出力電圧Ｖ0 の実際の値より
も低い電圧を出力するが、理解を容易にするためにここ
では実際の電圧と同一の値が出力されるものとする。

【００２７】第１の指令値発生手段４４は、入力段又は
コンバータ電圧指令値発生手段と呼ぶことができるもの
であり、直流基準電圧源５９と、２つの減算器６０、６
３と、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４と、乗算
器６２とから成る。減算器６０は基準電圧源５９に基準
電圧と直流電圧検出回路４２の検出出力の差を示す誤差
信号を出力する。この誤差信号は比例積分回路６１を介
して乗算器６２に入力し、入力電圧検出回路４１から得
られた基準正弦波（例えば実効値１００Ｖの正弦波）に
乗算される。乗算器６２の出力はコンデンサＣの電圧Ｖ
c を一定に保つための入力電流指令値である。減算器６
３は乗算器６２の出力（入力電流指令値）と電流検出器
２３に接続されたライン２４の検出値（検出電流値）と
の差を示す信号を出力する。減算器６３の出力は比例積
分回路６４を介して出力される。比例積分回路６４の出
力は第１の指令値Ｖrcとなる。第１の指令値Ｖｒｃは、
第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８と第
３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４の相互接続点９との間
の基本波の電圧Ｖｃｏｎｖを所望値にするための指令値
である。なお、この第１の指令値Ｖrcは電源電圧Ｖinに
同期した正弦波であリ、コンデンサＣの電圧を所定値に
制御するための情報と入力の力率を改善するための情報
とを含む。

【００２８】第２の指令値発生手段４５は、出力段又は
インバータ電圧指令値発生手段とも呼ぶことができるも
のであって、基準出力電圧指令値発生器６６と、減算器
６７と、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８とから成る。
基準出力電圧指令値発生器６６は、非変換モード時には
Ｖ01＝Ｖinを示す第１の交流出力電圧指令値を発生し、
降圧モード時には、電源電圧Ｖinよりもａボルト低いＶ
02＝Ｖin−ａを示す第２の交流出力電圧指令値を発生
し、昇圧モード時には、電源電圧Ｖinよりもｂボルト高
いＶ03＝Ｖin＋ｂを示す第３の交流出力電圧指令値を発
生する。この各基準電圧指令値Ｖ01、Ｖ02、Ｖ03は電源
電圧Ｖinに同期した正弦波である。減算器６７は基準電
圧指令値発生器６６の出力と出力電圧検出回路４３の出
力との差を示す信号を出力する。この減算器６７の出力
は比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８を介して出力され、
第２の指令値Ｖriとなる。第２の指令値Ｖｒｉは第３及
び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９と第５及び
第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０との間の基
本波の電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための指令値であ
る。なお、Ｖriは電源電圧Ｖinに同期した正弦波であ
る。

【００２９】もし、図１の変換回路１を降圧モ−ドのみ
で動作させるとすれば、方形波発生器４６の低周波（５
０Ｈｚ）の方形波を第1のコンパレ−タ53に入力させ、
コンバ−タ電圧指令値Ｖrcを第２のコンパレ−タ５４に
入力させ、インバ−タ電圧指令値Ｖriを第３のコンパレ
−タ５５に入力させるように図２の制御回路２を形成す
ればよい。しかし、本実施例では、昇圧モ−ド、非変換
モ−ドも選択的に設定しなければならない。このため、
方形波発生器46と第１、第２及び第3の演算回路47、4
8、49とが設けられている。

【００３０】複数モ−ドを得るために使用する方形波発
生器４６は、増幅器６９とリミッタ７０とから成る。増
幅器６９は入力電圧検出回路４１から得られる図７
（Ａ）の５０Ｈｚの基準正弦波Ｖf をピークが２００Ｖ
よりも十分に高い電圧に増幅するものである。リミッタ
７０は、三角波発生器５２の出力三角波の最大値に等し
い＋Ｖs （＋２００Ｖ）と最小値に等しい−Ｖs （−２
００Ｖ）との間に増幅器出力を制限し、図７（Ｂ）に示
す＋Ｖs の高レベルと−Ｖs の低レベルとを交互に有す
る方形波電圧Ｖs を発生する。

【００３１】第１の演算回路４７は、コンバータ電圧指
令値発生手段４４、インバータ段電圧指令値発生手段４
５、及び方形波発生器４６に接続されており、Ｖrc＋Ｖ
s −Ｖriの演算を実行する。即ち、第１の演算回路４７
は加算器と減算器とを含み、コンバータ電圧指令値Ｖrc
に方形波電圧Ｖs を加算した値からインバータ電圧指令
値Ｖriを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にして
Ｖrc−Ｖri＋Ｖs とすることもできる。この第１の演算
回路４７は、インバータ電圧指令値Ｖriの変化に対応し
て第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の高周波オン・オ
フ動作又は低周波オン・オフ動作を自動的に選択する機
能を有する。

【００３２】第２の演算回路４８はコンバータ電圧指令
値発生手段４４とインバータ電圧指令値発生手段４５と
方形波発生器４６とに接続されており、Ｖri＋Ｖs −Ｖ
rcの演算を実行する。即ち、第２の演算回路４８は加算
器と減算器とを含み、インバータ電圧指令値Ｖriに方形
波電圧Ｖs を加算した値からコンバータ電圧指令値Ｖrc
を減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶri−
Ｖrc＋Ｖs とすることもできる。この第２の演算回路４
８はインバータ電圧指令値Ｖriの変化に対応して第５及
び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の高周波オン・オフ動作又
は低周波オン・オフ動作を自動的に選択する機能を有す
る。

【００３３】第１のリミッタ５０は第１の演算回路４７
の出力を方形波電圧Ｖs の高レベル＋Ｖs と低レベル−
Ｖs の範囲に制限して第１のスイッチ制御指令値Ｖr1を
出力する。なお、Ｖr１は入力段スイツチＱ1、Ｑ2の発
生電圧指令値と呼ぶこともできる。

【００３４】第２のリミッタ５１は第２の演算回路４８
の出力を方形波電圧Ｖs の高レベル＋Ｖs と低レベル−
Ｖs の範囲に制限して第２のスイッチ制御指令値Ｖr3を
出力する。なお、Ｖr3を出力段スイッチＱ5、Ｑ6の発生
電圧指令値と呼ぶこともできる。

【００３５】第３の演算回路４９はインバータ電圧指令
値発生手段４５と第２のリミッタ５１とに接続され、Ｖ
r3−Ｖriの演算を実行する。即ち、第３の演算回路４９
は減算器であって、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3から
インバータ電圧指令値Ｖriを減算して図３の等価回路に
示す第２の電源３２の電圧Ｖ2 を得るためのコンデンサ
電圧及び力率改善指令値Ｖr2を発生する。なお、Ｖr2を
中間スイッチＱ3、Ｑ４の発生電圧指令値と呼ぶことも
できる。コンデンサＣの電圧Ｖｃの１／２の電位を基準
にして、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続
点８の基本波の電圧をＶ１，第３及び第４のスイッチＱ
３，Ｑ４の相互接続点９の基本波の電圧をＶ２、第５及
び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０の基本波
の電圧をＶ３とした時に、このＶ１，Ｖ２，Ｖ３とスイ
ッチ制御指令値Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３との関係は、Ｖ
１＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ１，Ｖ２＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ２，
Ｖ３＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ３，Ｖｉｎｖ＝Ｖ３−Ｖ２，Ｖ
ｃｏｎｖ＝Ｖ１−Ｖ２となる。

【００３６】三角波発生器５２は電源３の電圧Ｖinの周
波数（５０Ｈｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０
ｋＨｚ）の三角波電圧Ｖt即ち鋸波電圧 を図８〜図１１
に示すように発生する。図２では１つの三角波発生器５
２が第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５
５に接続されているが、第１、第２及び第３のコンパレ
ータ５３、５４、５５のための専用の三角波発生器を設
けることもできる。また、１つの三角波発生器５２から
３種類の三角波を発生させることもできる。

【００３７】第１のコンパレータ５３は第１のリミッタ
５０と三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr1と三
角波電圧Ｖt とを比較してライン１２に第１のスイッチ
Ｑ1のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００３８】第２のコンパレータ５４は第３の演算回路
４９と三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr2と三
角波電圧Ｖt とを比較してライン１４に第３のスイッチ
Ｑ3のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００３９】第３のコンパレータ５５は第２のリミッタ
５１と三角波発生器５２とに接続され、指令値Ｖr3と三
角波電圧Ｖt とを比較してライン１６に第５のスイッチ
Ｑ5のオン・オフ制御信号を２値形式で出力する。

【００４０】第１の逆相信号形成回路５６はＮＯＴ回路
から成り、第１のコンパレータ５３に接続され、第１の
スイッチＱ1 のオン・オフ制御信号の逆相信号から成る
第２のスイッチＱ2 のオン・オフ制御信号をライン１３
に出力する。

【００４１】第２の逆相信号形成回路５７はＮＯＴ回路
から成り、第２のコンパレータ５４に接続され、第３の
スイッチＱ3 のオン・オフ制御信号の逆相信号から成る
第４のスイッチＱ4 のオン・オフ制御信号をライン１５
に出力する。

【００４２】第３の逆相信号形成回路５８はＮＯＴ回路
から成り、第３のコンパレータ５５に接続され、第５の
スイッチＱ5 のオン・オフ制御信号の逆相信号から成る
第６のスイッチＱ6 のオン・オフ制御信号を出力する。
なお、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、
５５に第１、第２及び第３の逆相信号形成回路５６、５
７、５８をそれぞれ内蔵させることができる。また、第
１、第２及び第３の逆相信号形成回路５６、５７、５８
をＮＯＴ回路で形成せずに３つの逆相信号用コンパレー
タで構成し、３つの逆相信号用コンパレータを正相信号
用コンパレータ５３、５４、５５と同様に接続し、入力
の極性のみを正相信号用コンパレータ５３、５４、５５
と逆にすることもできる。

【００４３】

【モード切換制御】次に、モード切換制御を自動的に行
うことができることを図９〜図１１を参照して説明す
る。ここで、各モードの電源電圧Ｖinを１００Ｖ、非変
換モードの出力電圧Ｖ0 を１００Ｖ、降圧モードの出力
電圧Ｖ0 を８０Ｖ、昇圧モードの出力電圧Ｖ0 を１２０
Ｖとする。また、理解を容易にするために、コンバータ
電圧指令値Ｖrcは各モードにおいて１００Ｖとし、また
インバータ電圧指令値Ｖriは非変換モードで１００Ｖ、
降圧モードで８０Ｖ、昇圧モードで１２０Ｖとする。

【００４４】

【非変換モード】上記条件において、電源電圧Ｖinの正
の半波期間の非変換モードの第１の演算回路４７の出力
は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−１００＝２０
０Ｖとなる。この値は第１のリミッタ５０の上限に一致
するので、第１のリミッタ５０から出力される指令値Ｖ
r1も２００Ｖとなる。このＶr1＝２００Ｖは図９に示す
ように三角波電圧Ｖt の最大値２００Ｖに一致し、三角
波電圧Ｖt を横切らない。この結果、電源電圧Ｖinの正
の半波の期間の第１のコンパレータ５３の出力は連続し
て高レベルになる。また、非変換モードにおける電源電
圧Ｖinの負の半波期間の第１のコンパレータ５３の出力
は連続して低レベルになる。これにより、非変換モード
時には図４（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 は５０Hzの低周波でオン・オフ制御さ
れる。

【００４５】非変換モード時の電源電圧Ｖinの正の半波
期間の第２の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc
＝１００＋２００−１００＝２００Ｖとなる。この値は
第２のリミッタ５１の上限に一致しているので、指令値
Ｖr3も２００Ｖになる。また、電源電圧Ｖinの負の半波
期間のＶr3は−２００Ｖになる。この結果、第３のコン
パレータ５５の出力は第１のコンパレータ５３の出力と
同一になり、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図４
（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波でオン・オフ制御され
る。

【００４６】非変換モード時の電源電圧Ｖinの正の半波
期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２
００−１００＝１００Ｖとなる。また、電源電圧Ｖinの
負の半波の期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2は−１
００Ｖになる。従って、図９に示すように第２のコンパ
レータ５４において指令値Ｖr2が三角波電圧Ｖt を横切
り、図４（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４のスイ
ッチＱ3 、Ｑ4 に高周波のオン・オフ制御信号（ＰＷＭ
パルス）が供給される。

【００４７】

【降圧モード】降圧モード時の電源電圧Ｖinの正の半波
期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri
＝１００＋２００−８０＝２２０Ｖとなる。これは第１
のリミッタ５０で制限されるので、指令値Ｖr1は２００
Ｖとなり、図１０に示すように第１のコンパレータ５３
において三角波電圧Ｖt を横切らない。このため、第１
のコンパレータ５３の出力は高レベルになる。電源電圧
Ｖinの負の半波ではＶr1が−２００Ｖとなり、第１のコ
ンパレータ５３の出力は低レベルになる。従って、降圧
モード時には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が図５
（Ｂ）（Ｃ）に示すように低周波でオン・オフ制御され
る。降圧モード時の電源電圧Ｖinの正の半波期間の第２
の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc＝８０＋２
００−１００＝１８０Ｖとなる。この値は第２のリミッ
タ５１で制限されないので、指令値Ｖr3も１８０Ｖとな
り、第３のコンパレータ５５において図１０に示すよう
に三角波電圧Ｖt を横切る。電源電圧Ｖinの負の半波期
間にはＶr3が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切
る。従って、降圧モード時には、第５及び第６のスイッ
チＱ5 、Ｑ6 が図５（Ｆ）（Ｇ）に示すように高周波の
オン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。な
お、第３のコンパレータ５５におけるＰＷＭパルスの形
成は図８に示すように行われる。降圧モード時の正の半
波期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2はＶr3−Ｖri＝
１８０−８０＝１００Ｖになり、第２のコンパレータ５
４において図１０に示すように三角波電圧Ｖt を横切
る。また、負の半波期間にはＶr2が−１００Ｖとなり、
三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のス
イッチＱ3 、Ｑ4 には図５（Ｄ）（Ｅ）に示すように高
周波のオン・オフ制御信号が供給される。

【００４８】

【昇圧モード】昇圧モード時の電源電圧Ｖinの正の半波
期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri
＝１００＋２００−１２０＝１８０Ｖとなる。これは第
１のリミッタ５０の制限を受けないので、Ｖr1も１８０
Ｖとなり、第１のコンパレータ５３を図１１に示すよう
に三角波電圧Ｖt を横切る。また、負の半波期間にはＶ
r1が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この
結果、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図６（Ｂ）
（Ｃ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰ
ＷＭパルスで制御される。昇圧モードにおける第２の演
算回路４８の出力はＶri＋Ｖs −Ｖrc＝１２０＋２００
−１００＝２２０Ｖとなり、第２のリミッタ５１で２０
０Ｖに制限される。これにより、第３のコンパレータ５
５の入力Ｖr3は２００Ｖとなり、図１１に示すように三
角波電圧Ｖt を横切らない。また負の半波期間にはＶr3
が−２００Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切らない。こ
の結果、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図６
（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波のオン・オフ制御信号
となる。昇圧モード時の正の半波期間における第３の演
算回路４９の出力Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２００−１２０＝
８０Ｖとなり、図１１に示すように三角波電圧Ｖt を横
切る。また負の半波期間のＶr3は−８０Ｖとなり、三角
波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のスイッ
チＱ3 、Ｑ4 は図６（Ｄ）（Ｆ）に示すように高周波で
オン・オフ制御される。

【００４９】上述から明らかなように本実施例は次の効
果を有する。 （１） 方形波発生器４６と第１〜第３の演算回路４
７、４８、４９の働きによってモード切換を自動的に行
うことができ、回路構成が簡単になる。従って、電力変
換装置のコストの低減、及び小型化が達成される。 （２）降圧モードには第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 、昇圧モードにおいては第５及び第６のスイッチＱ5
、Ｑ6 を低周波でオン・オフ制御するので、効率を高
めることができる。 （３）第３及び第4のスイッチＱ3、Ｑ4のオン．オフ制
御で力率改善を図り、効率を向上させることができる。

【００５０】

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 非変換モードと降圧モードと昇圧モードとの全
部を得るように構成しないで、非変換モードと降圧モー
ドとの２つを得るように構成すること、また、非変換モ
ードと昇圧モードとの２つを得るように構成すること、
また、降圧モードと昇圧モードとの２つを得るように構
成することができる。なお、昇圧モードが不要の場合に
は、請求項３の発明の第１のスイッチ制御回路として、
例えば、第１の演算回路４７にインバータ電圧指令値Ｖ
riを入力させないように構成して第１のコンパレータ５
３に常に２００Ｖ又は−２００Ｖの指令値Ｖr1を入力さ
せる回路を設けるか、又は方形波発生器４６又はこれを
同様なものから方形波電圧Ｖs 又はこれに相当するもの
を第１のコンパレータ５３に供給して図４及び図５の
（Ｂ）（Ｃ）に示すような低周波オン・オフ制御信号を
形成する回路を設ける。また、この昇圧モードが不要な
場合には、請求項３の第２のスイッチ制御回路として第
３の演算回路４９と第２のコンパレータ５４と第２の逆
相信号形成回路５７に相当する回路を設ける。また、降
圧モードが不要の場合には、請求項４の第１のスイッチ
制御回路として、第２の演算回路４８にコンバータ電圧
指令値Ｖrcを入力させないように構成して第３のコンパ
レータ５５に常に２００Ｖ又は−２００Ｖの指令値Ｖr3
を入力させる回路を設けるか、又は方形波発生器４６又
はこれと同様なものから方形波電圧Ｖs 又はこれに相当
するものを第３のコンパレータ５５に供給して図４及び
図６の（Ｆ）（Ｇ）に示すような低周波オン・オフ制御
信号を形成する回路を設ける。また、降圧モードが不要
の場合には、請求項４の第２のスイッチ制御回路とし
て、図２の第３の演算回路４９、第２のコンパレータ５
４、第２の逆相信号形成回路５７から成る回路又はこれ
と同様に動作する回路を設ける。 （２） 非変換モードの時に、第３及び第４のスイッチ
Ｑ3 、Ｑ4 を連続的にオフにすること、又は電源電圧と
同一の周期でオン・オフ制御することができる。 （３） 図２に示す制御回路２の多くの部分をディジタ
ル回路で構成することことができる。 （４） 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間
の相互間、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 のオン期
間の相互間、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のオン
期間の相互間にデッドタイム（休止期間）を設けてスト
レージによる短絡を防止してもよい。 （５） リアクトルＬ1 、Ｌ2 のいずれか１つ又は２つ
を省くことができる。 （６） 第１及び第２のリミッタ５０、５１を省いた構
成にすることができる。 （７） 方形波発生器７０のリミッタ７０及び第１及び
第２のリミッタ５０、５１の上側制限電圧を２００Ｖよ
りも高くし、下側制限電圧を−２００Ｖよりも低くする
ことができる。 （８）変換回路１に対して同一回路構成のものを並列的
に接続して多相の電力変換装置を構成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の電力変換装置を示す回路図で
ある。

【図２】図１の制御回路を示すブロック図である。

【図３】図１の変換回路の等価回路図である。

【図４】非変換モード時の電源電圧と第１〜第６のスイ
ッチのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図５】降圧モード時の電源電圧と第１〜第６のスイッ
チのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図６】昇圧モード時の電源電圧と第１〜第６のスイッ
チのオン・オフ状態とを示す波形図である。

【図７】図２の方形波発生器の入力及び出力を示す波形
図である。

【図８】降圧モード時の図２の第３のコンパレータの入
力と第５及び第６のスイッチのオン・オフ状態とを示す
波形図である。

【図９】非変換モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【図１０】降圧モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【図１１】昇圧モード時の三角波電圧と各コンパレータ
の入力との関係を示す波形図である。

【符号の説明】

１ 変換回路 ２ 制御回路 ３ 電源 ４４ コンバータ電圧指令値発生手段 ４５ インバータ電圧指令値発生手段 ４６ 方形波発生器 ４７、４８、４９ 第１、第２及び第３の演算回路 ５０、５１ 第１及び第２のリミッタ ５２ 三角波発生器 ５３、５４、５５ 第１、第２及び第３のコンパレータ ５６、５７、５８ 第１、第２及び第３の逆相信号形成
回路 Ｑ1 〜Ｑ6 第１〜第６のスイッチ Ｃ コンデンサ Ｌ1 、Ｌ2 第１及び第２のリアクトル

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 渡辺 敏彦 埼玉県新座市北野三丁目６番３号 サン ケン電気株式会社内 (56)参考文献 特開 平２−231965（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−126352（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−248245（ＪＰ，Ａ) 特開 平10−248246（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02M 5/00 - 5/48 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)

Claims (12)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、第1及び第２の交流端子と、共通
   端子（５）と、第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）が
   直列に接続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイ
   ッチ（Ｑ３，Ｑ４）が直列に接続された回路であり且つ
   前記第1の直列回路に対して並列に接続された第2の直列
   回路と、第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）が直列に
   接続された回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に
   対して並列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第
   2及び第3の直列回路に対して並列に接続されたコンデン
   サ（Ｃ）と、リアクトル（Ｌ1）とを有し、 前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点
   （８）が前記リアクトル（Ｌ1）を介して前記第1の交流
   端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点
   （９）が直接に又はリアクトルを介して前記共通端子
   （５）に接続され、 前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点
   （１０）が前記第2の交流端子とされ、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖとほ
   ぼ等しくする非変換モードの場合には、前記第１及び第
   ２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイ
   ッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方を前記第１の交流端子と前
   記共通端子（５）との間に供給される電源電圧の基本波
   の周期でオン・オフ制御し、前記第３及び第４のスイッ
   チ（Ｑ３，Ｑ４）を前記基本波の周期よりも十分に短い
   周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前
   記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも低くする降圧モードの場
   合には、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を
   前記基本波の周期でオン・オフ制御し、前記第３及び第
   ４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイ
   ッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方を前記基本波の周期よりも
   十分に短い周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧Ｖ
   ｉｎｖを前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇圧
   モードの場合には、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ
   １，Ｑ２）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）との両方を前記基本波の周期よりも十分に短い周期
   でオン・オフ制御し、前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ
   ５，Ｑ６）を前記基本波の周期でオン・オフ制御するよ
   うに前記制御回路が形成されている電力変換装置であっ
   て、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、方形波発生器と、第１、第２
   及び第３の演算手段と、第１、第２及び第３のＰＷＭ信
   号形成回路とを有し、 前記方形波発生器は、前記基本波と同一の周期を有する
   方形波電圧Ｖｓを発生し、 前記第１の演算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１
   の値Ｖｒ１を出力し、 前記第２の演算手段はＶｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２
   の値Ｖｒ３を出力し、 前記第３の演算手段はＶｒ３−Ｖｒｉ又はＶｒ１−Ｖｒ
   ｃを示す第３の値Ｖｒ２を出力し、 前記第１のＰＷＭ信号形成回路は前記第１の値Ｖｒ１に
   基づいて前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
   制御信号を形成し、 前記第２のＰＷＭ信号形成回路は前記第３の値Ｖｒ２に
   基づいて前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の
   制御信号を形成し、 前記第３のＰＷＭ信号形成回路は前記第２の値Ｖｒ３に
   基づいて前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の
   制御信号を形成することを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、第1及び第２の交流端子と、共通
   端子（５）と、第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）が
   直列に接続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイ
   ッチ（Ｑ３，Ｑ４）が直列に接続された回路であり且つ
   前記第1の直列回路に対して並列に接続された第2の直列
   回路と、第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）が直列に
   接続された回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に
   対して並列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第
   2及び第3の直列回路に対して並列 に接続されたコンデン
   サ（Ｃ）とを有し、 前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点
   （８）が前記第1の交流端子とされ、 前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点
   （９）が直接に又はリアクトルを介して前記共通端子
   （５）に接続され、 前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点
   （１０）が前記第2の交流端子とされ、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖとほ
   ぼ等しくする非変換モードの場合には、前記第１及び第
   ２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイ
   ッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方を前記第１の交流端子と前
   記共通端子（５）との間に供給される電源電圧の基本波
   の周期でオン・オフ制御し、前記第３及び第４のスイッ
   チ（Ｑ３，Ｑ４）を前記基本波の周期よりも十分に短い
   周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前
   記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも低くする降圧モードの場
   合には、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を
   前記基本波の周期でオン・オフ制御し、前記第３及び第
   ４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイ
   ッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方を前記基本波の周期よりも
   十分に短い周期でオン・オフ制御するように前記制御回
   路が形成されている電力変換装置であって、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、方形波発生器と、第１、第２
   及び第３の演算手段と、第１、第２及び第３のＰＷＭ信
   号形成回路とを有し、 前記方形波発生器は、前記基本波と同一の周期を有する
   方形波電圧Ｖｓを発生し、 前記第１の演算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１
   の値Ｖｒ１を出力し、 前記第２の演算手段はＶｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２
   の値Ｖｒ３を出力し、 前記第３の演算手段はＶｒ３−Ｖｒｉ又はＶｒ１−Ｖｒ
   ｃを示す第３の値Ｖｒ２を出力し、 前記第１のＰＷＭ信号形成回路は前記第１の値Ｖｒ１に
   基づいて前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
   制御信号を形成し、 前記第２のＰＷＭ信号形成回路は前記第３の値Ｖｒ２に
   基づいて前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の
   制御信号を形成し、 前記第３のＰＷＭ信号形成回路は前記第２の値Ｖｒ３に
   基づいて前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の
   制御信号を形成することを特徴とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、第1及び第２の交流端子と、共通
   端子（５）と、第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）が
   直列に接続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイ
   ッチ（Ｑ３，Ｑ４）が直列に接続された回路であり且つ
   前記第1の直列回路に対して並列に接続された第2の直列
   回路と、第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）が直列に
   接続された回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に
   対して並列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第
   2及び第3の直列回路に対して並列に接続されたコンデン
   サ（Ｃ）と、リアクトル（Ｌ1）とを有し、 前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点
   （８）が前記リアクトル（Ｌ1）を介して前記第1の交流
   端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点
   （９）が直接に又はリアクトルを介して前記共通端子
   （５）に接続され、 前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点
   （１０）が前記第2の交流端子とされ、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖとほ
   ぼ等しくする非変換モードの場合には、前記第１及び第
   ２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイ
   ッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方を前記 第１の交流端子と前
   記共通端子（５）との間に供給される電源電圧の基本波
   の周期でオン・オフ制御し、前記第３及び第４のスイッ
   チ（Ｑ３，Ｑ４）を前記基本波の周期よりも十分に短い
   周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前
   記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇圧モードの場
   合には、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と
   前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）との両方を
   前記基本波の周期よりも十分に短い周期でオン・オフ制
   御し、前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前
   記基本波の周期でオン・オフ制御するように前記制御回
   路が形成されている電力変換装置であって、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、方形波発生器と、第１、第２
   及び第３の演算手段と、第１、第２及び第３のＰＷＭ信
   号形成回路とを有し、 前記方形波発生器は、前記基本波と同一の周期を有する
   方形波電圧Ｖｓを発生し、 前記第１の演算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１
   の値Ｖｒ１を出力し、 前記第２の演算手段はＶｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２
   の値Ｖｒ３を出力し、 前記第３の演算手段はＶｒ３−Ｖｒｉ又はＶｒ１−Ｖｒ
   ｃを示す第３の値Ｖｒ２を出力し、 前記第１のＰＷＭ信号形成回路は前記第１の値Ｖｒ１に
   基づいて前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
   制御信号を形成し、 前記第２のＰＷＭ信号形成回路は前記第３の値Ｖｒ２に
   基づいて前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の
   制御信号を形成し、 前記第３のＰＷＭ信号形成回路は前記第２の値Ｖｒ３に
   基づいて前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の
   制御信号を形成することを特徴とする電力変換装置。
4. 【請求項４】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、第1及び第２の交流端子と、共通
   端子（５）と、第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）が
   直列に接続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイ
   ッチ（Ｑ３，Ｑ４）が直列に接続された回路であり且つ
   前記第1の直列回 路に対して並列に接続された第2の直列
   回路と、第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）が直列に
   接続された回路であり且つ前記第1及び第2の直列回路に
   対して並列に接続された第3の直列回路と、前記第1、第
   2及び第3の直列回路に対して並列に接続されたコンデン
   サ（Ｃ）と、リアクトル（Ｌ1）とを有し、 前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点
   （８）が前記リアクトル（Ｌ1）を介して前記第1の交流
   端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点
   （９）が直接に又はリアクトルを介して前記共通端子
   （５）に接続され、 前記第5及び第6のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点
   （１０）が前記第2の交流端子とされ、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖより
   も低くする降圧モードの場合には、前記第１及び第２の
   スイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を前記基本波の周期でオン・オ
   フ制御し、前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）との両方
   を前記基本波の周期よりも十分に短い周期でオン・オフ
   制御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前記入力段電圧Ｖｃ
   ｏｎｖよりも高くする昇圧モードの場合には、前記第１
   及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第３及び第４
   のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）との両方を前記基本波の周期
   よりも十分に短い周期でオン・オフ制御し、前記第５及
   び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前記基本波の周期で
   オン・オフ制御するように前記制御回路が形成されてい
   る電力変換装置であって、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、方形波発生器と、第１、第２
   及び第３の演算手段と、第１、第２及び第３のＰＷＭ信
   号形成回路とを有し、 前記方形波発生器は、前記基本波と同一の周期を有する
   方形波電圧Ｖｓを発生し、 前記第１の演算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１
   の値Ｖｒ１を出力し、 前記第２の演算手段はＶｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２
   の値Ｖｒ３を出力し、 前記第３の演算手段はＶｒ３−Ｖｒｉ又はＶｒ１−Ｖｒ
   ｃを示す第３の値Ｖｒ２を出力し、 前記第１のＰＷＭ信号形成回路は前記第１の値Ｖｒ１に
   基づいて前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の
   制御信号を形成し、 前記第２のＰＷＭ信号形成回路は前記第３の値Ｖｒ２に
   基づいて前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の
   制御信号を形成し、 前記第３のＰＷＭ信号形成回路は前記第２の値Ｖｒ３に
   基づいて前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の
   制御信号を形成することを特徴とする電力変換装置。
5. 【請求項５】 前記第１及び第２の演算手段は、これ等
   の出力を前記方形波電圧Ｖｓの振幅以内に制限するため
   のリミッタをそれぞれ有していることを特徴とする請求
   項１又は２又は３又は４記載の電力変換装置。
6. 【請求項６】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、 第5及び第6のスイッチが直列に接続された回路であり且
   つ前記第1及び第2の直列回路に対して並列に接続された
   第3の直列回路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対
   して並列に接続されたコンデンサと、リアクトルと、出
   力端子とを有し、 前記第1及び第2のスイッチの相互接続点が前記第1の交
   流電源端子に接続され、 前記第3及び第4のスイッチの相互接続点が前記第2の交
   流電源端子に接続され、 前記リアクトルは前記第5及び第6のスイッチの相互接続
   点と前記出力端子との間に接続され、 前記出力端子はこの出力端子と前記第2の交流電源端子
   との間に負荷を接続するように設けられ、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖにほ
   ぼ等しくする非変換モードと前記出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも低くする降圧モードと
   を得ることができるように前記制御回路が形成されてい
   る電力変換装置であって、 前記制御回路は、第1及び第2のスイッチ制御回路と、前
   記出力段電圧（Ｖｉｎｖ）を所望値にするための指令値
   （Ｖｒｉ）を発生する手段と、三角波発生器と、方形波
   発生器と、演算手段と、コンパレータと、逆相信号形成
   手段とを有し、 前記第1のスイッチ制御回路は、前記非変換モードと前
   記降圧モードとのいずれにおいても、前記第1のスイッ
   チを前記交流電源の電圧と同じ周期でオン・オフするた
   めの制御信号と前記第２のスイッチを前記第１のスイッ
   チと逆位相でオン・オフするための制御信号とを発生
   し、 前記第2のスイッチ制御回路は少なくとも前記降圧モー
   ドの時には前記第3のスイッチを前記交流電源の電圧の
   周期よりも短い周期でオン・オフするための制御信号と
   前記第４のスイッチを前記第３のスイッチと逆位相でオ
   ン・オフする制御信号とを発生し、 前記指令値を発生する手段は前記非変換モード時に第1
   の交流出力電圧指令値を発生し、前記降圧モード時に第
   1の交流出力電圧指令値よりも低い第2の交流出力電圧指
   令値を発生し、 前記第1及び第2の交流出力電圧指令値は前記交流電源の
   電圧と同一の周期を有する正弦波状電圧であり、 前記三角波発生器は前記交流電源の電圧の周期よりも十
   分に短い周期で三角波電圧を繰返して発生し、 前記方形波発生器は前記交流電源の電圧と同一周期を有
   して方形波電圧を繰返して発生し、 前記演算手段は前記指令値を発生する手段の出力と前記
   方形波発生器の出力とを加算して前記非変換モードの時
   に前記三角波電圧を横切らないレベルの信号を出力し、
   前記降圧モードの時には前記三角波電圧を横切るレベル
   の信号を出力し、 前記コンパレータは前記三角波発生器から発生した三角
   波電圧と前記演算手段の出力とを比較して前記演算手段
   の出力が前記三角波電圧よりも高い時には第1のレベル
   の出力を発生し、前記演算手段の出力が前記三角波電圧
   よりも低い時には第2のレベルの出力を発生して前記第5
   のスイッチをオン・オフ制御し、 前記逆相信号形成手段は前記第6のスイッチを前記第5の
   スイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を形成して
   前記第6のスイッチに供給することを特徴とする電力変
   換装置。
7. 【請求項７】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、 第5及び第6のスイッチが直列に接続された回路であり且
   つ前記第1及び第2の直列回路に対して並列に接続された
   第3の直列回路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対
   して並列に接続されたコンデンサと、リアクトルと、出
   力手段とを有し、 前記第1及び第2のスイッチの相互接続点が前記第1の交
   流電源端子に前記リアクトルを介して接続され、 前記第3及び第4のスイッチの相互接続点が前記第2の交
   流電源端子に接続され、 前記出力手段は前記第5及び第6のスイッチの相互接続点
   と前記第2の交流電源端子との間に負荷を接続するよう
   に構成され、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖにほ
   ぼ等しくする非変換モードと前記出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇圧モードと
   を得ることができるように前記制御回路が形成されてい
   る電力変換装置であって、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、第1及び第2のスイッチ制御回
   路と、三角波発生器と、方形波発生器と、演算手段と、
   コンパレータと、逆相信号形成手段とを有し、 前記第1のスイッチ制御回路は、前記非変換モードと前
   記昇圧モードとのいずれにおいても、前記第５のスイッ
   チを前記交流電源の電圧と同じ周期でオン・オフするた
   めの制御信号と前記第６のスイッチを前記第5のスイッ
   チと逆位相でオン・オフするための制御信号とを発生
   し、 前記第2のスイッチ制御回路は少なくとも前記昇圧モー
   ドの時には前記第3のスイッチを前記交流電源の電圧の
   周期よりも短い周期でオン・オフするための制御信号と
   前記第４のスイッチを前記第３のスイッチと逆位相でオ
   ン・オフする制御信号とを発生し、 前記第2の指令値Ｖｒｉを発生する手段は、前記第2の指
   令値Ｖｒｉとして前記非変換モード時に第1の交流出力
   電圧指令値を発生し、前記昇圧モード時に第1の交流出
   力電圧指令値よりも高い第2の交流出力電圧指令値を発
   生し、 前記第1及び第2の交流出力電圧指令値は前記交流電源の
   電圧と同一の周期を有する正弦波状電圧であり、 前記三角波発生器は前記交流電源の電圧の周期よりも十
   分に短い周期で三角波電圧を繰返して発生し、 前記方形波発生器は前記交流電源の電圧と同一周期を有
   して方形波電圧を繰返して発生し、 前記演算手段はＶｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓの演算をして前記
   非変換モードの時に前記三角波電圧を横切らないレベル
   の信号を出力し、前記降圧モードの時に前記三角波電圧
   を横切るレベルの信号を出力し、 前記コンパレータは前記三角波発生器から発生した三角
   波電圧と前記演算の出力とを比較して前記演算手段の出
   力が前記三角波電圧よりも高い時には第1のレベルの出
   力を発生し、前記演算手段の出力が前記三角波電圧より
   も低い時には第2のレベルの出力を発生して前記第１の
   スイッチをオン・オフ制御し、 前記逆相信号形成手段は前記第２のスイッチを前記第１
   のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を形成し
   て前記第2のスイッチに供給することを特徴とする電力
   変換装置。
8. 【請求項８】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、 第5及び第6のスイッチが直列に接続された回路であり且
   つ前記第1及び第2の直列回路に対して並列に接続された
   第3の直列回路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対
   して並列に接続されたコンデンサと、前記第1及び第2の
   リアクトルと、出力端子とを有し、 前記第1及び第2のスイッチの相互接続点が前記第1の交
   流電源端子に前記第1のリアクトルを介して接続され、 前記第3及び第4のスイッチの相互接続点が前記第2の交
   流電源端子に接続され、 前記出力端子は前記第5及び第6のスイッチの相互接続点
   と前記第2の交流電源端子との間に前記第２のリアクト
   ルを介して負荷を接続するためのものであり、 前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続
   点（１０）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ
   ４）の相互接続点（９）との間の出力段電圧Ｖｉｎｖを
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１、Ｑ２）の相互接続
   点（８）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）
   の相互接続点（９）との間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖより
   も低くする降モードと前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前記入
   力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇圧モードとを得る
   ことができるように前記制御回路が形成されている電力
   変換装置であって、 前記制御回路は、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値に
   するための第１の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記
   出力段電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための第２の指令値
   Ｖｒｉを発生する手段と、三角波発生器と、方形波発生
   器と、第１，第２及び第３の演算手段と、第１、第２及
   び第３のコンパレータと、第１，第２及び第３の逆相信
   号形成手段とを有し、 前記第２の指令値Ｖｒｉを発生する手段は、前記第２の
   指令値Ｖｒｉとして前記降圧モード時に第1の交流出力
   電圧指令値を発生し、前記昇圧モード時に第1の交流出
   力電圧指令値よりも高い第2の交流出力電圧指令値を発
   生し、 前記第1及び第2の交流出力電圧指令値は前記交流電源の
   電圧と同一の周期を有する正弦波状電圧であり、 前記三角波発生器は前記交流電源の電圧の周期よりも十
   分に短い周期で三角波電圧を繰返して発生し、 前記方形波発生器は前記交流電源の電圧と同一周期を有
   して方形波電圧を繰返して発生し、 前記第1の演算手段は、Ｖｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを演算し
   て前記昇圧モードの時には前記三角波電圧を横切るレベ
   ルの信号を出力し、前記降圧モードの時には前記三角波
   電圧を横切らないレベルの信号を出力し、 前記第２の演算手段は、Ｖｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを演算し
   て前記昇圧モードの時に前記三角波電圧を横切らないレ
   ベルの信号を出力し、前記降圧モードの時に前記三角波
   電圧を横切るレベルの信号を出力し、 前記第３の演算手段は、前記第２の演算手段の出力（Ｖ
   ３）から前記第２の指令値Ｖｒｉ減算した値、又は前記
   第1の演算手段の出力（Ｖ１）から前記第１の指令値Ｖ
   ｒｃを減算した値を出力し、 前記第1コンパレータは前記三角波発生器から発生した
   三角波電圧と前記第1演算手段の出力（Ｖ１）とを比較
   して前記第1の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも
   高い時には第1のレベルの出力を発生し、前記第1の演算
   手段の出力が前記三角波電圧よりも低い時には第2のレ
   ベルの出力を発生して前記第１のスイッチをオン・オフ
   制御し、 前記第1の逆相信号形成手段は前記第２のスイッチを前
   記第１のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を
   形成して前記第２のスイッチに供給し、 前記第２のコンパレータは前記三角波発生器から発生し
   た三角波電圧と前記第３の演算手段の出力（Ｖ２）とを
   比較して前記第３の演算手段の出力が前記三角波電圧よ
   りも高い時には第1のレベルの出力を発生し、前記第３
   の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも低い時には第
   2のレベルの出力を発生して前記第３のスイッチをオン
   ・オフ制御し、 前記第２の逆相信号形成手段は前記第４のスイッチを前
   記第３のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を
   形成して前記第４のスイッチに供給し前記第３のコンパ
   レータは前記三角波発生器から発生した三角波電圧と前
   記第２の演算手段の出力（Ｖ３）とを比較して前記第２
   の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも高い時には第
   1のレベルの出力を発生し、前記第２の演算手段の出力
   が前記三角波電圧よりも低い時には第2のレベルの出力
   を発生して前記第5のスイッチをオン・オフ制御し、 前記第２の逆相信号形成手段は前記第6のスイッチを前
   記第5のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を
   形成して前記第6のスイッチに供給することを特徴とす
   る電力変換装置。
9. 【請求項９】 電力変換回路とこの変換回路の制御回路
   とから成り、 前記電力変換回路は、交流電源の一端に接続される第1
   の交流電源端子と、前記交流電源の他端に接続される第
   2の交流電源端子と、第1及び第2のスイッチが直列に接
   続された第1の直列回路と、第3及び第4のスイッチが直
   列に接続された回路であり且つ前記第1の直列回路に対
   して並列に接続された第2の直列回路と、第5及び第6の
   スイッチが直列に接続された回路であり且つ前記第1及
   び第2の直列回路に対して並列に接続された第3の直列回
   路と、前記第1、第2及び第3の直列回路に対して並列に
   接続されたコンデンサと、前記第1及び第2のリアクトル
   と、出力端子とを有し、 前記第1及び第2のスイッチの相互接続点が前記第1の交
   流電源端子に前記第1のリアクトルを介して接続され、 前記第3及び第4のスイッチの相互接続点が前記第2の交
   流電源端子に接続され、 前記出力端子は前記第5及び第6のスイッチの相互接続点
   と前記第2の交流電源端子との間に前記第２のリアクト
   ルを介して負荷を接続するためのであり、 前記制御回路は、前記第５及び第６のスイッチの相互接
   続点と前記第３及び第４のスイッチの相互接続点との間
   の出力段電圧Ｖｉｎｖを前記第１及び第２のスイッチの
   相互接続点と前記第３及び第４のスイッチの相互接続点
   の間の入力段電圧Ｖｃｏｎｖとほぼ等しくする非変換モ
   ードの場合には、前記第１及び第２のスイッチと前記第
   ５及び第６のスイッチとの両方を前記第１の交流端子と
   前記共通端子との間に供給される電源電圧の基本波の周
   期でオン・オフ制御し、前記第３及び第４のスイッチを
   前記基本波の周期よりも十分に短い周期でオン・オフ制
   御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前記入力段電圧Ｖｃｏ
   ｎｖよりも低くする降圧モードの場合には、前記第１及
   び第２のスイッチを前記基本波の周期でオン・オフ制御
   し、前記第３及び第４のスイッチと前記第５及び第６の
   スイッチとの両方を前記基本波の周期よりも十分に短い
   周期でオン・オフ制御し、前記出力段電圧Ｖｉｎｖを前
   記入力段電圧Ｖｃｏｎｖよりも高くする昇圧モードの場
   合には、前記第１及び第２のスイッチと前記第３及び第
   ４のスイッチとの両方を前記基本波の周期よりも十分に
   短い周期でオン・オフ制御し、前記第５及び第６のスイ
   ッチ前記基本波の周期でオン・オフ制御するものであっ
   て、前記入力段電圧Ｖｃｏｎｖを所望値にするための第
   １の指令値Ｖｒｃを発生する手段と、前記出力段電圧Ｖ
   ｉｎｖを所望値にするための第２の指令値Ｖｒｉを発生
   する手段と、三角波発生器と、方形波発生器と、第１，
   第２及び第３の演算手段と、第１、第２及び第３のコン
   パレータと、第１，第２及び第３の逆相信号形成手段と
   を有し、 前記第２の指令値Ｖｒｉを発生する手段は、前記第２の
   指令値Ｖｒｉとして、前記非変換モード時に第1の交流
   出力電圧指令値を発生し、前記降圧モード時に前記第１
   の交流出力電圧指令値よりも低い第２の交流出力電圧指
   令値を発生し、前記昇圧モード時に第１の交流出力電圧
   指令値よりも高い第３の交流出力電圧指令値を発生し、 前記第1，第２及び第３の交流出力電圧指令値は前記交
   流電源の電圧と同一の周期を有する正弦波状電圧であ
   り、 前記三角波発生器は前記交流電源の電圧の周期よりも十
   分に短い周期で三角波電圧を繰返して発生し、 前記方形波発生器は前記交流電源の電圧と同一周期を有
   して方形波電圧を繰返して発生し、 前記第1の演算手段は、Ｖｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを演算し
   て前記昇圧モードの時には前記三角波電圧を横切るレベ
   ルの信号を出力し、前記非変換モードの時及び前記降圧
   モードの時には前記三角波電圧を横切らないレベルの信
   号を出力し、 前記第２の演算手段は、Ｖｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを演算し
   て前記非変換モードの時及び前記昇圧モードの時に前記
   三角波電圧を横切らないレベルの信号を出力し、前記降
   圧モードの時に前記三角波電圧を横切るレベルの信号を
   出力し、 前記第３の演算手段は、前記第２の演算手段の出力（Ｖ
   ３）から前記第２の指令値Ｖｒｉ減算した値、又は前記
   第１の演算手段の出力（Ｖ１）から前記第１の指令値Ｖ
   ｒｃを減算した値であって、前記三角波電圧を横切るレ
   ベルの信号を出力し、 前記第1コンパレータは前記三角波発生器から発生した
   三角波電圧と前記第1の演算手段の出力（Ｖ１）とを比
   較して前記第1の演算手段手段の出力が前記三角波電圧
   よりも高い時には第1のレベルの出力を発生し、前記第1
   の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも低い時には第
   2のレベルの出力を発生して前記第１のスイッチをオン
   ・オフ制御し、 前記第1逆相信号形成手段は前記第２のスイッチを前記
   第１のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を形
   成して前記第２のスイッチに供給し、 前記第２のコンパレータは前記三角波発生器から発生し
   た三角波電圧と前記第３の演算手段の出力（Ｖ２）とを
   比較して前記第２の演算手段の出力が前記三角波電圧よ
   りも高い時には第1のレベルの出力を発生し、前記第３
   の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも低い時には第
   2のレベルの出力を発生して前記第３のスイッチをオン
   ・オフ制御し、 前記第２の逆相信号形成手段は前記第４のスイッチを前
   記第３のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を
   形成して前記第４のスイッチに供給し、 前記第３のコンパレータは前記三角波発生器から発生し
   た三角波電圧と前記第２の演算手段の出力（Ｖ３）とを
   比較して前記第２の演算手段の出力が前記三角波電圧よ
   りも高い時には第1のレベルの出力を発生し、前記第２
   の演算手段の出力が前記三角波電圧よりも低い時には第
   2のレベルの出力を発生して前記第5のスイッチをオン・
   オフ制御し、 前記第２の逆相信号形成手段は前記第6のスイッチを前
   記第5のスイッチと逆位相にオン・オフ制御する信号を
   形成して前記第6のスイッチに供給することを特徴とす
   る電力変換装置。
10. 【請求項１０】 前記方形波発生器は、前記第1及び第2
    の交流電源端子間の電圧を増幅する増幅手段と前記増幅
    手段の出力を前記三角波の最大値と最小値に制限するリ
    ミッタとから成ることを特徴とする請求項６又は７又は
    ８又は９記載の電力変換装置。
11. 【請求項１１】 前記第１の指令値を発生する手段は、
    前記第1及び第2の交流電源端子を通る電流の位相を前記
    第1及び第2の交流電源端子間の電圧の位相に一致させる
    ための指令を含んでいることを特徴とする請求項６又は
    ７又は８又は９又は１０記載の電力変換装置。
12. 【請求項１２】 更に、前記第３及び第４のスイッチの
    相互接続点と前記第２の交流電源端子との間にリアクト
    ルが接続されていることを特徴とする請求項６又は７又
    は８又は９又は１０又は１１記載の電力変換装置。