JP5631499B2 - 電力変換装置 - Google Patents

電力変換装置 Download PDF

Info

Publication number
JP5631499B2
JP5631499B2 JP2013532476A JP2013532476A JP5631499B2 JP 5631499 B2 JP5631499 B2 JP 5631499B2 JP 2013532476 A JP2013532476 A JP 2013532476A JP 2013532476 A JP2013532476 A JP 2013532476A JP 5631499 B2 JP5631499 B2 JP 5631499B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
circuit
period
capacitor
voltage
control
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2013532476A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2013035383A1 (ja
Inventor
亮太 近藤
亮太 近藤
村上　哲
哲 村上
山田　正樹
正樹 山田
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP2013532476A priority Critical patent/JP5631499B2/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP5631499B2 publication Critical patent/JP5631499B2/ja
Publication of JPWO2013035383A1 publication Critical patent/JPWO2013035383A1/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Description

この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置は、交流電源の第１の端子からの出力は、リアクトルに接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路の交流側が直列接続される。インバータ回路内の単相インバータは、半導体スイッチ素子および直流電圧源から構成される。また、それぞれ短絡用スイッチと整流ダイオードとを直列接続してインバータを構成する第１、第２の直列回路は並列接続され、出力段の平滑コンデンサの両端子間に接続される。第１の直列回路の中点が、インバータ回路の後段の交流出力線に接続され、第２の直列回路の中点が交流電源の第２の端子に接続される。そして、平滑コンデンサの直流電圧が一定の目標電圧に維持できるように、また交流電源からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流を制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源からの入力電圧に重畳する。そして、交流電源からの入力電圧の位相のゼロクロス位相を中央とする短絡位相範囲でのみ、短絡用スイッチをオン状態として平滑コンデンサをバイパスさせ、短絡用スイッチのオンオフ切り替えに同期して、インバータ回路の電圧指令を補正する（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９−０９５１６０号公報
このような電力変換装置では、短絡用スイッチのオンオフ切り替えによりインバータ回路の直流電圧源の充放電を切り替えて直流電圧源の電圧を保ち、インバータ回路は、電流を制御するように出力制御される。しかしながら、インバータ回路の直流電圧が低いとインバータ回路による電流制御ができないため、インバータ回路の直流電圧源の電圧を電流制御が可能な比較的高い電圧に維持する必要があった。このため電力変換装置の高耐圧化を要し、小型化および電力損失の低減の妨げになるものであった。
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、インバータ回路の直流電圧の低減を可能にして電流制御を信頼性良く継続でき、小型で電力損失の低い電力変換装置を得ることを目的とする。
この発明に係る電力変換装置は、複数の半導体スイッチ素子および直流コンデンサを有し、交流電源の第１の端子に直列接続されるインバータ回路と、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子が上記インバータ回路に直列接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、上記直流母線間に接続され上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記インバータ回路の上記直流コンデンサの電圧を設定された電圧指令値に追従させ、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させ、上記交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する制御回路とを備える。そして、上記制御回路は、上記交流電源のゼロクロス位相を含む期間で上記コンバータ回路の上記交流端子間を継続的に短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、上記コンバータ回路の直流出力を継続して上記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して上記インバータ回路の上記直流コンデンサの電圧を設定された電圧指令値に追従させると共に、上記短絡期間および上記開放期間において上記インバータ回路をＰＷＭ制御し、上記直流コンデンサの電圧に応じて上記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間を設け、上記インバータ回路のＰＷＭ制御と上記コンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替えて上記入力電流の力率が１になるように制御するものである。
この発明に係る電力変換装置によると、制御回路は、直流コンデンサの電圧に応じてコンバータ回路をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路のＰＷＭ制御とコンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が１になるように制御する。このため、インバータ回路の直流電圧を高い電圧に維持する必要がなく電流制御を継続できる。これによりインバータ回路の直流電圧の低減を可能にして電流制御を信頼性良く継続でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。
この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の力行動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の昇圧時の基本動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の降圧時の基本動作を説明する各部の波形とインバータ回路の直流コンデンサ充放電を示す図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置における電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態１によるコンバータ回路による電流制御時のインバータ回路内の電流経路図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるコンバータ回路の制御を示す部分制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置における電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態２による制御回路におけるコンバータ回路の制御を説明する部分制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置における電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置における電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の回生動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置における電流制御切り替え動作の第１例を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置における電流制御切り替え動作の第２例を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置における電流制御切り替え動作の第３例を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置における電流制御切り替え動作の第４例を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態６による電力変換装置における電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態６による電力変換装置における電流制御切り替え動作の別例を各部の波形図と共に説明する図である。 この発明の実施の形態６による制御回路におけるインバータ回路の制御を示す制御ブロック図である。
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１による電力変換装置について説明する。図１はこの発明
の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。
図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。
主回路は、限流回路としてのリアクトル２とインバータ回路１００とコンバータ回路３００と平滑コンデンサ３とを備える。交流電源１の第１の端子からの出力は、リアクトル２に接続され、その後段に単相インバータにて構成されたインバータ回路１００の交流側が直列接続される。コンバータ回路３００は、一方の交流端子がインバータ回路１００の後段の交流出力線に接続され、他方の交流端子が交流電源１の第２の端子に接続され、コンバータ回路３００の直流母線３ａ、３ｂ間に接続された平滑コンデンサ３に直流電力を出力する。
インバータ回路１００内の単相インバータは、ダイオード１０１ｂ〜１０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、および直流コンデンサ１０５にて構成されるフルブリッジ構成のインバータである。
コンバータ回路３００は、直流母線間に複数の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａを有し、この場合、ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂを逆並列に接続した複数個のＩＧＢＴ等の半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをそれぞれ２個直列接続した２つのブリッジ回路を直流母線間に並列接続して構成する。
インバータ回路１００の後段の交流出力線にはコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０２ａのコレクタとの接続点が接続される。また半導体スイッチ素子３０３ａのエミッタと半導体スイッチ素子３０４ａのコレクタとの接続点が交流電源１の上記第２の端子に接続される。
なお、半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａはＩＧＢＴ以外にも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等でもよい。
また、リアクトル２はインバータ回路１００とコンバータ回路３００との間に直列接続しても良い。
制御回路１０は、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubと、平滑コンデンサ３の電圧Vdcと、交流電源１からの電圧Vin、電流Iinとに基づいて、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊になるように、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００内の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａ、３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号１１、１２を生成してインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
平滑コンデンサ３には図示しない負荷が接続され、通常時は電圧Vdcは目標電圧Vdc＊に比べて低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ３に直流電力を供給するようにインバータ回路１００およびコンバータ回路３００を出力制御する。
このように構成される電力変換装置の力行動作、即ち平滑コンデンサ３に直流電力を出力する動作について、図に基づいて説明する。図２〜図５は、力行動作における電流経路図を示す。また、図６は、電力変換装置の昇圧時の基本の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電を示す図である。図７は、電力変換装置の降圧時の基本の力行動作を説明する各部の波形とインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電を示す図である。
なお、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより高い場合を昇圧と称し、出力段の平滑コンデンサ３の電圧Vdcが、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vpより低い場合を降圧と称す。また、図６、図７では、平滑コンデンサ３の電圧Vdcが一定の目標電圧Vdc＊に制御されている状態を示す。
交流電源１からの電圧Vinは、図６、図７に示すような波形となる。インバータ回路１００は、交流電源１からの入力力率が概１になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力し、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。以下、交流電源１からの入力力率が概１になるように電流Iinを制御することを、単に電流制御と称す。
交流電源１の電圧位相をθとし、まず、電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図２に示すように、交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００内のダイオード３０１ｂを通り平滑コンデンサ３を充電しダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡期間Ｔと称す）では、図３に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａ、３０４ａをオフさせる。交流電源１からの電流はリアクトル２にて限流され、インバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電し、コンバータ回路３００内の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流コンデンサ１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を充電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を放電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５をスルーして電流が流れる。このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御してインバータ回路１００をＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。
図４に示すように、交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００内のダイオード３０３ｂを通り、平滑コンデンサ３を充電しダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００の出力はリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。
短絡期間Ｔでは、図５に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０２ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され、直流コンデンサ１０５を充電してリアクトル２を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流コンデンサ１０５を充電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充電させ、電流制御を行う。
このように、コンバータ回路３００の動作では、コンバータ回路３００の交流端子間を継続的に短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスさせる短絡期間Ｔと、コンバータ回路３００の直流出力を継続して平滑コンデンサ３に出力する期間（以下、開放期間Ｋと称す）とがあり、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋのいずれにおいても、インバータ回路１００のＰＷＭ動作により電流が制御される。なお、図６、図７では、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧が比較的高く、インバータ回路１００のＰＷＭ動作による電流制御が交流電源電圧の全位相で可能な場合を示しており、短絡期間Ｔ以外の全期間が開放期間Ｋとなる。なお、直流コンデンサ１０５の電圧条件については後述する。
また、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとして動作させるときのみオンさせる場合を示したが、各ダイオード３０１ｂ〜３０４ｂに電流を流す場合は、該ダイオードが逆並列接続されている半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオンさせて半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａ側に電流を流しても良い。即ち、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
このような動作により電力変換装置の昇圧時には、図６に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流コンデンサ１０５を充電し、その後、θ１≦θ＜π−θ１の開放期間Ｋにて直流コンデンサ１０５を放電する際、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧である（Vdc＊−Vin）を加算することで、交流電源１のピーク電圧より高い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。
また、電力変換装置の降圧時には、図７に示すように、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにおいて電圧（−Vin）を出力して交流電源１により直流コンデンサ１０５を充電し、その後の開放期間Ｋにて、交流電源１の電圧Vinにインバータ回路１００の出力電圧を加算することで、交流電源１のピーク電圧より低い目標電圧Vdc＊に平滑コンデンサ３の電圧Vdcを制御する。交流電源１の電圧Vinが平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２（０＜θ２＜π/2）とすると、θ１≦θ＜θ２、π−θ２≦θ＜π−θ１である時、インバータ回路１００は電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を放電し、θ２≦θ＜π−θ２である時、インバータ回路１００は負極性の電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を充電する。
以上のように力行動作では、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔで、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力し、直流コンデンサ１０５は充電される。そして、コンバータ回路３００の直流出力を継続して平滑コンデンサ３に出力する開放期間Ｋでは、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流コンデンサ１０５は放電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流コンデンサ１０５は充電される。
なお、短絡期間Ｔは、ゼロクロス位相（θ＝０、π）が短絡期間Ｔの中央としたが、ゼロクロス位相を含む位相範囲で、いずれかに偏るものであっても良い。
また、短絡期間Ｔの位相範囲は、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充電と放電のエネルギが等しくなるように決定できる。インバータ回路１００のＰＷＭ動作による電流制御が交流電源電圧の全位相で可能で、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０、即ち充電と放電のエネルギが等しいとすると、Vdc＊＜Vpの降圧時の場合、以下の数式Ａが成り立つ。但し、Vpは電圧Vinのピーク電圧、Ipは電流Iinのピーク電流である。
Figure 0005631499
ここで、Vin＝Vp・sinθ、Iin＝Ip・sinθとすると、Vdc＊とVpとの関係式は以下の数式１となる。
Vdc＊＝Vp・π／（４cosθ１） ・・・数式１
但し、Vdc＊の下限値はθ１が０となる時であり、値は（π／４）Vpとなる。また、上記数式１は、Vp≦Vdc＊の昇圧時の場合にも成立する。
このように、平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊は短絡期間Ｔの位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcは該目標電圧Vdc＊に追従するように制御される。
次に、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubについて説明する。
直流コンデンサ１０５の電圧Vsubを各位相範囲におけるインバータ回路１００の所望の発生電圧の大きさ以上に設定する。即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubは以下の数式２、数式３を満たす必要がある。
短絡期間Ｔの位相θでは、
Vsub≧｜Vp・sinθ｜ ・・・数式２
開放期間Ｋの位相θでは、
Vsub≧｜Vdc＊−｜Vp・sinθ｜｜ ・・・数式３
上記数式２、数式３から変数θを消去すると、以下の３つの数式４〜数式６が得られる。
Vsub≧Vp・sinθ１ ・・・数式４
Vsub≧（Vdc＊−Vp・sinθ１） ・・・数式５
Vsub≧（Vp−Vdc＊） ・・・数式６
即ち、電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たす時、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcが目標電圧Vdc＊に維持でき、また入力力率が概１になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。なお、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubは、交流電源１の電圧Vinのピーク電圧Vp以下に設定する。ＰＷＭ制御するインバータ回路１００では、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが大きくなると損失が増大するため、電圧Vsubは上記３条件（数式４〜数式６）を満たす条件で小さく設定するのが望ましい。
そして、ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲のみを平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔとすることで、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔでも、それ以外の開放期間Ｋでも入力力率が概１になるように電流Iinを制御し、かつ平滑コンデンサ３に所望の電圧の直流電力を出力できる。
次に、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）のいずれかを満たさない場合における電力変換装置の動作について、以下に説明する。この場合、インバータ回路１００のＰＷＭ制御による電流制御を交流電源電圧の全位相で行うことはできず、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて、入力力率が概１になるように電流Iinを制御する。
図８は、電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。この場合、数式１で求めた短絡期間Ｔを決める位相θ１において、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが数式４を満たさず、Vsub＜Vp・sinθ１となる。このため、短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定し、それに伴って開放期間Ｋを決める新たな位相θＢを決定する。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＢ≦θ≦π−θＢ、π＋θＢ≦θ≦２π−θＢ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
この場合、まず上記数式２を満たすような短絡期間Ｔを決定する位相θＡを演算し、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＢを演算して開放期間Ｋを決定する。例えば、昇圧時には、直流コンデンサ１０５は短絡期間Ｔで充電され開放期間Ｋで放電されるため、充電と放電のエネルギが等しくなるように、以下の数式Ｂから算出する。
Figure 0005631499
そして、図８に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電させて電流制御を行う。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では、図９に示すように交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。交流電源１からの電流はインバータ回路１００を経てコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
このように、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電エネルギが等しくなるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御の詳細について以下に説明する。図１０は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における制御ブロック図である。図１１は、制御回路１０によるコンバータ回路３００の出力制御における部分制御ブロック図である。また、図１２は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。
図１０に示すように、コンバータ回路３００の出力制御では、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubを指令値Vsub＊に追従させる電圧Vsub一定制御だけでなく、必要に応じて入力電流力率制御を行う。
まず、コンバータ回路３００によるインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsub一定制御を説明する。設定された指令値Vsub＊と検出された電圧Vsubとの差２１をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力２２を電圧指令として、ＰＷＭ制御２３によりコンバータ回路３００の各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａへのゲート信号２４を生成する。このＰＷＭ制御２３では、交流電源１の周波数の２倍の周期に同期した三角波（交流電源同期三角波）２５をキャリア波に用いて比較演算し、比較演算した信号を、極性判定器５２にて求めた交流電源電圧Vinの極性５３に基づいて、交流電源１の電圧Vinがゼロクロスする位相をほぼ中央に動作するゲート信号２４を生成しゲート信号選定器３８に入力する。
次にコンバータ回路３００による入力電流力率制御を説明する。この制御は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差２６をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値２７として、この振幅目標値２７に基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊２８を生成する。次に、電流指令Iin＊と検出された電流Iinとの差２９をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をコンバータ回路３００の発生電圧の目標値となる電圧指令３０とする。この電圧指令３０に基づいてＰＷＭ制御によりゲート信号３１を作成し、ゲート信号選定器３８に入力する。
また、電流制御判定器３２では、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubとから、インバータ回路１００による入力電流力率制御の条件を満たすか否かを判定する。即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たすか否かを判定し、成立しない条件を導出する。
電流制御期間（短絡期間、開放期間）算出器５０は、電流制御判定器３２の出力に基づいて、新たに短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定し位相θＡ３４、θＢ３６を出力する。
この実施の形態では、上述したように、電圧Vsubが数式４の条件を満たさない。図１１に示すように、電流制御期間算出器５０は、電流制御短絡期間算出器３３と電流制御開放期間算出器３５とを備え、電流制御短絡期間算出器３３が、まず上記数式２を満たすような短絡期間Ｔを決定する位相θＡ３４を出力し、電流制御開放期間算出器３５が、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように開放期間Ｋを決定して位相θＢ３６を出力する。このとき、決定された開放期間Ｋにおいて電圧Vsubは上記数式３を満たしている。
そして指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差２１をＰＩ制御した出力２２を、電流制御短絡期間算出器３３からの出力３４に加算して位相θＡを微調整し、調整された位相θＡ３７と電流制御開放期間算出器３５からの位相θＢ３６とをゲート信号選定器３８に入力する。
ゲート信号選定器３８では、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とを入力として、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号２４を用い、その他の期間ではゲート信号３１を用いてコンバータ回路３００へのゲート信号１２として出力する。
次に、図１２に示すように、インバータ回路１００の出力制御では、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。
まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差４０をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値４１として、この振幅目標値４１に基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊４２を生成する。次に、電流指令Iin＊４２と検出された電流Iinとの差４３をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令４４とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御と短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令４４を補正する。そして、補正後の電圧指令４５を用いて、ＰＷＭ制御４６によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号４７を生成し、ゲート信号作成器４８に入力する。
そしてゲート信号作成器４８では、入力電流力率制御によるゲート信号４７と、コンバータ回路３００の制御で演算された、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とを入力し、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号４７を用い、その他の期間では電圧０を出力させるゲート信号をインバータ回路１００へのゲート信号１１として出力する。
なお、電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たす場合については、コンバータ回路３００の制御では、電流制御期間算出器５０は、位相θＡ、θＢを出力せず、ゲート信号選定器３８は電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４を出力し続ける。またインバータ回路１００の出力制御では、ゲート信号作成器４８が入力電流力率制御によるゲート信号４７を出力し続ける。
この実施の形態では、インバータ回路１００の主たる制御に電流指令Iin＊を用い、平滑コンデンサ３の電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に追従させ、交流電源１の力率を改善するように制御する。コンバータ回路３００の主たる制御は高周波スイッチングが不要であるためスイッチング損失が低い。また、力率を制御し平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを制御するインバータ回路１００は、スイッチングで扱う電圧Vsubを交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。また平滑コンデンサ３をバイパスする短絡期間Ｔを有してコンバータ回路３００を制御し、インバータ回路１００は、短絡期間Ｔにて直流コンデンサ１０５を充電する。このため、インバータ回路１００が高い電圧を発生させることなく電流０となるのが回避できると共に、直流コンデンサ１０５に充電されたエネルギを平滑コンデンサ３への放電に使える。このため、インバータ回路１００では、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。
さらに、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、インバータ回路１００による電流制御を交流電源の全位相において成立させる条件を満たさない場合でも、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が１になるように制御するため、電流制御を信頼性良く継続できる。このため、インバータ回路１００の直流電圧Vsubは電流制御可能な電圧レベルに維持する必要がなく、さらに電圧低減できる。
またコンバータ回路３００に電流制御を切り替える場合でのコンバータ回路３００の電流制御期間は、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように設定しているため、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubは一定に制御される。
このため、電力変換装置の耐圧を上げることなく、交流電源電圧Vinおよび直流電圧Vdcの範囲を拡大でき、広い動作範囲で電流制御を実現でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。また電流制御を継続できることで装置の信頼性も向上する。
実施の形態２．
上記実施の形態1では、インバータ回路１００が、交流電源１の全位相において電流制御を可能にする３条件（数式４〜数式６）の内、数式４を満たさない場合を説明したが、この実施の形態では、数式６を満たさない場合について説明する。即ち、電力変換装置は降圧動作をしており、Vsub＜（Vp−Vdc＊）となる。なお、主回路構成および制御回路１０の構成は上記実施の形態１と同様で、図２〜図７を用いて示した基本の力行動作も上記実施の形態１と同様である。
図１３は、この実施の形態２による電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。この場合、交流電源１のピーク電圧時を含む期間で、インバータ回路１００が電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流コンデンサ１０５を充電する動作ができなくなる期間が存在する。このため、開放期間Ｋの一端を決める新たな位相θＢを決定し、それに伴って短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定する。この場合、位相θＡは開放期間Ｋの他端でもある。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＡ≦θ≦θＢ、π−θＢ≦θ≦π−θＡ、π＋θＡ≦θ≦π＋θＢ、２π−θＢ≦θ≦２π−θＡ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
この場合、まず上記数式３を満たすような開放期間Ｋの一端を決める位相θＢを演算し、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＡを演算して短絡期間Ｔの両端と開放期間Ｋの他端を決定する。この場合、充電と放電のエネルギが等しくなるように、以下の数式Ｃから算出する。
Figure 0005631499
そして、図１３に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＡ≦θ≦θＢ、π−θＢ≦θ≦π−θＡの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以下の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行い、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以上の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電して電流制御を行う。
そして、θＢ≦θ≦π−θＢの期間において、インバータ回路１００では交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。交流電源１からの電流はインバータ回路１００を経てコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
このように、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御について以下に説明する。制御回路１０によるコンバータ回路３００の制御構成は、上記実施の形態１で示した図１０と同様であり、インバータ回路１００の制御構成は図１２と同様である。この場合、電流制御期間（短絡期間、開放期間）算出器５０の動作が異なり、その部分の制御ブロック図を図１４に示す。
コンバータ回路３００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とが生成されてゲート信号選定器３８に入力される。
電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１とは、上記実施の形態１と同様に生成される。
電流制御判定器３２では、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubとから、インバータ回路１００による入力電流力率制御の条件を満たすか否かを判定する。即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たすか否かを判定し、成立しない条件を導出する。この実施の形態では、電圧Vsubが数式６の条件を満たさない。
電流制御期間算出器５０は、電流制御判定器３２の出力に基づいて、新たに短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定し位相θＡ３４、θＢ３６を出力する。
図１４に示すように、電流制御期間算出器５０は、電流制御短絡期間算出器３３と電流制御開放期間算出器３５とを備え、電流制御開放期間算出器３５が、まず上記数式３を満たすような開放期間Ｋの一端を決定する位相θＢ３６を出力し、電流制御開放期間算出器３５が、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように短絡期間Ｔの両端と開放期間Ｋの他端とを決定して位相θＡ３４を出力する。このとき、決定された短絡期間Ｔにおいて電圧Vsubは上記数式２を満たし、開放期間Ｋにおいて電圧Vsubは上記数式３を満たしている。
そして、上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差２１をＰＩ制御した出力２２を、電流制御短絡期間算出器３３からの出力３４に加算して位相θＡを微調整し、調整された位相θＡ３７と電流制御開放期間算出器３５からの位相θＢ３６とをゲート信号選定器３８に入力する。
ゲート信号選定器３８では、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とを入力として、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号２４を用い、その他の期間ではゲート信号３１を用いてコンバータ回路３００へのゲート信号１２として出力する。
インバータ回路１００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、入力電流力率制御によるゲート信号４７と、コンバータ回路３００の制御で演算された、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とがゲート信号作成器４８に入力される。そして、ゲート信号作成器４８では、さらに交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとが入力され、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号４７を用い、その他の期間では電圧０を出力させるゲート信号をインバータ回路１００へのゲート信号１１として出力する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、インバータ回路１００による電流制御を交流電源の全位相において成立させる条件を満たさない場合でも、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が１になるように制御するため、電流制御を信頼性良く継続でき、インバータ回路１００の直流電圧Vsubを低減できる。このため、電力変換装置の耐圧を上げることなく、交流電源電圧Vinおよび直流電圧Vdcの範囲を拡大でき、広い動作範囲で電流制御を実現でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。また電流制御を継続できることで装置の信頼性も向上する。
実施の形態３．
上記実施の形態1、２では、インバータ回路１００が、交流電源１の全位相において電流制御を可能にする３条件（数式４〜数式６）の内、数式４、数式６を満たさない場合を説明したが、この実施の形態では、数式５を満たさない場合について説明する。この場合、上記数式１で求めた位相θ１において、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが数式５を満たさず、Vsub＜（Vdc＊−Vp・sinθ１）となる。なお、主回路構成および制御回路１０の構成は上記実施の形態１と同様で、図２〜図７を用いて示した基本の力行動作も上記実施の形態１と同様である。
図１５は、この実施の形態３による電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。この場合、交流電源１の位相θ１を含む領域で、インバータ回路１００が電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を放電する動作ができなくなる期間が存在する。このため、開放期間Ｋを決める新たな位相θＢを決定し、それに伴って短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定する。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＢ≦θ≦π−θＢ、π＋θＢ≦θ≦２π−θＢ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
この場合、まず上記数式３を満たすような開放期間Ｋを決める位相θＢを演算し、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＡを演算して短絡期間Ｔを決定する。図１５に示す昇圧動作の場合、充電と放電のエネルギが等しくなるように、上記数式Ｂから算出する。
そして、図１５に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００ではＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行う。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。交流電源１からの電流はインバータ回路１００を経てコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
このように、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御について以下に説明する。制御回路１０によるコンバータ回路３００の制御構成は、上記実施の形態１で示した図１０と同様であり、インバータ回路１００の制御構成は図１２と同様である。この場合、電流制御期間（短絡期間、開放期間）算出器５０の動作が異なり、その部分の制御ブロック図は上記実施の形態２で示した図１４と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とが生成されてゲート信号選定器３８に入力される。
電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１とは、上記実施の形態１と同様に生成される。
電流制御判定器３２では、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubとから、インバータ回路１００による入力電流力率制御の条件を満たすか否かを判定する。即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たすか否かを判定し、成立しない条件を導出する。この実施の形態では、電圧Vsubが数式５の条件を満たさない。
電流制御期間算出器５０は、電流制御判定器３２の出力に基づいて、新たに短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定し位相θＡ３４、θＢ３６を出力する。
電流制御期間算出器５０では、電流制御開放期間算出器３５が、まず上記数式３を満たすような開放期間Ｋを決定する位相θＢ３６を出力し、電流制御開放期間算出器３５が、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように短絡期間Ｔを決定して位相θＡ３４を出力する。このとき、決定された短絡期間Ｔにおいて電圧Vsubは上記数式２を満たしている。
そして、上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差２１をＰＩ制御した出力２２を、電流制御短絡期間算出器３３からの出力３４に加算して位相θＡを微調整し、調整された位相θＡ３７と電流制御開放期間算出器３５からの位相θＢ３６とをゲート信号選定器３８に入力する。
ゲート信号選定器３８では、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とを入力として、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号２４を用い、その他の期間ではゲート信号３１を用いてコンバータ回路３００へのゲート信号１２として出力する。
インバータ回路１００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、入力電流力率制御によるゲート信号４７と、コンバータ回路３００の制御で演算された、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とがゲート信号作成器４８に入力される。そして、ゲート信号作成器４８では、さらに交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとが入力され、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号４７を用い、その他の期間では電圧０を出力させるゲート信号をインバータ回路１００へのゲート信号１１として出力する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、インバータ回路１００による電流制御を交流電源の全位相において成立させる条件を満たさない場合でも、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が１になるように制御するため、電流制御を信頼性良く継続でき、インバータ回路１００の直流電圧Vsubを低減できる。このため、電力変換装置の耐圧を上げることなく、交流電源電圧Vinおよび直流電圧Vdcの範囲を拡大でき、広い動作範囲で電流制御を実現でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。また電流制御を継続できることで装置の信頼性も向上する。
実施の形態４．
上記実施の形態1〜３では、インバータ回路１００が交流電源１の全位相において電流制御を可能にする３条件（数式４〜数式６）の内のいずれか１つを満たさない場合を説明したが、この実施の形態では、数式４と数式５の２つの条件を満たさない場合について説明する。なお、主回路構成および制御回路１０の構成は上記実施の形態１と同様で、図２〜図７を用いて示した基本の力行動作も上記実施の形態１と同様である。
図１６は、この実施の形態４による電流制御切り替え動作を各部の波形図と共に説明する図である。この場合、交流電源１の位相θ１を含む領域で、インバータ回路１００が電圧（−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を充電する動作も、また電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を放電する動作もできなくなる期間が存在する。このため、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを決める新たな位相θＡと位相θＢを決定する。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＢ≦θ≦π−θＢ、π＋θＢ≦θ≦２π−θＢ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
この場合、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、かつ開放期間Ｋで上記数式３を満たし、しかも、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように上記数式Ｂを満たすように位相θＡと位相θＢを決定する。
そして、図１６に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００ではＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行う。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。交流電源１からの電流はインバータ回路１００を経てコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
このように、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。
次に、インバータ回路１００およびコンバータ回路３００の制御について以下に説明する。制御回路１０によるコンバータ回路３００の制御構成は、上記実施の形態１で示した図１０と同様であり、インバータ回路１００の制御構成は図１２と同様である。
コンバータ回路３００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とが生成されてゲート信号選定器３８に入力される。
電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１とは、上記実施の形態１と同様に生成される。
電流制御判定器３２では、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の電圧Vsubとから、インバータ回路１００による入力電流力率制御の条件を満たすか否かを判定する。即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たすか否かを判定し、成立しない条件を導出する。この実施の形態では、電圧Vsubが数式４と数式５の２つの条件を満たさない。
電流制御期間算出器５０は、電流制御判定器３２の出力に基づいて、新たに短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定し位相θＡ３４、θＢ３６を出力する。
この場合、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、かつ開放期間Ｋで上記数式３を満たし、しかも、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとで直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＡと位相θＢを決定する。この場合、上記数式Ｂから算出する。
そして、上記実施の形態１と同様に、指令値Vsub＊と電圧Vsubとの差２１をＰＩ制御した出力２２を、電流制御短絡期間算出器３３からの出力３４に加算して位相θＡを微調整し、調整された位相θＡ３７と電流制御開放期間算出器３５からの位相θＢ３６とをゲート信号選定器３８に入力する。
ゲート信号選定器３８では、電圧Vsub一定制御によるゲート信号２４と、入力電流力率制御によるゲート信号３１と、新たに設定された短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とを入力として、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号２４を用い、その他の期間ではゲート信号３１を用いてコンバータ回路３００へのゲート信号１２として出力する。
インバータ回路１００の出力制御では、上記実施の形態１と同様に、入力電流力率制御によるゲート信号４７と、コンバータ回路３００の制御で演算された、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６とがゲート信号作成器４８に入力される。そして、ゲート信号作成器４８では、さらに交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとが入力され、短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号４７を用い、その他の期間では電圧０を出力させるゲート信号をインバータ回路１００へのゲート信号１１として出力する。
この実施の形態においても、上記実施の形態１と同様に、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、インバータ回路１００による電流制御を交流電源の全位相において成立させる条件を満たさない場合でも、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が１になるように制御するため、電流制御を信頼性良く継続でき、インバータ回路１００の直流電圧Vsubを低減できる。このため、電力変換装置の耐圧を上げることなく、交流電源電圧Vinおよび直流電圧Vdcの範囲を拡大でき、広い動作範囲で電流制御を実現でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。また電流制御を継続できることで装置の信頼性も向上する。
実施の形態５．
上記実施の形態１〜４では、電力変換装置の力行動作のみ示したが、この実施の形態５では、電力変換装置は回生機能を備え、回生動作により交流電源１に電力を回生する。
なお、回路構成は図１と同様であり、また力行動作については上記実施の形態１と同様である。
図１７〜図２０は、回生動作における電流経路図を示す。
まず交流電源１の電圧Vinが正極性である０≦θ＜πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流コンデンサ１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。なお、各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａに流れる電流が、エミッタからコレクタへ流れる時は、その半導体スイッチ素子をオフして逆並列接続されたダイオード１０１ｂ〜１０４ｂに電流を流しても良い。
図１７に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０１ａを通りインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。直流コンデンサ１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流コンデンサ１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図１８に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０４ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の直流コンデンサ１０５の正極からの電流はリアクトル２を経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０４ａ、ダイオード３０２ｂを経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流コンデンサ１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を放電させ、電流制御を行う。
次に、電圧Vinが負極性であるπ≦θ＜２πの場合について示す。
インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を放電するように流れ、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５を充電するように流れる。また、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオン、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオフの時、および半導体スイッチ素子１０２ａ、１０４ａがオン、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０３ａがオフの時には、直流コンデンサ１０５をスルーして電流が流れる。インバータ回路１００は、このような４種の制御の組み合わせにて半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａを制御して交流電源１の力率が概（−１）になるようにＰＷＭ制御により電流Iinを制御して出力することで直流コンデンサ１０５を充放電させ、交流側の発生電圧を交流電源１の出力である電圧Vinに重畳する。
図１９に示すように、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とする。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０３ａを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａを経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、上記の４種の制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を充放電させ、電流制御を行う。直流コンデンサ１０５は平滑コンデンサ３からのエネルギで充電され、放電される場合（昇圧時）には、直流コンデンサ１０５からのエネルギは平滑コンデンサ３からのエネルギと共に交流電源１へ回生される。
交流電源１の電圧Vinのゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲である短絡期間Ｔでは、図２０に示すように、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａをオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。インバータ回路１００内の正極からの電流はコンバータ回路３００の半導体スイッチ素子３０２ａ、ダイオード３０４ｂを経て交流電源１に回生され、さらに交流電源１の他方の端子からリアクトル２を経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、直流コンデンサ１０５を放電する制御とスルーさせる制御の組み合わせによりＰＷＭ動作させることで直流コンデンサ１０５を放電させ、電流制御を行う。
なお、コンバータ回路３００では、電圧Vinが正負、いずれの極性においても、短絡期間Ｔにおいて２つの半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを短絡スイッチとしてオンさせても良く、また、他の２つの半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａを短絡スイッチとしてオンさせても良い。
以上のように回生動作においても、力行動作時と同様に、コンバータ回路３００の動作では、コンバータ回路３００の交流端子間を継続的に短絡させて平滑コンデンサ３をバイパスさせる短絡期間Ｔと、平滑コンデンサ３からの直流電力をコンバータ回路３００に継続して入力する期間（以下、開放期間Ｋと称す）とがあり、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋのいずれにおいても、インバータ回路１００のＰＷＭ動作により電流が制御される。
即ち、交流電源１の電圧位相θのゼロクロス位相（θ＝０、π）±θ１にて、コンバータ回路３００の制御を切り替えて、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡期間Ｔでのみ平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１００は、電圧Vinの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力し、直流コンデンサ１０５は放電される。そして、短絡期間以外の開放期間Ｋでは、インバータ回路１００は、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して出力する。このとき、電圧Vinの絶対値が平滑コンデンサ３の目標電圧Vdc＊以下の時、直流コンデンサ１０５は充電され、電圧Vinの絶対値が目標電圧Vdc＊以上の時は、直流コンデンサ１０５は放電される。
このような回生動作時においても、力行動作時と同様に、
短絡期間Ｔの位相θでは、
Vsub≧｜Vp・sinθ｜ ・・・数式２
開放期間Ｋの位相θでは、
Vsub≧｜Vdc＊−｜Vp・sinθ｜｜ ・・・数式３
が成り立つように直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが設定されており、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御するインバータ回路１００の制御を交流電源１の全位相において行うためには、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubは、力行動作時と同様に以下の３条件を満たす必要がある。
Vsub≧Vp・sinθ１ ・・・数式４
Vsub≧（Vdc＊−Vp・sinθ１） ・・・数式５
Vsub≧（Vp−Vdc＊） ・・・数式６
直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）のいずれかを満たさない場合における電力変換装置の動作について、以下に説明する。この場合、インバータ回路１００のＰＷＭ制御による電流制御を交流電源電圧の全位相で行うことはできず、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて、入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御する。
図２１は、電流制御切り替え動作の第１例を各部の波形図と共に説明する図である。この場合、上記数式１で求めた短絡期間Ｔを決める位相θ１において、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが数式４を満たさず、Vsub＜Vp・sinθ１となる。そして、上記実施の形態１と同様に、短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定し、それに伴って開放期間Ｋを決める新たな位相θＢを決定する。
即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、短絡期間Ｔでは上記数式２を満たして交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、また、開放期間Ｋでは上記数式３を満たし、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となり、しかも、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。
そして、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。
図２１に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。インバータ回路１００内の直流コンデンサ１０５の正極からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオフ状態にして平滑コンデンサ３からの直流電力をコンバータ回路３００に継続して入力する。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオフ状態にする。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では、図９に示すように交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。そして、コンバータ回路３００では、ＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをスイッチングする。
このように、インバータ回路１００による電流力率制御が成立しない期間がある場合には、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、開放期間Ｋで上記数式３を満たし、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は（−１）に制御される。
次に、電流制御切り替え動作の第２例を、図２２に基づいて以下に説明する。この場合、電力変換装置は降圧動作をしており、数式６を満たさず、Vsub＜（Vp−Vdc＊）となる。そして、上記実施の形態２と同様に、開放期間Ｋの一端を決める新たな位相θＢを決定し、それに伴って短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定する。この場合、位相θＡは開放期間Ｋの他端でもある。
即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、短絡期間Ｔでは上記数式２を満たして交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、また、開放期間Ｋでは上記数式３を満たし、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となり、しかも、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。
そして、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。
そして、図２２に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。インバータ回路１００内の直流コンデンサ１０５の正極からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電させて電流制御を行う。
またθＡ≦θ≦θＢ、π−θＢ≦θ≦π−θＡの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオフ状態にして平滑コンデンサ３からの直流電力をコンバータ回路３００に継続して入力する。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以下の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電して電流制御を行い、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以上の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行う。
なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオフ状態にする。
そして、θＢ≦θ≦π−θＢの期間において、インバータ回路１００では交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。交流電源１からの電流はインバータ回路１００を経てコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、ＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをスイッチングする。
次に、電流制御切り替え動作の第３例を、図２３に基づいて以下に説明する。この場合、上記数式１で求めた短絡期間Ｔを決める位相θ１において、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが数式５を満たさず、Vsub＜（Vdc＊−Vp・sinθ１）となる。そして、上記実施の形態３と同様に、開放期間Ｋを決める新たな位相θＢを決定し、それに伴って短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定する。
即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、短絡期間Ｔでは上記数式２を満たして交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、また、開放期間Ｋでは上記数式３を満たし、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となり、しかも、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。
そして、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。
そして、図２３に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。インバータ回路１００内の直流コンデンサ１０５の正極からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオフ状態にして平滑コンデンサ３からの直流電力をコンバータ回路３００に継続して入力する。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオフ状態にする。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では、交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。そして、コンバータ回路３００では、ＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをスイッチングする。
次に、電流制御切り替え動作の第４例を、図２４に基づいて以下に説明する。この場合、上記数式１で求めた短絡期間Ｔを決める位相θ１において、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが数式４と数式５の２つの条件を満たさない。即ち、Vsub＜Vp・sinθ１であって、Vsub＜（Vdc＊−Vp・sinθ１）となる。そして、上記実施の形態４と同様に、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを決める新たな位相θＡと位相θＢを決定する。
即ち、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、短絡期間Ｔでは上記数式２を満たして交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、また、開放期間Ｋでは上記数式３を満たし、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となり、しかも、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。
そして、短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。
そして、図２４に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。インバータ回路１００内の直流コンデンサ１０５の正極からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され直流コンデンサ１０５の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオフ状態にして平滑コンデンサ３からの直流電力をコンバータ回路３００に継続して入力する。平滑コンデンサ３の正極からの電流は、コンバータ回路３００を経てインバータ回路１００に入力され、インバータ回路１００からの電流は交流電源１に回生され、さらにコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３の負極に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
なお、電圧Vinが負極性の時は、半導体スイッチ素子３０２ａ、３０３ａをオン状態とし、他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０４ａをオフ状態にする。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では、交流側出力電圧を０に制御して直流コンデンサ１０５をスルーさせ、この間、直流コンデンサ１０５では充放電を行わない。そして、コンバータ回路３００では、ＰＷＭ制御により、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また入力力率が概（−１）になるように電流Iinを制御して各半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをスイッチングする。
以上のように、電力変換装置の回生動作において、電流制御切り替え動作の第１例〜第４例のいずれの場合も、インバータ回路１００による電流力率制御が成立しない期間がある場合には、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、開放期間Ｋで上記数式３を満たし、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行う。これによって、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は（−１）に制御される。
また、制御回路１０によるコンバータ回路３００の制御構成は、上記実施の形態１で示した図１０と同様であり、特に、上記第１例の場合は図１１、上記第２例、第３例の場合は図１４と同様である。インバータ回路１００の制御構成は図１２と同様である。但し、交流電源１の力率が、力行動作時には概１に、回生動作時には概（−１）になるように電流Iinを制御する。そして、コンバータ回路３００へのゲート信号１２およびインバータ回路１００へのゲート信号１１は、図２１〜図２４に対応したものとなる。
この実施の形態では、制御回路１０が、平滑コンデンサ３の電力を交流電源１に回生する回生機能を備える。そして、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、インバータ回路１００による電流制御を交流電源の全位相において成立させる条件を満たさない場合でも、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する期間を設け、インバータ回路１００のＰＷＭ制御とコンバータ回路３００のＰＷＭ制御とを切り替えて入力電流の力率が（−１）になるように制御する。
このため、力行時だけでなく回生時にも、交流電源１の１周期を通して電流制御を信頼性良く継続でき、インバータ回路１００の直流電圧Vsubを低減できる。これにより、電力変換装置の耐圧を上げることなく、交流電源電圧Vinおよび直流電圧Vdcの範囲を拡大でき、広い動作範囲で電流制御を実現でき、電力変換装置の小型化および電力損失低減が図れる。また電流制御を継続できることで装置の信頼性も向上する。
実施の形態６．
上記実施の形態1〜５では、コンバータ回路３００がＰＷＭ制御により電流制御を行う場合に、インバータ回路１００は０を出力していたが、この実施の形態６では、コンバータ回路３００がＰＷＭ制御により電流制御を行う場合に、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力する。なお、主回路構成は上記実施の形態１と同様で、図２〜図７を用いて示した基本の力行動作も上記実施の形態１と同様である。
直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）の数式４、数式５のいずれか一方または双方を満たさない場合を、図２５に基づいて以下に説明する。なお、ここでは力行動作について説明する。
この場合、交流電源１の位相θ１を含む領域で、インバータ回路１００が電圧（−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を充電する動作、および電圧（Vdc＊−Vin）を出力して直流コンデンサ１０５を放電する動作の一方あるいは双方ができなくなる期間が存在する。このため、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを決める新たな位相θＡと位相θＢを決定する。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＢ≦θ≦π−θＢ、π＋θＢ≦θ≦２π−θＢ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
そして、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋ以外の期間で、コンバータ回路３００がＰＷＭ制御により電流制御を行い、その期間では、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力する。
このため、制御回路１０では、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、かつ開放期間Ｋで上記数式３を満たし、しかも、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとコンバータ回路３００がＰＷＭ制御する期間とを合わせた１周期（あるいは半周期、１／４周期）で、直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＡと位相θＢを決定する。この場合、以下の数式Ｄを満たすように位相θＡと位相θＢを決定する。
Figure 0005631499
そして、図２５に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＢ≦θ≦π−θＢの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００ではＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行う。
そして、θＡ≦θ≦θＢおよびπ−θＢ≦θ≦π−θＡの期間において、インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオン状態にして半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオフ状態にする。交流電源１からの電流はインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５を充電してコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
なお、電圧Vinが負極性の時は、インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオン状態にして半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオフ状態にして直流コンデンサ１０５を充電する。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
このように、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うと共に、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力する。
次に、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）の数式６を満たさない場合を、図２６に基づいて以下に説明する。即ち、電力変換装置は降圧動作をしており、Vsub＜（Vp−Vdc＊）となる。
この場合、交流電源１のピーク電圧時を含む期間で、インバータ回路１００が電圧（Vin−Vdc＊）を出力して直流コンデンサ１０５を充電する動作ができなくなる期間が存在する。このため、開放期間Ｋの一端を決める新たな位相θＢを決定し、それに伴って短絡期間Ｔを決める新たな位相θＡを決定する。この場合、位相θＡは開放期間Ｋの他端でもある。
短絡期間Ｔおよび開放期間Ｋでは、インバータ回路１００のＰＷＭ制御により電流制御を行い、それ以外の期間ではコンバータ回路３００をＰＷＭ制御する。また直流コンデンサ１０５の電圧Vsubが、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦π＋θＡ、２π−θＡ≦θ≦２π、の短絡期間Ｔでは上記数式２を満たし、また、θＡ≦θ≦θＢ、π−θＢ≦θ≦π−θＡ、π＋θＡ≦θ≦π＋θＢ、２π−θＢ≦θ≦２π−θＡ、の開放期間Ｋでは上記数式３を満たす。
即ち、電圧Vsubは、短絡期間Ｔでは交流電源１の電圧Vinの大きさ以上であり、開放期間Ｋでは、平滑コンデンサ３の電圧Vdc（目標電圧Vdc＊）と電圧Vinの大きさとの差分以上となる。
そして、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋ以外の期間で、コンバータ回路３００がＰＷＭ制御により電流制御を行い、その期間では、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力する。
このため、制御回路１０では、短絡期間Ｔで上記数式２を満たし、かつ開放期間Ｋで上記数式３を満たし、しかも、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとコンバータ回路３００がＰＷＭ制御する期間とを合わせた１周期（あるいは半周期、１／４周期）で、直流コンデンサ１０５の充放電量が０となるように位相θＡと位相θＢを決定する。この場合、以下の数式Ｅを満たすように位相θＡと位相θＢを決定する。
Figure 0005631499
そして、図２６に示すように、０≦θ≦θＡ、π−θＡ≦θ≦πの短絡期間Ｔにおいて、コンバータ回路３００では、短絡スイッチとなる半導体スイッチ素子３０２ａ、３０４ａを継続してオン状態として平滑コンデンサ３をバイパスさせる。このとき、コンバータ回路３００内の他の半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせる。交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力されて直流コンデンサ１０５を充電しコンバータ回路３００を経て交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、ＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電させて電流制御を行う。
またθＡ≦θ≦θＢ、π−θＢ≦θ≦π−θＡの開放期間Ｋにおいて、コンバータ回路３００では全ての半導体スイッチ素子３０１ａ〜３０４ａをオフして、交流電源１からの電流はインバータ回路１００に入力され、その出力はコンバータ回路３００を経て平滑コンデンサ３を充電し交流電源１に戻る。このとき、インバータ回路１００では、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以下の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を放電して電流制御を行い、電圧Vinが平滑コンデンサ３の電圧Vdc＊以上の時はＰＷＭ制御により直流コンデンサ１０５を充電して電流制御を行う。
そして、θＢ≦θ≦π−θＢの期間において、インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオン状態にして半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオフ状態にする。交流電源１からの電流はインバータ回路１００の直流コンデンサ１０５を充電してコンバータ回路３００に入力される。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０１ａ、３０３ａをオフさせ、半導体スイッチ素子３０２ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０４ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
なお、電圧Vinが負極性の時は、インバータ回路１００では、半導体スイッチ素子１０２ａ、１０３ａをオン状態にして半導体スイッチ素子１０１ａ、１０４ａをオフ状態にして直流コンデンサ１０５を充電する。そして、コンバータ回路３００では、半導体スイッチ素子３０４ａをオンさせ、半導体スイッチ素子３０２ａを用いてＰＷＭ制御により電流を制御して平滑コンデンサ３を充電する。
この場合も、図２５で示した場合と同様に、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合に、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路１００による電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００により電流制御を行うと共に、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力する。
制御回路１０によるコンバータ回路３００の制御構成は、上記実施の形態１で示した図１０、図１４と同様である。コンバータ回路３００へのゲート信号１２は、図２５、図２６に対応したものとなる。
インバータ回路１００の出力制御について以下に示す。図２７は、制御回路１０によるインバータ回路１００の出力制御における制御ブロック図である。図２７に示すように、インバータ回路１００の基本の出力制御では、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcを目標電圧Vdc＊に維持し、また交流電源１の力率が概１になるように電流Iinを制御する。
まず、平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcと目標電圧Vdc＊との差４０をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力を振幅目標値４１として、この振幅目標値４１に基づいて、交流電源同期周波数から、電圧Vinに同期した正弦波の電流指令Iin＊４２を生成する。次に、電流指令値Iin＊４２と検出された電流Iinとの差４３をフィードバック量として、ＰＩ制御した出力をインバータ回路１００の発生電圧の目標値となる電圧指令４４とする。この時、コンバータ回路３００の交流端子間を短絡させる短絡期間Ｔの制御と短絡期間外の制御との切り替え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔVを加算して電圧指令４４を補正する。そして、補正後の電圧指令４５を用いて、ＰＷＭ制御４６によりインバータ回路１００の各半導体スイッチ素子１０１ａ〜１０４ａへのゲート信号４７を生成し、ゲート信号作成器５１に入力する。
そしてゲート信号作成器５１では、入力電流力率制御によるゲート信号４７と、コンバータ回路３００の制御で演算された、短絡期間Ｔ、開放期間Ｋを決定する位相θＡ３７、θＢ３６と、直流コンデンサ１０５の電圧Vsubと、電圧電源電圧Vinの極性５３とを入力し、さらに、交流電源１の電圧Vinと平滑コンデンサ３の直流電圧Vdcとに基づいて、インバータ回路１００へのゲート信号１１を出力する。短絡期間Ｔと開放期間Ｋではゲート信号４７を用い、その他の期間では電圧Vsubを出力させるゲート信号を用いて、インバータ回路１００へのゲート信号１１として出力する。
この実施の形態では、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。さらに、コンバータ回路３００により電流制御を行う期間では、インバータ回路１００が電源電圧Vinと逆極性の電圧を出力するため、コンバータ回路３００でのスイッチング電圧は電源電圧Vinとインバータ回路１００の出力電圧Vsubとの差電圧となる。従って、上記実施の形態１〜４と比べてそのスイッチング電圧は減少し、コンバータ回路３００でのスイッチング損失が低減される。またリアクトル２での印加電圧も、電源電圧Vinとインバータ回路１００の出力電圧Vsubとの差電圧となるので低減する。この場合リアクトル２の鉄損を低減できるほか、印加電圧の低減分だけリアクトル容量を低減することができる。
なお、この実施の形態においても力行／回生の双方向制御を行う電力変換装置に適用でき、同様の効果が得られる。
実施の形態７．
上記各実施の形態では、インバータ回路１００は１つの単相インバータで構成されたものを示したが、複数個の単相インバータの交流側を直列接続してインバータ回路を構成しても良い。この場合、直列接続した複数の単相インバータの各直流コンデンサの電圧の総和を電圧Vsubと考え、電圧Vsubが上記３条件（数式４〜数式６）を満たすか否かで、インバータ回路による電流制御の交流電源全位相における成立可否を判定する。
そして、インバータ回路１００による入力電流力率制御が成立しない期間がある場合には、インバータ回路の各直流コンデンサの充放電量が０になるように、短絡期間Ｔと開放期間Ｋを再設定する。そして、短絡期間Ｔと開放期間Ｋとではインバータ回路をＰＷＭ制御して電流制御を行い、それ以外の期間では、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御して電流制御を行うことで、インバータ回路１００の直流コンデンサ１０５の直流電圧は一定に保たれ、また１周期を通して入力電流Iinの力率制御が継続され、入力電流Iinの力率は１に制御される。この場合、コンバータ回路３００をＰＷＭ制御する間は、インバータ回路の各単相インバータの出力電圧は全て０とする。あるいは、上記実施の形態６を適用して、１以上の単相インバータの出力電圧を電源電圧Vinと逆極性にして動作させても良い。
この場合も、上記実施の形態１〜４および上記実施の形態６と同様の効果が得られる。さらに、力行／回生の双方向制御を行う電力変換装置にも適用でき、上記実施の形態５と同様の効果が得られる。
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
この発明は、単相インバータの交流側の出力を電源出力に重畳し、所望の直流電圧を得る装置に関するものであり、電力変換分野に広く適用できる。

Claims (10)

  1. 複数の半導体スイッチ素子および直流コンデンサを有し、交流電源の第１の端子に直列接続されるインバータ回路と、
    直流母線間に複数の半導体スイッチ素子を有し、一方の交流端子が上記インバータ回路に直列接続され、他方の交流端子が上記交流電源の第２の端子に接続され、上記直流母線間に直流電力を出力するコンバータ回路と、
    上記直流母線間に接続され上記コンバータ回路の出力を平滑する平滑コンデンサと、
    上記インバータ回路の上記直流コンデンサの電圧を設定された電圧指令値に追従させ、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させ、上記交流電源からの電流である入力電流の力率が１となるように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する制御回路とを備え、
    上記制御回路は、
    上記交流電源のゼロクロス位相を含む期間で上記コンバータ回路の上記交流端子間を継続的に短絡させて上記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡期間と、上記コンバータ回路の直流出力を継続して上記平滑コンデンサに出力する開放期間とを有して上記インバータ回路の上記直流コンデンサの電圧を設定された電圧指令値に追従させると共に、上記短絡期間および上記開放期間において上記インバータ回路をＰＷＭ制御し、
    上記直流コンデンサの電圧に応じて上記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間を設け、上記インバータ回路のＰＷＭ制御と上記コンバータ回路のＰＷＭ制御とを切り替えて上記入力電流の力率が１になるように制御する電力変換装置。
  2. 上記制御回路は、上記インバータ回路の上記直流コンデンサの電圧が、上記短絡期間では交流電源電圧の大きさ以上であり、上記開放期間では上記平滑コンデンサの電圧と上記交流電源電圧の大きさとの差分以上であるように、上記短絡期間および上記開放期間を決定する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 上記制御回路は、上記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間に上記インバータ回路の交流側出力電圧を０に制御し、上記短絡期間と上記開放期間とを合わせて上記インバータ回路の上記直流コンデンサの充放電量をほぼ０にする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 上記制御回路は、上記コンバータ回路をＰＷＭ制御する期間に、上記インバータ回路を上記交流電源電圧と逆極性の電圧を交流側に継続して出力させ、上記短絡期間、上記開放期間および上記コンバータ回路のＰＷＭ制御期間を合わせた１周期で、上記インバータ回路の上記直流コンデンサの充放電量をほぼ０にする請求項１または２に記載の電力変換装置。
  5. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生機能を備え、該回生時には上記入力電流の力率が（−１）となるように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項１または２に記載の電力変換装置。
  6. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生機能を備え、該回生時には上記入力電流の力率が（−１）となるように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項３に記載の電力変換装置。
  7. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサからの電力を上記交流電源に回生する回生機能を備え、該回生時には上記入力電流の力率が（−１）となるように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項４に記載の電力変換装置。
  8. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において充電し、上記平滑コンデンサからの電力回生時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において放電するように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項５に記載の電力変換装置。
  9. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において充電し、上記平滑コンデンサからの電力回生時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において放電するように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 上記制御回路は、上記平滑コンデンサへ電力を出力する力行時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において充電し、上記平滑コンデンサからの電力回生時では、上記インバータ回路の上記直流コンデンサを上記短絡期間において放電するように、上記インバータ回路および上記コンバータ回路を制御する請求項７に記載の電力変換装置。
JP2013532476A 2011-09-08 2012-05-22 電力変換装置 Expired - Fee Related JP5631499B2 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013532476A JP5631499B2 (ja) 2011-09-08 2012-05-22 電力変換装置

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2011195537 2011-09-08
JP2011195537 2011-09-08
PCT/JP2012/063015 WO2013035383A1 (ja) 2011-09-08 2012-05-22 電力変換装置
JP2013532476A JP5631499B2 (ja) 2011-09-08 2012-05-22 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP5631499B2 true JP5631499B2 (ja) 2014-11-26
JPWO2013035383A1 JPWO2013035383A1 (ja) 2015-03-23

Family

ID=47831848

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2013532476A Expired - Fee Related JP5631499B2 (ja) 2011-09-08 2012-05-22 電力変換装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9401655B2 (ja)
JP (1) JP5631499B2 (ja)
CN (1) CN103782500B (ja)
DE (1) DE112012003766T5 (ja)
WO (1) WO2013035383A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017085691A (ja) * 2015-10-23 2017-05-18 三菱電機株式会社 電力変換装置

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6129650B2 (ja) * 2013-06-06 2017-05-17 株式会社東芝 車両用電力変換装置
JP6651858B2 (ja) * 2016-01-12 2020-02-19 住友電気工業株式会社 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
JP6129450B1 (ja) * 2016-02-08 2017-05-17 三菱電機株式会社 電力変換装置
WO2017138176A1 (ja) * 2016-02-08 2017-08-17 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN110809854B (zh) * 2017-07-07 2021-04-09 三菱电机株式会社 交流直流变换装置、电动机驱动控制装置、送风机、压缩机以及空调机
JP6911677B2 (ja) * 2017-09-27 2021-07-28 富士電機株式会社 交流−直流変換装置
US11539292B2 (en) * 2018-02-16 2022-12-27 Mitsubishi Electric Corporation Power converter control device with feedforward
EP3797466A1 (en) 2018-06-01 2021-03-31 Futurewei Technologies, Inc. Multilevel switched-capacitor ac-dc rectifier for wireless charging with power regulation
WO2021240657A1 (ja) 2020-05-26 2021-12-02 三菱電機株式会社 電力変換装置、モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機
JP7130024B2 (ja) * 2020-11-12 2022-09-02 三菱電機株式会社 電力変換装置
US20230336092A1 (en) * 2020-12-23 2023-10-19 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
US11424692B2 (en) * 2020-12-23 2022-08-23 Hamilton Sundstrand Corporation Multi-level single-phase AC-to-DC converter

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007282442A (ja) * 2006-04-11 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd 交直変換回路
JP2009095160A (ja) * 2007-10-10 2009-04-30 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2010063326A (ja) * 2008-09-08 2010-03-18 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
WO2010113218A1 (ja) * 2009-04-01 2010-10-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2011114972A (ja) * 2009-11-27 2011-06-09 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4468840B2 (ja) * 2005-02-25 2010-05-26 三菱電機株式会社 電力変換装置
EP2357720B1 (en) * 2008-12-12 2017-12-06 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
CN102918758B (zh) 2010-05-28 2015-03-18 三菱电机株式会社 电力变换装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007282442A (ja) * 2006-04-11 2007-10-25 Fuji Electric Systems Co Ltd 交直変換回路
JP2009095160A (ja) * 2007-10-10 2009-04-30 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
JP2010063326A (ja) * 2008-09-08 2010-03-18 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置
WO2010113218A1 (ja) * 2009-04-01 2010-10-07 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP2011114972A (ja) * 2009-11-27 2011-06-09 Mitsubishi Electric Corp 電力変換装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2017085691A (ja) * 2015-10-23 2017-05-18 三菱電機株式会社 電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN103782500A (zh) 2014-05-07
WO2013035383A1 (ja) 2013-03-14
JPWO2013035383A1 (ja) 2015-03-23
DE112012003766T5 (de) 2014-09-18
US20140233279A1 (en) 2014-08-21
US9401655B2 (en) 2016-07-26
CN103782500B (zh) 2017-03-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5631499B2 (ja) 電力変換装置
JP5400961B2 (ja) 電力変換装置
JP4958715B2 (ja) 電力変換装置
JP5575235B2 (ja) 電力変換装置
JP5254357B2 (ja) 電力変換装置
JP6062058B2 (ja) 電力変換装置
JPWO2013069326A1 (ja) 電力変換装置
JP5415387B2 (ja) 電力変換装置
WO2010113218A1 (ja) 電力変換装置
JP6223609B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP5523508B2 (ja) 電力変換装置
JP5043585B2 (ja) 電力変換装置
JP5950970B2 (ja) 電力変換装置
JP5400956B2 (ja) 電力変換装置
JP2011229347A (ja) 電力変換装置
JP5748804B2 (ja) 電力変換装置
JP5546605B2 (ja) 電力変換装置
CN107431445A (zh) 直流/交流系统互连装置及交流/交流系统互连装置
JP5400955B2 (ja) 電力変換装置
JP2017085691A (ja) 電力変換装置
JP5523499B2 (ja) 電力変換装置

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20140909

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20141007

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 5631499

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees