JP6651858B2 - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、双方に電力を変換する電力変換装置及び該電力変換装置の制御方法に関する。
プラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ：Plugin Hybrid Electric Vehicle）及び電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）には、車載充電器（例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ）が搭載され、電力系統（ＡＣ側）から車載高圧バッテリ（ＤＣ側）を充電することができる。一方で、車載高圧バッテリを家庭用電源（Ｖ２Ｈ：Vehicle to Home）として、あるいは電力系統の安定化のためのバッファ（Ｖ２Ｇ：Vehicle to Grid）として利用するという期待が高まっている。そのためには、双方向に電力を変換することができる双方向充電器が必要となる。
このような双方向充電器は、充電時にはＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有し交流を直流に変換するとともに、放電時には直流を交流に変換するインバータ機能を有する交直変換回路、及びＤＣ／ＤＣコンバータなどを備える。また、交直変換回路の交流側には、系統電源（商用電源）のノイズを除去するためのノイズフィルタ回路が設けられている（特許文献１参照）。
特開２０１３−２４７８１７号公報
しかし、特許文献１のシステムにあっては、ノイズフィルタ回路は、系統電源からのノイズ（コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズ）を除去するため、電源線間及び各電源線と接地側との間にキャパシタを接続している。このため、ノイズフィルタ回路内のキャパシタに分流する分流電流のため、交直変換回路に流れる電流の位相は、交流電圧の位相より進むため、力率を改善することができない。
本発明は、斯かる事情に鑑みてなされたものであり、力率を改善することができる電力変換装置及び該電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、インバータ動作及び力率改善動作が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備え、交流電圧のサイクル全体で前記双方向変換回路の交流側から直流側に電力を伝送する電力変換装置であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記インバータ動作をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記力率改善動作をすべく制御する制御部を備え、該制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、インバータ動作及び力率改善動作が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備え、交流電圧のサイクル全体で前記双方向変換回路の交流側から直流側に電力を伝送する電力変換装置の制御方法であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記インバータ動作をすべく制御部が制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記力率改善動作をすべく前記制御部が制御し、前記制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
本発明によれば、力率を改善することができる。
本実施の形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電力変換装置の充電時の電圧・電流の一例を示す模式図である。 本実施の形態の双方向変換回路の系統電圧及び目標電流それぞれの位相関係に基づく動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ１での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ２での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ３での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ４での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電力変換装置の処理手順の一例を示すフローチャートである。
［本願発明の実施形態の説明］
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく制御する制御部を備え、該制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置の制御方法であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御部が制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく前記制御部が制御し、前記制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
制御部は、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で双方向変換回路が第１変換（直流を交流に変換する動作、いわゆるインバータ動作）をすべく制御し、双方向変換回路の交流側に交流電圧と逆極性の交流電流を流す。
制御部は、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で双方向変換回路が第２変換（交流を直流に変換する動作、いわゆるＰＦＣ動作）をすべく制御し、双方向変換回路の交流側に交流電圧と同極性の交流電流を流す。
例えば、交流電圧が正の半サイクルの場合、前段期間では負の交流電流を流し、後段期間では正の交流電流を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。同様に、交流電圧が負の半サイクルの場合、前段期間では正の交流電流を流し、後段期間では負の交流電流を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。
フィルタ回路のキャパシタに分流する分流電流の位相は、電力変換装置の充電動作時（例えば、系統電圧を直流に変換してバッテリを充電する動作時）及び放電動作時（例えば、バッテリの直流を交流に変換して系統へ供給する動作時）には、交流電圧の位相に対して略９０°進む。この分流電流の影響で双方向変換回路の交流側の交流電圧と双方向変換回路の交流側に流れる交流電流の位相はずれ、力率が低下する。そこで、交流電圧の各半サイクルの前段期間で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことにより、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善する（例えば、力率を１に近づける）ことができる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、前記双方向変換回路の交流側の電圧を検出する電圧検出部と、前記双方向変換回路の交流側の電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部で検出した電圧、前記電流検出部で検出した電流及び前記フィルタ回路のキャパシタに係る所定値に基づいて、前記フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値を設定する設定部とを備え、前記前段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値までの位相であり、前記後段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値より後の位相である。
電圧検出部は、双方向変換回路の交流側の電圧を検出する。電流検出部は、双方向変換回路の交流側の電流を検出する。
設定部は、電圧検出部で検出した電圧Ｖ、電流検出部で検出した電流Ｉ及びフィルタ回路のキャパシタに係る所定値Ｃに基づいて、フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値θを設定する。目標値θは、例えば、θ＝−arcsin（ωＣＶ／Ｉ）で算出することができる。ここで、所定値Ｃは、例えば、フィルタ回路のキャパシタの合成キャパシタンスであり、ωは交流電圧の角周波数（ω＝２πｆ）である。
前段期間は、各半サイクル内の目標値θまでの位相であり、後段期間は、各半サイクル内の目標値より後の位相である。例えば、交流電圧の正の半サイクルの位相を０°〜１８０°とし、負の半サイクルの位相を１８０°〜３６０°とする。交流電圧の正の半サイクルにおいて、前段期間は、位相が０°〜θまでの期間であり、後段期間は、位相がθ〜１８０°までの期間となる。また、交流電圧の負の半サイクルにおいて、前段期間は、位相が１８０°〜１８０°＋θまでの期間であり、後段期間は、位相が１８０°＋θ〜３６０°までの期間となる。
双方向変換回路の交流側の交流電圧又は交流電流が変化した場合でも、交流電圧の位相に対する交流電流の遅れ位相の目標値θを設定することができ、力率を改善することができる。また、双方向変換回路の交流側の交流電流が小さくなると、フィルタ回路に分流する分流電流による進み位相の影響を受けやすくなるが、交流電圧の各半サイクル内の目標値までの位相で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことができるので、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善することができる。
本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、前記双方向変換回路は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、該第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路と、各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとを備え、前記制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの前記前段期間で前記第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と前記第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記前段期間で前記第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と前記第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返すべく制御し、さらに、交流電圧の正の各半サイクルの前記後段期間で前記第２スイッチング素子をオンにする状態を繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記後段期間で前記第４スイッチング素子をオンにする状態を繰り返すべく制御する。
双方向変換回路は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路とを備える。すなわち、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までの４個のスイッチング素子によりブリッジ回路を構成してある。
制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの前段期間で第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前段期間で第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返して第１変換をすべく制御する。
さらに、制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの後段期間で第２スイッチング素子をオンにする状態を繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの後段期間で第４スイッチング素子をオンにする状態を繰り返して第２変換をすべく制御する。
すなわち、交流電圧の正の半サイクル内の前段期間では、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにし、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオフにする状態と、第４スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧と異なる極性の交流電流を流すことができる。
また、交流電圧の正の半サイクル内の後段期間では、第２スイッチング素子だけをオンにする状態と、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までのすべてをオフにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧と同じ極性の交流電流を流すことができる。
また、交流電圧の負の半サイクル内の前段期間では、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにし、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオフにする状態と、第２スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧と異なる極性の交流電流を流すことができる。
また、交流電圧の負の半サイクル内の後段期間では、第４スイッチング素子だけをオンにする状態と、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までのすべてをオフにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧と同じ極性の交流電流を流すことができる。
［本願発明の実施形態の詳細］
以下、本発明を実施の形態を示す図面に基づいて説明する。図１は本実施の形態の電力変換装置１の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電力変換装置１は、例えば、プラグインハイブリッド車又は電気自動車に搭載され、交流及び直流を双方向に交直変換する絶縁型の変換装置である。電力変換装置１は、フィルタ回路４、ＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有する双方向変換回路５、双方向ＤＣ−ＤＣ変換回路（例えば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）を構成する双方向変換回路６、変圧器７及び双方向変換回路８、各変換回路を構成する後述のスイッチング素子のオン／オフの制御を行う制御部９などを備える。制御部９は、設定部９１を備える。
双方向変換回路５は、変換回路としての機能を有し、直流を交流に変換する第１変換（いわゆるインバータ動作）及び交流を直流に変換する第２変換（いわゆるＰＦＣ動作）をすることが可能である。
双方向変換回路５は、第１スイッチング素子としてのトランジスタ５１、第２スイッチング素子としての５２を直列に接続した第１直列回路及び第３スイッチング素子としてのトランジスタ５３、第４スイッチング素子としての５４を直列に接続した第２直列回路それぞれを並列に接続した回路を有する。トランジスタ５１、５２、５３、５４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。また、トランジスタ５１、５２、５３、５４それぞれのコレクタ・エミッタ間には、ダイオード５５、５６、５７、５８が逆並列に接続（コレクタにカソードを接続し、エミッタにアノードを接続）してある。
トランジスタ５１のエミッタとトランジスタ５２のコレクタとの接続点には、コイルＬ１の一端を接続してあり、トランジスタ５３のエミッタとトランジスタ５４のコレクタとの接続点には、コイルＬ２の一端を接続してあり、コイルＬ１、Ｌ２の他端は、ノイズフィルタ４を介して、交流端子Ｔ１、Ｔ２に接続してある。また、コイルＬ１、Ｌ２の他端間には、キャパシタＣ１を接続してある。交流端子Ｔ１、Ｔ２には、商用電源などの系統電源２が接続される。
フィルタ回路４は、双方向変換回路５の交流側に設けられ、主に電源線間のノーマルモードノイズを除去するためのキャパシタ４２、４３、主に電源線のコモンモードノイズを除去するためのキャパシタ４４、４５、コイル４１などを備える。なお、フィルタ回路４の構成は、図１に示す例に限定されるものではない。
双方向変換回路５の交流側には、双方向変換回路５の交流側の交流電圧を検出する電圧検出部３１、双方向変換回路５の交流側の交流電流を検出する電流検出部３２を接続してある。電圧検出部３１は、検出した電圧を制御部９へ出力し、電流検出部３２は、検出した電流を制御部９へ出力する。なお、双方向変換回路５の交流側の交流電圧を系統電圧とも称する。
双方向変換回路６は、トランジスタ６１及びトランジスタ６２を直列に接続した第１直列回路、トランジスタ６３及びトランジスタ６４を直列に接続した第２直列回路を備え、第１直列回路と第２直列回路とを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとを接続し、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ６１、６３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ６２、６４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ６２、６４のエミッタは、双方向変換回路５のトランジスタ５２、５４のエミッタに接続してあり、トランジスタ６１、６３のコレクタは、双方向変換回路５のトランジスタ５１、５３のコレクタに接続してある。
トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点には、トランス７の他方側を接続してある。また、各トランジスタ６１、６２、６３、６４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード６５、６６、６７、６８を逆並列に接続してある。
双方向変換回路６の双方向変換回路５側には、キャパシタＣ２を接続してある。すなわち、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６２のエミッタ間に、キャパシタＣ２を接続してある。
制御部９は、各トランジスタ６１、６２、６３、６４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ６１、６２、６３、６４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
双方向変換回路８は、トランジスタ８１及びトランジスタ８２を直列に接続した第１直列回路、トランジスタ８３及びトランジスタ８４を直列に接続した第２直列回路を備え、第１直列回路と第２直列回路とを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとを接続し、トランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ８１、８３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ８２、８４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ８２、８４のエミッタは、直流端子Ｔ４に接続してある。
トランジスタ８１、８３のコレクタには、インダクタＬ３の一端を接続してあり、インダクダＬ３の他端は直流端子Ｔ３に接続してある。直流端子Ｔ３、Ｔ４間にはキャパシタＣ３を接続してある。直流端子Ｔ３、Ｔ４間には、バッテリ３が接続してある。
トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとの接続点には、トランス７の一方側を接続してある。また、各トランジスタ８１、８２、８３、８４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード８５、８６、８７、８８を逆並列に接続してある。
制御部９は、各トランジスタ８１、８２、８３、８４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ８１、８２、８３、８４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
充電時には、交流端子Ｔ１、Ｔ２間に印加された系統電源２からの交流が双方向変換回路５により力率改善されるとともに直流に変換され、変換された直流は双方向変換回路６により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路８により整流されてバッテリ３を充電する。
放電時には、バッテリ３からの直流が双方向変換回路８により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路６により整流されて直流に変換され、変換された直流は、双方向変換回路５により交流に変換されて、交流を出力する。
次に、本実施の形態の電力変換装置１、特に双方向変換回路５の動作について説明する。なお、以下では、電力変換装置１の充電時の動作について説明するが、放電時の動作についても同様である。
図２は本実施の形態の電力変換装置１の充電時の電圧・電流の一例を示す模式図である。図２Ａは、仮にフィルタ回路４を具備しないとしたときの、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の交流電圧Ｖａｃ、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉａｃを示す。図２Ａに示すように、双方向変換回路５のＰＦＣ動作により、交流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃそれぞれの位相は一致し、力率は１又は１に近い値となる。電力変換装置１を、交流端子Ｔ１、Ｔ２から見たインピーダンスは、単純な抵抗成分だけでなく、インダクタンスやキャパシタンスが含まれる。このため、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧波形と電流波形の位相がずれる。ＰＦＣ動作は、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる電流波形が交流端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧波形と同位相で変化するように電流を制御するものである。なお、ＰＦＣ動作は、高調波電流を低減する働きも有する。
図２Ｂは、フィルタ回路４を接続した場合の、フィルタ回路４内のキャパシタを介して分流する分流電流Ｉｃと、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の交流電圧Ｖａｃとの位相関係を示す。フィルタ回路４のキャパシタ４２、４３、４４、４５を合成したキャパシタＣで表し、コイル４１のインダクタンスを無視することができるとすると、分流電流Ｉｃの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して９０°進むことになる。コイル４１のインダクタンスを考慮するとしても、分流電流Ｉｃの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して略９０°進むことになる。
図２Ｃに示すように、フィルタ回路４が接続された場合には、双方向変換回路５でＰＦＣ動作を行ったとしても、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉｉｎの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して進むことになり、交流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃそれぞれの位相はずれ、力率が低下する。
そこで、図２Ｄに示すように、フィルタ回路４で分流する分流電流Ｉｃによる進み位相を相殺して、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉｉｎの位相が交流電圧Ｖａｃの位相と一致するように、交流電圧Ｖａｃの位相に対して遅れ位相の目標電流Ｉｔｇを双方向変換回路５の交流側に流す。すなわち、交流電圧Ｖａｃの位相に対して遅れ位相の目標電流Ｉｔｇを流すことにより、交流電圧Ｖａｃの位相に対して進み位相の交流電流Ｉｉｎが、交流電流Ｉａｃのように交流電圧Ｖａｃの位相に一致する。これにより、電力変換装置１の力率を１にする、又は１に近づけることができる。
ここで、双方向変換回路５をＰＦＣ動作させた場合でも、双方向変換回路５の交流側の交流電圧Ｖａｃと目標電流Ｉｔｇとが同一極性であれば、ＰＦＣ動作で所要の波高値の電流を流すことができるが、交流電圧（系統電圧）Ｖａｃと目標電流Ｉｔｇとが逆極性の期間（図２Ｄの模様を付した期間）では、実際に電流を流すことができない。そこで、本実施の形態の電力変換装置１では、以下のような動作をさせる。
図３は本実施の形態の双方向変換回路５の系統電圧及び目標電流それぞれの位相関係に基づく動作の一例を示す説明図である。図３において、系統電圧は、双方向変換回路５の交流側の交流電圧であり、目標電流は、双方向変換回路５の交流側に流れる交流電流である。図３に示すように、系統電圧（交流電圧）及び目標電流それぞれの位相関係に基づいて、系統電圧の１サイクル内を４つの期間Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に区分している。目標電流の位相は、系統電圧の位相に対して期間Ｄ１又はＤ３に相当する分だけ遅れている。すなわち、目標電流の遅れ位相の目標値θは、期間Ｄ１又はＤ３に相当する位相となる。
期間Ｄ１は、系統電圧の正の半サイクル内の前段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°〜３６０°とすると、前段期間は、位相が０°〜θまでの期間である。期間Ｄ１では、系統電圧が正となり、目標電流が負となり、系統電圧と目標電流とは逆極性となる。期間Ｄ１では後述の動作Ｐ１（第１変換、インバータ動作）を行う。
期間Ｄ２は、系統電圧の正の半サイクル内の後段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°〜３６０°とすると、後段期間は、位相がθ〜１８０°までの期間である。期間Ｄ２では、系統電圧が正となり、目標電流が正となり、系統電圧と目標電流とは同極性となる。期間Ｄ２では後述の動作Ｐ２（第２変換、ＰＦＣ動作）を行う。
期間Ｄ３は、系統電圧の負の半サイクル内の前段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°〜３６０°とすると、前段期間は、位相が１８０°〜１８０°＋θまでの期間である。期間Ｄ３では、系統電圧が負となり、目標電流が正となり、系統電圧と目標電流とは逆極性となる。期間Ｄ３では後述の動作Ｐ３（第１変換、インバータ動作）を行う。
期間Ｄ４は、系統電圧の負の半サイクル内の後段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°〜３６０°とすると、後段期間は、位相が１８０°＋θ〜３６０°までの期間である。期間Ｄ４では、系統電圧が負となり、目標電流が負となり、系統電圧と目標電流とは同極性となる。期間Ｄ４では後述の動作Ｐ４（第２変換、ＰＦＣ動作）を行う。
すなわち、制御部９は、交流電圧（系統電圧）の各半サイクル内の前段期間で双方向変換回路５が第１変換（直流を交流に変換する動作、いわゆるインバータ動作）をすべく制御し、双方向変換回路５の交流側に交流電圧と逆極性の交流電流（図３の目標電流）を流す。
また、制御部９は、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で双方向変換回路５が第２変換（交流を直流に変換する動作、いわゆるＰＦＣ動作）をすべく制御し、双方向変換回路５の交流側に交流電圧と同極性の交流電流（図３の目標電流）を流す。
例えば、交流電圧が正の半サイクルの場合、前段期間では負の交流電流を流し、後段期間では正の交流電流（図３の目標電流）を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間（図３の期間Ｄ１）に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。同様に、交流電圧が負の半サイクルの場合、前段期間では正の交流電流を流し、後段期間では負の交流電流（図３の目標電流）を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間（図３の期間Ｄ３）に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。
フィルタ回路４のキャパシタに分流する分流電流の位相は、電力変換装置１の充電動作時（例えば、系統電圧を直流に変換してバッテリ３を充電する動作時）及び放電動作時（例えば、バッテリ３の直流を交流に変換して系統へ供給する動作時）には、交流電圧の位相に対して略９０°進む。この分流電流の影響で双方向変換回路５の交流側の交流電圧と双方向変換回路５の交流側に流れる交流電流の位相はずれ、力率が低下する。そこで、交流電圧の各半サイクルの前段期間で交流電圧の極性と逆極性の交流電流（目標電流）を流すことにより、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置１に流れる交流電流（交流端子Ｔ１、Ｔ２に流れる交流電流）の位相とを一致させて、力率を改善する（例えば、力率を１に近づける）ことができる。
設定部９１は、電圧検出部３１で検出した交流電圧Ｖａｃの波高値Ｖ、電流検出部３２で検出した交流電流（目標電流）Ｉｔｇの波高値Ｉ及びフィルタ回路４のキャパシタに係る所定値Ｃに基づいて、フィルタ回路４で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値θを設定する。
目標値θは、例えば、θ＝−arcsin（ωＣＶ／Ｉ）で算出することができる。ここで、所定値Ｃは、例えば、フィルタ回路のキャパシタの合成キャパシタンスであり、ωは交流電圧の角周波数（ω＝２πｆ）である。
双方向変換回路５の交流側の交流電圧又は交流電流が変化した場合でも、交流電圧の位相に対する交流電流の遅れ位相の目標値θを設定することができ、力率を改善することができる。また、双方向変換回路５の交流側の交流電流が小さくなると、フィルタ回路４に分流する分流電流による進み位相の影響を受けやすくなるが、交流電圧の各半サイクル内の目標値までの位相で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことができるので、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置１に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善することができる。
次に、各期間Ｄ１〜Ｄ４での動作の詳細について説明する。図４は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ１での動作の一例を示す説明図である。図４に示すように、制御部９は、期間Ｄ１（交流電圧の正の各半サイクルの前段期間）でトランジスタ５１、５４をオンにし、トランジスタ５２、５３をオフにする状態（図４の上段の図）と、トランジスタ５４だけをオンにする状態（図４の下段の図）とを繰り返す。
図４の上段の図に示す状態では、双方向変換回路５の直流側の正側から目標電流Ｉｔｇがトランジスタ５１、インダクタＬ１、インダクタＬ２、トランジスタ５４を経由して流れる。また、図４の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、インダクタＬ２、トランジスタ５４、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと異なる極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
図５は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ２での動作の一例を示す説明図である。図５に示すように、制御部９は、期間Ｄ２（交流電圧の正の各半サイクルの後段期間）でトランジスタ５１〜５４をすべてオフにする状態（図５の上段の図）と、トランジスタ５２だけをオンにする状態（図５の下段の図）とを繰り返す。
図５の上段の図に示す状態では、インダクタＬ１、トランジスタ５１に逆並列に接続されたダイオード（５５）、双方向変換回路５の直流側、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して目標電流Ｉｔｇが流れる。また、図５の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、トランジスタ５２、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと同一極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
図６は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ３での動作の一例を示す説明図である。図６に示すように、制御部９は、期間Ｄ３（交流電圧の負の各半サイクルの前段期間）でトランジスタ５２、５３をオンにし、トランジスタ５１、５４をオフにする状態（図６の上段の図）と、トランジスタ５２だけをオンにする状態（図６の下段の図）とを繰り返す。
図６の上段の図に示す状態では、双方向変換回路５の直流側の正側から目標電流Ｉｔｇがトランジスタ５３、インダクタＬ２、インダクタＬ１、トランジスタ５２を経由して流れる。また、図６の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、トランジスタ５２、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと異なる極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
図７は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ４での動作の一例を示す説明図である。図７に示すように、制御部９は、期間Ｄ４（交流電圧の負の各半サイクルの後段期間）でトランジスタ５１〜５４をすべてオフにする状態（図７の上段の図）と、トランジスタ５４だけをオンにする状態（図７の下段の図）とを繰り返す。
図７の上段の図に示す状態では、インダクタＬ２、トランジスタ５３に逆並列に接続されたダイオード（５７）、双方向変換回路５の直流側、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）、インダクタＬ２を経由して目標電流Ｉｔｇが流れる。また、図７の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ２、トランジスタ５４、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと同一極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
図８は本実施の形態の電力変換装置１の処理手順の一例を示すフローチャートである。図８は電力変換装置１の充電動作時の処理手順を示すが、放電動作時も同様に、本実施の形態を適用することができる。以下では便宜上、処理の主体を制御部９として説明する。
制御部９は、充電動作であるか否かを判定し（Ｓ１１）、充電動作でない場合（Ｓ１１でＮＯ）、ステップＳ１１の処理を続ける。充電動作である場合（Ｓ１１でＹＥＳ）、制御部９は、交流電圧（系統電圧）を検出し（Ｓ１２）、交流電流を検出する（Ｓ１３）。なお、交流電圧は電圧検出部３１により検出することができ、交流電流は電流検出部３２で検出することができる。
制御部９は、目標電流Ｉｔｇの遅れ位相の目標値θを設定し（Ｓ１４）、交流電圧の各半サイクルで現在の位相が目標値θより前の位相であるか否かを判定する（Ｓ１５）。現在の位相が目標値θより前の位相である場合（Ｓ１５でＹＥＳ）、制御部９は、双方向変換回路５をインバータ動作（第１変換）させ（Ｓ１６）、後述のステップＳ１８を行う。
現在の位相が目標値θより前の位相でない場合（Ｓ１５でＮＯ）、制御部９は、双方向変換回路５をＰＦＣ動作（第２変換）させ（Ｓ１７）、後述のステップＳ１８を行う。制御部９は、処理を終了するか否かを判定し（Ｓ１８）、処理を終了しない場合（Ｓ１８でＮＯ）、ステップＳ１２以降の処理を行い、処理を終了する場合（Ｓ１８でＹＥＳ）、処理を終了する。
上述のように、本実施の形態によれば、キャパシタを有するフィルタ回路が双方向変換回路５の交流側に設けられている場合でも、フィルタ回路に分流する分流電流による進み位相を相殺して、力率を１にする、又は１に近づけることができる。
上述の実施の形態では、電力変換装置１が充電動作を行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電力変換装置１が放電動作を行う場合にも本実施の形態を適用することができる。すなわち、電力変換装置１が放電動作を行う場合には、図３に示す期間Ｄ１では、図６に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ２では、図７に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ３では、図４に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ４では、図５に示す動作を行うようにすればよい。
本実施の形態の双方向変換回路６、８の回路構成は、図１に例示した回路構成に限定されるものではなく、他の回路構成で実現することもできる。
以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。
４ フィルタ回路
５、６、８ 双方向変換回路
７ トランス
９ 制御部
４１ コイル
４２、４３、４４、４５キャパシタ
５１、５２、５３、５４ トランジスタ
５５、５６、５７、５８ ダイオード
６１、６２、６３、６４、８１、８２、８３、８４ トランジスタ
６５、６６、６７、６８、８５、８６、８７、８８ ダイオード
９１ 設定部
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３ インダクタ

Claims (4)

  1. インバータ動作及び力率改善動作が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備え、交流電圧のサイクル全体で前記双方向変換回路の交流側から直流側に電力を伝送する電力変換装置であって、
    交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記インバータ動作をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記力率改善動作をすべく制御する制御部を備え、
    該制御部は、
    前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する電力変換装置。
  2. 前記双方向変換回路の交流側の電圧を検出する電圧検出部と、
    前記双方向変換回路の交流側の電流を検出する電流検出部と、
    前記電圧検出部で検出した電圧、前記電流検出部で検出した電流及び前記フィルタ回路のキャパシタに係る所定値に基づいて、前記フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値を設定する設定部と
    を備え、
    前記前段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値までの位相であり、
    前記後段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値より後の位相である請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記双方向変換回路は、
    第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、
    該第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路と、
    各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードと
    を備え、
    前記制御部は、
    交流電圧の正の各半サイクルの前記前段期間で前記第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と前記第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記前段期間で前記第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と前記第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返すべく制御し、
    さらに、交流電圧の正の各半サイクルの前記後段期間で前記第１スイッチング素子から前記第４スイッチング素子を全てオフにする状態と前記第２スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記後段期間で前記第１スイッチング素子から前記第４スイッチング素子を全てオフにする状態と前記第４スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返すべく制御する請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. インバータ動作及び力率改善動作が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備え、交流電圧のサイクル全体で前記双方向変換回路の交流側から直流側に電力を伝送する電力変換装置の制御方法であって、
    交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記インバータ動作をすべく制御部が制御し、
    交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記力率改善動作をすべく前記制御部が制御し、
    前記制御部は、
    前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する電力変換装置の制御方法。
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