JP5190683B2 - 交流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流―直流―交流変換回路及びバックアップ用蓄電池を備えた交流電源装置に関する。

交流―直流―交流（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ）変換可能な交流電源装置（電力変換装置）をハーフブリッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータとハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータとの組み合せによって構成することは公知である。また、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置の効率を向上させるために、ハーフブリッジ型ＡＣ−ＤＣコンバータのスイッチとハーフブリッジ型ＤＣ−ＡＣインバータのスイッチの全てを高い繰返し周波数でオン・オフ制御しないで、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置に含まれているスイッチの一部のみを高い繰返し周波数でオン・オフし、残りのスイッチを整流器として動作させるために交流入力電圧の周期でオン・オフする方式が本件出願人に係る特開２０００−２６２０７１号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１に開示されている電力変換装置の主回路は、後述する本願の実施例を示す図１の電力変換回路１から交流入力電源スイッチ８１と、バックアップスイッチ８２と、バックアップ用蓄電池８３と、充電回路８４と、接続ライン８６，８７とを除いたものに相当する。

しかし、特許文献１には無停電で電力を供給することができる電力変換装置が開示されていない。そこで、特許文献１の図１の平滑コンデンサＣに相当するものにバックアップ用蓄電池を接続することが考えられる。これにより、交流入力電圧に異常が生じてもバックアップ用蓄電池の容量の範囲で負荷に対する電力供給を継続できる。もし、容量の大きいバックアップ用蓄電池を設けると、バックアップ時間が長くなるが、電力変換装置のコストの増大を招く。
特開２０００−２６２０７１号公報

従って、本発明が解決しようとする課題は、バックアップ用蓄電池を有する交流電源装置のコストの低減が要求されていることであり、本発明の目的は上記要求に応えることができる交流電源装置を提供することである。

上記課題を解決し、上記目的を達成するための本発明を、実施例を示す図面の符号を参照して説明する。但し、特許請求の範囲及びここでの参照符号は本発明の理解を助けるためのものであり、本発明を限定するものではない。
本発明の交流電源装置は、負荷（１１）に交流電力を無停電で供給するための交流電源装置であって、電力変換回路と該電力変換回路の制御回路とから成る。
前記電力変換回路は、交流電源（３）に接続される交流入力端子（４）と、前記負荷（１１）に接続される交流出力端子（６）と、前記交流電源（３）と前記負荷（１１）とに接続される共通端子（５又は７）と、正側直流導体（７６）と、負側直流導体（７７）と、前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間にそれぞれ接続された第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路、第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の直列回路、第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の直列回路、及び平滑コンデンサ（Ｃ）と、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流電源（３）を選択的に接続するための交流入力電源スイッチ（８１）と、
バックアップ用蓄電池（８３）と、前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間に前記バックアップ用蓄電池（８３）を選択的に接続するためのバックアップスイッチ（８２）と、前記交流入力端子（４）と前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）との間又は前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）と前記共通端子（５又は７）との間に接続されたインダクタ（Ｌ１又はＬ３）とを備えている。
前記制御回路は、前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内にあり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数及び電圧正常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記負荷（１１）の許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４）内にあり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数変動及び電圧正常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数と同一の周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が前記正常範囲内にない電圧異常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオンに制御し且つ前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を直流―直流変換することによって前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に所望の直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換することによって前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する手段から成る。

なお、請求項２に示すように、請求項１の前記制御回路は、前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内か否かを判定する機能とを有する周波数判定手段（１１１）と、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内か否かを判定する交流電圧判定手段（１１２）と、前記周波数判定手段（１１１）から前記周波数が正常範囲内であることを示す出力が得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られている周波数及び電圧正常モードであるか否かを判定する周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）と、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内であることを示す出力又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内であることを示す出力が前記周波数判定手段（１１１）から得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られているか否かを判定する周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時、及び前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオン制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフ状態に制御し、且つ前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内にない異常であることを示す出力が得られている電圧異常モード時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフ状態に制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオン状態に制御するためのモード切換信号を出力する手段（８８，８９）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３６）から得られた周波数及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るための固定周波数を有する第１の基準電圧指令値を発生し、且つ前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から得られた周波数変動及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する第２の基準電圧指令値を発生する基準電圧指令値発生手段（６６）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記第１の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生し、前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記第２の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する交流出力電圧（Ｖｏ）が得られるように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生する交流入力モードスイッチ制御信号発生手段（１０１又は１０１ａ又は１０１ｂ又は１０１ｃ又は１０１ｄ）と、前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲にない異常の電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を直流―直流変換することによって前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に所望の直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換することによって前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生するバックアップモードスイッチ制御信号発生手段（１０２）と備えていることが望ましい。
また、請求項３に示すように、請求項１のバックアップ用蓄電池（８３）の接続箇所を前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に変更することができる。この場合には、前記周波数及び電圧正常モードと周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別なモード時又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が前記正常範囲内にない電圧異常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオンに制御し且つ前記バックアップ用蓄電池（８３）から供給された前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間の直流電圧を定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）に変換するように前記第３〜第６のスイッチ（Ｑ３〜Ｑ６）を制御する。
また、請求項４に示すように、請求項３の前記制御回路は、前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内か否かを判定する機能とを有する周波数判定手段（１１１）と、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内か否かを判定する交流電圧判定手段（１１２）と、前記周波数判定手段（１１１）から前記周波数が正常範囲内であることを示す出力が得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られている周波数及び電圧正常モードであるか否かを判定する周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）と、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内であることを示す出力又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内であることを示す出力が前記周波数判定手段（１１１）から得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られているか否かを判定する周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時及び前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオン制御し且つ前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内にない異常であることを示す出力が得られている電圧異常モード時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフ状態に制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオン状態に制御するためのモード切換信号を出力する手段（８８，８９）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３６）から得られた周波数及び電圧正常モードを示す信号に応答して定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るための固定周波数を有する第１の基準電圧指令値を発生し、且つ前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から得られた周波数変動及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する第２の基準電圧指令値を発生する基準電圧指令値発生手段（６６）と、前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記第１の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生し、前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記第２の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生する交流入力モードスイッチ制御信号発生手段（１０１又は１０１ａ又は１０１ｂ又は１０１ｃ又は１０１ｄ）と、前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲にない電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）から供給された前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間の直流電圧を交流電圧に変換することによって定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第３〜第６のスイッチ（Ｑ３〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生するバックアップモードスイッチ制御信号発生手段（１０２）とを備えていることが望ましい。
また、請求項５に示すように、請求項３又は４の交流電源装置は、更に、前記周波数及び電圧異常モード時、又は前記電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を昇圧して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に供給する直流―直流変換回路（８５）を有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、各請求項の交流電源装置において、前記周波数の正常範囲（ｆ２〜ｆ３）は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の定格周波数の９９％から１０１％の範囲であり、前記負荷（１１）の許容周波数変動範囲は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の定格周波数の９０％から９９％の範囲、及び１０１％から１１０％の範囲であることが望ましい。
また、請求項７に示すように、請求項２又は４の前記交流入力モードスイッチ制御信号発生手段は、前記交流入力端子（４）又は前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５）との間の第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）と前記交流出力端子（６）又は前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５）との間の第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）とをほぼ等しくする電圧非変換モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第１の機能と、前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも低くする降圧モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第２の機能と、前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも高くする昇圧モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御し、且つ前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御する第３の機能との内の少なくとも１つの機能を有していることが望ましい。
また、請求項８に示すように、請求項２又は４の前記交流入力モードスイッチ制御信号発生手段は、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５）との間の第１の電圧（Ｖｃｏｎｖ）を前記第１の直流電圧基準値（Ｖ５９ａ）又は前記第２の直流電圧基準値（Ｖ５９ｂ）に対応する第１又は第２の所望値にするための第１の指令値Ｖｒｃを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）に同期して発生する第１の指令値発生手段（44）と、前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５）との間の第２の電圧（Ｖｉｎｖ）を所望値にするための第２の指令値Ｖｒｉを発生する第２の指令値発生手段（45）と、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）と同一の周期を有する方形波電圧Ｖｓを発生する方形波発生器（46）と、前記第１の指令値発生手段（44）と前記第２の指令値発生手段（45）と前記方形波発生器（46）とに接続され、
Ｖｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１の値（Ｖｒ１）と、
Ｖｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２の値（Ｖｒ３）と、
Ｖｒ３−Ｖｒｉ又はＶｓ−Ｖｒｃ又はＶｓ−Ｖｒｉを示す第３の値（Ｖｒ２）と
を出力する演算手段（47,48,49）と、前記演算手段（47,48,49）と前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）とに接続され、前記演算手段（４７，４８，４９）から得られた前記第１、第２及び第３の値（Ｖｒ１，Ｖｒ３，Ｖｒ２）に基づいて前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）をオン・オフ制御するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号（Ｖ_Q1，Ｖ_Q2，Ｖ_Q3，Ｖ_Q4，Ｖ_Q5，Ｖ_Q6）を形成する制御信号形成手段（５２，５３，５４，５５，５６，５７，５８又は５２，５３，５４，５５、５６'、５７’、５８’）とを備え、前記第２の指令値発生手段（45）に前記基準電圧指令値発生手段（６６）が含まれていることが望ましい。
また、前記制御信号形成手段は、鋸波電圧又は三角波電圧から成る比較波（Ｖｔ）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期で発生する比較波発生器（52）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第１のスイッチ（Ｑ1）とに接続され、前記第１の値（Ｖｒ１）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第１の制御信号（Ｖ_Q1）を形成し、この第１の制御信号（Ｖ_Q1）を前記第１のスイッチ（Ｑ1）に供給するための第1のコンパレータ（53）と 前記第1のコンパレータ（53）と前記第２のスイッチ（Ｑ2）とに接続され、前記第１の制御信号（Ｖ_Q1）と逆位相の第2の制御信号（Ｖ_Q2）を形成し、この第２の制御信号（Ｖ_Q2）を前記第２のスイッチ（Ｑ2）に供給する第１のＮＯＴ回路（56）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第3のスイッチ（Ｑ3）とに接続され、前記第3の値（Ｖｒ２）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第3の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第3の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第３の制御信号（Ｖ_Q3）を形成し、この第３の制御信号（Ｖ_Q3）を前記第３のスイッチ（Ｑ3）に供給するための第２のコンパレータ（54）と、前記第2のコンパレータ（54）と前記第4のスイッチ（Ｑ4）とに接続され、前記第３の制御信号（Ｖ_Q3）と逆位相の第4の制御信号（Ｖ_Q4）を形成し、この第４の制御信号（Ｖ_Q4）を前記第４のスイッチ（Ｑ4）に供給する第２のＮＯＴ回路（57）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第５のスイッチ（Ｑ5）とに接続され、前記第２の値（Ｖｒ３）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第５の制御信号（Ｖ_Q5）を形成し、この第５の制御信号（Ｖ_Q5）を前記第５のスイッチ（Ｑ5）に供給するための第３のコンパレータ（55）と、前記第３のコンパレータ（55）と前記第６のスイッチ（Ｑ6）とに接続され、前記第５の制御信号（Ｖ_Q5）と逆位相の第６の制御信号（Ｖ_Q6）を形成し、この第６の制御信号（Ｖ_Q6）を前記第６のスイッチ（Ｑ6）に供給する第３のＮＯＴ回路（5８）とから成ることが望ましい。
また、前記制御信号形成手段を、鋸波電圧又は三角波電圧から成る比較波（Ｖｔ）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期で発生する比較波発生器（52）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第１のスイッチ（Ｑ1）とに接続され、前記第１の値（Ｖｒ１）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第１の制御信号（Ｖ_Q1）を形成し、この第１の制御信号（Ｖ_Q1）を前記第１のスイッチ（Ｑ1）に供給するための第1のコンパレータ（53）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第２のスイッチ（Ｑ２）とに接続され、前記第１の値（Ｖｒ１）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第1の電圧レベルとなり、前記第1の値（Ｖｒ１）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第2の電圧レベルとなる第２の制御信号（Ｖ_Q2）を形成し、この第２の制御信号（Ｖ_Q2）を前記第２のスイッチ（Ｑ2）に供給する第２のコンパレータ（56´）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第3のスイッチ（Ｑ3）とに接続され、前記第３の値（Ｖｒ２）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第３の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第３の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第３の制御信号（Ｖ_Q3）を形成し、この第３の制御信号（Ｖ_Q3）を前記第３のスイッチ（Ｑ3）に供給するための第３のコンパレータ（54）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第４のスイッチ（Ｑ４）とに接続され、前記第３の値（Ｖｒ２）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第３の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第1の電圧レベルとなり、前記第３の値（Ｖｒ２）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第2の電圧レベルとなる第４の制御信号（Ｖ_Q4）を形成し、この第４の制御信号（Ｖ_Q4）を前記第４のスイッチ（Ｑ4）に供給する第４のコンパレータ（57´）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第５のスイッチ（Ｑ5）とに接続され、前記第２の値（Ｖｒ３）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第1の電圧レベルとなり、前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第2の電圧レベルとなる第５の制御信号（Ｖ_Q5）を形成し、この第５の制御信号（Ｖ_Q5）を前記第５のスイッチ（Ｑ5）に供給するための第５のコンパレータ（55）と、前記演算手段（47,48,49）と前記比較波発生器（52）と前記第６のスイッチ（Ｑ６）とに接続され、前記第２の値（Ｖｒ３）と前記比較波（Ｖｔ）とを比較して前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも低い時には第1の電圧レベルとなり、前記第２の値（Ｖｒ３）が前記比較波（Ｖｔ）よりも高い時には第2の電圧レベルとなる第６の制御信号（Ｖ_Q6）を形成し、この第６の制御信号（Ｖ_Q6）を前記第６のスイッチ（Ｑ6）に供給する第６のコンパレ−タ（5８´）とで構成することができる。
また、前記演算手段は、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを演算して前記第１の値（Ｖｒ１）を出力する第１の演算回路（４７）と、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを演算して、前記第２の値（Ｖｒ３）を出力する第２の演算回路（４８）と、 前記第２の指令値発生手段（４５）と前記第２の演算回路（４８）とに接続され、Ｖｒ３−Ｖｒｉを演算して前記第３の値（Ｖｒ２）を出力する第３の演算回路（４９）とから成ることが望ましい。
また、更に、前記第１の演算回路（４７）に接続され，前記第１の演算回路（４７）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第１のリミッタ（５０）と、前記第２の演算回路（４８）に接続され，前記第２の演算回路（４８）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第２のリミッタ（５１）とを設けることができる。
また、前記演算手段を、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）とに接続され、前記第２の指令値Ｖｒｉから前記第１の指令値Ｖｒｃを減算して△Ｖ＝Ｖｒｉ−Ｖｒｃを演算する第１の演算回路（４７ａ）と、 前記第１の演算回路（４７ａ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、
もし、△Ｖ＞０の時は、
Ｖｒ１＝Ｖｓ−△Ｖ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし、△Ｖ＝０の時は、
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし、△Ｖ＜０の時は、
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ＋△Ｖ
を出力する第２の演算回路（４８ａ）と、 前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の演算回路（４８ａ）とに接続され、Ｖｒ２＝Ｖｒ１−Ｖｒｃを演算する第３の演算回路（４９ａ）とで構成することができる。
また、前記演算手段を、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）とに接続され、ΔＶ１＝Ｖｒｃ−Ｖｒｉを演算する第１の演算回路（４７ｂ）と、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）とに接続され、Ｖｒｉ−Ｖｒｃを演算する第２の演算回路（４８ｂ）と、 前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）とに接続され、第１の演算回路（４７ｂ）から得られた前記ΔＶ１が0の時及び前記ΔＶ１が0より大きい時にＶｒｃを出力し、前記ΔＶ１が0より小さい時にＶｒｉを出力する選択回路（４９ｂ）と、前記第１の演算回路（４７ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ＋（Ｖｒｃ−Ｖｒｉ）から成る第１の値（Ｖｒ１）を出力する第１の加算器（７１）と、前記第２の演算回路（４８ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ＋（Ｖｒｉ−Ｖｒｃ）から成る第２の値（Ｖｒ３）を出力する第１の加算器（７３）と、前記選択回路（４９ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ−Ｖｒｃ又はＶｓ−Ｖｒｉから成る第３の値（Ｖｒ２）を出力する第１の加算器（７２）とで構成することができる。
また、更に、前記第１の加算器（７１）に接続され，前記第１の加算器（７１）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第１のリミッタ（５０）と、前記第２の加算器（７３）に接続され，前記第２の加算器（７３）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第２のリミッタ（５１）と、前記減算器（７２）に接続され，前記減算器（７２）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第３のリミッタ（７４）とを設けることができる。
また、前記演算手段を、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）とに接続され、ΔＶ１＝Ｖｒｃ−Ｖｒｉを演算する演算回路（４７ｂ）と、前記第１の指令値発生手段（４４）と前記第２の指令値発生手段（４５）と前記演算回路（４７ｂ）とに接続され、前記演算回路（４７ｂ）から得られた前記ΔＶ１が0の時及び前記ΔＶ１が0より大きい時にＶｒｃを出力し、前記ΔＶ１が0より小さい時にＶｒｉを出力する選択回路（４９ｂ）と、前記演算回路（４７ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ＋（Ｖｒｃ−Ｖｒｉ）から成る第１の値（Ｖｒ１）を出力する加算器（７１）と、前記演算回路（４７ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ−（Ｖｒｃ−Ｖｒｉ）から成る第２の値（Ｖｒ３）を出力する第１の減算器（７３´）と、前記選択回路（４９ｂ）と前記方形波発生器（４６）とに接続され、Ｖｓ−Ｖｒｃ又はＶｓ−Ｖｒｉから成る第３の値（Ｖｒ２）を出力する第２の減算器（７２）とで構成することができる。
また、更に、前記加算器（７１）に接続され，前記加算器（７１）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第１のリミッタ（５０）と、前記第１の減算器（７３´）に接続され，前記第１の減算器（７３’）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第２のリミッタ（５１）と、前記第２の減算器（７２）に接続され，前記第２の減算器（７２）の出力を、前記方形波電圧（Ｖｓ）の最大値以上に設定された上限値で制限し且つ前記方形波電圧（Ｖｓ）の最小値以下に設定された下限値で制限する第３のリミッタ（７４）とを設けることができる。
また、前記第１の指令値発生手段は、前記交流入力端子（４）と前記共通端子（５）との間の交流入力電圧（Ｖｉｎ）を検出し、交流入力電圧検出信号を出力する入力電圧検出回路（４１）と、前記コンデンサ（Ｃ）の直流電圧を検出して直流電圧検出信号を出力する直流電圧検出回路（４２）と、前記交流入力端子（４）を流れる電流を検出し、前記電流に比例した電圧値を有する電流検出信号を出力する電流検出器（２３）と、基準直流電圧を発生する基準直流電圧源（５９）と、 前記基準直流電圧源（５９）と前記直流電圧検出回路（４２）とに接続され、前記基準直流電圧と前記直流電圧検出信号との差を示す信号を出力する第１の減算器（６０）と、前記入力電圧検出回路（４１）と前記第１の減算器（６０）とに接続され、前記交流入力電圧検出信号に前記第１の減算器（６０）の出力を乗算する乗算器（６２）と、前記乗算器（６２）と前記電流検出器（２３）とに接続され、前記乗算器（６２）の出力から前記電流検出信号を減算して前記第１の指令値（Ｖｒｃ）を出力する第２の減算器（６３）とから成ることが望ましい。
また、前記第２の指令値発生手段は、基準出力電圧指令値を発生する基準出力電圧指令値発生器（６６）と、前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５）との間の出力電圧（Ｖ０）を検出し、出力電圧検出信号を出力する出力電圧検出回路（４３）と、前記基準出力電圧指令値発生器（６６）と前記出力電圧検出回路（４３）とに接続され、前記基準出力電圧指令値と前記出力電圧検出信号との差に相当する信号を前記第２の指令値（Ｖｒｉ）として出力する第３の減算器（６７）とから成ることが望ましい。
また、前記基準出力電圧指令値発生器（６６）は、レベルの異なる複数の基準出力電圧指令値を選択的に発生することができるものであることが望ましい。

各請求項の発明は次の効果を有する。
（１）特許文献１と同様な電力変換回路を有する交流電源装置において、交流入力電圧異常時（例えば停電時）にバックアップ用蓄電池（８３）の容量の範囲で負荷（１１）に対する電力供給を継続できる。
（２）交流入力電圧の周波数変動が負荷（１１）が容認する範囲であれば、直ちにバックアップ用蓄電池（８３）への切換えを実行しないで、電力変換回路におけるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作を継続させるので、バックアップ用蓄電池（８３）の容量低下が抑制され、バックアップ可能期間を長くすることができる。

次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。

図１に示す実施例１に従う無停電交流電源装置は、力率改善機能を有する電圧調整装置又は電力変換装置と呼ぶこともできるものであって、大別して電力変換回路１とこの制御回路２とから成る。電力変換回路１は、特許文献１と同様に交流電源３、交流入力端子４、電源側の接地された共通端子（グランド端子）５、交流出力端子６、負荷側の共通端子７、交流入力導体７５、正側直流導体７６、負側直流導体７７、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 、Ｑ6、有極の電解コンデンサから成る直流リンクコンデンサと呼ぶこともできる平滑コンデンサＣ、入力段リアクトルと呼ぶこともできる第１のインダクタＬ1 、出力段リアクトルと呼ぶこともできる第のインダクタＬ2 、入力段フィルタ用コンデンサＣ1 、及び出力段フィルタ用コンデンサＣ2 を有する他に、交流入力電源スイッチ８１、バックアップスイッチ８２、バックアップ用蓄電池８３、充電回路８４、及び接続ライン８６，８７を有する。

第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ６ はソースをバルク（サブストレート）に接続した構造の絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタであって、第１、第２、第３、第４、第５及び第６のＦＥＴスイッチＳ1 、Ｓ2 、Ｓ3 、Ｓ4 、Ｓ5 、Ｓ6とこれに逆並列に接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5、Ｄ6 、Ｄ７，Ｄ８、Ｄ９とを有する。なお、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ６ を第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ６ に内蔵させないで個別部品とすることができる。また、第１〜第６のＦＥＴスイッチＳ1 〜Ｓ６ をバイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ(絶縁・ゲート・バイポーラ・トランジスタ)等の別の半導体スイッチとすることができる。

第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の直列回路、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の直列回路、及び第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の直列回路は正側直流導体７６と負側直流導体７７との間にそれぞれ接続されている。第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の相互接続点８は第１のインダクタＬ1 と接続手段としての交流入力導体７５と交流入力電源スイッチ８１とを介して交流入力端子４に接続されている。第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の相互接続点１０は出力段の第２のインダクタＬ2と交流出力導体７８とを介して交流出力端子６に接続されている。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 の相互接続点９は接続導体７９によって共通端子５に接続されている。

第１のフィルタ用コンデンサＣ1 は入力電流の高周波成分を除去するために交流入力端子４と共通端子５間に接続されている。第２のフィルタ用コンデンサＣ2 は出力電圧の高周波成分を除去するために交流出力端子６と共通端子７間に接続されている。
なお、入力側の第１のインダクタＬ1は交流出力端子６に交流電源端子３の交流入力電圧Ｖｉｎよりも高い交流出力電圧Ｖｏを得るため、及び交流入力端子４における力率改善及び電流の波形改善を行うために必要なものである。図１では、交流入力端子４と第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点８との間に第１のインダクタＬ1が接続されているが、この代りに第１のインダクタＬ1を第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4の相互接続点９と共通端子５との間に接続することができる。即ち、図１において点線で示す第３のインダクタＬ3の位置に第１のインダクタＬ1を移動することができる。また、第１のインダクタＬ1に追加して点線で示す第３のインダクタＬ３を設けることもできる。
フィルタ機能を有する第２のインダクタＬ２は第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と交流出力端子６との間に接続されている。しかし、負荷１１が十分なインダクタンスを有する時には、第２のインダクタＬ２を省くこともできる。

交流入力電源スイッチ８１は、第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点８と共通端子５又は７との間に交流電源３を第１のインダクタＬ１を介して選択的に接続するためのものであって、交流入力端子４と第１のインダクタＬ1との間に接続され、且つ電気的に制御可能に構成されている。この交流入力電源スイッチ８１は例えば制御可能な電磁開閉器又は半導体スイッチで構成することができる。なお、交流入力電源スイッチ８１を共通端子５に接続された共通ラインに設けることもできる。

バックアップスイッチ８２は第1及び第2のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８と共通端子５との間にバックアップ用蓄電池８３を選択的に接続するためのものである。バックアップ用蓄電池８３は、バックアップスイッチ８２を介して交流入力電源スイッチ８１の出力側端子と共通端子５との間に接続されている。即ち、バックアップ用蓄電池８３は、バックアップスイッチ８２を介して第１のフィルタ用コンデンサＣ1に並列に接続されている。バックアップ用蓄電池８３を充電するための充電回路８４は交流入力端子４と共通端子５との間に接続されている。バックアップスイッチ８２は交流入力電源スイッチ８１と逆に動作し、交流入力電源スイッチ８１がオフの時にオンになるものであり、電気的に制御可能な電磁開閉器又は半導体スイッチで構成することができる。

制御回路２によって第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ６ を制御するために、制御回路２と第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ６ のゲート（制御端子）との間がライン１２、１３、１４、１５、１６、１７で接続されている。なお、周知のように第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御はゲート・ソース間に制御信号を供給して行われる。しかし、図１では図示を簡単化するために第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の駆動回路の詳細は省略されている。
制御回路２によって第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ６ の制御信号を形成するために、交流入力端子４及び共通端子５がライン１８、１９によって、また交流出力端子６がライン２０によって、また平滑コンデンサＣの両端即ち正側直流導体７６と負側直流導体７７がライン２１、２２によって、また交流入力端子４ に流れる電流を検出する電流検出器２３がライン２４によって制御回路２にそれぞれ接続されている。更に、本発明で追加された交流入力電源スイッチ８１及びバックアップスイッチ８２の制御端子がライン８８，８９によって制御回路２にそれぞれ接続されている。

図１の制御回路２の詳細を図２〜図７によって説明する前に、図１の電力変換回路１の動作を説明する。電力変換回路１は、交流入力電源スイッチ８１がオン、バックアップスイッチ８２がオフであり、且つ交流入力電圧Ｖinが正常の時に、前述した特許文献１と同様に電圧非変換モード、降圧モード、昇圧モードから選択された少なくとも１つの交流入力モ−ド（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）で動作することができる。
電圧非変換モードは、交流電源３の電圧即ち交流入力電圧Ｖin（例えば１００Ｖ）とほぼ同一の出力電圧Ｖｏ が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られるモードである。
降圧モードは、交流入力電圧Ｖin（１００Ｖ）よりも低い出力電圧Ｖｏ が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られるモードである。
昇圧モードは、交流入力電圧Ｖinよりも高い出力電圧Ｖｏ が交流出力端子６と負荷側の共通端子７との間に得られるモードである。
電圧非変換モード、降圧モード及び昇圧モードは、いずれも交流入力電圧ＶinをＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換するモードであるので、これ等をまとめて交流入力モードと呼ぶこともできる。
なお、本実施例では、後述から明らかなように、図４の示す第１の指令値Ｖｒｃと第２の指令値Ｖｒｉとの大小関係によって、電圧非変換モード、降圧モード、昇圧モードが決定されている。第１の指令値Ｖｒｃは、図１の交流入力端子４と電源側の共通端子５との間の電圧Ｖｉｎ又は第１及び第２のスイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点８と電源側の共通端子５との間の第１の電圧Ｖconvと比例関係を有する。第２の指令値Ｖriは、図１の交流出力端子６と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｏ又は第５及び第６のスイッチＱ5、Ｑ6の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の第２の電圧Ｖinvと比例関係を有する。従って、第１の電圧Ｖconvと第２の電圧Ｖinvとがほぼ等しい時を電圧非変換モ−ド、第２の電圧Ｖinvが第１の電圧Ｖconvよりも低い時を降圧モ−ド、第２の電圧Ｖinvが第１の電圧Ｖconvよりも高い時を昇圧モ−ドと呼ぶこともできる。
いずれの交流入力モードにおいても、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 から成る入力段スイッチ回路と第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6から成る出力段スイッチ回路のいずれか一方又は両方の高周波（例えば２０ｋＨｚ）のオン・オフが禁止される。このため入力段スイッチ回路及び／又は出力段スイッチ回路の損失低減効果が生じる。

（電圧非変換モード）
交流入力電圧Ｖinと同一の交流出力電圧Ｖｏ を得る時の非変換モードの場合には、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 に図８（Ｂ）〜（Ｇ）の第１〜第６の制御信号Ｖ_Q1〜Ｖ_Q6が供給される。即ち、第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 は電源３の５０Ｈｚの正弦波電圧と同一の周波数の５０Ｈｚ方形波パルスによって１８０度間隔で断続的にオンになり、第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ6 は第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ5 と反対に動作する。また、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図８（Ａ）の交流入力電圧Ｖinの周波数の２倍よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフ制御される。なお、力率改善及び入力電流の波形改善がされるように第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4が高い周波数でオン・オフされる。
図８に示すように第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 を制御すると、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間（ｔ0 〜ｔ1 ）では、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 、及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。また、交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間（ｔ1 〜ｔ2 ）では、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 、及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向電流が流れる。この電圧非変換モードの場合、第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 は高周波（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフされないので、単位時間当りのスイッチング回数が少なくなり、スイッチング損失による効率低下が少なくなる。
第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ4のオン・オフによる力率改善及び波形改善は次のように行われる。交流入力電圧Ｖｉｎの正の半波の期間であって、且つ第３のスイッチＱ3がオンの期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1、第１のスイッチＱ1、及び第３のスイッチＱ3の経路に電流が流れる。第３のスイッチＱ３のオン・オフ時間の調整即ち制御によって、交流入力電流を操作即ち調整することが可能になり、力率改善及び波形改善即ち高調波成分の除去が可能になる。交流入力電圧Ｖｉｎの負の半波期間であり、且つ第４のスイッチＱ4がオンの期間には、交流電源３、第４のスイッチＱ4、第２のスイッチＱ2、及び第１のインダクタＬ1の経路に電流が流れる。第４のスイッチＱ４のオン・オフ時間の調整即ち制御によって、交流入力電流を操作即ち調整することが可能になり、力率改善及び波形改善即ち高調波成分の除去が可能になる。この結果、交流入力電流が近似正弦波になる。

（降圧モード）
交流入力電圧Ｖinよりも低い交流出力電圧Ｖｏが得られる降圧モードの場合には、第１〜第６の主スイッチＱ1 〜Ｑ6 に図９（Ｂ）〜（Ｇ）に示す第１〜第６の制御信号Ｖ_Q1〜Ｖ_Q6が供給される。即ち、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図９（Ａ）の交流入力電圧Ｖinと同一の低周波（５０Ｈｚ）でオン・オフし、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 は高周波（例えば２０ｋＨｚ）のＰＷＭ（パルス幅変調）パルスでオン・オフする。図９の交流入力電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第５のスイッチＱ1、Ｑ5 がオンの期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは、入力交流電圧Ｖｉｎにほぼ等しくなる。また、入力交流電圧Ｖinの正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ6 がオンの期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、平滑コンデンサＣ、第６のスイッチＱ6 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１の経路で正方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは入力交流電圧Ｖｉｎから平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃを減算した値にほぼ等しくなる。

降圧モードにおける交流入力電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第６のスイッチＱ２，Ｑ6 がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と共通端子５又は７との間の電圧Ｖｉｎｖの値は交流入力電圧Ｖｉｎにほぼ等しくなる。また、交流入力電圧Ｖinの負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第５のスイッチＱ２，Ｑ5 のオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第５のスイッチＱ5 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 の経路で負方向電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５、Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖの値はＶｉｎ−Ｖｃにほぼ等しくなる。
上述から明らかなように、降圧モード時には、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 の高周波でのオン・オフ動作によって、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖが交流入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる期間と、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖが交流入力電圧ＶｉｎからコンデンサＣの電圧Ｖｃを差し引いた値になる期間とが交互に生じる。この結果、交流入力電圧Ｖinよりも低い出力電圧Ｖｏ が得られる。

降圧モード時の第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによっても、電圧非変換モード時と同様に、力率改善及び電流の波形改善即ち高周波成分の除去の動作が生じる。
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによって次に示すように平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの制御も達成される。降圧モードにおいて平滑コンデンサＣは第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ1 Ｑ2 、Ｑ5 、Ｑ6 を通る回路で充電される。このため、もし平滑コンデンサＣの電圧Ｖc を制御しないと、この電圧Ｖc は徐々に高くなる。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）でオン・オフして平滑コンデンサＣの電荷を放出し、この電圧Ｖc を制御する。平滑コンデンサＣの放電回路は次のようにして形成される。まず、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、平滑コンデンサＣ、第１のスイッチＱ1 、第１のインダクタＬ1 、交流電源３及び第４のスイッチＱ4 から成る閉回路で平滑コンデンサＣの放電電流が流れる。この時、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。次に、入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ3 のオン期間には、第１のインダクタＬ1 、交流電源３、第３のスイッチＱ3 、第１のスイッチＱ1 から成る閉回路で第１のインダクタＬ1 のエネルギーの放出が行われ、第１のインダクタＬ1 のエネルギーは交流電源３に帰還される。第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 が図９（Ｄ）（Ｆ）に示すように交流入力電圧Ｖinよりも十分に高い周波数でＰＷＭパルスで断続され、このＰＷＭパルスの幅の制御によって平滑コンデンサＣの放電期間が制御され、平滑コンデンサＣの電圧Ｖc はほぼ一定値に保たれる。なお、交流入力電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ3 がオンの期間には、平滑コンデンサＣ、第３のスイッチＱ3 ，交流電源３、第１のインダクタＬ1 及び第２のスイッチＱ2 から成る閉回路で平滑コンデンサＣの電荷が放出される。また、交流入力電圧Ｖinが負の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオン期間には、第１のインダクタＬ1 、第２のスイッチＱ2 、第４のスイッチＱ4 及び交流電源３から成る閉回路で第１のインダクタＬ1 のエネルギーが放出される。

（昇圧モード）
交流入力電圧Ｖinよりも高い交流出力電圧Ｖｏが得られる昇圧モードの場合には、図１０（Ｂ）〜（Ｇ）に示す制御信号Ｖ_Q1〜Ｖ_Q6で第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 がオン・オフ制御される。即ち、第１〜第４のスイッチＱ1 〜Ｑ4 は高周波でオン・オフされ、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は電源周波数（５０Ｈｚ）でオン・オフされる。図１０の入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第１及び第５のスイッチＱ1 、Ｑ５のオン期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 、負荷１１から成る経路で第１の方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは、交流入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる。昇圧モードにおいて、交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第２及び第５のスイッチＱ2 、Ｑ５のオン期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第２のスイッチＱ2 、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、第５のスイッチＱ5 、第２のインダクタＬ2 及び負荷１１から成る経路で第１の方向の電流が流れる。この時には、交流入力電圧Ｖinに平滑コンデンサＣの電圧Ｖc が加算された値の出力電圧Ｖｏが得られる。

昇圧モードにおいて、交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第２及び第６のスイッチＱ2 、Ｑ６がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路で第２の方向の電流が流れる。この時は交流入力電圧Ｖinに第１のインダクタＬ1 の電圧が加算されて交流出力電圧Ｖｏ となる。また、交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第１及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ６がオンの期間には、交流電源３、負荷１１、第２のインダクタＬ2 、第６のスイッチＱ6 、平滑コンデンサＣ、第１のスイッチＱ1 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路で第２の方向の電流が流れる。この時の第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０と電源側の共通端子５又は負荷側の共通端子７との間の電圧Ｖｉｎｖは交流入力電圧Ｖｉｎとほぼ同一になる。

この昇圧モ−ドにおいても、第３及び第４のスイッチＱ3、Ｑ４のオン・オフによって電圧非変換モード時と同様に力率の改善及び波形改善が行われる。
第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４のオン・オフによって次に示すような平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃ制御も達成される。昇圧モードにおいて平滑コンデンサＣの放電が生じ、この電圧が低下する。そこで、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 を第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）で断続することによって平滑コンデンサＣの電圧Ｖc をほぼ一定に制御する。この詳しい動作を次に述べる。入力交流電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオン期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、平滑コンデンサＣ、第４のスイッチＱ4 から成る閉回路で平滑コンデンサＣを充電する。この時、第１のインダクタＬ1 の蓄積エネルギーの放出があるので、平滑コンデンサＣは、交流電源３の電圧Ｖinと第１のインダクタＬ1 の電圧との和で充電される。即ち、出力電圧Ｖｏ よりも高い電圧で平滑コンデンサＣが充電される。交流入力電圧Ｖinが正の半波の期間ｔ0 〜ｔ1 であり且つ第３のスイッチＱ3 のオン期間には、交流電源３、第１のインダクタＬ1 、第１のスイッチＱ1 、第３のスイッチＱ3 の経路に電流が流れ、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。
交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第３のスイッチＱ3 がオンの期間には、交流電源３、第３のスイッチＱ3 、平滑コンデンサＣ、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路に電流が流れ、交流電源３の電圧Ｖinと第１のインダクタＬ1 の電圧の和で平滑コンデンサＣが充電される。
交流入力電圧Ｖinが負の半波の期間ｔ1 〜ｔ2 であり且つ第４のスイッチＱ4 のオンの期間には、交流電源３、第４のスイッチＱ４ 、第２のスイッチＱ2 及び第１のインダクタＬ1 から成る経路に電流が流れ、第１のインダクタＬ1 にエネルギーが蓄積される。

上述から明らかなように、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２は主として昇圧のために使用されている。第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４は、主として力率改善及び波形改善のために使用されている。第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６は主として降圧のために使用されている。
本実施例の交流電源装置は、上記の電圧非変換モード、降圧モード、及び昇圧モードの他に、次の４つのモードに従って動作する。￥
（１）交流電源３に基づいて負荷１１に電力を供給する交流入力モード。
（２）バックアップ用蓄電池８３に基づいて負荷１１に電力を供給するバックアップモード
（３）一定周波数の交流出力電圧Ｖｏを得るモード。
（４）交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に同期した交流出力電圧Ｖｏを得るモード。

次に、制御回路２の一例を詳しく説明する。制御回路２は、交流電源３から供給された交流入力電圧Ｖｉｎの周波数の状態を検知して電力変換回路１の動作状態を切換えるように構成されている。交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に依存した電力変換回路１の制御は次の通りである。
（１）交流入力電圧Ｖｉｎの周波数変動が極めて小さい第１の範囲（例えば定格周波数の０．９９〜１．０１）の時には、入力電源スイッチ８１をオン、バックアップスイッチ８２をオフにし、且つ一定周波数の交流出力電圧Ｖｏが得られるように第1〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６をＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作させる。
（２）交流入力電圧Ｖｉｎの周波数が前記第１の範囲よりも低く且つ下限値（例えば定格周波数の０．９）以上の時、及び前記第１の範囲よりも高く且つ上限値（例えば定格周波数の１．１）以下の時には、入力電源スイッチ８１をオン、バックアップスイッチ８２をオフにし、且つ交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に同期した交流出力電圧Ｖｏを得るように第1〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６をＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作させる。
（３）交流入力電圧Ｖｉｎの周波数が前記下限値（例えば定格周波数の０．９）よりも低い時、及び前記上限値（例えば定格周波数の１．１）よりも高い時には、入力電源スイッチ８１をオフ、バックアップスイッチ８２をオンにし、且つＤＣ−ＤＣ−ＡＣ変換によぅて一定周波数（定格周波数）の交流出力電圧Ｖｏを得るように第1〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を制御する。
上記（１）（２）を交流入力モード（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）の制御と呼び、上記（３）をバックアップモード（ＤＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）の制御と呼ぶことにする。
上記（１）（２）（３）の制御を実行するための制御回路２は、原理的に図２に示すようにモード切換信号形成手段１００と、交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１と、バックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２とで示すことができる。バックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２は、ＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換スイッチ制御信号発生手段１０３とＤＣ−ＡＣ（直流―交流）変換スイッチ制御信号発生手段１０４とを有する。

モード切換信号形成手段１００は、交流入力モード（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）を示す信号をライン８８に送出し、バックアップモード（ＤＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）を示す信号をライン８９に送出する。ライン８８は入力電源スイッチ８１の制御手段と呼ぶこともできるものであり、図１の入力電源スイッチ８１の制御端子に接続されている。入力電源スイッチ８１はライン８８の高レベル信号に応答してオンになり、低レベル信号に応答してオフになる。ライン８９はバックアップスイッチ８２の制御手段と呼ぶこともできるものであり、図１のバックアップスイッチ８２の制御端子に接続されている。なお、図示を簡略化するために図１において制御回路２とバックアップスイッチ８２の制御端子との間のライン８９の一部が省略されている。バックアップスイッチ８２はライン８９の高レベル信号に応答してオンになり、低レベル信号に応答してオフになる。ライン８８の信号とライン８９の信号は互いに反対の論理値を有する。
ライン８８の信号は、このライン８８から分岐されたライン８８ａを介して交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１にも送られる。以下、ライン８８ａの信号を交流入力モード切換信号と呼ぶことにする。
ライン８９の信号は、このライン８９から分岐されたライン８９ａを介してＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３とＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４にも送られる。以下、ライン８９ａの信号をバックアップモード切換信号と呼ぶことにする。
モード切換信号発生手段１００は、上記（１）（３）の制御に従って一定周波数（定格周波数）の交流出力電圧Ｖｏを得るための第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）をライン１０７に送出し、上記（２）の制御に従って入力同期周波数の交流出力電圧Ｖｏを得るための第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）をライン１０８に送出する。ライン１０７の第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）は、一定周波数（定格周波数）の交流出力電圧Ｖｏを得る時に高レベルになる。ライン１０８の第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）は入力同期周波数の交流出力電圧Ｖｏを得る時に高レベルになる。モード切換信号発生手段１００の詳細は後述する。

交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、前述した電圧非変換モード、降圧モード、及び昇圧モードからなるＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モードが得られるように電力変換回路１を動作させるためのスイッチ制御信号即ち第1、第2、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ１，Ｑ２、Ｑ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６の制御信号を発生する。即ち、交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、モード切換信号発生手段１００からライン８８ａに送出された高レベルの交流入力モード切換信号に応答してＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作のために第1〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御信号を発生する。
この交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１はライン１０７の第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）に応答して一定周波数（定格周波数）の交流出力電圧Ｖｏを得るための第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御信号を出力し、ライン１０８の第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）に応答して入力周波数に同期した交流出力電圧Ｖｏを得るための第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御信号を出力する。この交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１の詳細は追って説明する。

バックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２は、上記（３）に示した交流入力電圧Ｖｉｎの周波数が所定下限値（例えば定格周波数の０．９）よりも低い時、及び所定上限値（例えば定格周波数の１．１）よりも高い時に、ＤＣ−ＤＣ−ＡＣ変換によぅて一定周波数（定格周波数）の交流出力電圧Ｖｏを得るように第1〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を制御する。このバックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３は、ライン８９ａのバックアップモード切換信号に応答して第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２を昇圧コンバータ動作させるための制御信号を形成する。このＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３の詳細は追って説明する。
バックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４は、ライン８９ａのバックアップモード切換信号に応答して第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ３，Ｑ４、Ｑ５，Ｑ６を制御する信号を発生する。このＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４の詳細は追って説明する。
なお、交流入力モード時においては、ＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３とＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４とによる第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御が禁止され、バックアップモード時においては、交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１による第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御が禁止される。

モード切換信号形成手段１００はソフトウェアで構成されているが、この理解を容易にするために図３にこの等価回路の一例が示されている。勿論、モード切換信号形成手段１００をハードウェアで構成することもできる。このモード切換信号形成手段１００は、交流電源３から供給された交流入力電圧Ｖｉｎの周波数状態を交流入力電圧Ｖｉｎの１周期毎に判定する周波数判定手段１１１と、交流入力電圧Ｖｉｎの実効値が正常範囲内か否かを交流入力電圧Ｖｉｎの１周期毎に判定する交流電圧判定手段１１２と、モード決定手段１１０とを有し、ライン８８に送出する交流入力モード切換信号、ライン８９に送出するバックアップモード切換信号、ライン１０７に送出する第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）、ライン１０８に送出する第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）を形成する。

周波数判定手段１１１は、周波数演算手段１１３と、第１、第２、第３及び第４の周波数基準値発生手段１１４，１１５，１１６，１１７と、第１、第２、第３及び第４の周波数判定比較手段１１８，１１９，１２０，１２１と、第１、第２、第３、第４及び第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路（論理積回路）１２２，１２３，１２４，１２５，１２６と、第１、第２、第３及び第４のＮＯＴ回路（否定回路）とから成る。更に詳しく説明すると、周波数演算手段１１３は図４に示す同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の入力電圧検出回路４１から導出された交流入力電圧Ｖｉｎを示すライン４１ａに接続され、交流入力電圧Ｖｉｎの周波数を示す周波数検出信号を出力する。この周波数検出信号は交流入力電圧Ｖｉｎの周波数に比例した直流電圧からなる。
第１、第２、第３及び第４の周波数基準値発生手段１１４，１１５，１１６，１１７は、順次に高くなる所定値として第１、第２、第３及び第４の周波数基準値ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４を発生する。この実施例では、定格周波数をｘとした時に、第１、第２、第３及び第４の周波数基準値ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４は、図５（Ｂ）に示す０．９ｘ、０．９９ｘ、１．０１ｘ、１．１ｘに決定されている。
第１の周波数判定比較手段１１８は、周波数演算手段１１３から得られた交流入力電圧Ｖｉｎの周波数を示す周波数検出信号と第１の周波数基準値発生手段１１４から得られた第１の周波数基準値ｆ１（０．９ｘ）とを比較し、周波数検出信号が第１の周波数基準値ｆ１以上の時に高レベル（論理の１）を出力し、周波数検出信号が第１の周波数基準値ｆ１よりも低い時に低レベル（論理の０）を出力する。
第２の周波数判定比較手段１１９は、周波数演算手段１１３から得られた周波数検出信号と第２の周波数基準値発生手段１１５から得られた第２の周波数基準値ｆ２（０．９９ｘ）とを比較し、周波数検出信号が第２の周波数基準値ｆ２以上の時に高レベル（論理の１）を出力し、周波数検出信号が第２の周波数基準値ｆ２よりも低い時に低レベル（論理の０）を出力する。
第３の周波数判定比較手段１２０は、周波数演算手段１１３から得られた周波数検出信号と第３の周波数基準値発生手段１１６から得られた第３の周波数基準値ｆ３（１．０１ｘ）とを比較し、周波数検出信号が第３の周波数基準値ｆ３以上の時に高レベル（論理の１）を出力し、周波数検出信号が第３の周波数基準値ｆ３よりも低い時に低レベル（論理の０）を出力する。
第４の周波数判定比較手段１２１は、周波数演算手段１１３から得られた周波数検出信号と第４の周波数基準値発生手段１１７から得られた第４の周波数基準値ｆ４（１．１ｘ）とを比較し、周波数検出信号が第４の周波数基準値ｆ４以上の時に高レベル（論理の１）を出力し、周波数検出信号が第４の周波数基準値ｆ４よりも低い時に低レベル（論理の０）を出力する。
第１の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２２は、第１の周波数判定比較手段１１８に接続された一方の入力端子と第２のＮＯＴ回路１２８を介して第２の周波数判定比較手段１１９に接続された他方の入力端子とを有し、両入力が高レベルの時、即ち周波数検出信号が第１の周波数基準値ｆ１と第２の周波数基準値ｆ２との間（０．９ｘ〜０．９９ｘ）の時に高レベル信号を出力する。従って、第１の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２２を、負荷１１が許容する下方許容周波数変動範囲判定手段と呼ぶこともできる。
第２の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２３は、第２の周波数判定比較手段１１９に接続された一方の入力端子と第３のＮＯＴ回路１２９を介して第３の周波数判定比較手段１２０に接続された他方の入力端子とを有し、両入力が高レベルの時、即ち周波数検出信号が第２の周波数基準値ｆ２と第３の周波数基準値ｆ３との間（０．９９ｘ〜１．０１ｘ期間）の時に高レベル信号を出力する。第２の周波数基準値ｆ２と第３の周波数基準値ｆ３との間は、交流入力電圧Ｖｉｎの正常周波数範囲である。従って、第２の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２３を、正常周波数範囲判定手段と呼ぶこともできる。
第３の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２４は、第３の周波数判定比較手段１２０に接続された一方の入力端子と第４のＮＯＴ回路１３０を介して第４の周波数判定比較手段１２１に接続された他方の入力端子とを有し、両入力が高レベルの時、即ち周波数検出信号が第３の周波数基準値ｆ３と第４の周波数基準値ｆ４との間（１．０１ｘ〜１．１ｘ期間）の時に高レベル信号を出力する。従って、第３の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２４を、負荷１１が許容する上方許容周波数変動範囲判定手段と呼ぶこともできる。
第４の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２５は、第１、第２、第３及び第４のＮＯＴ回路１２７，１２８，１２９，１３０を介して第１、第２、第３及び第４の周波数判定比較手段１１８，１１９，１２０、１２１に接続され、第１、第２、第３及び第４の周波数判定比較手段１１８，１１９，１２０、１２１の出力の全てが低レベルの時、即ち第１、第２、第３及び第４のＮＯＴ回路１２７，１２８，１２９，１３０の出力の全てが高レベルの時にのみ高レベル信号を出力する。即ち、交流入力電圧Ｖｉｎの入力周波数ｆ_inの検出信号が図５（Ｂ）の第１の周波数基準値ｆ１（０．９ｘ）よりも低いことを示している時に、第４の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２５は高レベル信号を出力する。従って、第４の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２５を下方周波数異常判定手段と呼ぶこともできる。
第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２６は、第１、第２、第３及び第４の周波数判定比較手段１１８，１１９，１２０、１２１に接続され、第１、第２、第３及び第４の周波数判定比較手段１１８，１１９，１２０、１２１の出力の全てが高レベルの時にのみ高レベル信号を出力する。即ち、交流入力電圧Ｖｉｎの入力周波数ｆ_inの検出信号が図５（Ｂ）の第４の周波数基準値ｆ４（１．１ｘ）よりも低いことを示している時に、第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２６は高レベル信号を出力する。従って、第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２６を上方周波数異常判定手段と呼ぶこともできる。
なお、第１〜第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２２，１２３，１２４，１２５、１２６の出力段にＮＯＴ回路をそれぞれ接続すること、又はこれと等価な論理出力を得るように周波数判定手段１１１を変形することができる。
周波数判定手段１１１の第１〜第５の周波数判定ＡＮＤゲート回路１２２，１２３，１２４，１２５、１２６の出力は次段のモード決定手段１１０で使用される。

電圧判定手段１１２は、実効値演算手段１３１と電圧上限値発生手段１３２と電圧下限値発生手段１３３と電圧上限比較手段１３４と電圧下限比較手段１３５と電圧判定ＡＮＤ回路１３６とから成り、交流入力電圧Ｖｉｎの実効値が正常範囲（所定範囲）内か否かを判定する。更に詳しく説明すると、実効値演算手段１３１は図４に示すＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モードスイッチ制御信号発生手段１０１の入力電圧検出回路４１から導出された交流入力電圧Ｖｉｎを示すライン４１ａに接続され、交流入力電圧Ｖｉｎの実効値を示す電圧検出信号を出力する。この電圧検出信号は実効値に比例した直流電圧からなる。電圧上限値発生手段１３２は交流入力電圧Ｖｉｎの定格電圧（実効値）よりも所定値高い電圧上限値（例えば定格電圧よりも１０％高い１１０％の値を示す電圧）を発生する。電圧下限値発生手段１３３は交流入力電圧Ｖｉｎの定格電圧よりも所定値低い電圧下限値（例えば定格よりも１０％低い９０％の値を示す電圧）を発生する。電圧上限値と電圧下限値とで決まる電圧正常範囲は電力変換回路１の許容交流入力電圧範囲に相当する。電圧上限比較手段１３４は実効値演算手段１３１から得られた電圧検出信号と電圧上限値発生手段１３２から得られた電圧上限値とを比較し、電圧検出信号が電圧上限値よりも低い時に論理の１即ち高レベル電圧を発生し、電圧検出信号が電圧上限値以上の時に論理の０即ち低レベル電圧を発生する。勿論、電圧検出信号が電圧上限値よりも低い時に論理の０即ち低レベル電圧を発生し、電圧検出信号が電圧上限値以上の時に論理の１即ち高レベル電圧を発生するように電圧上限比較手段１３４を変形し、この変形された電圧上限比較手段１３４の出力をＮＯＴ回路を介して電圧判定ＡＮＤ回路１３６に入力させることもできる。電圧下限比較手段１２３は実効値演算手段１３１から得られた電圧検出信号と電圧下限値発生手段１３３から得られた電圧下限値とを比較し、電圧検出信号が電圧下限値よりも高い時に論理の１即ち高レベル電圧を発生し、電圧検出信号が電圧下限値以下の時に論理の０即ち低レベル電圧を発生する。勿論、電圧検出信号が電圧下限値よりも低い時に論理の１即ち高レベル電圧を発生し、電圧検出信号が電圧下限値以上の時に論理の０即ち低レベル電圧を発生するように電圧下限比較手段１３５を変形し、この変形された電圧下限比較手段１３５の出力をＮＯＴ回路を介して電圧判定ＡＮＤ回路１３６に入力させることもできる。電圧判定ＡＮＤ回路１３６は、電圧上限比較手段１３４に接続された一方の入力端子と電圧下限比較手段１３５に接続された他方の入力端子とを有し、両方の入力が論理の１の時に論理の１即ち高レベル電圧を出力する。即ち、電圧判定ＡＮＤ回路１３６は、電圧検出信号が正常範囲（９０％〜１１０％）の時に論理の１即ち高レベル電圧を出力し、異常範囲の時に論理の０即ち低レベル電圧を出力する。なお、電圧判定手段１３６を、電圧検出信号が正常範囲の時に論理の０即ち低レベル電圧を出力し、異常範囲の時に論理の１即ち高レベル電圧を出力するように変形することもできる。

モード決定手段１１０は、周波数判定手段１１１と電圧判定手段１１２との出力に基づいてライン８８の交流入力モード切換信号、ライン８８のバックアップモード切換信号、ライン１０７の第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）、及びライン１０８の第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）を形成するものであり、第１、第２及び第３のモード決定ＡＮＤ回路１３７，１３８，１３９と、第１、第２及び第３のモード決定ＯＲ回路（論理和回路）１４０、１４１，１４２と、第１及び第２のモード決定ＮＯＴ回路１４３，１４４とから成る。このモード決定手段１１０は、図３の論理回路に限定されるものでなく、等価な動作をする種々のソフトウエア又はハードウエアで構成することができる。
第１のモード決定ＯＲ回路１４０は周波数判定手段１１１の第４及び第５の周波数判定ＡＮＤ回路１２５，１２６に接続され、入力周波数ｆ_inが下方異常値（ｆ１より小）の時及び上方異常値（ｆ４より大）の時に高レベルの周波数異常を示す出力を送出する。この第１のモード決定ＯＲ回路１４０の出力は、第１及び第２のモード決定ＮＯＴ回路１４３，１４４を介してライン８９に送られ、バックアップモード切換信号として使用される。バックアップモード切換信号が高レベルの時には図１のバックアップスイッチ８２がオンになる。交流入力モード切換信号を出力するライン８８は第１モード決定ＮＯＴ回路１４３に接続されているので、バックアップモード切換信号が高レベルの時には逆に低レベルになり、交流入力電源スイッチ８１がオフになる。なお、ライン８８を第１のモード決定ＮＯＴ回路１４３を介して第１のモード決定ＯＲ回路１４０に接続する代りに図３で鎖線１７０で示すように電圧判定ＡＮＤ回路１３６に接続することができる。この場合には、電圧判定手段１２２で交流入力電圧の異常が検出されると、交流入力電源スイッチ８１がオフになり、バックアップスイッチ８２がオンになる。
ライン８８の交流入力モード切換信号はここから分岐されたライン８８ａによって図２の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１に接続されている。従って、ライン８８に高レベルの交流入力モード切換信号が送出されている時には、ライン８８ａにも交流入力モード切換信号が送出され、交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１がＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作状態になる。
ライン８９のバックアップモード切換信号はここから分岐されたライン８９ａによって図２のバックアップモードモードスイッチ制御信号発生手段１０２のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３とＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４に接続されている。従って、バックアップモード時には、ＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３とＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４とが動作し、バックアップ用蓄電池８３を直流電源としたＤＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作に基づいて負荷１１に電力が供給される。
第１のモード決定ＯＲ回路１４０は第３のＯＲ回路１４２を介してライン１０７にも接続されている。従って、第１のモード決定ＯＲ回路１４０から入力周波数ｆ_inが異常であることを示す高レベルの時には、ライン１０７における固定周波数の交流出力電圧Ｖｏを得るための第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）も高レベルになる。

第１のモード決定ＡＮＤ回路１３７は、交流入力電圧Ｖｉｎの入力周波数ｆ_inが下方許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）であると同時に交流入力電圧Ｖｉｎの実効値が正常範囲内であるか否かを判定するものであって、この一方の入力端子は第１の周波数判定ＡＮＤ回路１２２に接続され、他方の入力端子は電圧判定ＡＮＤ回路１３６に接続されている。従って、第１の第１のモード決定ＡＮＤ論理回路１３７は、入力周波数ｆ_inが下方許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）にあり且つ交流入力電圧Ｖｉｎの実効値が正常範囲内の時に高レベルの出力を送出する。この第１のモード決定ＡＮＤ論理回路１３７の出力は、第２のモード決定ＯＲ回路１４１を介してライン１０８に送られ、入力周波数に同期した交流出力電圧Ｖｏを得るための第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）として使用される。

第２のモード決定ＡＮＤ回路１３８は、周波数が正常範囲内であると同時に交流入力電圧Ｖｉｎの実効値が正常範囲内であるか否かを判定するものであり、この一方の入力端子は第２の周波数判定ＡＮＤ回路１２３に接続され、他方の入力端子は電圧判定ＡＮＤ回路１３６に接続され、出力端子は第３のモード決定ＯＲ回路１４２を介してライン１０７に接続されている。従って、周波数及び電圧正常モード時には、ライン１０７における固定周波数の交流出力電圧Ｖｏを得るための第１の基準電圧指令値切換信号（第１のモード信号）が高レベルになる。

第３のモード決定ＡＮＤ回路１３９は周波数判定手段１１１から上方許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）であることを示す出力が得られ同時に交流電圧判定手段１１２から実効値が正常範囲内にあることを示す出力が得られるか否かを判定する機能を有している。この第３の第１のモード決定ＡＮＤ論理回路１３９の出力は第２のモード決定ＯＲ回路１４１を介してライン１０８に送られ、入力周波数に同期した交流出力電圧Ｖｏを得るための第２の基準電圧指令値切換信号（第２のモード信号）として使用される。

制御回路２に含まれているＡＣ―ＤＣ−ＡＣ変換のための交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、図４に示すように、入力電圧検出回路４１、直流電圧検出回路４２、出力電圧検出回路４３、第１の指令値発生手段４４、第２の指令値発生手段４５、方形波発生器４６、第１、第２及び第３の演算回路４７、４８、４９、第１及び第２のリミッタ５０、５１、比較波発生手段又はキャリア波発生手段としての三角波発生器５２、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５、第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８を有する。

入力電圧検出回路４１は、ライン１８、１９によって交流入力端子４と共通端子５とに接続されており、交流電源３の交流入力電圧Ｖinを検出し、基準正弦波を発生する。直流電圧検出回路４２はライン２１、２２によって平滑コンデンサＣの両端に接続され、平滑コンデンサＣの電圧Ｖc を示す検出信号を出力する。出力電圧検出回路４３はライン２０、１９によって交流出力端子６と負荷側の共通端子７に接続され、交流出力電圧Ｖｏ を示す検出信号を出力する。各検出回路４１、４２、４３は、交流入力電圧Ｖin、平滑コンデンサＣの電圧Ｖc 、交流出力電圧Ｖｏ の実際の値よりも低い電圧を出力するが、理解を容易にするためにここでは実際の電圧と同一の値が出力されるものとする。

第１の指令値発生手段４４は、入力段電圧指令値発生手段又はコンバータ電圧指令値発生手段とも呼ぶことができるものであり、直流基準電圧源５９と、２つの減算器６０、６３と、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４と、乗算器６２とから成る。

直流基準電圧源５９は平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの目標電圧に相当する基準電圧を発生する。減算器６０は基準電圧源５９の基準電圧と直流電圧検出回路４２の検出出力の差を示す誤差信号を出力する。この誤差信号は比例積分回路６１を介して乗算器６２に入力し、入力電圧検出回路４１から得られた基準正弦波（例えば実効値１００Ｖの正弦波）に乗算される。乗算器６２の出力は平滑コンデンサＣの電圧Ｖc を一定に保つための入力電流指令値である。減算器６３は乗算器６２の出力（入力電流指令値）と電流検出器２３に接続されたライン２４の検出値（検出電流値）との差を示す信号を出力する。減算器６３の出力は比例積分回路６４を介して出力される。比例積分回路６４の出力は第１の指令値Ｖrcとなる。第１の指令値Ｖｒｃは、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８と第３及び第４のスイッチＱ３、Ｑ４の相互接続点９との間の基本波の電圧Ｖｃｏｎｖを所望値にするための指令値である。ここで、基本波とは交流電源電圧Ｖｉｎと同一の周波数の信号である。なお、この第１の指令値Ｖrcは交流電源電圧Ｖinに同期した正弦波又は正弦波に近似した波形であり、平滑コンデンサＣの電圧を所定値に制御するための情報と入力の力率を改善するための情報とを含む。

第２の指令値発生手段４５は、出力段電圧指令値発生手段又はインバータ電圧指令値発生手段とも呼ぶことができるものであって、基準出力電圧指令値発生器６６と、減算器６７と、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８とから成る。
基準出力電圧指令値発生器６６は交流出力電圧Ｖｏの目標値を示す基準出力電圧指令値を発生するものであり、ライン４１ｂによって入力電圧検出回路４１に接続され、且つライン１０７，１０８によって図２及び図３に示すモード切換信号形成手段１００に接続されている。
図５に基準出力電圧指令値発生器６６が詳しく示されている。この基準出力電圧指令値発生器６６は、固定周波数正弦波発生手段１５１と可変周波数正弦波発生手段１５２と振幅調整手段１５３とから成る。固定周波数正弦波発生手段１５１は一定周波数の正弦波を発生する固定発振回路１５５と第１のモード選択スイッチ１５６とから成る。固定発振回路１５５は入力電圧検出回路４１から与えられたライン４１ｂの交流入力電圧の定格周波数に近い実質的に一定（固定）の周波数を有する正弦波電圧を出力する。即ち、交流入力電圧Vin 及び交流出力電圧Voの定格周波数（例えば５０Hz又は６０Hz）の正弦波電圧を第１の基準出力電圧指令値として発生する。固定発振回路１５５の出力は第１モード選択スイッチ１５６のオン期間のみ振幅周波数手段１５３を介して出力ライン１５４に送出される。出力ライン１５４は図３の減算器６７に接続されている。
第１のモ−ド選択スイッチ１５６はライン１０７の第１の基準電圧指令値切換信号が高レベルの時にのみオンになる。即ち、第１のモード選択スイッチ１５６は、図５（B）に示す入力周波数finがf2〜f3の正常時、f1よりも低い異常時、f4よりも高い異常時にオン状態になる。第１の選択スイッチ１５６がオンの時には、交流出力電圧Voの周波数foutが一定に制御される。なお、固定発振回路１５５をライン４１bに接続しない構成にすることもできる。
可変周波数基準信号発生手段１５２は、可変発生回路１５７と第２のモード選択スイッチ１５８とから成る。可変発振回路１５７はライン４１bの交流入力電圧Vinの周波数finと同一の周波数を有する正弦波を発生する。可変発振回路１５７の出力は第２のモード選択スイッチ１５８と振幅調整手段１５３とを介してライン１５４に送られる。第２のモード選択スイッチ１５８はライン１０８の第２の基準電圧指令値切換信号の高レベルに応答してオンになる。従って、第２のモード選択スイッチ１５８は図５（B）の入力周波数finがf1〜f2期間、f3〜f4期間の時にオンになり、これ等の期間では入力周波数finに比例した出力周波数foutが得られる。
図５（A）の振幅調整手段１５３は、正弦波の振幅を調整して前述した電圧非変換モード、降圧モード、昇圧モードを設定するために設けられている。交流入力電圧Vinが一定の状態において基準出力電圧指令値としての正弦波の振幅を変えると、電圧非変換モード、降圧モード、昇圧モード用の基準出力電圧の指令値を選択的に送出することができる。

基準出力電圧指令値発生器６６は、非電圧変換モード時には入出力電圧が等しいこと即ちＶｏ＝Ｖinであることを示す第１の基準出力電圧指令値Ｖｏ１を発生し、降圧モード時には、出力電圧Ｖｏが交流電源電圧Ｖinよりもａボルト低いこと即ちＶｏ＝Ｖin−ａを示す第２の基準出力電圧指令値Ｖｏ２を発生し、昇圧モード時には、交流出力電圧Ｖｏが交流電源電圧Ｖinよりもｂボルト高いこと即ちＶｏ＝Ｖin＋ｂを示す第３の基準出力電圧指令値Ｖｏ３を発生する。基準出力電圧指令値発生器６６の出力は、交流入力電圧Ｖｉｎに同期して正弦波又は正弦波に近似した波形を有する。
なお、電圧非変換モードと降圧モードと昇圧モードとの全てが要求されず、３つのモ−ドの内の任意の２つのモードのみが要求される場合には、３つのモードから選択された２つのモードのための２つの基準出力電圧指令値を出力するように基準出力電圧指令値発生器６６を構成する。
減算器６７は基準電圧指令値発生器６６の出力と出力電圧検出回路４３の出力との差を示す信号を出力する。この減算器６７の出力は比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８を介して出力され、第２の指令値Ｖriとなる。第２の指令値Ｖｒｉは第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９と第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０との間の基本波の電圧Ｖｉｎｖを所望値にするための指令値であり、交流入力電圧Ｖinに同期した正弦波又は正弦波に近似した波形から成る。
第２の指令値発生手段４５から発生する第２の指令値Ｖｒｉは、交流入力電圧Ｖinが一定の場合には、電圧非変換モード時に第１の指令値Ｖｒｃに等しい値、降圧モード時に第１の指令値Ｖｒｃよりも低い値、昇圧モード時に第１の指令値Ｖｒｃよりも高い値になる。
交流出力電圧Ｖｏを常に一定に保つ時には、基準電圧指令値発生器６６の出力が一定に保たれる。即ち、交流入力電圧Ｖｉｎが例えば１００Ｖの場合と例えば２００Ｖの場合とのいずれであっても、一定の交流出力電圧Ｖｏ（例えば１００Ｖ）を得る時には、基準電圧指令値発生器６６の出力が一定に保たれる。このように基準電圧指令値発生器６６の出力が一定あっても、交流入力電圧Ｖｉｎが変化すると、入力電圧検出回路４１の出力が変化し、第１の指令値発生手段４４から得られる第１の指令値Ｖｒｃが変化し、交流出力電圧Ｖｏを一定に保つ制御が生じる。
交流出力電圧Ｖｏまたは交流入力電圧Ｖｉｎの変化に基づく第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の制御モードの切換えは後述する演算手段によって自動的に行われる。

本実施例の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１は、降圧モード、昇圧モ−ド、及び電圧非変換モ−ドを選択的に設定するための方形波発生器46と第１、第２及び第3の演算回路47、48、49とを有する。

方形波発生器４６は、増幅器６９とリミッタ７０とから成る。増幅器６９は入力電圧検出回路４１から得られる図１１（Ａ）の５０Ｈｚの基準正弦波Ｖf をピークが２００Ｖよりも十分に高い電圧に増幅するものである。リミッタ７０は、三角波発生器５２の出力三角波の最大値以上の第１の電圧＋Ｖs （＋２００Ｖ）と三角波の最小値以下の第２の電圧−Ｖs （−２００Ｖ）との間に増幅器出力６９を制限し、図１２（Ｂ）に示す＋Ｖs の高レベルと−Ｖs の低レベルとを交互に有する方形波電圧Ｖs を発生する。

第１の演算回路４７は、コンバータ電圧指令値発生手段即ち第１の指令値発生手段４４、インバータ電圧指令値発生手段即ち第２の指令値発生手段４５、及び方形波発生器４６に接続されており、Ｖrc＋Ｖs −Ｖriの演算を実行する。即ち、第１の演算回路４７は加算器と減算器とを含み、コンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcに方形波電圧Ｖs を加算した値からインバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶrc−Ｖri＋Ｖs とすることもできる。

第２の演算回路４８はコンバータ電圧指令値発生手段即ち第１の指令値発生手段４４とインバータ電圧指令値発生手段即ち第２の指令値４５と方形波発生器４６とに接続されており、Ｖri＋Ｖs −Ｖrcの演算を実行する。即ち、第２の演算回路４８は加算器と減算器とを含み、インバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriに方形波電圧Ｖs を加算した値からコンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcを減算する。なお、加算と減算の順序を逆にしてＶri−Ｖrc＋Ｖs とすることもできる。

第１のリミッタ５０は、第１の演算回路４７の出力を方形波電圧Ｖs の最大値＋Ｖs と同一又は＋Ｖsよりも少し高い値に設定された上限値と方形波電圧Ｖs の最小値−Ｖs と同一又は−Ｖsよりも少し低い値に設定された下限値との間に制限して第１のスイッチ制御指令値Ｖr1を出力する。この具体例では上限値が＋Ｖs、下限値が−Ｖsである。なお、第１のスイッチ制御指令値Ｖr１は入力段スイツチＱ1、Ｑ2に基づいて発生させるべき電圧を指令する第1の値と呼ぶこともできる。
第１の値Ｖｒ１は、第１及び第２の同期モード時に図１２（Ａ）及び図１３（Ａ）に示すように方形波電圧Ｖｓと同じ値となる。第３の同期モードの時に図１４（Ａ）に示すように＋Ｖｓと−Ｖｓとの間の第２の値となる。

第２のリミッタ５１は第２の演算回路４８の出力を方形波電圧Ｖs の最大値＋Ｖs と同一又は＋Ｖsよりも少し高い値に設定された上限値と方形波電圧Ｖs の最小値−Ｖs と同一又は−Ｖsよりも少し低い値に設定された下限値との間に制限して第２のスイッチ制御指令値Ｖr3を出力する。この具体例では上限値が＋Ｖs、下限値が−Ｖsである。なお、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3を出力段スイッチＱ5、Ｑ6に基づいて発生させるべき電圧を指令する第２の値と呼ぶこともできる。
第２の値と呼ばれることもあるＶｒ３は、電圧非変換モード及び昇圧モードの時に図１２（Ｃ）及び図１４（Ｃ）に示すように方形波電圧Ｖｓと同一になり、降圧モ−ド時に図１３（Ｃ）に示すように＋Ｖｓと−Ｖｓとの間の値となる。

第３の演算回路４９はインバータ電圧指令値発生手段４５と第２のリミッタ５１とに接続され、Ｖr3−Ｖriの演算を実行する。即ち、第３の演算回路４９は減算器であって、第２のスイッチ制御指令値Ｖr3からインバータ電圧指令値Ｖriを減算して指令値Ｖr2を発生する。この指令値Ｖr2は、第３の値と呼ぶこともできるものであって、平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの指令値、又は力率改善指令値と呼ぶこともできる。平滑コンデンサＣの電圧Ｖｃの１／２の電位を基準にして、第１及び第２のスイッチＱ１，Ｑ２の相互接続点８の基本波の電圧をＶ１，第３及び第４のスイッチＱ３，Ｑ４の相互接続点９の基本波の電圧をＶ２、第５及び第６のスイッチＱ５，Ｑ６の相互接続点１０の基本波の電圧をＶ３とした時に、このＶ１，Ｖ２，Ｖ３とスイッチ制御指令値Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３との関係は、
Ｖ１＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ１，
Ｖ２＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ２，
Ｖ３＝（Ｖｃ／２）Ｖｒ３，
Ｖｉｎｖ＝Ｖ３−Ｖ２，
Ｖｃｏｎｖ＝Ｖ１−Ｖ２となる。
Ｖｒ２は、電圧非変換モード、降圧モ−ド及び昇圧モードのいずれにおいても図１２（Ｂ）、図１３（Ｂ）及び図１４（Ｂ）に示すように＋Ｖｓ−Ｖｓとの間の値になる。

第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９と第１及び第２のリミッタ５０，５１とから成る演算手段から得られる出力Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３に基づいて、第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６の第１〜第６の制御信号Ｖ_Q1〜Ｖ_Q6を形成する制御信号形成手段として、三角波発生器５２と第１、第２及び第３のコンパレータ５３，５４，５５と第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８とが設けられている。
比較波発生器又はキャリア波発生器としての三角波発生器５２は交流電源３の交流電源電圧Ｖinの周波数（５０Ｈｚ）の２倍よりも高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）の三角波電圧Ｖtを図１２〜図１４に示すように発生する。三角波電圧Ｖｔの最大値は方形波電圧Ｖｓの最大値及び第１及び第２のリミッタ５０，５１の上限値＋Ｖｓと同一又はこれよりも少し低い値に設定される。三角波電圧Ｖｔの最低値は、方形波電圧Ｖｓの最低値及び第１及び第２のリミッタ５０，５１の下限値−Ｖｓと同一又はこれよりも少し高く設定される。図４では１つの三角波発生器５２が第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５に接続されているが、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５のための専用の３つの三角波発生器を設けることもできる。また、三角波発生器５２を周知の鋸波発生回路にすることができる。

第１のコンパレータ５３は第１のリミッタ５０と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ａ）、図１３（Ａ）及び図１４（Ａ）に示すように第１の値Ｖr1と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｂ）、図９（Ｂ）及び図１０（Ｂ）に示す第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q1をライン１２に出力する。

第２のコンパレータ５４は第３の演算回路４９と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ｂ）、図１３（Ｂ）及び図１４（Ｂ）に示すように第２の値Ｖr2と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｄ）、図９（Ｄ）及び図１０（Ｄ）に示す第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q3をライン１４に出力する。

第３のコンパレータ５５は第２のリミッタ５１と三角波発生器５２とに接続され、図１２（Ｃ）、図１３（Ｃ）及び図１４（Ｃ）に示すように第２の値Ｖr3と三角波電圧Ｖt とを比較して図８（Ｆ）、図９（Ｆ）及び図１０（Ｆ）に示す第５のスイッチＱ5 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q5をライン１６に出力する。

第１の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５６は第１のコンパレータ５３に接続され、第１のスイッチＱ1 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q1の逆相信号から成る図８（Ｃ）、図９（Ｃ）及び図１０（Ｃ）に示す第２のスイッチＱ2 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q2をライン１３に出力する。

第２の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５７は、第２のコンパレータ５４に接続され、第３のスイッチＱ3 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q3の逆相信号から成る図８（Ｅ）、図９（Ｅ）及び図１０（Ｅ）に示す第４のスイッチＱ4 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q4をライン１５に出力する。

第３の逆相信号形成手段としてのＮＯＴ回路５８は、第３のコンパレータ５５に接続され、第５のスイッチＱ5 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q5の逆相信号から成る図８（Ｇ）、図９（Ｇ）及び図１０（Ｇ）に示す第６のスイッチＱ6 のオン・オフ制御信号Ｖ_Q6を出力する。
なお、第１、第２及び第３のコンパレータ５３、５４、５５に第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６、５７、５８をそれぞれ内蔵させることができる。

（変換モード切換制御）
次に、基準出力電圧指令値発生器６６の出力の切換えによって交流出力電圧Ｖｏの切換え及び各モード切換を行うことができることを図１５〜図１７を参照して説明する。ここで、各モードの交流入力電圧Ｖinを１００Ｖ、電圧非変換モードの交流出力電圧Ｖｏ を１００Ｖ、降圧モードの交流出力電圧Ｖｏ を８０Ｖ、昇圧モードの交流出力電圧Ｖｏ を１２０Ｖとする。また、理解を容易にするために、コンバータ電圧指令値即ち第１の指令値Ｖrcは各モードにおいて１００Ｖとし、またインバータ電圧指令値即ち第２の指令値Ｖriは電圧非変換モードで１００Ｖ、降圧モードで８０Ｖ、昇圧モードで１２０Ｖとする。

（電圧非変換モード）
上記条件において、交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の電圧非変換モードの第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−１００＝２００Ｖとなる。この値は第１のリミッタ５０の上限に一致するので、第１のリミッタ５０から出力される第１の値Ｖr1も２００Ｖとなる。このＶr1＝２００Ｖは図１５に示すように三角波電圧Ｖt の最大値２００Ｖに一致し、三角波電圧Ｖt を横切らない。この結果、交流入力電圧Ｖinの正の半波の期間の第１のコンパレータ５３の出力は連続して高レベルになる。また、電圧非変換モードにおける交流入力電圧Ｖinの負の半波期間の第１のコンパレータ５３の出力は連続して低レベルになる。これにより、電圧非変換モード時には図８（Ｂ）（Ｃ）に示すように第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は５０Hzの低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。

電圧非変換モード時の交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の第２の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc＝１００＋２００−１００＝２００Ｖとなる。この値は第２のリミッタ５１の上限に一致しているので、第２の値Ｖr3も２００Ｖになる。また、交流入力電圧Ｖinの負の半波期間のＶr3は−２００Ｖになる。この結果、第３のコンパレータ５５の出力は第１のコンパレータ５３の出力と同一になり、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図８（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波（５０Ｈｚ）でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。

電圧非変換モード時の交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２００−１００＝１００Ｖとなる。また、交流入力電圧Ｖinの負の半波の期間の第３の演算回路４９の出力Ｖr2は−１００Ｖになる。従って、図１５に示すように第２のコンパレータ５４において第３の値Ｖr2が三角波電圧Ｖt を横切り、図８（Ｄ）（Ｅ）に示すように第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 に例えば２０ｋＨｚの高周波のオン・オフ制御信号（ＰＷＭパルス）が供給される。

（降圧モード）
降圧モード時の交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−８０＝２２０Ｖとなる。これは第１のリミッタ５０で制限されるので、第１の値Ｖr1は２００Ｖとなり、図１６に示すように第１のコンパレータ５３において三角波電圧Ｖt を横切らない。このため、第１のコンパレータ５３の出力は高レベルになる。交流入力電圧Ｖinの負の半波ではＶr1が−２００Ｖとなり、第１のコンパレータ５３の出力は低レベルになる。従って、降圧モード時には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 が図９（Ｂ）（Ｃ）に示すように低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
降圧モード時の交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の第２の演算回路４８の出力は、Ｖri＋Ｖs −Ｖrc＝８０＋２００−１００＝１８０Ｖとなる。この値は第２のリミッタ５１で制限されないので、第２の値Ｖr3も１８０Ｖとなり、第３のコンパレータ５５において図１６に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。交流入力電圧Ｖinの負の半波期間にはＶr3が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。従って、降圧モード時には、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 が図９（Ｆ）（Ｇ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。
降圧モード時の正の半波期間の第３の演算回路４９の出力即ち第３の値Ｖr2はＶr3−Ｖri＝１８０−８０＝１００Ｖになり、第２のコンパレータ５４において図１６に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また、負の半波期間にはＶr2が−１００Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 には図９（Ｄ）（Ｅ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号が供給される。

（昇圧モード）
昇圧モード時の交流入力電圧Ｖinの正の半波期間の第１の演算回路４７の出力は、Ｖrc＋Ｖs −Ｖri＝１００＋２００−１２０＝１８０Ｖとなる。これは第１のリミッタ５０の制限を受けないので、第１の値Ｖr1も１８０Ｖとなり、第１のコンパレータ５３を図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また、負の半波期間にはＶr1が−１８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 は図１０（Ｂ）（Ｃ）に示すように高周波のオン・オフ制御信号即ちＰＷＭパルスで制御される。
昇圧モードにおける第２の演算回路４８の出力はＶri＋Ｖs −Ｖrc＝１２０＋２００−１００＝２２０Ｖとなり、第２のリミッタ５１で２００Ｖに制限される。これにより、第３のコンパレータ５５の入力即ち第２の値Ｖr3は２００Ｖとなり、図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切らない。また負の半波期間にはＶr3が−２００Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切らない。この結果、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 は図１０（Ｆ）（Ｇ）に示すように低周波でオン・オフ制御され、整流素子として動作する。
昇圧モード時の正の半波期間における第３の演算回路４９の出力即ち第３の値Ｖr2はＶr3−Ｖri＝２００−１２０＝８０Ｖとなり、図１７に示すように三角波電圧Ｖt を横切る。また負の半波期間の第３の値Ｖr2は−８０Ｖとなり、三角波電圧Ｖt を横切る。この結果、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 は図１０（Ｄ）（Ｆ）に示すように高周波でオン・オフ制御される。
なお、交流入力電圧Ｖｉｎの変化に拘らず交流出力電圧Ｖｏを一定に保つ時にも図１５〜図１７と同様な動作が生じる。

上述から明らかなように交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１は特許文献１と同様に次の効果を有する。
（１）電圧非変換モードには第１、第２、第５及び第６のスイッチＱ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６、また、降圧モードには第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 、また、昇圧モードにおいては第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 をそれぞれ５０Ｈｚの低周波でオン・オフ制御するので、単位時間当りのスイッチング回数及びスイッチング損失が少なくなり、電力変換回路１の効率を高めることができる。
（２）電圧非変換モード、降圧モード、及び昇圧モードのいずれにおいても、第３及び第4のスイッチＱ3、Ｑ4が高周波でオン．オフ制御されるので、力率改善及び交流入力電流の波形改善即ち高調波成分の低減を図ることができる。
（３）基準出力電圧指令値発生器６６の出力を変えることによって電圧非変換モード、降圧モード、及び昇圧モードの切換が実行され、所望の交流出力電圧Ｖｏが得られる。従って、モード切換回路の構成が簡単になり、交流電源装置のコストの低減、及び小型化が達成される。
（４）基準出力電圧指令値発生器６６の出力を一定に保つことによって、交流入力電圧Ｖｉｎの変化に拘らず一定の交流出力電圧Ｖｏを得ることができる。また、交流入力電圧Ｖｉｎの変化に応じて第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を電圧非変換モード、降圧モード、及び昇圧モードから選択された最適なモードで制御することができる。

図６にバックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３の一例が詳細に示されている。なお、図６の入力電圧検出回路４１、直流電圧検出回路４２、三角波発生器５２、第１のコンパレータ５３、第１のＮＯＴ回路５６、直流基準電圧源５９、２つの減算器６０、６３、２つの比例積分（ＰＩ）回路６１、６４、及び乗算器６２は図４で同一の参照符号で示すものと同一であり、兼用されているが、理解を容易にするためにＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３の一部として示されている。勿論、これ等を図４と兼用しないで図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３のために独立に設けることもできる。
バックアップモード時には、図６の入力電圧検出回路４１の出力を１に固定する。また、ライン２４の値を０に固定する。これにより一方の比例積分（ＰＩ）回路６１の出力は他方の比例積分（ＰＩ）回路６４に直接に入力する。図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３では、第１のコンパレータ５３の一方の入力端子（正端子）が比例積分（ＰＩ）回路６４に直接に接続されている。即ち、図６では、比例積分（ＰＩ）回路６４が図４の第１の演算回路４７及び第１のリミッタ５０を介さないで第１のコンパレータ５３に直接に接続されている。第１のコンパレータ５３の他方の入力端子（負端子）は三角波発生器５２に接続されている。この比例積分（ＰＩ）回路６４と第１のコンパレータ５３との間の信号伝送は、図２のライン８９ａのバックアップモード信号で制御される。即ち、モード切換信号発生手段１００から交流入力モード切換信号がライン８８に送出されている時には、図４の第１のリミッタ５０の出力が第１のコンパレータ５３の一方の入力端子（正端子）に入力し、モード切換信号発生手段１００からバックアップモード切換信号がライン８９に送出されている時には図６に示すように比例積分（ＰＩ）回路６４の出力が第１のコンパレータ５３の一方の入力端子（正端子）に入力する。なお、図示を簡略化するために図４、図６及び図７において、第１、第２、及び第３のコンパレータ５３、５４，５５に信号を選択的に入力させるための手段は省略されている。第１、第２、及び第３のコンパレータ５３、５４，５５がデジタル比較手段である場合には、モード切換信号形成手段１００の出力によって第１、第２、及び第３のコンパレータ５３、５４，５５への入力信号の伝送を制御する。第１、第２、及び第３４のコンパレータ５３、５４，５５がアナログ比較手段の場合には、第１、第２、及び第３のコンパレータ５３、５４，５５の入力段に信号選択回路を設け、選択された信号のみを第１、第２、及び第３のコンパレータ５３、５４，５５に入力させる。
図６の第１のコンパレータ５３は、図４の第１のコンパレータ５３と同様に動作し、ＰＷＭパルスから成る制御信号を形成し、これをライン１２を介して第１のスイッチＱ１の制御端子に送り、且つＮＯＴ回路５６とライン１３を介して第２のスイッチＱ２の制御端子に送る。

バックアップモード時には図１において、入力電源スイッチ８１がオフ、バックアップスイッチ８２がオンになる。この状態で、第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２が交互にオンオフすると、昇圧モードＤＣ−ＤＣ変換動作が生じる。即ち、第２のスイッチＱ２のオン期間にバックアップ用蓄電池８３、バックアップスイッチ８２、第１のインダクタＬ１、第２のスイッチＱ２、及び第４のダイオードＤ４から成る回路に電流が流れ、第１のインダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。第２のスイッチＱ２のオフ期間にバッアップ用蓄電池８３、バックアップスイッチ８２、第１のインダクタＬ１、第１のスイッチＱ１又は第１のダイオードＤ１、及び平滑コンデンサＣから成る回路に電流が流れ、平滑コンデンサＣがバックアップ用蓄電池８３よりも高い電圧に充電される。なお、第１のスイッチＱ１は第１のダイオードＤ１を内蔵しているので、第２のスイッチＱ２のオフ期間に第１のスイッチＱ１をオン制御しなくとも第１のダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣの充電電流を流すことができる。従って、バックアップモード時に図６のライン１２の信号による第１のスイッチＱ１のオン制御を禁止し、第２のスイッチＱ２のみをオンオフ制御することもできる。

図７にバックアップモードスイッチ制御信号発生手段１０２に含まれているＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４の一例が詳しく示されている。なお、図７の出力電圧検出回路４３、三角波発生器５２、第２及び第３のコンパレータ５４，５５、第２及び第３のＮＯＴ回路５７，５８、基準電圧指令値発生器６６、減算器６７、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８は図４で同一の参照符号で示すものと同一であり、兼用されているが、理解を容易にするためにＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４を構成するものとして示されている。勿論、図７に示す各部を図４と兼用しないで図７のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４のために独立（個別）に設けることもできる。また、図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３と図７のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４は共にバックアップモード時に動作するものであるので、これ等を一体に形成することもできる。
バックアップモード時には、ライン１０７の第１の基準電圧指令値切換信号が高レベルになるので、図５（Ａ）の固定発振回路１５５の出力に基づいて交流出力周波数ｆ_outが一定に制御される。
図７において、第２及び第３のコンパレータ５４，５５の一方の入力端子（正端子）は、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８に直接に接続されている。即ち、バックアップモード時には、比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８が図４の第３の演算回路４９と第２のリミッタ５１を介さないで第２及び第３のコンパレータ５４，５５に接続される。第２及び第３のコンパレータ５４，５５の他方の入力端子（負端子）、三角波発生器５２に接続されている。比例積分微分（ＰＩＤ）回路６８と第２及び第３のコンパレータ５４，５５との間の信号伝送は、図２のモード切換信号形成手段１００の出力で図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３と同様に制御される。
図７において、第３のコンパレータ５５の出力端子は、ライン１７を介して図２の第６のスイッチＱ６の制御端子に接続され、且つ第３のＮＯＴ回路５８とライン１６とを介し図２の第５のスイッチＱ５の制御端子に接続されている。図７における第３のコンパレータ５５の出力端子と第５及び第６のスイッチ、Ｑ５、Ｑ６との接続は図４と異なる。この第３のコンパレータ５５の出力端子と第５及び第６のスイッチ、Ｑ５、Ｑ６との接続の切換はモード切換信号形成手段１００の出力で実行され、交流入力モードの時に図４の回路を形成し、バックアップモード時に図７の回路を形成する。
バックアップモード時の第３〜第６のスイッチＱ３〜Ｑ６は、周知のブリッジ型インバータとして動作し、平滑コンデンサＣの電圧を交流出力電圧Ｖｏに変換して負荷１１に供給する。
なお、既に説明したように、バックアップモードの時には、図６のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０３、及び図７のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４のみを動作させ、図４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１の動作を禁止する。

上述から明らかなように本実施例は、特許文献１に開示されているＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換装置と同様な効果を有する他に、次の効果も有する。
（１）バックアップ用蓄電池８３を設け、交流電源３が異常の時にバックアップ用蓄電池８３と第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６との組合せで負荷１１に電力を供給するので、無停電の交流電源装置を比較的簡単な回路で提供することができる。
（２）入力周波数ｆ_inがｆ２〜ｆ３の正常から外れても直ちにバックアップ用蓄電池８３による給電に切換えないで、入力周波数ｆ_inがｆ１〜ｆ２及びｆ３〜ｆ４に期間には、交流入力モード（ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換モード）で負荷１１に電力を供給するので、バックアップ用蓄電池８３の容量低下を防ぐことができる。これにより、比較的長い停電時にも負荷１１に対する電力供給を継続できる。
（３）周波数異常を周波数演算手段１１３等を使用して判定し、電圧異常を実効値演算手段１３１等を使用して判定するので、周波数異常判定及び電圧異常判定をコストの上昇を抑えて比較的容易に達成できる。

次に図１８に示す実施例２の交流電源装置を説明する。但し、図１８において図１に示す実施例１の交流電源装置と実質的に同一の部分に同一の参照符号を付し、その説明を省略する。図１８に示す実施例２の交流電源装置の変形された電力変換回路１ａは、図１の電力変換回路１におけるバックアップスイッチ８２、バックアップ用蓄電池８３、充電回路８４の接続位置を変え、且つＤＣ−ＤＣ（直流―直流）変換回路８５を付加した他は図１と同様に構成されている。即ち、図１８においては、バックアップ用蓄電池８３の一端がＤＣ−ＤＣ変換回路８５とバックアップスイッチ８２と接続ライン８６´とを介して正側直流導体７６に接続され、バックアップ用蓄電池８３の他端がＤＣ−ＤＣ変換回路８５と接続ライン８７´とを介して負側直流導体７７に接続されている。ＤＣ−ＤＣ変換回路８５はバックアップ用蓄電池８３の直流電圧を昇圧して正側直流導体７６と負側直流導体７７との間に供給する機能を有する。図１８の変形された電力変換回路１ａにおいて、交流入力電源スイッチ８１がオン、バックアップスイッチ８２がオフの時には、第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６はＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換動作する。また、交流入力電源スイッチ８１がオフ、バックアップスイッチ８２がオンの時には、第３〜第６のスイッチＱ３〜Ｑ６がブリッジ型インバータ動作し、正側直流導体７６と負側直流導体７７との間の直流電圧を交流電圧に変換して負荷１１に供給する。

図１８の制御回路２ａは、図２のモード切換信号形成手段１００、交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１、ＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段１０４と同様なものを含む。バックアップモード時には、バックアップ用蓄電池８３から供給された正側直流導体７６と負側直流導体７７との間の直流電圧Ｖｃを交流出力電圧Ｖｏに変換する。

図１８の実施例２の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６は交流入力モード時に図１の実施例１における第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６と同様に動作し、また図１８の実施例２のＤＣ−ＤＣ変換回路８５はバックアップモード時に実施例１の第１及び第２のスイッチＱ１、Ｑ２による昇圧回路と同様に機能する。従って、図１８の実施例２によって図１の実施例１と同様な効果を得ることができる。

次に図１９に示す実施例３の交流電源装置を説明する。但し、図１９において図１及び図１８に示す実施例１及び２の交流電源装置と実質的に同一の部分に同一の参照符号を付し、その説明を省略する。図１９に示す実施例３の交流電源装置の変形された電力変換回路１ｂは、図１８の電力変換回路１ａからＤＣ−ＤＣ変換回路８５を省いた他は図１８と同様に構成されている。即ち、図１９においては、バックアップ用蓄電池８３の一端がバックアップスイッチ８２と接続ライン８６´とを介して正側直流導体７６に接続され、バックアップ用蓄電池８３の他端が接続ライン８７´を介して負側直流導体７７に接続されている。図１９のバックアップ用蓄電池８３は、この直流電圧を第３〜第６のスイッチＱ３〜Ｑ６で交流電圧に変換した時に負荷１１が要求する交流出力電圧Ｖｏを得ることができる値に充電されている。

図１９に示す実施例３の交流電源装置は、ＤＣ−ＤＣ変換回路８５を省いた他は図１８と同様に構成されているので、図１８の実施例２と同様な効果を有する。

図２０は変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａを示す。図２０の変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａにおいて図４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例４に従う交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２０の変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ａは図４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９を変形した第１、第２及び第３の演算回路４７ａ，４８ａ，４９ａを設け、この他は図４と同一に形成したものである。
図２０の第１の演算回路４７ａは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、次式の演算を行い、差信号△Ｖを出力する。
△Ｖ＝Ｖｒｉ−Ｖｒｃ
第２の演算回路４８ａは第１の演算回路４７ａと方形波発生器４６とに接続され、次の演算を行う。
もし△Ｖ＞０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ−△Ｖ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし△Ｖ＝０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ
もし△Ｖ＜０なら
Ｖｒ１＝Ｖｓ
Ｖｒ３＝Ｖｓ＋△Ｖ
第３の演算回路４９ａは第１の指令値発生手段４４と第２の演算回路４８ａとに接続され、次の演算を行う。
Ｖｒ２＝Ｖｒ１−Ｖｒｃ
図１８の第１、第２及び第３のモードで第２及び第３の演算回路４８ａ，４９ａから得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図４で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例２によっても、実施例１と同一の効果を得ることができる。

図２１は変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂを示す。図２１の変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例５の交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２１の変形された交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｂは図４の交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３の演算回路４７，４８，４９を変形した第１及び第２の演算回路４７ｂ，４８ｂと選択回路４９ｂとを設け、更に、２つの加算器７１、７３と１つの減算器７２と、第３のリミッタ７４を設け、この他は図４と同一に形成したものである。
図２１の第１の演算回路４７ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、Ｖｒｃ−Ｖｒｉの減算を行い、差信号△Ｖ１を出力する。
第２の演算回路４８ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５に接続され、Ｖｒｉ−Ｖｒｃの減算を行い、差信号△Ｖ２を出力する。
選択回路４９ｂは、第１及び第２の指令値発生手段４４，４５と第１の演算回路４７ｂとに接続され、第１の演算回路４７ｂの出力△Ｖ１に基づいて次の演算を行う。
もし△Ｖ１＝０ならＶｒｃを選択する。
もし△Ｖ１＞０ならＶｒｃを選択する。
もし△Ｖ１＜０ならＶｒｉを選択する。
加算器７１は、第１の演算回路４７ｂと方形波発生器４６とに接続され、これらの出力を加算する。従って，図２１の第１の演算回路４７ｂと加算器７１との組み合せは図４の第１の演算回路４７と等価である。
減算器７２は、選択回路４９ｂと方形波発生器７６とに接続され、方形波電圧Ｖｓから選択回路４９ｂの出力を減算し、図４の第３の演算回路４９の出力と実質的に同じ信号を出力する。従って，図２１の選択回路４９ｂと減算器７２との組み合せは図４の第３の演算回路４９と等価である。
加算器７３は、第２の演算回路４８ｂと方形波発生器７６とに接続され、これらの出力を加算する。従って，図２１の第２の演算回路４８ｂと加算器７２との組み合せは図４の第２の演算回路４８と等価であり、Ｖｒｉ―Ｖｒｃ＋Ｖｓを出力する。
第３のリミッタ７４は減算器７２と第２のコンパレータ５４との間に接続され、減算器７２の出力を上限値＋Ｖｓと下限値―Ｖｓとの間に制限する。
第１、第２及び第３の同期モードにおいて、図２１の第１、第２及び第３のリミッタ５０，５１，７４から得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図４で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例５によっても、実施例１と同一の効果を得ることができる。

図２２は変形された交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃを示す。図２２の変形された同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃにおいて図４の交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例６の交流電源装置の交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２２の変形された交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｃは図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第２の演算回路４８ｂを省き、図２１の加算器７３を減算器７３´に変形し、この他は図２１と同一に形成したものである。
図２２の減算器７３´は、第１の演算回路４７ｂと方形波発生器４６とに接続され、方形波電圧Ｖｓから第１の演算回路４７ｂの出力を減算し、Ｖｓ―（Ｖｒｃ―Ｖｒｉ）＝Ｖｓ―Ｖｒｃ＋Ｖｒｉを出力する。従って，図２２の減算器７３´から図２１の加算器７３と同じ出力を得ることができる。
第１、第２及び第３のモードにおいて、図２２の第１、第２及び第３のリミッタ５０，５１，７４から得られるＶｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３は、図４及び図２１で同一符号で示すものと同一である。従って、実施例６によっても、実施例１及び５と同一の効果を得ることができる。

図２３は変形された交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄを示す。図２３の変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄにおいて図４の同期モードスイッチ制御信号発生手段１０１と実質的に同一の部分に同一の符号を付してその説明を省略する。なお、実施例７の交流電源装置の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄ以外の部分は実施例１と同様に構成されている。
図２３の変形された交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄは図４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１の第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６，５７，５８の代りに、第４、第５及び第６のコンパレータ５６’、５７’、５８’を設け、この他は図４と同一に形成したものである。第４、第５及び第６のコンパレータ５６'、５７’、５８’の負入力端子は、第１のリミッタ５０と、第３の演算回路４９と、第２のリミッタ５１とにそれぞれ接続され、Ｖｒ１，Ｖｒ２，Ｖｒ３の供給を受ける。第４、第５及び第６のコンパレータ５６'、５７’、５８’の正入力端子は三角波発生器５２に接続されている。第４、第５及び第５のコンパレータ５６'、５７’、５８’は、第１、第２及び第３のコンパレータ５３，５４，５５から出力される第１、第３及び第５の制御信号Ｖ_Q1，Ｖ_Q3，Ｖ_Q5に対して逆位相の第２、第４及び第６の制御信号Ｖ_Q2，Ｖ_Q4，Ｖ_Q6を形成してライン１３，１５，１７に送出する。この図２３の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１ｄによっても図４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１と同一の効果を得ることができる。
なお、図２０，図２１及び図２２の第１、第２及び第３のＮＯＴ回路５６，５７，５８を図２３の第４、第５及び第６のコンパレータ５６’、５７’５８’と同様なものに置き換えることができる。

図２４は図５（Ａ）に示す基準出力電圧指令値発生器６６を変形した基準出力電圧指令値発生器６６ａを示す。この変形された基準出力電圧指令値発生器６６ａは、固定クロック発生手段１５５ａと、可変クロック発生手段１５７ａと、第１及び第２モード選択スイッチ１５６、１５８と、正弦波発生手段１６０とから成る。固定クロック発生手段１５５ａは交流出力電圧Ｖｏの目標周波数を得るために一定周波数（固定周波数）でクロックを発生する。図５（Ｂ）の入力周波数ｆ_inがｆ１よりも低い時、ｆ２〜ｆ３の正常時、ｆ４よりも高い時におけるライン１０７の信号に応答して第１モード選択スイッチ１５６がオンになると、固定クロック発生手段１５５ａの一定周波数（固定周波数）のクロックがメモリから成る正弦波発生手段１６０に送られ、正弦波発生手段１６０から一定周波数（固定周波数）の正弦波電圧が出力される。

可変クロック発生手段１５７ａは、ライン４１bの交流入力電圧Vinの周波数f_inと同一の周波数を有する正弦波を得るためのクロックを交流入力電圧Vｉｎに同期して発生する。図５（Ｂ）の入力周波数ｆ_inがｆ１〜ｆ２の時、ｆ３〜ｆ４の時におけるライン１０８の信号に応答して第１モード選択スイッチ１５８がオンになると、可変クロック発生手段１５７ａの入力周波数に同期したクロックがメモリから成る正弦波発生手段１６０に送られ、正弦波発生手段１６０から入力周波数に同期した正弦波電圧が出力される。

図２４の変形された基準出力電圧指令値発生器６６ａは、図５（Ａ）の基準出力電圧指令値発生器６６と同一の出力をライン１５４に送出するので、図２４に示す変形された基準出力電圧指令値発生器６６ａを有する交流電源装置によっても、実施例１と同一の効果を得ることができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１）交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１〜１０１ｄを、電圧非変換モードと降圧モードとの２つのみ、又は電圧非変換モードと昇圧モードとの２つのみ、又は降圧モードと昇圧モードとの２つのみで動作させることができる。また、電圧非変換モードと降圧モードと昇圧モードとから選択された１つのみで動作させることができる。
（２）交流入力モードスイッチ制御信号発生手段１０１〜１０１ｄの多くの部分をデジタル回路で構成することことができる。
（３）第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン期間の相互間、第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 のオン期間の相互間、第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のオン期間の相互間に周知のデッドタイム（休止期間）を設けて各スイッチのストレージによって対のスイッチが同時にオンになることを防止し、対の直流ライン間の短絡を防止してもよい。
（４）第１、第２及び第３のリミッタ５０、５１、７４を省いた構成にすることができる。
（５）方形波発生器４６のリミッタ７０及び第１、第２及び第３のリミッタ５０、５１、７４の上側制限電圧を２００Ｖよりも高くし、下側制限電圧を−２００Ｖよりも低くすることができる。
（６）電力変換回路１、１ａ、１ｂに対して同一回路構成のものを並列的に接続して多相の電力変換装置を構成することができる。
（７）バックアップ用蓄電池８３を予め充電することにより、充電回路８４を省くことができる。また、図１９の実施例３において、バックアップスイッチ８２をオンにしてバックアップ用蓄電池８３を予め充電することができる。
（８）モード切換信号形成手段１００を図３以外の構成にすることができる。
（９）交流入力電圧の周波数及び電圧の変化が推定できると時は、交流入力電源スイッチ８１、バックアップスイッチ８２、図５（Ａ）及び図２４のスイッチ１５６，１５８を手動操作することもできる。

本発明の実施例１に従う交流電源装置を示す回路図である。 図１の制御回路を示すブロック図である。 図２のモード切換信号形成手段を等価的に示すブロック図である。 図２の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。 図４の可変直流基準電圧源を詳しく示す回路図である。 図２のＤＣ−ＤＣ変換スイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。 図２のＤＣ−ＡＣ変換スイッチ制御信号発生手段を詳しく示す回路図である。 図１の電力変換回路を電圧非変換モードで動作させた時の交流入力電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。 図１の電力変換回路を降圧モードで動作させた時の交流入力電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。 図１の電力変換回路を昇圧モードで動作させた時の交流入力電圧と第１〜第６のスイッチの制御信号とを示す波形図である。 図４の方形波発生器の入力及び出力を示す波形図である。 電圧非変換モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。 降圧モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。 昇圧モード時の図４の第１、第２及び第３のコンパレータの入力を示す波形図である。 電圧非変換モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。 降圧モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。 昇圧モード時の三角波電圧と各コンパレータの入力との関係を詳しく示す波形図である。 実施例２の交流電源装置を示す回路図である。 実施例３の交流電源装置を示す回路図である。 実施例４の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。 実施例５の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。 実施例６の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。 実施例７の交流入力モードスイッチ制御信号発生手段を示す回路図である。 実施例８の基準出力電圧指令値発生器を示す回路図である。

符号の説明

１，１ａ、１ｂ 電力変換回路
２，２ａ 制御回路
３ 交流電源
５３、５４、５５ 第１、第２及び第３のコンパレータ
５６、５７、５８ 第１、第２及び第３のＮＯＴ回路
８１ 交流入力電源スイッチ
８２ バックアップスイッチ
８３ バックアップ用蓄電池
Ｑ1 〜Ｑ６ 第１〜第６のスイッチ
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｌ1 、Ｌ2 第１及び第２のインダクタ

Claims (8)

1. 負荷（１１）に交流電力を無停電で供給するための交流電源装置であって、電力変換回路と該電力変換回路の制御回路とから成り、
   前記電力変換回路は、
   交流電源（３）に接続される交流入力端子（４）と、
   前記負荷（１１）に接続される交流出力端子（６）と、
   前記交流電源（３）と前記負荷（１１）とに接続される共通端子（５又は７）と、
   正側直流導体（７６）と、
   負側直流導体（７７）と、
   前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間にそれぞれ接続された第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路、第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の直列回路、第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の直列回路、及び平滑コンデンサ（Ｃ）と、
   前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流電源（３）を選択的に接続するための交流入力電源スイッチ（８１）と、
   バックアップ用蓄電池（８３）と、
   前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５又は７）との間に前記バックアップ用蓄電池（８３）を選択的に接続するためのバックアップスイッチ（８２）と、
   前記交流入力端子（４）と前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）との間又は前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）と前記共通端子（５又は７）との間に接続されたインダクタ（Ｌ１又はＬ３）とを備え、
   前記制御回路は、前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内にあり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数及び電圧正常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記負荷（１１）の許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４）内にあり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数変動及び電圧正常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数と同一の周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が前記正常範囲内にない電圧異常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオンに制御し且つ前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を直流―直流変換することによって前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に所望の直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換することによって前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御する手段から成ることを特徴とする交流電源装置。
2. 前記制御回路は、
   前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内か否かを判定する機能とを有する周波数判定手段（１１１）と、
   前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内か否かを判定する交流電圧判定手段（１１２）と、
   前記周波数判定手段（１１１）から前記周波数が正常範囲内であることを示す出力が得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られている周波数及び電圧正常モードであるか否かを判定する周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）と、
   前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内であることを示す出力又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内であることを示す出力が前記周波数判定手段（１１１）から得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られているか否かを判定する周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時、及び前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオン制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフ状態に制御し、且つ前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内にない異常であることを示す出力が得られている電圧異常モード時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフ状態に制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオン状態に制御するためのモード切換信号を出力する手段（８８，８９）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３６）から得られた周波数及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るための固定周波数を有する第１の基準電圧指令値を発生し、且つ前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から得られた周波数変動及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する第２の基準電圧指令値を発生する基準電圧指令値発生手段（６６）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記第１の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生し、前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記第２の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する交流出力電圧（Ｖｏ）が得られるように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生する交流入力モードスイッチ制御信号発生手段（１０１又は１０１ａ又は１０１ｂ又は１０１ｃ又は１０１ｄ）と、
   前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲にない異常の電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を直流―直流変換することによって前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に所望の直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換することによって前記定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生するバックアップモードスイッチ制御信号発生手段（１０２）と
   を備えていることを特徴とする請求項１記載の交流電源装置。
3. 負荷（１１）に交流電力を無停電で供給するための交流電源装置であって、電力変換回路と該電力変換回路の制御回路とから成り、
   前記電力変換回路は、
   交流電源（３）に接続される交流入力端子（４）と、
   前記負荷（１１）に接続される交流出力端子（６）と、
   前記交流電源（３）と前記負荷（１１）とに接続される共通端子（５又は７）と、
   正側直流導体（７６）と、
   負側直流導体（７７）と、
   前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間にそれぞれ接続された第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の直列回路、第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の直列回路、前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に接続された第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の直列回路、及び平滑コンデンサ（Ｃ）と、
   前記交流入力端子（４）と前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）との間に接続された交流入力電源スイッチ（８１）と、
   バックアップ用蓄電池（８３）と、
   前記バックアップ用蓄電池（８３）を前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に選択的に接続するためのバックアップスイッチ（８２）と、
   前記交流入力端子（４）と前記第1及び第2のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）との間又は前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）の相互接続点（９）と前記共通端子（５又は７）との間に接続されたインダクタ（Ｌ１又はＬ３）とを備え、
   前記制御回路は、前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内にあり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数及び電圧正常モード時に、前記前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記負荷（１１）の許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２、ｆ３〜ｆ４）内であり且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内にある周波数変動及び電圧正常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオンに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオフに制御し且つ前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数と同一の周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御し、前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が前記正常範囲内にない電圧異常モード時に、前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフに制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオンに制御し且つ前記バックアップ用蓄電池（８３）から供給された前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間の直流電圧を定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）に変換するように前記第３〜第６のスイッチ（Ｑ３〜Ｑ６）を制御する手段から成ることを特徴とする交流電源装置。
4. 前記制御回路は、
   前記交流電源（３）から供給された交流入力電圧の周波数が正常範囲（ｆ２〜ｆ３）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内か否かを判定する機能と前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内か否かを判定する機能とを有する周波数判定手段（１１１）と、
   前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲内か否かを判定する交流電圧判定手段（１１２）と、
   前記周波数判定手段（１１１）から前記周波数が正常範囲内であることを示す出力が得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られている周波数及び電圧正常モードであるか否かを判定する周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）と、
   前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも低い許容周波数変動範囲（ｆ１〜ｆ２）内であることを示す出力又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数が前記正常範囲よりも高い許容周波数変動範囲（ｆ３〜ｆ４）内であることを示す出力が前記周波数判定手段（１１１）から得られ同時に前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内であることを示す出力が得られているか否かを判定する周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時及び前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオン制御し且つ前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流電圧判定手段（１１２）から前記電圧値が正常範囲内にない異常であることを示す出力が得られている電圧異常モード時に前記交流入力電源スイッチ（８１）をオフ状態に制御し且つ前記バックアップスイッチ（８２）をオン状態に制御するためのモード切換信号を出力する手段（８８，８９）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３６）から得られた周波数及び電圧正常モードを示す信号に応答して定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るための固定周波数を有する第１の基準電圧指令値を発生し、且つ前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から得られた周波数変動及び電圧正常モードを示す信号に応答して前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する第２の基準電圧指令値を発生する基準電圧指令値発生手段（６６）と、
   前記周波数及び電圧正常モード判定手段（１３８）から前記周波数及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に、前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）を直流電圧に変換して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に直流電圧を得且つ前記第１の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生し、前記周波数変動及び電圧正常モード判定手段（１３７，１３９，１４１）から前記周波数変動及び電圧正常モードを示す出力が得られている時に前記第２の基準電圧指令値に基づいて前記交流出力端子（６）と前記共通端子（５又は７）との間に前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周波数に比例して変化する周波数を有する交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第1〜第６のスイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生する交流入力モードスイッチ制御信号発生手段（１０１又は１０１ａ又は１０１ｂ又は１０１ｃ又は１０１ｄ）と、
   前記周波数及び電圧正常モードと前記周波数変動及び電圧正常モードとのいずれにも属さない別のモード時、又は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の電圧値が正常範囲にない電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）から供給された前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間の直流電圧を交流電圧に変換することによって定格周波数の交流出力電圧（Ｖｏ）を得るように前記第３〜第６のスイッチ（Ｑ３〜Ｑ６）を制御するためのスイッチ制御信号を発生するバックアップモードスイッチ制御信号発生手段（１０２）と
   を備えていることを特徴とする請求項３記載の交流電源装置。
5. 更に、前記周波数及び電圧異常モード時、又は前記電圧異常モード時に、前記バックアップ用蓄電池（８３）の直流電圧を昇圧して前記正側直流導体（７６）と前記負側直流導体（７７）との間に供給する直流―直流変換回路（８５）を有していることを特徴とする請求項３又は４記載の交流電源装置。
6. 前記周波数の正常範囲（ｆ２〜ｆ３）は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の定格周波数の９９％から１０１％の範囲であり、前記負荷（１１）の許容周波数変動範囲は前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の定格周波数の９０％から９９％の範囲、及び１０１％から１１０％の範囲であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電源装置。
7. 前記交流入力モードスイッチ制御信号発生手段は、
   前記交流入力端子（４）又は前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５）との間の第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）と前記交流出力端子（６）又は前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５）との間の第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）とをほぼ等しくする電圧非変換モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第１の機能と、
   前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも低くする降圧モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御し、且つ前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）と前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御する第２の機能と、
   前記第２の電圧（Ｖｏ又はＶｉｎｖ）を前記第１の電圧（Ｖｉｎ又はＶｃｏｎｖ）よりも高くする昇圧モードの時に、前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）と前記第３及び第４のスイッチ（Ｑ３，Ｑ４）とを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期よりも短い周期でオン・オフ制御し、且つ前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）を前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）の周期でオン・オフ制御する第３の機能と
   の内の少なくとも１つの機能を有していることを特徴とする請求項２又は４記載の交流電源装置。
8. 前記交流入力モードスイッチ制御信号発生手段は、
   前記第１及び第２のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２）の相互接続点（８）と前記共通端子（５）との間の第１の電圧（Ｖｃｏｎｖ）を前記第１の直流電圧基準値（Ｖ５９ａ）又は前記第２の直流電圧基準値（Ｖ５９ｂ）に対応する第１又は第２の所望値にするための第１の指令値Ｖｒｃを前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）に同期して発生する第１の指令値発生手段（44）と、
   前記第５及び第６のスイッチ（Ｑ５，Ｑ６）の相互接続点（１０）と前記共通端子（５）との間の第２の電圧（Ｖｉｎｖ）を所望値にするための第２の指令値Ｖｒｉを発生する第２の指令値発生手段（45）と、
   前記交流入力電圧（Ｖｉｎ）と同一の周期を有する方形波電圧Ｖｓを発生する方形波発生器（46）と、
   前記第１の指令値発生手段（44）と前記第２の指令値発生手段（45）と前記
   方形波発生器（46）とに接続され、
   Ｖｒｃ−Ｖｒｉ＋Ｖｓを示す第１の値（Ｖｒ１）と、
   Ｖｒｉ−Ｖｒｃ＋Ｖｓを示す第２の値（Ｖｒ３）と、
   Ｖｒ３−Ｖｒｉ又はＶｓ−Ｖｒｃ又はＶｓ−Ｖｒｉを示す第３の値（Ｖｒ２）と
   を出力する演算手段（47,48,49）と、
   前記演算手段（47,48,49）と前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）とに接続され、前記演算手段（４７，４８，４９）から得られた前記第１、第２及び第３の値（Ｖｒ１，Ｖｒ３，Ｖｒ２）に基づいて前記第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチ（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６）をオン・オフ制御するための第１、第２、第３、第４、第５及び第６の制御信号（Ｖ_Q1，Ｖ_Q2，Ｖ_Q3，Ｖ_Q4，Ｖ_Q5，Ｖ_Q6）を形成する制御信号形成手段（５２，５３，５４，５５，５６，５７，５８又は５２，５３，５４，５５、５６'、５７’、５８’）と
   を備え、前記第２の指令値発生手段（45）に前記基準電圧指令値発生手段（６６）が含まれていることを特徴とする請求項２又は４記載の交流電源装置。

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