JP2009027815A - 系統連系コンバータ装置 - Google Patents
系統連系コンバータ装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2009027815A JP2009027815A JP2007187309A JP2007187309A JP2009027815A JP 2009027815 A JP2009027815 A JP 2009027815A JP 2007187309 A JP2007187309 A JP 2007187309A JP 2007187309 A JP2007187309 A JP 2007187309A JP 2009027815 A JP2009027815 A JP 2009027815A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power
- switching
- converter
- switching element
- arm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上させる。
【解決手段】力行時には、アーム上段のスイッチング素子がOFF状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子は周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようコンバータを制御する一方、回生時には、アーム上段のスイッチング素子は系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子がONされ、反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようにコンバータを制御する。これにより、直流側での損失を低減すると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができ、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
【選択図】図5
【解決手段】力行時には、アーム上段のスイッチング素子がOFF状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子は周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようコンバータを制御する一方、回生時には、アーム上段のスイッチング素子は系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子がONされ、反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するようにコンバータを制御する。これにより、直流側での損失を低減すると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができ、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
【選択図】図5
Description
本発明は、直流電力及び交流電力を系統に連系して相互に変換する系統連系コンバータ装置に関する。
従来から、太陽光発電装置や風力発電装置等で発電し、商用電源に電力を回生するパワーコンディショナー等の系統連系電力変換装置が製品化されている。例えば、特許文献1には、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列接続したフルブリッジ構成のインバータからなる系統連系インバータ装置が提案されている。
特許文献1のインバータ装置は、一方のアームは低オン電圧且つスイッチング速度の速いスイッチング素子を用いて、数十kHz程度以下の高周波スイッチングにより系統電圧に対応する正弦波電流への波形変換を行い、他方のアームは高周波用に比べてスイッチング速度が遅く且つ低オン電圧のスイッチング素子を用いて、系統電圧の極性に対応して出力電流の極性を切り換えるようにしている。
特開2000−152661号公報
特許文献1の技術におけるスイッチングの特徴は、一方のアームのスイッチング素子を通常のスイッチング動作とし、他方のアームのスイッチング素子は、電源電圧の極性に応じて切り替えるものであり、このような構成にすることで、他方のアームにおけるスイッチング損失を減らすことができる。
しかしながら、特許文献1に開示されているような従来の技術では、太陽電池、燃料電池等の直流電力を系統に連系し、直流電力を交流電力に回生することのみが検討されており、交流電力を直流電力に変換することや、直流側に接続されたコンデンサや二次電池等の蓄電装置の特性を考慮した制御については、考慮がなされていない。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において、電力変換効率に優れる系統連系コンバータ装置を提供することを目的としている。
上記目的を達成するため、本発明による第1の系統連系コンバータ装置は、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子のみをスイッチング動作させ、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
本発明による第2の系統連系コンバータ装置は、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの下段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
本発明による第3の系統連系コンバータ装置は、2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、直流電力から交流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がマイナス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの上段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部とを備えることを特徴とする。
本発明によれば、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図1〜図9は本発明の実施の第1形態に係り、図1は系統連系コンバータ装置の構成図、図2はコントローラの制御ブロック図、図3は電流指令生成部のブロック図、図4は電力指令値演算のフローチャート、図5はコンバータの制御パターンを示す説明図、図6は力行時のスイッチングパターンを示す波形図、図7は力行時の各部波形を示す波形図、図8は回生時のスイッチングパターンを示す波形図、図9は回生時の各部波形を示す波形図である。
図1に示す系統連系コンバータ装置1は、スイッチング素子を適切に制御することにより、交流電力を直流電力に変換する変換動作と直流電力から交流電力に変換する変換動作とを切換えるものである。本実施の形態においては、直流の電力機器50と単相交流の系統交流電源100との間で、系統連系コンバータ装置1が双方向の電力変換動作を行う例について説明する。
尚、以下では、交流電力から直流電力への変換を「力行」、直流電力から交流電力への変換を「回生」と記載する。
系統連系コンバータ装置1は、直流電圧を平滑してリップルの少ない安定な直流電圧を維持するための蓄電装置2、交流電力と直流電力との双方向変換を行うコンバータ3、系統交流電源100の交流電圧Vacに対する高周波ノイズを除去するフィルタ4、コンバータ3を駆動する駆動回路10、及び駆動回路10を介してコンバータ3を制御する制御部としてのコントローラ20を主として構成されている。蓄電装置2に接続される電力機器50は、例えば電気自動車用充電器等であり、本形態においては、電力機器50とコントローラ20とが相互通信可能に接続される。
蓄電装置2は、大容量電解コンデンサ等からなる平滑コンデンサ、鉛バッテリやリチウムイオンバッテリ等の二次電池、電気二重層コンデンサ等を単独で或いは組み合わて構成されており、直流側に接続された電力機器50との電力の需給を安定化することができる。この蓄電装置2には、電圧センサ5が接続され、電圧センサ5によって検出された直流電圧がコントローラ20に入力される。
また、交流側のフィルタ4は、コンバータ3と系統交流電源100との間に直列に挿入されるリアクトル6及び並列に挿入されるコンデンサ7から構成されている。リアクトル6とコンデンサ7とを系統交流電源100に接続する電源ラインには、交流電流を検出する電流センサ8が設けられ、この電流センサ8による交流電流検出値がコントローラ20に入力される。また、同電源ラインには、系統交流電源100の交流電圧を検出する電圧センサ9が接続され、この電圧センサ9による交流電圧検出値もコントローラ20に入力される。
一方、交流電力と直流電力との双方向変換を行うコンバータ3は、パワーMOSFET等のスイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4を使用したフルブリッジ構成のHブリッジ型コンバータである。すなわち、コンバータ3は、スイッチング素子Q1,Q2を直列接続して構成されるアームと、スイッチング素子Q3,Q4を直列接続して構成されるアームとが並列に接続されている。
各アームの上段側のスイッチング素子Q1,Q3は、蓄電装置2のプラス側に接続され、各アームの下段側のスイッチング素子Q2,Q4は、蓄電装置2のマイナス側に接続されている。また、各アームの中間接続点P1(スイッチング素子Q1,Q2の接続点),P2(スイッチング素子Q3,Q4の接続点)は、フィルタ4を介して系統交流電源100に接続されている。更に、各スイッチング素子Q1〜Q4には、それぞれ、逆方向の環流用のダイオードD1,D2,D,3,D4が並列に接続されている。
ブリッジを構成する各スイッチング素子Q1〜Q4は、各アームの下段側のスイッチング素子Q2,Q4には、スイッチング速度が速く、且つオン電圧の低い(オン抵抗の低い)素子を用いる。一方、各アームの上段側のスイッチング素子Q1,Q3は、オン電圧は低いがアーム下段側のスイッチング素子Q2,Q4よりもスイッチング速度の遅い素子を用いることができ、変換効率を犠牲にすることなくコスト低減を図ることができる。
コントローラ20は、マイクロコンピュータを中心として、このマイクロコンピュータにインターフェースを介して各種制御回路を付加して構成されている。コントローラ20は、電圧センサ5,9からの直流電圧検出値、交流電圧検出値、電流センサ8からの交流電流検出値に基づいて、駆動回路10を介してコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4のON,OFFを制御し、交流電力と直流電力との間の力行動作と回生動作とを制御する。
コントローラ20によるコンバータ3の制御は、周知の三角波キャリア比較方式を基本としており、図2に示すように、電流指令生成部21、補償器22、三角波キャリア発生器23、ゲート信号生成部24によって示される機能構成を有している。また、電流指令生成部21の機能は、図3に示すように、電力指令値演算部25、PLL制御部26、正弦波演算部27、除算器28、乗算器29によって示すことができる。
電流指令生成部21は、電力機器50からの要求電力、直流電圧検出値、交流電圧検出値、充電状態等に基づいて電力指令値を演算して交流電流指令を生成し、交流電流指令と交流電流検出値との偏差を補償器22を通して出力する。そして、補償器22からの出力と三角波キャリア発生器23で発生する三角波キャリアとを比較し、その比較出力と電力指令値とに基づいて、ゲート信号生成部24でスイッチング素子Q1〜Q4を制御するためのゲート信号を生成する。
交流電流指令は、PWM制御により負荷が要求する線間電圧・周波数を制御するための制御指令であり、電力指令値演算部25で、電力機器50からの要求電力、蓄電装置2の充電状態、直流電圧検出値に基づいて電力指令値を演算し、この電力指令値と直流電圧とを除算器28を通して電流指令を出力する。また、交流電圧検出値からPLL制御部26を介して電源相電圧の周波数での位相θが出力され、この位相θに基づいて単位正弦波が正弦波演算部27で演算される。正弦波演算部27からの単位正弦波と電流指令は乗算器29で乗算され、交流電流指令が出力される。
電力変換の方向は、交流電流指令(電力指令値)の符号によって決定される。交流電流指令が+のとき、ゲート信号生成部24でコンバータ3を力行(交流電力から直流電力への変換)動作させるゲート信号が生成され、交流電流指令が−のとき、ゲート信号生成部24でコンバータ3を回生(直流電力から交流電力への変換)動作させるゲート信号が生成される。
コントローラ20は、電力機器50から電力要求が送信されたとき、この電力要求を受信して電力指令値を演算し、演算した電力指令値に従ってコンバータ3を動作させる。この電力指令値の演算は、図4のフローチャートに示すように、蓄電装置2の充電状態に応じて実行される。
すなわち、コントローラ20は、電力機器50から電力要求を受信すると、先ず、最初のステップS1,S2で、蓄電装置2の充電状態が設定値SET1以上、且つ設定値SET2(SET2>SET1)未満の設定範囲内にあるか否かを調べる。そして、蓄電装置2の充電状態が設定範囲内にある場合、ステップS3で要求電力が設定値SET3以下か否かを調べ、要求電力が設定値SET3以下の場合には、ステップS5へ進んで、電力指令を0としてコンバータ3の作動を停止させる。
一方、ステップS1,S2において充電状態が設定範囲内でない場合、或いは、ステップS3において要求電力が設定値SET3を超えている場合には、ステップS4へ進んで電力指令値が要求電力となるよう演算し、演算した電力指令値から交流電流指令を生成してコンバータ3を動作させる。交流電流指令が+のときには、蓄電装置2の充電及び電力機器50への電力供給を行い、交流電流指令が−のときには、系統へ電力を回生することで蓄電装置2の充電状態を一定に保つ。
ここで、各設定値SET1〜SET3は、蓄電装置2やコンバータ3の効率に基づいて設定される。一般に、直流側の機器に電力を供給する場合、蓄電装置を介することなくコンバータから直接電力を供給した方がエネルギー効率は高いが、要求電力が小さい状態では、コンバータの変換効率は低い。従って、蓄電装置2の充電状態が設定値SET1〜SET2の範囲内にある場合には、コンバータ3を停止させることによりコンバータ3での損失を低減することができ、蓄電装置2の充電状態が設定値SET3を超えた場合、コンバータ3を動作させて直接機器に電力を供給することにより、効率向上を図ることができる。
以上の電力指令によるコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4は、図5に示す制御パターンに従って駆動される。尚、図5においては、ブリッジ構成のコンバータ3に対する制御パターンとして、本形態の制御パターンを図5(a)に示し、従来の制御パターンを図5(b)に示している。
これらの制御パターンにおいて、指令は、電力制御の指令値を意味し、符号+,−は、中間接続点P1における交流電源電圧の極性を意味する。また、SWはスイッチング動作を意味し、ONはスイッチング素子が常にオン状態であることを意味し、OFFはスイッチング素子が常にオフ状態であることを意味する。尚、電力指令値の代わりに、実効電流指令値を用いても良い。
図5(b)に示すように、従来の制御パターンでは、全てのスイッチング素子Q1〜Q4がスイッチング動作を行うのに対し、本形態による制御パターンでは、図5(a)に示すように、アーム上段側のスイッチング素子Q1,Q3は、交流電源電圧の極性及び電力指令値に応じてオン状態とオフ状態とが切り替えられ、アーム下段側のスイッチング素子Q2,Q4は、交流電源電圧の極性及び電力指令値に応じてスイッチング動作を行う。これにより、各アームの上段側のスイッチング素子の制御アルゴリズムを簡単化することができると共に、アーム上下の短絡を確実に防止することができ、装置の信頼性を向上させることができる。
次に、以上の制御パターンによるコンバータ3の動作について、図6〜図9に示す波形図を用いて説明する。
[力行動作]
力行動作時のコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4におけるスイッチングパターンは図6に示され、各部の波形は図7に示される。尚、図7(a)は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図7(b)は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
力行動作時のコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4におけるスイッチングパターンは図6に示され、各部の波形は図7に示される。尚、図7(a)は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図7(b)は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
従来の制御パターンによる力行動作では、全ての素子をスイッチング動作させており、図7(b)に示す波形から分かるように、直流電流が正負に振動している。これは、直流側に接続された平滑コンデンサや二次電池等の蓄電装置2において、充電と放電が行われることを意味している。この際、蓄電装置2を充電する時間比率の方が長いことから、直流側に接続された蓄電装置2が充電され電圧が上昇する。この力行動作時の蓄電装置2における充放電は、一般的に入力インピーダンスが高い蓄電装置2の損失が増大することを示している。
これに対し、本形態の制御パターンによる力行動作では、アーム上段のスイッチング素子Q1,Q3が常にOFF状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子Q2,Q4は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作する。
すなわち、中間接続点P1の極性が+の期間では、スイッチング素子Q2のみが唯一スイッチング動作し、スイッチング素子Q2がスイッチング動作のONのタイミングでダイオードD4を介してリアクトル6に蓄積されるエネルギーが、スイッチング素子Q2がスイッチング動作のOFFのタイミングでダイオードD1を介して直流側の蓄電装置2に放出される。また、中間接続点P1の極性が−の期間(中間接続点P2の極性が+の期間)では、スイッチング素子Q4のみが唯一スイッチング動作し、同様に、スイッチング素子Q4及びダイオードD2を介してリアクトル6に蓄積されるエネルギーがダイオードD3を介して直流側の蓄電装置2に放出される。
従って、本形態の制御パターンによる力行動作では、図7(a)に示すように、直流電流は一方向の+の極性のみの直流電流、すなわち蓄電装置2を充電する方向にのみ電流が流れ、蓄電装置2の損失を低減して交流電力を効率的に直流電力に変換することができると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができる。
また、従来の制御パターンでは全ての素子がスイッチング動作することから、スイッチング損失が大きくなるのに対し、本形態の制御パターンでは、同じ期間でスイッチングを行っている素子は1つの素子のみであり、スイッチング損失を低減することができる。
[回生動作]
回生動作時のコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4におけるスイッチングパターンは図8に示され、各部の波形は図9に示される。尚、図8(a)は、本形態の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示し、図8(b)は従来の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示している。また、図9(a)は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図9(b)は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
回生動作時のコンバータ3の各スイッチング素子Q1〜Q4におけるスイッチングパターンは図8に示され、各部の波形は図9に示される。尚、図8(a)は、本形態の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示し、図8(b)は従来の制御パターンによる各スイッチング素子のスイッチングパターンを示している。また、図9(a)は本形態の制御パターンによる各部の波形を示し、図9(b)は従来の制御パターンによる各部の波形を示している。
この回生動作においても、図8(b)に示すように、全ての素子がスイッチング素子をスイッチング動作させる従来の制御パターンでは、図9(b)に示すように、直流電流が正負に振動しており、直流側に接続された蓄電装置2から充電と放電が行われ、損失が発生する。
これに対し、本形態の制御パターンによる回生動作では、アーム上段のスイッチング素子Q1,Q3は、中間接続点の極性が+となる側のスイッチング素子がONされ、このONされたスイッチング素子が属するアームと反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するように制御される。
具体的には、図8(a)に示すように、回生動作時に中間接続点P1の極性が+のときには、この中間接続点P1側のアームの上段のスイッチング素子Q1がONされ、極性が+となる中間接続点P2側のアームの下段のスイッチングQ4がスイッチング動作する。また、中間接続点P1の極性が−のときには、この中間接続点P1側のアームの下段のスイッチングQ2がスイッチング動作し、極性が+となる中間接続点P2側のアームの上段のスイッチング素子Q3がONされる。
すなわち、直流側から交流側への回生は、直流側の電圧が交流側の電圧よりも高いことが前提であることから、中間接続点P1の極性が+の期間でスイッチング素子Q1をONに維持すると共に、スイッチング素子Q4をスイッチング動作させ、系統電源相に同期した電力を回生する。また、中間接続点P1の極性が−の期間(中間接続点P2の極性が+の期間)では、スイッチング素子Q3をONに維持すると共に、スイッチング素子Q2をスイッチング動作させることで、系統側に電力を回生する。
従って、図9(a)に示すように、回生動作には、−の極性の放電方向にのみ直流電流が流れ、入力インピーダンスが高い蓄電装置2の損失を低減して直流電力を効率的に系統交流電力に回生することができると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができる。また、同じ期間でスイッチングを行っている素子は1つの素子のみとなることから、スイッチング損失の低減を図ることができる。
この回生動作においては、アーム上段側のスイッチング素子の状態を切替える場合に、アーム下段側のスイッチング素子のスイッチング動作を一定期間停止させることから、各アームの上段側のスイッチング素子の制御アルゴリズムを簡単化すると共に、アーム上下の短絡を確実に防止することができ、装置の信頼性を向上することができる。
以上の力行/回生の双方向の電力変換を行うコンバータ3では、前述したように、アーム下側のスイッチング素子Q2,Q4として、スイッチング速度が速く且つオン電圧の低い素子を用いる。このスイッチング速度が速く且つオン電圧の低いスイッチング素子として、特に、シリコンカーバイド(SiC)素子を用いることにより、スイッチング損失を大幅に低減してスイッチング周波数を高めることが可能となり、交流電源の脈動をより効果的に低減することが可能となる。
さらに、低コスト化を図りつつ効率を向上させるためには、スイッチング素子と並列に接続される環流用のダイオードにSiC素子を用いるようにしても良い。全ての素子をSiC素子に置き換えるよりも低コストとしながらダイオードでの損失を低減することができ、電力変換効率に優れたコンバータ装置を構成することが可能となる。
このように本実施の形態においては、力行時には、アーム上段のスイッチング素子Q1,Q3が常にOFF状態に維持され、各アームの下段のスイッチング素子Q2,Q4は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子のみがスイッチング動作するよう制御される一方、回生時には、アーム上段のスイッチング素子Q1,Q3は、中間接続点の極性が+となる側のスイッチング素子がONされ、このONされたスイッチング素子が属するアームと反対側のアームの下段のスイッチング素子のみがスイッチング動作するように制御される。
これにより、電力指令値を変化させない限り、直流側の電流の方向を一方向のみに維持することができ、直流側に接続された蓄電装置2の損失を低減すると共に、スイッチングに起因して発生する交流電流の脈動を低減することができ、交流電力を直流電力に変換する動作及び直流電力を交流電力に変換する動作の双方において電力変換効率を向上することができる。
次に、本発明の実施の第2形態について説明する。図10及び図11は本発明の実施の第2形態に係り、図10はコンバータの制御パターンを示す説明図、図11は力行時のスイッチングパターンを示す波形図である。
第2形態は、力行動作における第1形態の制御パターン(図4参照)を若干変更し、変換効率の更なる向上を図るものである。
第1形態では、図5の制御パターンに従って、力行時にスイッチング素子Q2,Q4がオフ状態の場合、ダイオードD2,D4を通して電流が流れることになる。この図5に示す制御パターンとすることにより、スイッチングロスの低減や制御の簡単化を図ることができるが、第2形態では、図10に示すように、アーム上段のスイッチング素子Q1,Q3は、第1形態と同様、常にOFF状態に維持されるが、各アームの下段のスイッチング素子Q2,Q4は、周期的に切り替わる系統交流電圧の極性が+となる側のスイッチング素子がスイッチング動作すると共に、このスイッチング動作するスイッチング素子のアームと反対側のアームのスイッチング素子がON状態となる制御パターンとしている。
すなわち、図11に示すように、中間接続点P1の極性が−の期間では、スイッチング素子Q2がON状態に維持されてスイッチング素子Q4がスイッチング動作し、中間接続点P1の極性が+の期間では、スイッチング素子Q2がスイッチング動作し、スイッチング素子Q4がON状態に維持される。
この第2形態のパターンでは、第1形態でダイオードD2,D4の順方向に流れる電流が、ダイオードD2,D4に代わってスイッチング素子Q2,Q4を通して流れることになる。これは、同期整流の技術を適用したものであり、一般に、ダイオードの順方向電圧降下よりもMOSFET等のスイッチング素子の逆導通電圧降下の方が小さいことに着目したものである。
第1形態の制御パターンでは、ダイオードD2,D4に順方向電流が流れるとき、スイッチング素子Q2,Q4はOFF状態とされており、一般的なダイオードでは、略0.6V程度の電圧降下が生じ、流れる電流値に比例して電力損失が増加する。従って、第2形態では、スイッチング素子Q2,Q4に、ダイオードD2,D4よりも導通損失の少ないスイッチング素子を用いて、スイッチング素子Q2,Q4を、それぞれ、ダイオードD2,D4が順方向にバイアスされる期間でON状態とし、より電流が流れ易いスイッチング素子Q2,Q4に電流を流すことで、効率を改善することが可能となる。特に、スイッチング素子Q2,Q4としてSiC素子を用いる場合には、ON抵抗を極めて低くできるため、ダイオードに比較して大幅に損失を低減することができる。
このように、第2形態では、第1形態に対して、環流用のダイオードD2,D4が導通する期間でスイッチング素子Q2,Q4をON状態として、ダイオードD2,D4に代えてスイッチング素子Q2,Q4に電流を流すことにより、ダイオードでの電力損失を回避し、コンバータ全体の効率をより向上することができる。
1 系統連系コンバータ装置
2 蓄電装置
3 コンバータ
20 コントローラ
50 電力機器
100 系統交流電源
2 蓄電装置
3 コンバータ
20 コントローラ
50 電力機器
100 系統交流電源
Claims (8)
- 2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子のみをスイッチング動作させ、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。 - 2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、交流電力から直流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がプラス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの下段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。 - 2個のスイッチング素子を直列接続したアームを2つ並列に接続したフルブリッジ構成のコンバータと、
上記コンバータの各スイッチング素子を制御して系統交流電力と直流電力との間の双方向の変換動作を切り替え、直流電力から交流電力への変換動作時には、周期的に切り替わる交流電圧の極性がマイナス側となるアームの下段側のスイッチング素子をスイッチング動作させると共に反対側のアームの上段側のスイッチング素子をオン状態とし、他のスイッチング素子をオフ状態に制御する制御部と
を備えることを特徴とする系統連系コンバータ装置。 - 上記制御部は、上記コンバータを、各アームの直列に接続された2個のスイッチング素子が同時にオンになることを禁止する制御条件と共に、アーム上段側のスイッチング素子の状態を切替える場合に、アーム下段側のスイッチング素子のスイッチング動作を一定期間停止させることを特徴とする請求項3記載の系統連系コンバータ装置。
- 上記コンバータの各アームの下段側のスイッチング素子に、低オン電圧且つスイッチング速度の速い素子を使用し、各アームの上段側のスイッチング素子に、下段側のスイッチング素子と比較してスイッチング速度が遅く、且つ低オン電圧の素子を使用することを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の系統連系コンバータ装置。
- 上記コンバータの各アームの下段側のスイッチング素子と、各アームの各スイッチング素子に並列に接続される環流用のダイオードとの少なくとも一方に、シリコンカーバイトからなる素子を用いることを特徴とする請求項5記載の系統連系コンバータ装置。
- 上記制御部は、直流側に設けた蓄電装置の充電状態に応じて電力指令値を生成し、該電力指令値の極性及び交流電源の極性に対応して上記コンバータの各スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項1〜3の何れかに記載の系統連系コンバータ装置。
- 上記制御部は、上記蓄電装置の充電状態が第1の設定値と該第1の設定値よりも大きい第2の設定値との間にある状態において、上記蓄電装置に並列に接続された機器から電力の供給を要求された場合、上記コンバータの動作を停止させることを特徴とする請求項7記載の系統連系コンバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007187309A JP2009027815A (ja) | 2007-07-18 | 2007-07-18 | 系統連系コンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2007187309A JP2009027815A (ja) | 2007-07-18 | 2007-07-18 | 系統連系コンバータ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009027815A true JP2009027815A (ja) | 2009-02-05 |
Family
ID=40399093
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2007187309A Pending JP2009027815A (ja) | 2007-07-18 | 2007-07-18 | 系統連系コンバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2009027815A (ja) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2011050235A (ja) * | 2009-07-31 | 2011-03-10 | Daikin Industries Ltd | 電力変換装置 |
JP2011101456A (ja) * | 2009-11-04 | 2011-05-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2013236491A (ja) * | 2012-05-09 | 2013-11-21 | Sharp Corp | インバータ装置、電力変換装置、及び分散電源システム |
JP2016125772A (ja) * | 2015-01-05 | 2016-07-11 | 三菱重工業株式会社 | 液化ガス用冷却装置 |
JP2017038435A (ja) * | 2015-08-07 | 2017-02-16 | シャープ株式会社 | 電力変換装置 |
WO2017122519A1 (ja) * | 2016-01-12 | 2017-07-20 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
JP2017189071A (ja) * | 2016-04-08 | 2017-10-12 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換システム |
JP2019500840A (ja) * | 2015-12-18 | 2019-01-10 | ビーワイディー カンパニー リミテッド | 電気自動車、車載充電器およびその制御方法 |
JP2020068560A (ja) * | 2018-10-22 | 2020-04-30 | 株式会社Soken | Dc・ac変換装置の制御装置 |
CN111316558A (zh) * | 2017-11-14 | 2020-06-19 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000166242A (ja) * | 1998-11-20 | 2000-06-16 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
JP2002017087A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-18 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2003088130A (ja) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | バッテリ内蔵型電力変換装置 |
JP2004112954A (ja) * | 2002-09-20 | 2004-04-08 | Hitachi Home & Life Solutions Inc | 蓄電装置 |
JP2006158001A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
JP2006187147A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Hitachi Ltd | 双方向絶縁型dc−dcコンバータ |
-
2007
- 2007-07-18 JP JP2007187309A patent/JP2009027815A/ja active Pending
Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000166242A (ja) * | 1998-11-20 | 2000-06-16 | Sanken Electric Co Ltd | 直流電源装置 |
JP2002017087A (ja) * | 2000-06-30 | 2002-01-18 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | スイッチング電源 |
JP2003088130A (ja) * | 2001-09-07 | 2003-03-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | バッテリ内蔵型電力変換装置 |
JP2004112954A (ja) * | 2002-09-20 | 2004-04-08 | Hitachi Home & Life Solutions Inc | 蓄電装置 |
JP2006158001A (ja) * | 2004-11-25 | 2006-06-15 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
JP2006187147A (ja) * | 2004-12-28 | 2006-07-13 | Hitachi Ltd | 双方向絶縁型dc−dcコンバータ |
Cited By (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9071159B2 (en) | 2009-07-31 | 2015-06-30 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter |
JP2011050235A (ja) * | 2009-07-31 | 2011-03-10 | Daikin Industries Ltd | 電力変換装置 |
JP2011101456A (ja) * | 2009-11-04 | 2011-05-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電力変換装置 |
JP2013236491A (ja) * | 2012-05-09 | 2013-11-21 | Sharp Corp | インバータ装置、電力変換装置、及び分散電源システム |
JP2016125772A (ja) * | 2015-01-05 | 2016-07-11 | 三菱重工業株式会社 | 液化ガス用冷却装置 |
WO2016111188A1 (ja) * | 2015-01-05 | 2016-07-14 | 三菱重工業株式会社 | 液化ガス用冷却装置 |
US10571190B2 (en) | 2015-01-05 | 2020-02-25 | Mitsubishi Heavy Industries Thermal Systems, Ltd. | Liquefied gas cooling apparatus |
JP2017038435A (ja) * | 2015-08-07 | 2017-02-16 | シャープ株式会社 | 電力変換装置 |
JP2019500840A (ja) * | 2015-12-18 | 2019-01-10 | ビーワイディー カンパニー リミテッド | 電気自動車、車載充電器およびその制御方法 |
JP2017127072A (ja) * | 2016-01-12 | 2017-07-20 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
CN108604869A (zh) * | 2016-01-12 | 2018-09-28 | 住友电气工业株式会社 | 电力转换设备及用于电力转换设备的控制方法 |
US10523113B2 (en) | 2016-01-12 | 2019-12-31 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Power conversion apparatus and control method for power conversion apparatus |
WO2017122519A1 (ja) * | 2016-01-12 | 2017-07-20 | 住友電気工業株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
CN108604869B (zh) * | 2016-01-12 | 2021-09-10 | 住友电气工业株式会社 | 电力转换设备及用于电力转换设备的控制方法 |
JP2017189071A (ja) * | 2016-04-08 | 2017-10-12 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換システム |
CN111316558A (zh) * | 2017-11-14 | 2020-06-19 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
CN111316558B (zh) * | 2017-11-14 | 2023-04-11 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
JP2020068560A (ja) * | 2018-10-22 | 2020-04-30 | 株式会社Soken | Dc・ac変換装置の制御装置 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2009027815A (ja) | 系統連系コンバータ装置 | |
Grbovic et al. | The ultracapacitor-based regenerative controlled electric drives with power-smoothing capability | |
US7728562B2 (en) | Voltage link control of a DC-AC boost converter system | |
CN104205605B (zh) | 逆变器装置 | |
EP2892752B1 (en) | Controlling a modular converter | |
US7969039B2 (en) | Method of controlling fuel cell vehicle and method of controlling DC/DC converter apparatus | |
US8547716B2 (en) | Power converting apparatus, grid interconnection apparatus and grid interconnection system | |
JP5843624B2 (ja) | 系統連系用電力変換システム | |
JP4125855B2 (ja) | 蓄電池用充放電装置 | |
JP4489238B2 (ja) | 電動機制御装置 | |
US9203323B2 (en) | Very high efficiency uninterruptible power supply | |
WO2010073602A1 (ja) | Ac-dcコンバータ | |
Grbovic et al. | A three-terminal ultracapacitor-based energy storage and PFC device for regenerative controlled electric drives | |
WO2013000185A1 (zh) | 并网逆变装置 | |
CN109327158B (zh) | 一种集成功率解耦和升降压功能的电流型并网逆变装置 | |
JP2014007879A (ja) | 電力変換装置 | |
CN100377481C (zh) | 具有三相功率因数校正的集成变换装置 | |
TWI439008B (zh) | 雙向換流電路及電動載具驅動系統 | |
JP5931366B2 (ja) | 電力変換装置 | |
JP2007082317A (ja) | 電力システム | |
JP2011193704A (ja) | 直流−交流電力変換装置 | |
JP2011211797A (ja) | 昇圧型dc−dcコンバータ | |
KR101403868B1 (ko) | 정현파 펄스 폭 변조 승압 초퍼를 이용한 태양광 발전용 파워 컨디셔너 | |
KR20100034607A (ko) | 하이브리드 전력 공급 장치 | |
JP5400956B2 (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20100520 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120411 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120417 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20120807 |